KR100274284B1 - 경화 검사 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

경화 검사 장치에서 경화를 검사하는 방법은, 이 장치에 삽입된 경화(10)를 인덕터(104)가 생성한 발진 자계에 노출시키고, 경화(10)가 이 발진 자계에 있을 때 인덕터(104)의 리액턴스와 손실을 측정하고, 경화 부재시 인덕터의 리액턴스와 손실을 나타내는 경화 부재점에 대해 상기 측정값들에 의해 규정된 경화 존재점의 변위를 나타내는 변위선의 임피던스 평면에서의 방향이 상기 임피던스 평면에서 기준 방향과 일치하는지 여부를 결정하는 단계들로 구성된다. 상기 리액턴스 및 손실 측정은 위상 판별법에 의해 실시된다. 위상 판별에 있어서 위상 오차를 보상하고, 다른 축에 대한 상기 변위선의 방향을 측정하고, 신호 처리에 있어 이점을 얻도록 오프셋을 인가하고, 그 측정값들을 두께 감응성 있게 하고, 리액턴스의 변화를 부가적인 경화 허용 기준으로서 사용하기 위한 기술과 장치가 개시되어 있다. 이러한 기술들중 몇가지는 위상 판별법에 무관하게 사용할 수 있다.

Description

경화 검사 방법 및 장치

제1도는 제2도에 도시되는 경화 검사 장치의 인덕터에 대한 임피던스 평면을 도시하는 도면.

제2도는 위상 판별법을 이용하여 X 신호 및 R 신호를 발생하는 회로를 개략적으로 도시하는 도면.

제3도는 제2도에 도시된 회로의 동작을 설명하는데 이용되는 또다른 임피던스 평면을 도시한 도면.

제4도는 경화가 인덕터를 통과할 때에 X 및 R의 시간에 따른 변화를 나타내는 그래프도.

제5도는 경화가 인덕터를 통과할 때에 시간에 따른 각 θ의 변화를 나타내는 그래프도.

제6도는 본 발명에 따라 경화를 검사하는 또다른 개선된 방법을 설명하는데 이용되는 또다른 임피던스 평면을 도시하는 도면.

제7도는 제2도의 회로와 유사하지만 부가적인 특성들을 포함하는 회로의 요부를 도시한 블록도.

제8도는 제7도의 회로의 기능을 이해하는데 이용되는 또다른 임피던스 평면을 도시한 도면.

제9도는 제7도의 회로내에 인가되는 오프셋의 효과를 이해하는데 이용되는 또다른 임피던스 평면을 도시한 도면.

제10도는 동일 재료이나 다른 두께로 된 검사 디스크들에 대해 측정이 이루어지는 경우 임피던스 평면에서 측정된 각도 θ가 두께 및 주파수에 따라 어떻게 변화하는지를 도시하는 그래프도.

제11도는 피동 코일 대신에 자주 발진기(free running oscillator)를 사용하여 X 및 R 신호들이 발생되는, 본 발명을 이용한 또다른 경화 검사 장치를 개략적으로 도시한 도면.

제12도는 제11도의 동조 회로에서 주파수, 위상 및 유효 저항간의 관계를 나타내는 그래프도.

본 발명은 경화(coin)를 검사하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

본 명세서에서, 용어 "경화(coin)"란 경화 작동식 기기를 동작시키려고 하는데 사용될 수 있는 동전, 토큰, 위조 동전 및 기타 다른 물체들을 포괄적으로 의미하는데 쓰인다.

인덕터에 의해 생성된 발진 자계(oscillating magnetic field)에 경화가 들어가게 되는 통로에 경화를 지나가게 함으로써 그리고 경화와 발진 자계 사이의 상호작용 정도를 측정함으로써 경화를 검사하며, 그 결과로 인한 측정값은 하나 이상의 경화 특성들에 의존하고 허용가능한 경화들의 하나 이상의 종류로부터 얻어진 측정값에 대응하는 하나의 기준값 또는 기준값들 세트의 각 기준값과 비교되는 경화 검사 장치가 널리 공지되어 있다. 각각의 상이한 경화 특성들마다 응답하는 그러한 검사를 한번 이상 행하고 모든 검사 결과가 하나의 허용가능한 경화 종류에 적합한 경우에만 그 검사된 경화가 허용 가능하다고 판정하는 것이 가장 일반적이다. 그러한 장치의 한 예가 영국 공개특허공보 제 2093620 호에 기술되어 있다.

검사들중 적어도 한번의 검사는 주로 경화의 재질에 대해 감응시키는 것이 보통이고, 특히 그러한 검사는 경화 재료의 전기 전도율 및 자기 물질의 경우에는 경화 재료의 자기 투자율에 의해 영향을 받을 수 있다. 그러한 검사들은, 경화가 인덕터의 정면을 가로질러 그것의 발진 자계를 통과하도록 준비하는 것에 의해, 그리고 경화가 인덕터에 근접해 있게 되어 인덕터가 일부를 형성하는 발진기의 진폭이나 주파수에 대해 미치는 영향을 측정하는 것에 의해 행해졌었다. 흔히, 경화가 인덕터에 대해 상대적으로 중심에 있을 때 얻어진 그 영향의 피크치(peak value)가 측정되었었다.

그러나, 이러한 형식의 측정값들은 측정이 이루어지는 시점에 인덕터의 정면에 수직한 방향에서의 경화와 인덕터 간의 거리에 대해 민감하다. 이런 바람직하지 못한 영향은 경화들이 인덕터와 일정 거리를 유지한 채 인덕터를 항상 통과하게 되도록 상기와 같은 장치의 기계적 설계를 조정함으로써 어느 정도까지는 반감될 수 있지만 이것은 결코 완전하게 달성될 수는 없는 것이며 다른 관점에서는 바람직하지 않을 수도 있는 설계 특성들을 필요로 한다. 가변적인 경화의 횡방향 위치에 의해 야기된 측정값 산란이 경화 수납 허용 한계치를 보다 더 넓게 설정함으로써 가능할 수도 있으므로, 허용가능한 경화들은 인덕터로부터 상이한 거리를 두고 인덕터를 통과할지라도 항상 검사에 합격하겠지만, 이것은 허용불가능한 경화들을 거절하는데 있어서 상기 장치의 신뢰성에 악영향을 준다. 또한, 경화의 경로 각 측면에 하나씩 배치된 2개의 인덕터들의 조합된 효과를 이용하여, 두 인덕터를 간의 경화 위치의 변동의 효과들이 적어도 어느 정도까지는 서로 상쇄될 수 있도록 하는 것이 공지되어 있지만, 이것은 제 2 의 인덕터를 설치해야 한다.

본 발명의 목적은 경화의 재료에는 응답하고 검사 인덕터로부터의 경화의 거리에는 비교적 둔감한 경화 검사 방법을 제공하는데 있다.

본 발명의 한 양태에 따라 제공되는 경화 검사 장치에서 경화를 검사하는 방법은, 상기 경화 검사 장치내에 삽입된 경화를 인덕터에 의해 발생된 발진 자계에 노출시키는 단계, 경화가 상기 발진 자계내에 있을 때 인덕터의 리액턴스 및 손실을 측정하는 단계, 경화 부재 시에 상기 인덕터 리액턴스 및 손실을 나타내는 경화 부재점에 대해, 상기 측정에 의해 규정된 경화 존재점의 변위를 나타내는 변위선의 임피던스 평면에서의 방향이 상기 임피던스 평면에서의 기준 방향과 일치하는지의 여부를 결정하는 단계를 포함한다.

상기에 언급한 "임피던스 평면(impedance plane)"이란 회로 또는 인덕터의 리액턴스(용량성 임피던스) 및 손실(저항성 임피던스)이 상기 평면에 있는 두개의 상호 수직 축선에 따른 측정값 또는 백터로 표현되는 평면을 말한다. 또 "변위선(displacement line)"은 제 1 도와 관련하여 후술된다.

자주(free-running) 발진기를 사용하여 인덕턴스 및 손실을 측정하는 한 실시예에 대해 기술할 것이다. 그러나, 다른 양호한 실시예는 위상 판별법(phase discrimination method)을 사용하고, 이 방법에 따르면 대형 커패시터들을 사용할 필요가 없어지며, 측정 회로의 모든 타이밍 양태들이 마이크로프로세서의 클록에 의해 결정될 수 있어, 동작을 단순화한다.

본 발명은 상기 변위선의 방향이 상기 경화의 횡방향 위치에 사실상 무관하므로 단일의 인덕터만을 사용하여도 실행될 수 있다. 이로써 필요한 전기 배선이 단순화되고, 본체와 개방가능 리드(lid) 사이에 경화 통로가 놓이는 전형적인 경화기구에 있어서 상기 리드에 장착된 인덕터에 이르는 유연성 배선을 제공할 필요가 없다.

후술되는 몇 가지 실시예들에 있어서, 임피던스 평면에서의 상기 기준 방향은 리액턴스축 및 손실축중 어느 한 축에 대한 각으로서 확립된다는 것이 분명해질 것이다.

임피던스 평면내 경화 부재점의 위치는 일정치 않을 수 있는데, 왜냐하면 코일 자체의 리액턴스와 코일 자체의 손실이 온도에 따라 변할 수 있고 따라서 시간에 따라 변할 수 있으며 또한 경화 검사 장치의 치수에 있어 작은 변화들이 일어날 수 있기 때문이다.

이러한 환경에서, 인덕터의 리액턴스와 손실은 상기 경화가 발진 자계에 있는 경우와 없는 경우 모두 측정된다. 상기 변위선의 방향은 측정이 이루어진 두개의 지점에 의해 결정된다. 특히, 두개의 리액턴스 측정값이 감산되고, 두개의 손실 측정값이 감산되며, 그 두 차분의 비를 구한다. 이 비는 상기 변위선이 상기 두 축들중 한 축과 이루는 각의 탄젠트 값을 나타낸다.

상기 탄젠트 값은 수납 가능 경화에 대한 대응 각도의 탄젠트 값으로 확립되거나 저장될 수 있는 기준 방향과 비교 가능하다. 물론 상기 기준 방향은 디지탈 처리 및 저장이 실행에 사용되는 경우 다수의 디지탈 형태로 표현될 수 있다.

상기 임피던스 평면내 경화 부재점의 이동은 현저한 정도로 일어나지 않을 수도 있거나, 또는 보상 기법에 의해 그러한 이동은 발생하지 못하게 하는 가능한 단계들을 취할 수도 있을 것이다. 이러한 상황에서, 상기 기준 정보는 단순히 각도만이 아니라, 기준 변위선을 규정하는 임피던스 평면에서의 저장된 좌표들의 집합 등을 구성할 수 있고, 이때 기준 변위선의 방향이 상기 기준 방향이고 기준 변위선의 위치는 기준 변위선이 사실상 고정된 경화 부재점을 통해 연장되도록 되어있다. 그리고, 상기 변위선의 방향이 상기 기준 방향에 일치하는지 여부에 대한 결정에 있어서 실제로 상기 경화 부재점을 측정하는 단계를 포함할 필요는 없다. 그 점이 변하지 않았고 그래서 두 방향의 일치 또는 불일치 여부는 상기 경화 존재점이 상기 기준 변위선상에 있는지 여부를 첵크함으로써 간단히 결정될 수 있다고 가정할 수 있다. 경화 존재점이 상기 기준 변위선상에 있으면, 상기 경화는 상기 경화 존재점을 상기 기준 변위선의 방향으로 변위시켰을 것이다.

본 발명의 다른 형태에 있어서, 상기 기준 방향은 상기 손실축 또는 리액턴스축 대신에, 인덕터의 경화 부재 총 임피던스 벡터에 대한 각도로서 확립된다. 이것은 위상 판별법에 의해 리액턴스 및 손실 측정을 할 경우, 후술되는 바와 같이 특정 값이다. 위상 판별법은 상술한 바와 같은 장점을 가질 뿐만 아니라, 사용된 기준 신호들의 위상 관계가 정확하지 않기 때문에 오차가 생길 수도 있다. 인덕터의 총 임피던스 벡터에 대해 상기 경화에 의해 야기된 임피던스 평면내 점의 변위 방향을 측정하고, 그 총 임피던스 벡터에 대한 각도로서도 상기 기준 방향을 확립하는 것이 그러한 오차를 줄이거나 제거하는 방법이다.

또다른 양태로부터, 그리고 변위선의 방향을 확인하는데 위상 판별법을 사용하는지 여부에 관계없이, 상기 변위선의 방향이 특정 경화 형태에 적합한 임피던스 평면내 기준 방향과 일치하는지의 여부에 대해 결정이 이루어지고, 또한 상기 인덕터의 리액턴스의 경화 존재값 및 경화 부재값 사이의 차분이 동일한 특정 경화 형태에 적합한 기준값에 대응하는지의 여부가 결정된다.

이러한 부가적인 검사에 의해 경화의 직경에 따라 상이한 경화 유형들 간의 판별이 가능하게 되고, 여기서 경화의 직경은 상기 임피던스 평면내 변위선의 방향에 별로 민감하지 않은 특성이다.

후술하는 양호한 실시예에 있어서, 변위선의 방향은 신호비들로부터 계산된다. 비를 취하기 때문에 그 결과치는 관련 신호들을 처리하는 채널의 이득과는 무관하다. 그러나, 경화 존재 리액턴스와 경화 부재 리액턴스 간의 차이를 수납 가능 기준으로 사용하는 것이 또한 요망될 때 상기 채널의 이득은 중요하게 된다.

위상 판별법을 사용하여 측정을 행하는지의 여부에 관계없이 사용 가능한 본 발명의 또다른 특징은, 경화가 발진 자계내에 있지 않을 때 인덕터의 리액턴스의 소정의 변화를 수시로 시뮬레이트함으로써 리액턴스값들 간의 상기 차이에 대한 시스템 이득 변동의 효과를 보상하는 단계와, 상기 리액턴스에 따라 상기 시스템 이득을 얻은 신호내의 그 결과적인 변화를 검출하는 단계와, 상기 검출된 변화를 기준값과 비교하는 단계와, 상기 비교의 결과로부터 도출된 보상 계수를 상기 리액턴스 의존 신호에 인가하여 상기 신호를 상기 기준값에 거의 일치하도록 조정하는 단계와, 상기 변화가 시뮬레이트되는 다음 번까지 상기 보상 계수의 인가를 유지하는 단계를 포함하는 것이다.

본 발명의 또다른 양태로부터 본 발명은 경화 검사 장치에서 경화를 검사하는 방법을 제공하는데, 상기 경화 검사 방법은, 상기 장치에 삽입된 경화를 인덕터가 생성한 발진 자계에 노출시키는 단계와, 경화가 상기 발진 자계에 있을 때 상기 인덕터의 리액턴스와 손실을 측정하는 단계와, 경화 부재시 인덕터 리액턴스 및 손실을 나타내는 경화 부재점에 대한 상기 측정치들에 의해 규정된 경화 존재점의 변위를 나타내는, 변위선의 임피던스 평면에서의 방향이 상기 임피던스 평면에서의 기준 방향에 일치하는지의 여부를 결정하는 단계를 포함하며, 상기 인덕터가 생성한 발진 자계의 주파수는 경화 재료에 대한 표피 깊이가 경화의 두께보다 더 크게 되도록 낮으며, 상기 변위선의 방향은 검사되고 있는 경화의 두께에 의해 영향을 받는다.

또한 상기와 같은 방법은 위상 판별법에 의해 리액턴스 및 손실을 측정하는지 여부에 관계없이 사용될 수 있다.

본 발명의 또다른 양태는 상기 언급한 발명에 따른 본 발명의 방법들을 실시하는 경화 검사 장치이다.

본 발명을 더욱 분명히 이해하기 위해서, 이제 본 발명의 실시예들에 대해 첨부 도면을 참조하여 예로서 기술하기로 한다.

제 1 도에서 수직축은, 코일에 근접해 있는 임의의 경화에 의해 영향을 받는, 제 2 도에 도시한 장치의 코일(104)과 같은 인덕터의 임피던스의 허수 성분, 즉 리액턴스 X 를 나타낸다. 수평축은 코일 근처에 있는 임의의 경화에 의해 영향을 받는 임피던스의 실수 성분, 즉 그것의 저항 또는 손실 R 을 나타낸다.

코일 근처에 경화가 없을 때 X 및 R 이 측정되면, 그 결과 값은 코일만의 특성이 되고, 제 1 도가 나타내는 평면인 임피던스 평면에서 그 값들은 점 a 를 규정한다.

경화가 코일 부근으로 보내지면, 코일의 유효 리액턴스와 유효 저항(손실)이 변한다. 즉, X 와 R 이 코일 및 경화에 대해 측정되면, 그 결과 값들은 임피던스 평면에서 다른 점 b 를 규정한다.

경화가 코일에 대해 그 중심 위치에 있어서 코일의 정면으로 향하거나 코일의 정면에서 멀어지게 수직으로 이동되는, 경우 점 b 는 실질적으로 직선인 a - b 선을 따라 이동한다.

따라서, 동일한 경화가 동일 장치를 지나 수회 통과되고, 경화가 코일에 대해 중심에 있으나 매회 코일에서 상이한 거리에 있는 때 X 및 R 값이 매번 측정되는 경우, 그 결과로 생기는 X 및 R 측정값들은 임피던스 평면에서 3개의 점들 b, c 및 d 를 규정하며, 이 점들에 대해 X 값들이 모두 상이할지라도 또한 R 값들도 상이할지라도, 값들의 각각의 쌍은 동일 직선 a - b 위에 있는 점을 규정한다.

시간이 경과하면, 회로 구성요소들의 노화나, 온도 변화의 영향이나, 장치의 물리적 형상의 변화로 인하여, 선 a - b 의 위치는 임피던스 평면에서 예컨대 평행 위치 a' - b' 로 이동할 수도 있지만, 그것의 그래디언트, 즉 각 θ는 동일 유형의 경화에 대해서 동일하게 유지된다. 즉, 임피던스 평면에서 경화/코일 조합을 나타내는 점이 코일만의 점에 대해 상대적으로 이동한 선(본 명세서에서는 "변위선"이라 한다)의 방향은 경화 유형을 나타내며 경화의 횡방향 위치와는 실질적으로 무관하다.

그러므로, 특정 경화 검사 장치에서 허용 가능한 특정 유형의 경화의 특성인 θ에 대한 기준값이 확립될 수 있고, 미지의 경화들에 대한 θ의 값이 동일 장치에서 측정되는 경우에, θ의 측정값들과 상기 기준값과의 비교는, θ에 영향을 주는 경화 재료 특성들이 관계되는 한, 미지의 경화들의 허용 가능성을 나타내고, 이 허용 가능성을 나타내는 것은 각각의 경화들이 코일을 통과한 거리와는 무관하며, 허용 가능한 경화 유형에 대해 각 θ의 변동을 일으키지 않는 시간 변화 요인들과도 무관하다.

경화가 자성의 고투자율 재료를 포함하는 경우, 손실은 히스테레시스 손실의 부가적 요인에 의해 증가되고, 경화가 어느 정도 코일에 대한 코어로서 작용하므로 리액턴스는 감소하지 않고 증가할 수 있다. 그러한 경우들에 있어서, 각 θ는 제 1 도에 도시한 방향과 반대 방향이 될 것이다. 이것은 자성 경화 및 비자성 경화를 판별하는데 사용될 수 있다.

측정된 X 값 및 R 값을 각기 기준값들과 비교하는 종래 기술들에 비해 상기 기술에는 또다른 이점이 있다. 기준값들은 보통 특정한 값들은 아니지만, 상한치와 하한치는 범위를 규정한다. 상이한 측정값들이 각각의 기준 범위들과 비교되는 경우, 경화는 각각의 측정값이 그것의 각 기준 범위 내의 임의의 범위에 있으면 허용된다. 예컨대, 측정값들이 전술한 바와 같이 X 측정값 및 R 측정값이면, 두 X 및 R 측정값들이 각각의 범위들의 한계치에 놓여 있더라도, 그리고 그 측정값들의 조합이 실제로는 허용되지 않아야 되는 경화라는 결과인 것처럼 보이는 경우에도 경화는 허용될 것이다. 본 기술에 있어서, X 측정값이 X 에 대한 별도의 기준 범위의 한계치에 있는 경화는, 그것의 R 측정값이 R 에 대한 기준 범위의 중심에서 한 방향으로 변위되었을 경우에만 허용될 것이지만, 그것이 다른 방향으로 변위되는 경우에는 허용되지 않을 것이다. 여기서, 다른 방향으로 변위되는 경우란, X 및 R 측정값들의 이런 특정 조합이 종래 기술을 사용하면 허용될지라도 거부되어야 하는 경화를 나타내는 것을 의미한다.

후술하는 장치에 있어서는, 경화의 부재시에 X 및 R의 값들이 측정되고, 그리고 다음으로 경화가 코일에 인접해 있는 경우에는 X 값들은 감산되고 R 값들도 감산되어 제 1 도에 도시된 대로 ΔX 및 ΔR 값을 제공하며, 이들 값들은 경화가 코일의 유효 리액턴스 및 유효 손실을 얼마나 변화시켰는지를 나타내며, ΔX/ΔR 을 취하면, 이것은 미지의 경화에 대한 tanθ가 된다. 허용 가능성은 허용 가능한 경화에 대해 측정된 ΔX 값과 ΔR 값의 비에 대응하는 tanθ의 기준값과 미지 경화의 tanθ값을 비교함으로써 검사된다.

이제 제 2 도의 장치에 대해 상세히 설명하기로 한다. 점선으로 도시한 경화(10)를 코일(104)에 인접하게 위치시키기 위한 수단이 제공되는데, 이 수단은 경화 통로(12)로서 개략적으로 도시되어 있으며, 이 경화 통로를 따라 상기 경화는 모서리 상에서 상기 코일을 지나 움직인다. 유도성 검사 코일에 인접하게 이동중인 경화를 통과시키기 위한 실제적인 배치는 예컨대 GB-A-2093620호에 개시되어 있다. 경화(10)가 코일(104)을 지나 움직임에 따라, 코일의 총 유효 손실은 증가하여, 상기 경화가 상기 코일에 대해 상대적으로 중심에 있을 때 피크에 도달하고, 그 다음에는 아이들링 레벨(idling level)로 감소한다. 총 유효 리액턴스는 네거티브 피크까지 감소하고 나서 다시 그것의 아이들링 레벨로 되돌아온다. 본 실시예에서 상기 장치는 그 피크값들을 이용한다.

제 2 도의 회로는 코일 임피던스의 실수 성분(R)과 허수 성분(X)을 분리하기 위한 위상 판별 기술을 이용한다. 상기 회로는 디지탈 주파수 발생기(100)로 구성된 신호원을 포함하고, 디지탈 주파수 발생기(100)의 출력은 필터(102)에 의해 정류되며, 필터(102)의 출력은 정전류원(103)을 제어하고, 정전류원(103)의 출력은 경화 감지 코일(104)을 구동시킨다. 그래서, 구성 요소들(100, 102, 103)은 코일에 대해 정전류원으로서 나타내어진다. 발생기(100)의 출력은 정현파에 근사하나, 디지탈 형태로 발생되고, 보다 더 높은 고조파들을 포함하며, 필터(102)의 기능은 이들 고조파를 필터 처리하여 출력하는 것이다.

코일(104) 양단의 신호는 위상 감응 검출기(106)에 인가되고, 상기 검출기(106)는 또한 발생기(100)로부터 2개의 기준 신호들을 수신한다. 하나의 기준 신호는 라인(108)위에 있고, 이상적으로는 코일(014) 양단의 전압과 동위상이어서 상기 위상 감응 검출기가 그것의 출력들 중 한 출력에서 X 를 나타내는 신호를 생성하도록 한다. 또다른 라인(110)상에는 제 1 기준 신호에 대해 90°를 이루면서 상기 코일 전류와 동위상인 기준 신호가 인가되어, 상기 위상 감응 검출기가 또다른 출력에서 코일의 R 을 나타내는 신호를 발생시킬 수 있도록 한다. 상기 위상 감응 검출기에 인가된 전압 신호와 상기 위상 감응 검출기로부터 출력된 전압 신호들은 상기 피크 코일 전류가 시간에 대해 일정하는 한 단지 X 및 R 의 측정값에만 의존할 수 있음을 유의한다.

R 신호 및 X 신호는 각각의 필터(112 및 114)에 의해 필터 처리되고, 그 결과 신호들은 마이크로프로세서(116)에 인가되고, 이 마이크로프로세서(116)는 상기 신호들의 필요한 부가적 처리를 행하고 또한 경화 확인에 필요한 부가적 기능들을 실행하도록 프로그램되어 있다. 또한, 마이크로프로세서(110)는 라인(108 및 110)상에 기준 신호들을 교대로 발생하도록 신호 발생기(100)를 제어하고, 또한 기준 신호들의 스위칭과 동기하여 R 및 X 출력 채널들 사이에서 상기 위상 감응 검출기(106)의 출력을 스위칭한다.

제 3 도를 참조하면, 벡터(118)는 경화 부재시의 코일(104)의 총 임피던스를 나타내고, 따라서 벡터의 종점은 제 1 도의 점 a 에 대응한다. 통과중인 경화가 코일의 중앙에 있으면, 벡터(118)는 변위선(120)을 따라 시프트(shift)되어 벡터(118')로 된다. 벡터(118')의 종점은 제 1 도의 점 b 또는 c 또는 d 에 대응한다. 마이크로프로세서(116)는 상기 벡터들 양자의 X 성분 및 R 성분을 나타내는 신호들을 위상 감응 검출기(106)로부터 수신하고, 따라서 ΔX 와 ΔR, 및 전술한 tanθ인 그들의 비 ΔX /ΔR 을 계산할 수 있다.

X 값들 간의 차와 R 값들 간의 차분들로부터 상기 각 θ가 계산되므로, 상기 회로내에서 X 및 R 을 나타내는 신호들에 불리하게 적용된 어떤 오프셋들도 에러를 유발하지 않는데, 왜냐하면 그것들이 상기 차분 값들에 영향을 주지 않기 때문임을 유의한다.

인덕터가 단일 코일로 도시되었지만, 인덕터는 경화 통로의 양단에 걸쳐 대향하고 있으면서 병렬이나 직렬로 접속되거나, 자속의 방향이 동일하거나 반대가 되도록 접속된 1쌍의 코일들과 같은 다른 구성들을 가질 수 있다.

제 4 도는 단일 코일의 경우에 경화가 코일을 통과할 때에 X 및 R(모두 오옴 단위)이 시간에 따라 어떻게 변화하는지를 도시하고 있다. 또한 ΔX 및 ΔR 도 도시되어 있다. 경화 통로의 중간 부분에 있는 동안 X 는 비교적 매끄럽고 평탄한 네거티브 피크에 도달하는 반면에, R 은 그 피크의 중앙부에서 비교적 매끄러운 평탄역을 갖고 그 평탄역의 양끝에 또다른 작은 중복 피크를 가지며, 이 작은 중복 피크들은 경화의 테두리가 코일의 중심을 지날 때에 가장자리 효과에 의해 야기된 것이다.

경화가 코일을 통과할 때에 임피던스 평면내에서의 X 값 및 R 값에 의해 규정된 점의 궤적이 제 5 도에 후크형 곡선으로 도시되어 있다.

상기 평면에서, 경화가 도달하기 전에, 즉 시간 t₁에서, X - R 좌표점은 제 5 도에서 후크의 상부에 있고, 이점은 제 1 도의 점 a 에 대응한다. 경화가 도착하여 시간 t₃에서 코일에 대해 중심에 있으면, X - R 측정값들에 의해 규정된 점은 후크의 맨 끝으로 이동하고, 이것은 제 1 도의 점 b 에 대응한다. R 측정값의 주피크의 시작부에 부가된 조그만 피크들이 있으므로, 경화가 상기 중심 위치로 이동함에 따라 상기 점은 제 5 도의 후크의 볼록한 부분을 그리게 된다. 경화가 중심 위치로부터 이동해서 상기 코일에서 멀어져가기 때문에, 상기 점은 다시 상기 후크를 돌아 t₃에서 t₄, t₅로 되돌아간다.

경화 부재점으로부터 이동중인 경화의 현재 X - R 측정값들에 의해 규정된 점까지 뻗은 벡터(120)는 후크의 맨끝에 도달하고 나서 다시 역방향 이동을 수행할 때까지 길이가 늘어나고 시계 방항으로 회전한다는 것을 알 수 있다.

이로부터 알 수 있지만, 경화의 통과 중에 일어나는 ΔX 및 ΔR 의 가변 값들을 저장하고, ΔX/ΔR(즉, tanθ)의 대응하는 시간 변화 값들을 계산하고, tanθ의 그 계산된 값의 최대치를 검출하므로써 계산들이 행하여지고, 상기 최대치는 허용 가능한 경화에 대한 tanθ의 기준값과 비교된다는 것을 이해할 수 있다.

경화들을 빠른 속도로 연속하여 검사할 수 있도록 하기 위하여 전술한 바와 같이 이동 경화에 대해 측정을 행하는 것이 바람직 하나, 정지 경화에 대해 손실과 리액턴스를 측정하는 것도 가능하다.

자주 발진기(free-running oscillator)를 사용한 기술에 비해 제 2 도와 같이 코일을 구동하는데 있어서 이점이 있다면, 대용량 커패시터가 필요없고 감지 회로 내의 모든 신호들이 마이크로프로세서 클럭 주파수에 동기화 될 수 있다는 것이고, 이는 상단히 단순화한 것이다. 그러나, (위상 판별축들을 규정하는) 라인(108 및 110) 상의 기준 신호들의 위상들이 (진정한 R 축 및 X 축을 규정하는) 코일(104)내 전류의 위상과 관련하여 부정확하거나 부정확하게 된 경우에, 제 2 도의 위상 판별법은 이상적인 경우보다 덜 정확하게 간주될 가능성이 있다.

이것이 가능하게 되는 이유는, 이 위상들의 상대적 정확도가 디지털 발생기(100)의 해상도에 의해 제한되기 때문이고, 그리고 아날로그 필터(102) 자체가 코일(104)에 인가된 신호에 미지의 위상 지연을 도입하고 이 위상 지연은 온도에 따라 변화할 수 있기 때문이다. 위상 에러의 효과는, 제 3 도의 총 임피던스 벡터(118 및 118')의 성분들이 진정한 리액턴스 축 및 손실 축에 대해 회전하는 판별축 Xd 및 Rd 에 대해 상대적으로 측정된다는 것이다. 따라서, 계산값 ΔXd는 원하는 진정한 값 ΔX 보다 더 크게 되고, 계산값 ΔRd 는 원하는 진정한 값 ΔR 보다 더 작게 된다. 이들의 비 ΔXd/ΔRd 는 tanθd 이고, 이해될 수 있는 바와 같이 이 각 θd 는 측정되어야 할 상기 각 θ보다 더 크다. 다시 말해서, 각 θ가 측정되나, 위상 판별축의 각도 오차에 의존하는 오차량을 가지고 측정된다.

이런 오차를 제거하기 위한 한가지 기술이 제 6 도에 되시한 임피던스 평면 다이어그램을 참조하여 설명된다. 이것은, 이해를 돕기 위하여 각도 변위된 판별축 Xd 및 Rd 가 실선으로 도시되고 진정한 X 및 R 축들이 점선으로 도시된 것을 제외하면 제 3 도와 일치한다. 유의해야 할 중요한 점은, 판별축들에서의 오차가 경화 부재 시의 총 임피던스 벡터(118), 경화 존재 시의 총 임피던스 벡터(118'), 및 벡터(118)의 종점에 대한 벡터(118')의 종점의 변위를 나타내는 변위선(120)에 의해 형성된 3각형의 모양을 변경시키지 않는다는 것이다. 그 모양과, 그에 따른 C 로 표시된 내각은 두 총 임피던스 벡터(118, 118')의 길이 및 방향에 의해서만 결정되고, 이들 길이와 방향은 어떤 위상 오차와도 무관하다는 것이다.

판별축 Xd 및 Rd 에 대해 얻은 측정값들은 다음과 같이 각 C 를 도출해내는데 사용될 수 있다. 각 C 는 제 6 도에 도시한 대로 각 A 및 각 B 의 합과 같다는 것에 유의해야 한다. 제 6 도에 도시한 대로, Rd/Xd 는 tanB 이므로 각 B 는 이 측정값들로부터 계산될 수 있다. 또한 tanA 는 ΔRd/ΔXd 이므로, 각 A 는 이들 차분 값들로부터 계산될 수 있다. 각 C 는 계산된 각들 A 및 B 를 합하여 구한다. 설명한 대로, 위상 판별 처리에서의 미지의 위상 오차로 인해 오차가 도입될 수 있는 진정한 R 및 X 축에 대한 방향을 측정하고자 하는 대신에, 변위선(120)의 방향이 측정되는 축으로서 벡터(118)를 취함으로써, 위상 판별 기술에 사용된 회로에 존재할지 모를 위상 오차에 무관하고 검사 코일에 대한 경화의 횡방향 위치에 무관한 경화 검사 기준이 얻어진다.

tan값들의 곱이 1 보다 훨씬 더 작도록(실제로는 흔히 있는 경우다) 각 A 및 각 B가 제공되면, tanC 는 간단하게 ΔRd/ΔXd + Rd/Xd 이 됨을 알 수 있다. 그래서, 이런 상황에서, tanA 와 tanB 의 합으로 변위선(120)의 방향을 측정함으로써 처리가 단순화된다.

일반적으로, 여기에 언급한 각들이 충분히 작은 경우에 각들은 그들의 탄젠트 값들에 의해 허용 가능한 정확도로서 표현될 수 있고, 이런 상황에서 용어 "탄젠트" 및 "각"은 각각 다른 쪽을 포함하도록 받아 들여질 수 있음을 이해한다.

제 7 도는 제 2 도에 도시한 바와 같은 기본적인 위상 판별 측정 형태의 회로에 여러 가지를 부가한 것이다. 제 7 도에서, 제 2 도를 참조하여 이미 설명한 구성요소들과 대응하는 구성요소들은 제 2 도와 같이 같은 참조번호로 표기하였고 다시 설명하지는 않을 것이다.

제 7 도에서, 정전류원은 트랜지스터(103) 및 관련 구성요소들의 형태로 되어 있다. 제 2 도와 비교하여 추가적인 구성요소들은 교정 및 오프셋 회로(130), 코일(104)의 하단부에서 나온 X 및 R 신호들은 위상 감응 검출기(106)에 인가하기 전에 증폭하는 전치 증폭기(132), 제 2 오프셋 회로(134), 및 필터(112 및 114)의 출력들을 마이크로프로세서(116)로 처리할 디지털 형태로 변환하는 D/A 변환기 (136)이다. 단일 필터 또는 적분기(112/114)가 제 7 도에 도시되어 있는데, 이것은 제 2 도에 개별적으로 도시한 회로들(112, 114)과 같은 것이다. 실제로는 A/D 변환기(136)를 포함하는 마이크로프로세서를 사용하는 것이 바람직할 것이다.

이 단계에서 X 신호 및 R 신호가 각각 단순하게는 코일 전압 신호의 직교 성분과 동위상이므로, 코일(104)로부터의 출력 신호는 전치 증폭기(132)에 의해 일정하게 증폭되고 있음을 알 수 있다. 따라서, 전치 증폭기(132)는 X 신호 및 R 신호 모두에 대한 공통 채널로서 작용한다. 위상 감응 검출기(106)는 (코일 전압과) 동위상인 기준 신호가 라인(108)에 인가되고 있으면 그 출력에서 X 신호를 발생시킴으로써, 그리고 90도 위상 기준 신호가 라인(110)에 인가되고 있으면 그 출력에서 R 신호를 발생하게 함으로써 R 신호로부터 X 신호를 분리한다. 결과적으로, 위상 감응 검출기(106)의 출력으로부터 마이크로프로세서(116)까지의 회로 구성 요소들은 X 및 R 신호에 대한 공통 채널로서 작용하지만 어느 한 시점에서는 단지 그것들 중 어느 한 쪽 또는 다른 쪽만을 처리한다.

제 7 도에 도시된 회로의 첫 번째 중요한 기능은 진정한 X 축 및 R 축에 대한 위상 판별축들의 각 변위에 의해 야기된 문제를 다루는 대안적인 방식, 즉 변위선(120)과 총 임피던스 벡터(118) 사이의 각 C 가 오차의 영향을 받은 각 θd 대신에 측정되는 제 3 도 및 제 6 도를 참조하여 앞서 설명한 방법의 대안을 제공하는 것이다.

제 1 단계는, 후술되는 방식으로 위상 오차 각 θe (제 3 도 참조)를 측정하는 것이다. 제 3 도에 도시한 대로 θe 는 원하는 각 θ와 오차있는 각 θd 간의 차분이다. 일단 θe 를 알면, 다음 두 단계중 어느 한 단계나 또는 두 단계 모두를 취할 수 있다. 첫째, 마이크로프로세서(116)는 디지털 발생기(100)를 조정할 수 있으므로, θe 를 0 으로 감소시키는 방향으로 두 라인들(108, 110)상의 기준 신호들의 위상들이 시프트된다. 이는 일반적으로는 불가능한 것인데, 왜냐하면 발생기(100)가 디지털형이므로 그 출력의 위상들이 단계적으로 조정될 수 있을 뿐이고 그래서 θe 의 잉여값이 남게 되고, 이 잉여값은 조정에 의해 제거될 수 없기 때문이다. 그러나, θe 가 측정되고 있으므로 상기 잉여값은 알려져 있어 상기 측정 오차각 θd 로 부터 감산되어 참값 θ를 얻는다. 물론 각 θe 의 값이 가능한 한 조정에 의해 감소되는 것이 바람직한데, 왜냐하면 전술한 바와 같이 이러한 감소에 의해 한 각과 그 탄젠트 값이 동일하다는 단순화 가정이 더 정확해지기 때문이다. θe 를 측정하는 방식에 대해 이하에서 제 7 도를 참조하여 설명한다.

그 원리는 발진 자계에 경화가 없을 때 코일내 리액턴스의 변화를 교정 및 오프셋 회로(130)의 동작에 의해 시뮬레이트하는 것이다. 제 3 도의 연구로부터 알 수 있듯이, 위상 오차각 θe 가 0 이고 코일 임피던스 벡터(118)의 X 성분이 그것의 R 성분의 변화없이 변하면 위상 감응 검출기(106)의 출력에서 인지되거나 측정되는 R 성분의 어떤 변화도 없을 것이다. 그러나, 위상 오차각 θe 가 0 이 아니어서 제 3 도에서 축 Rd 가 축 R과 일치하지 않으면 축 Rd 를 따라 측정되는 바와 같이 R 값의 변화가 있게 된다.

이것은 제 8 도를 참조하면 보다 더 이해가 용이할 수 있다. 제 8 도에 도시한 대로, 시뮬레이트된 변화 δXd 가 총 임피던스 벡터(118)의 X 성분에 부과되어 벡터(118)를 벡터(118")로 변환할 때 진정한 R 축을 따라 측정되는 바와 같이 그것의 R 성분의 어떤 변화도 없다. 그러나 전과 같이 위상 판별축 Xd 및 Rd 가 각 θe 만큼 오차가 있으면, 축 Rd 상에서 측정한바 대로 측정된 R 값에 변화 δRd 가 있음을 알 수 있다. 또한 제 8 도에 쉽게 알 수 있듯이 δRd/δXd 는 tanθe 이다.

제 7 도의 교정 및 오프셋 회로(130)는 상기 코일 임피던스 X 성분내 변화를 시뮬레이트하여, 그 시뮬레이션이 상기 코일의 R 성분에 영향을 미치지 않게 하고, 그 다음에 위상 감응 검출기(106)의 출력에서 측정된 바와 같은 R 의 변화 및 상기 X 측정값의 변화 간의 관계는 상기 오차각 θe 를 계산하기 위한 기초로서 사용된다.

트랜지스터(T2)가 스위치 오프되고 트랜지스터(T1)가 스위치 온된 상태에서 교정 및 오프셋 회로(130)의 정상 동작 구성이 이루어진다. 그리고 코일(104)내의 전류는 한편으로의 직렬 저항기들(Rd 및 Rc) 및 다른 한편으로의 병렬 저항기(Ra) 사이에서 분할된다. 이것들은 모두 정밀 저항기들이다. 제 7 도의 회로에서, 그것은 코일 손실 R 의 측정값으로서 취하여지는 코일(104)을 통해 흐르는 전류와 동 위상인 코일(104) 양단의 전압 성분임을 상기할 필요가 있다. 이것은 코일 전류의 크기가 일정하게 유지되는 동안에만 옳은 표현이다. 그것은 코일 리액턴스 X 의 측정값으로서 취하여지는 코일 전류와 90°위상차가 있는 코일(104) 양단의 전압 성분의 값이다. 사실상, 이 후자의 전압은, 코일 전류와 동위상인 전압을 얻기 위해 저항기 Rd 와 Rc 사이에 태핑(tapping)하고, 커패시터 Ci 에 의해 상기 탭오프된(tapped-off) 전압의 위상을 90°변환시키고, 그 결과로 얻어지는 위상 시프트된 전압을 전치 증폭기(132)의 입력에 인가하는 것에 의해, 후술하는 이유로 그것에 인가된 오프셋을 갖는다. 이 오프셋 전압은 코일(104) 양단의 전압중 허수 성분, 또는 리액턴스 관련 성분과 180°위상차가 있고, 따라서 그 효과는 단순하게는 전치 증폭기(132)의 입력에서 코일 리액턴스 X 를 나타내는 전압 성분에 고정된 오프셋을 인가하는 것이다. 이 오프셋 전압은 A.C.이고, 그 위상은 이 오프셋 전압이 그 자체에 있어서 전치 증폭기(132)에 대한 입력 전압의 손실 관련 성분에 영향을 주지 않도록 선택된다.

위상 오차를 측정하기 위하여, 트랜지스터 T2 를 스위치 온 하면 정밀 저항기(Rd)가 저항기(Rc)와 병렬로 도입되어, 커패시터(Ci)를 통해 공급되는 상기 탭 오프된 전압이 감소된다. 이 전압 감소는 전치 증폭기(132)의 입력에서 제 8 도의 코일(104)의 리액턴스 X 의 감소, 즉 δXd 를 시뮬레이트한다. 그러나, 그 시뮬레이트만 끝나면 코일(104)과 직렬로된 총 저항이 감소되었으므로 상기 코일 전류는 증가할 것이다. 이를 보상하기 위해, 그리고 상기 코일 전류가 확실히 일정 상태로 유지되도록, 트랜지스터 T1 을 턴오프시켜 저항기 Ra 는 스위치 오프된다. 저항기 Ra 의 값은 상기 코일 전류를 일정하게 유지하도록 선택되고, 그래서 X 의 변화의 시뮬레시션은 그 자체로 조정되지 않아 코일 손실 R 의 어떤 변화도 시뮬레이트한다. 즉, R 를 나타내는 코일(104) 양단의 직교 전압에 필요한 조건들이 보존된다. 이제, 전치 증폭기(132)에서 출력된 신호로부터 마이크로프로세서(116)가 R 의 변화를 측정하면, 그 변화는 위상 판별축이 R 축 및 X 축에 대해 변위된 결과이고, 제 8 도의 δRd 이다.

θe 또는 적어도 tanθe 를 ΔRd/ΔXd 로서 계산한 다음, 그 결과적인 각이 디지털 발생기(100)에 인가될 수 있는 최소 조정값보다 더 크면, 마이크로프로세서 (116)는 상기 디지탈 발생기(100)에 명령을 내려 위상 판별 오차를 감소시키는 방식으로 상기 조정을 행한다. 상기 측정 오차각이 상기 최소 조정 단계보다 더 작아지는 때에는, 마이크로프로세서(116)는 상기 측정값 θd 에 측정 오차각을 더하여 경화 검사를 위해 원하는 각 θ를 얻는다. 그 합산이 상기 측정값 θd 를 증가하거나 감소시키도록 θe 는 양이거나 음이 될 수 있음에 유의해야 한다.

상술한 θe 의 계산 및 경우에 따른 θe 의 조정은, 일정한 시간 간격, 예컨대 3 초 간격으로, 그러나 코일에 경화가 없을 때만 마이크로프로세서(116)의 제어 하에서 자동으로 실행된다. 각 실행 후에 트랜지스터 T1 및 T2 는 T2 가 오프되고 T1 이 온되는 정상 작동 조건으로 복귀된다.

대신에 상기 회로는 X 의 임의의 변화를 시뮬레이트한 다음 ΔRd 의 측정값과 ΔXd 의 최종 측정값에서 θe 또는 tanθe 를 계산하지 않고 R 의 변화를 시뮬레이트하도록 적응될 수도 있다.

이제, 간단히 언급한 바 있는 교정 및 오프셋 회로(130)의 두 번째 기능에 대해 설명한다. 그것은 커패시터 Ci 를 통해 오프셋 전압이 전치 증폭기(132)의 입력에서 코일(104) 양단 전압의 X 성분에 대해 180°반대 위상으로 인가되는 것이다. 이에 대한 이유는 실제에 있어서 X 가 R 보다 훨씬 더 크기 때문으로, 보통 약 30 배정도 더 크기 때문이다. 또한, 경화에 의해 야기된 변화 ΔX 및 ΔR 은 X 및 R 의 경화 부재시 값들의 20% 범위에 있는 것이 보통이다. X 신호와 R 신호 모두 전치 증폭기(132)와 위상 감응 검출기(106)의 공통 채널에서 처리될 필요가 있고 한 신호가 다른 신호의 크키보다 거의 30 배인 경우에 극히 불량한 신호대 잡음비가 얻어져서 아마도 ΔR 측정값의 의미있는 추출이 불가능하게 될 것이다. 커패시터 Ci 를 통해 X 신호에 인가된 오프셋은 실질적인 것이어서, 이 오프셋은 전치 증폭기(132)의 입력에서 X 신호를 R 신호의 크기에 필적할 수 있게 한다. 그래서 연산 증폭기(132)의 동적 범위를 크게 개선하여 이용할 수 있고 상기 신호대 잡음비가 허용 가능한 것으로 될 수 있다.

오프셋 전압의 정확한 값은 일정하게 유지되는 한 중요하지는 않다는 것에 유의해야 한다. 왜냐하면, 오프셋 전압의 정확한 값은 경화 존재 X 값과 경화 부재 X 값 모두에 대해 인가되고 따라서 각 θ나 그 탄젠트 값을 계산하는데 사용되는 차분 ΔX 에 아무런 변화가 없기 때문이다. 전치 증폭기(132)의 입력에서 R 신호에 대해서는 오프셋이 인가되지 않는다.

교정 및 오프셋 회로(130)가 세 번째 기능을 갖지만, 그것을 설명하기 전에 제 7 도의 회로를 사용하여 경화 검사에 쓰이는 또다른 기술에 대해 언급할 필요가 있다.

위에서 설명하였듯이, 임피던스 평면에서의 변위선 방향을 측정하는 것이 경화 재질의 양호한 표시 방법이 되고, 이 측정은 경화와 코일의 간격에 사실상 무관하다. 이로써 유용한 경화 검사가 실현되지만, 상이한 형태의 경화들이 종종 동일한 재료로 만들어지므로, 그것만으로는 상이한 형태의 경화들 간을 판별하는데 충분하지 못한 것이 보통이다.

그러므로, 적어도 하나의 또다른 경화 특성을 감지하는 것이 바람직하고, 유용한 특성으로서 경화 직경이 있다. 그러나, 변위선의 방향(예컨대, 각 θ)은 코일이 검사될 최대 직경 경화와 거의 같거나 또는 더 크게 되어 있다해도 유용한 직경 검사를 제공할 만큼 경화 직경에 충분히 민감하지 못하다. 제 7 도의 회로를 사용할 때 그리고 인덕터 코일(104)의 직경이 검사받을 최대 경화의 직경과 대략 같거나 더 큰 경우 ΔX 의 값은 보통 경화 직경에 유용하게도 민감하고 그래서 제 2 경화 검사로서 사용될 수 있고, 그 ΔX 값이 그 변위선 방향이 일치하듯이 동일형태의 허용가능 경화의 값과 일치할 때만 경화가 수납된다.

그러나, ΔX 및 ΔR 간의 비와는 달리, ΔX 신호만의 값이 그 시스템 이득에 의존하고, 이 값이 시간 및 온도에 따라 변하리라 기대된다.

그러한 이득 변화가 ΔX 측정에 미치는 효과를 보상하기 위해 교정 및 오프셋 회로(130)가 다음과 같이 주기적으로 작동된다(예컨대, 스위칭 온 시에, 그리고 몇분 간격으로). 언급한 바와 같이, 트랜지스터 T2는 회로의 정상 작동중에 스위치오프 되된다. 이득 변동을 교정하기 위해, 트랜지스터 T1도 스위치 오프되어 저항기 Ra 를 회로에서 분리시킨다. Ra 는 Rb 및 Rc 와 병렬로 되어 있으므로 총 저항은 증가되고 코일(104)을 통해 흐르는 전류는 감소한다. 3개의 저항기 R, Rb 및 Rc 가 정밀 저항기들이므로, 이들은 Ra 를 스위칭 아웃시켜여 코일 전류가 아주 정확하게 일정한 비율(예컨대 2%)의 변화를 반복적으로 생성하도록 선택될 수 있다. 코일 전압의 X 성분에 관한 한, 코일 리액턴스가 2% 감소하는 것으로 나타난다. 당연하게도, 본 시스템은 코일(104)에서 D/A 변환기(136)의 출력까지 어떤 소정 레벨의 총 이득을 가지고 작동하도록 설게된다. 예컨대, 코일 전압의 X 성분의 2% 변화가 A/D 변환기 출력에서 200 의 계수 변화를 발생하도록 원하는 총 이득이 설정된다고 가정한다. T1 이 스위치 오프되어 상기 2% 변화를 일으킬 때, A/D 변환기 출력에서 그 결과적인 카운트 변화가 마이크로프로세서(116)에 의해 첵크된다. 카운트 변화가 200 이면 아무런 조치도 취해지지 않지만, 그것이 200 이 아닌 예컨대 n 이라면 보상 계수 200/n 이 계산된다. 그 다음에, 트랜지스터(T1)가 다시 스위치 온 되어 그 회로를 정상 동작 구성으로 복귀시키고, 이어서 경화 존재 및 부재 X 값들에 대한 A/D 변환기(136)의 카운트 출력에 기초하여 ΔX 가 마이크로프로세서(116)에 의해 계산될 때마다, 그 결과치에 보상 계수 200/n 이 곱해져서, 시스템 이득의 변동을 보상받은 ΔX 값을 생성한다. 결국, 아날로그 구성요소들의 이득 변동이 측정된 다음 상기 디지털 단계에서 곱에 의해 보상을 받아, 코일로부터의 출력과 상기 최종 계산된 ΔX 값 사이에서 일정한 이득이 유지된다.

상기 A/D 변환기(136)는 X 신호 및 R 신호 모두를 처리할 다른 공통 채널을 형성한다. 경화가 코일(104)을 통과할 때 상기 X 신호는 감소하고 R 신호는 증가한다. 상기 A/D 변환기의 동적 범위, 즉 분해능의 사용을 최적화 하거나 더 낮은 분해능과 그러므로 더 적은 비용의 변환기의 사용이 가능하도록, X 신호 및 R 신호 모두에 다른 오프셋이 인가되어 각 신호의 경화 부재값은 상기 A/D 변환기(136)의 동적 범위의 적절한 끝에 근접해 있다. 이들은 D.C. 오프셋들이고 마이크로프로세서(116)의 제어하에 제 2 오프셋 회로(134)에 의해 인가되며, X 신호가 처리되거나 유도되는 때와 R 신호가 처리되거나 유도되는 때에 각각 다른 오프셋 값을 가지며, 따라서 회로(134)의 출력은 두개의 서로 다른 위상의 위상 판별 기준 신호들간의 스위칭과 동기하여 스위치된다.

모든 오프셋들의 상승적 효과들이 제 9 도를 참조로 하여 이해될 수 있는 바, 제 9 도는 X 성분이 R 성분보다 훨씬 더 큰 좀더 현실적인 크기로 제 3 도와 같은 경화 존재 임피던스 벡터(118)와 경화 부재 임피던스 벡터(118')를 나타낸다. 경화 존재값은 X₁이고 경화 부재값은 X₂이다. 경화 존재값은 R₁이며, 경화 부재값은 R₂이며, 각각의 차이는 제 9 도의 우측 상단에 ΔX 와 ΔR로 도시되어 있다. 전술한 대로, 커패시터 Ci 를 통해 인가된 오프셋 전압은 X₀로 표현되고 X₁과 X₂를 X₁₀와 X₂₀로 감소시키며, 여기서 X₁과 X₂는 크기상 R₁과 R₂와 비교가능해지고, 그래서 직선(120)이 직선(120')로 시프트된다. 제 2 오프셋 회로(134)에 의해 인가되는 제 2 오프셋 전압은 X₀' 로 표시되고 전압 X₁₀와 X₂₀를 X₁₀' 와 X₂₀' 로 각각 시프트시켜 결국 직선(120')을 직선(120")로 시프트시킨다. 회로(134)의 R 오프셋 전압은 R₀' 에 표시되고 전압 R₁및 R₂를 각각 R₁₀' 와 R₂₀' 로 시프트시켜 직선(120")이 직선(120'")으로 시프트한다. 제 9 도에 도시한 대로, 휴지 또는 경화 부재 X 성분 값 X₁₀'은 0에 근접한다. 이로써 X₁₀' 은 A/D 변환기(136)의 동적 범위 바닥 근처에 배치된다. R 성분 신호의 경화 부재값 R₁₀' 는 A/D 변환기(136)의 동적 범위 맨 위에 근접해 있다. 차분 값들 ΔX 와 ΔR, 그리고 그에 따른 각 θ는 제 9 도의 좌측 하단 구석 가까이에 표시된 대로 오프셋의 인가에 의해 일정하게 유지되고, 상기 차분 값들이 반대 부호이지만 A/D 변환기의 동작범위중 상이하나 거의 중첩하는 부분들을 차지하고 그래서 그 동적 범위의 사용이 최적화된다.

위에서 설명하고 도면들에 도시한 각 θ와 제 4 도에 도시한 각 C 는, 경화 검사 시에 흔히 사용되는 주파수들에서 코일(104)의 자계 전반에 여향을 줄만큼 경화가 충분히 크면, 주어진 경화 재료에 대해 일정하다. 그러나, 상기 주파수가 흔히 사용되는 범위 아래, 예컨대 20kHz 미만으로 감소하므로, 각 θ도 변하기 시작하고, 그 변화는 경화의 두께에 의존한다. 제 10 도에 도시한 3 개의 곡선들은 동일한 재질이나 두께가 다른 3 개의 검사 디스크들에 대한 각 θ의 값들을 나타내고, 이 θ의 값들은 코일(104)이 유도되는 주파수(대수 눈금)의 범위에 걸쳐 도시되어 있다. 디스크가 얇을수록 두께가 각 θ에 영향을 미치기 시작하는 주파수는 더 높아지고, 그 역도 마찬가지다. 일반적으로, 각 θ의 두께 의존성은 재로의 발진 자계의 표피 깊이가 상기 재료의 두께의 약 1/3 인 점까지 상기 주파수가 감소된 때 중요하게 된다. 제 10 도에 도시한 대로, 상기 표피 깊이가 검사 디스크 모두의 두께보다 훨씬 더 작을 정도로 주파수가 매우 높을 때, 각 θ의 두께 의존성은 사라진다. 상기 재료의 전도성이 높을수록 주어진 주파수에서의 상기 표피 깊이는 더 작아진다. 결과적으로, 더 높은 전도성 경화 재료에 대해 유용한 두께 의존성을 얻기 위하여 더 낮은 주파수로 갈 필요가 있다. US 경화 세트는 주로 비교적 고전도성 재질로 되어 있고, 그 경화 세트에 두께 감도를 주기 위하여 자성 경화의 경우에 10kHz 미만, 예컨대 6kHz 미만의 주파수를 사용하는 것이 바람직하다. UK 경화 세트중에 공통적인 백동(cupronickel)의 경우에, 그 전도성은 더 낮고 그 표피 깊이는 주어진 주파수에서 더 크므로, 100kHz 미만, 바람직하게는 50kHz 미만의 주파수에서 현저한 두께 의존성을 얻을 수 있고, 더욱 바람직하게는 35kHz 미만에서 그 효과가 더 크다. 이러한 더 낮은 주파수 범위들에서 각 θ는 경화와 코일의 간격에 대해 상당히 독립적이며, 그래서 경화 통로의 일 측에 위치한 단일 코일을 사용하고도 신뢰성있는 두께 의존 측정을 할 수 있다.

실제적인 경화 검사 장치는 제 7 도를 참조하여 설명된 기술을 채용하며 인덕터 코일(104)에 필적할 만한 두개의 검사 인덕터를 사용하도록 구성되어 있다. 두 인덕터들은 경화 경로의 같은 쪽에 위치하고 있다. 페라이트 포트 코어(ferrite pot core)안에 설치된 환형 코일로 구성된 제 1 인덕터는 직경이 14mm 이고 8kHz 로 구동된다. 경화 이동 방향을 고려하여, 제 2 인덕터는 유사한 구조로 되어 있으나 직경이 37.5mm 이고 115kHz 로 구동된다. 제 1 인덕터는 수납될 최소 경화보다 직경이 더 작고 상기 경화 통로 위에 설치되어 있으므로, 경화가 코일의 중심을 지날 때 경화 통로는 경화에 의해 완전히 막혀진다. 이 제 1 인덕터가 8kHz 의 비교적 낮은 주파수로 구동되므로, 이 코일을 이용하여 유도된 각 θ의 값은 경화의 재료와 두께 모두에 의존한다. 제 2 인덕터는 수납될 최대 경화의 직경보다 더 크고 그 아래 테두리가 경화의 통로에 닿게 설치되어 있다. 115kHz 라는 더 높은 주파수에서 구동되므로 이 인덕터를 사용하여 유도된 각 θ는 거의 경화 두께에 독립적이지만 코일의 큰 직경에 의해 각 θ가 경화의 직경뿐 아니라, 그 재료에 민감하게 된다. 이 인덕터가 경화 통로의 아래쪽에 위치되어 있어 경화가 튀지 못하게 한다. 만일, 경화가 튀게 되면 경화에 대한 직경 감응 측정이 영향을 받는다. 그렇게 튀는 일이 있어도 훨씬 더 작은 두께 감응 인덕터의 출력에 대해서는 영향을 덜 미칠 것이다.

두 코일들이 동일한 디지털 신호 발생기(100)에 의해 구동되고 두 코일들의 출력 신호들이 제 7 도에 도시한 대로, 동일한 전치 증폭기(132)와 다른 구성요소들에 의해 처리되어 곧장 마이크로프로세서(116)로 보내진다. 각 인덕터에는 자체의 필터(102), 구동 트랜지스터(103), 교정 및 오프셋 회로(130)가 설치되고, 두 그룹의 이 구성요소들은 두 인덕터들에 적절한 고주파수와 저주파수 사이에서 발생기(100)를 동시에 스위칭하는 마이크로프로세서(116)의 제어를 받으며 제 7 도의 점들 P 에서 번갈아 제 7 도의 회로 안팎으로 스위칭된다.

상술한 바와 같이, 변위선 방향과 ΔX 자체가 극한치에 있을 때 측정이 이루어지나, 공지된 바와 같이 경화가 센서를 지나는 동안 다른 시점에서 취한 측정치들을 이용할 수 있으며, 앞서 설명한 기술이 그런 방식으로도 사용될 수 있다.

전술한 실시예들에서 위상 판별법이 X, R, ΔX 및 ΔR 을 유도하는데 사용되지만, 변위선 방향에 부가하여 ΔX 를 허용 가능성 기준으로 사용하고 더 낮은 주파수에서 변위선 방향을 두께 감응 측정으로 사용하는 등과 같이 제 11 도 및 제 12 도를 참조하여 설명될 다른 대안적 실시예들이 이러한 유도들에 사용된다 할지라도, 이전 실시예들의 다양한 신규 특징들이 사용될 수 있다는 것을 알 수 있다.

이득 변동을 보상하는 상기 기술은 처리되는 신호들의 근원이나 중요성에 관계없이 경화 검사 장치에 사용될 수 있다.

이제 제 11 도의 장치에 대해 상세히 설명하기로 한다. π형 동조 회로(2)는 단일 코일(4) 형태의 인덕터, 두개의 커패시터(6, 7), 및 저항기(8)를 포함한다. 저항기(8)는 정상적으로는 별도의 구성요소가 아니고 동조 회로에서 유효 손실을 나타내는 것으로 간주되어야 하고, 이는 주로 코일(4)의 고유 손실을 이룬다.

코일(4)에 인접한 곳에 점선으로 도시된 경화(10)를 위치시키는 수단이 설치되어 있고, 이 수단은 경화 통로(12)로 개략적으로 도시되어 있으며 이 통로를 따라 경화는 코일을 지나 모서리 위를 이동한다. 경화(10)가 코일(4)을 지나 이동할 때, 동조 회로의 총 유효 손실은 증가하다가, 경화가 코일의 중앙에 있을 때 피크에 도달하며, 이후 휴지 레벨로 감소한다. 본 실시예에서 검사 장치는 이 유효 손실의 피크값에 응답한다.

상기 동조 회로(2)에는 궤환 경로가 설치되어 있어 자주 발진기(free-running oscillator)를 형성한다. 이 궤한 경로(14)는 상기 동조 회로 내의 한 점에서 발생하는 전압을 전달하는 라인(16)과, 상기 궤환 경로에 이득을 제공하는 반전 증폭기(20)를 포함한다. 개략적으로 도시된 위상 지연 회로(24)는 스위칭 회로(18)의 조건에 따라 번갈아 이 궤환 경로안으로 스위칭되거나 바이패스된다. 위상 지연 회로(24)가 궤환 경로 안으로 스위칭되지 않은 때 위상 경로를 통한 위상 시프트는 180°이고, π형 동조 회로를 통한 위상 시프트도 역시 180°이다. 이런 조건에서 발진기는 공진 주파수에서 작동한다.

이제 제 12 도를 참조하는 것이 편리하다. 제 12 도는 비교적 낮은 값 R1에서 비교적 높은 값 R5 까지 동조 회로내 총 유효 손실의 5 가지 상이한 값들에 대해 상기 궤환 경로의 발진 주파수와 위상 시프트량(φ)간의 관계를 나타낸다. 일반적인 의미에서, 유효 손실이 가변적인 π형 동조 회로에 있어서, 어떤 특정 시간에 회로내의 유효 손실의 크기는, 상기 궤환 경로내 위상 시프트량을 하나의 기지값에서 다른 기지값으로(또는 기지량 만큼) 변화시키고, 최종 주파수 변화를 측정하여 결정될 수 있다. 위상 시프트 변화 및 주파수 변화간의 관계는 제 12 도에 도시한 곡선들중 한 곡선의 그래디언트를 효과적으로 나타내고, 결과적으로 상기 회로가 어느 곡선 상에서 작동하는가와 그러므로 상기 회로 내의 현재 유효 손실이 얼마인가를 표시한다. 예를 들면, 위상 시프트가 도시된 바와 같이 φ₁량(약 30") 만큼 180°에서 변하고 주파수가 ΔfNC 만큼 변하면 유효 손실은 낮은 값 R1 이지만, 주파수가 더 큰 량 ΔfC 만큼 변하면 유효 손실은 더 큰 값 R4 가 된다.

이것은 제 11 도에 개략적으로 도시된 회로에 의해 실현되고, 그 설명은 아래와 같다.

상기 발진기의 주파수가 라인(26)을 통해 주파수 감지 회로(28)로 공급된다. 제어 회로(30)는 라인(32)을 통해 스위칭 회로(18)를 반복적으로 작동시켜 위상 지연 회로(24)를 발진기 궤환 경로 안팎으로 스위칭한다. 동일한 라인(32)을 통해 제어 회로(30)는 스위칭 회로(18)와 동기하여 스위치(34)를 동작시키므로, 상기 감지 회로(28)가 감지한 주파수는 상기 위상 지연이 발진기 회로에 없을 때 기억 소자(36)에 저장되고, 상기 위상 지연이 발진기 회로에 도입될 때 기억 소자(38)에 저장된다. 제 11 도와 다음의 설명은 다양한 주파수 및 주파수차에 대해 사용되는 다음의 표기법을 참조하여 이해하는 것이 좋다.

f0 = 위상 시프트 없는 주파수

fφ = 위상 시프트 있는 주파수

Δf = fφ- f0

ΔfNC = 경화 부재 시의 Δf

ΔfC = 경화 존재시 Δf 의 피크값

f0C = 경화 존재시 f0 의 피크값

fONC = 경화 부재시 fO 의 값

감산기(40)는 fφ에서 f0 를 감산하여 Δf 를 얻고, 스위치(42)의 정상 조건에서 이 값 Δf 는 기억 소자(44)에 저장된다. 이 정상 조건은 코일(4)에 인접한 곳에 경화가 없는 동안에 지배하고, 이 경우에 동조 회로의 유효 손실은 낮고(즉, 제 12 도의 낮은 값 R1), 기억 소자(44)에 저장되는 주파수 차가 제 12 도에 도시한 대로 ΔfNC 이고, 이 값은 측정되는 순간에 동조 회로 자체의 고유 유효 손실을 나타낸다.

경화(10)가 코일 부근에 도달하기 시작하면, 주파수 감지 회로(28)의 출력 주파수 f0 가 변하기 시작한다. 제어 회로(30)의 섹션(46)은 라인(48)에서 이 변화의 시작을 검출하고, 이에 응답하여 라인(50)을 통해 스위치(42)의 조건을 변화 시켜 ΔfNC 의 최근 휴지값이 기억 소자(44)에 보유되도록 한다.

경화(10)가 코일(4)의 중심 위치에 접근하여 도달함에 따라 주파수 f0 는 하한값에 도달할 때까지 감소한다. 회로 섹션(46)은 이 피크 발생을 검출하기 적합하게 되어 있고, 피크 값에 응답하여 경화가 중심 위치에 있을 때 발생하는 Δf 값을 스위치(42)로 하여금 기억 소자(52)에 보내도록 한다. 이것이 제 2 도에 도시한 대로 예컨대 Δfc 값이고, 그것은 경화의 인덕터 통과 중에 발생하는 소정의 위상 변화 φ1 에서 비롯된 주파수 시프트의 최대값이다. 이 주파수 시프트는 동조 회로내 총 유효 손실이 이제 비교적 높은 값 R4 임을 나타내고, 이 R4 는 현재 코일(4)의 중심에 있는 특정 경화에 의해 회로에 도입된 유효 손실에 그 회로의 고유 유효 손실을 더한 값으로 되어 있다. 코일의 유효 손실 R 은 K₁Δf 이고, 여기서 K₁은 상수이다. 그리고 나서 경화만에 의해 도입된 유효 손실을 나타내는 값은 회로(54)에 의해 유도되고 이, 회로(54)는 Δfc 에서 ΔfNC 를 뺀 다음 상수 K₁을 곱한다. 이는 앞서 언급한 ΔR 과 같다.

제 11 도의 회로는 또한 경화에 의해 동조 회로(2)안에 도입된 리액턴스 양 X 를 다음과 같이 측정하기도 한다. 어떤 위상 시프트도 부과되지 않은 발진 주파수인 f0 의 값이 라인 (64)을 거쳐 스위치(64)에 인가된다. 스위치(62)는 스위치

(42)와 동일한 방식으로 제어 회로(30)의 도달 감지 및 피크 검출 섹션(46)에 의해 작동된다. 결과적으로, 위상 지연이 없는 경화 부재, 즉 휴지 주파수는 기억 소자 (66)에 저장되고, 경화가 인덕터 코일(4)을 통과할 적에 위상 지연없이 도달한 경화 존재 피크 저주파수는 기억 소자(68)에 저장된다. 이런 주파수들은 동조 회로 그 자체 내의 총 리액턴스를 나타내고, 각각 경화에 부가적인 영향을 미친다. 코일의 유효 리액턴스 X 는 K₂/f0 이고, 여기서 K₂는 상수이다. ΔX 는 회로(70)에 의해 유도되고, 이 회로 (70)는 두 주파수의 역수를 취한 다음 상수 K₂를 곱한다.

회로(54 및 70)의 출력들이 제산기(72)에 공급되고, 이 제산기(72)는 ΔX/ΔR(즉, 검사 중인 경화에 대한 tanθ)를 취하여 그것을 비교기(74)에 보내고, 비교기(74)에서 기준 회로(78)에서 나온 tanθ의 기준값과 비교된다. 서로 일치하면 비교기(74)는 AND 게이트(76)에 출력을 제공한다.

실제로는 상기 경화에 대해 적어도 한번의 다른 검사가 실행될 것이고, 동일 형태의 경화에 대한 기준값과 정합하는 각 검사값에 대해 다른 입력이 AND 게이트 (76)에 인가된다. 각 검사들에 대해 하나씩 모든 입력들이 존재하며, 검사 중인 경화가 주어진 종류의 경화에 대한 각각의 기준값들과 일치하는 값들의 완전한 집합을 생성하였음을 나타낼 때, 상기 AND 게이트(76)는 그 출력부에서 허용 신호를 발생하여 예컨대 공지 방식으로 허용/거부 게이트를 작동시킴으로써 상기 경화가 허용되게 한다. 물론, 제 1 도 내지 제 10 도를 참고하여 이미 기술한 검사들과 관련하여 부가적인 검사들을 사용할 수도 있다.

제 11 도의 실시예는 위에서 설명되었고 스위치와 기능 블록에 의해 예시되었지만, 실제로는 점선 박스(80)내에 도시된 모든 구성요소들을 적절히 프로그램된 마이크로프로세서에 의해 실현되는 것이 바람직하다. 전술한 바와 같이 달성되어야 할 기능들이 주어지면 당분야의 기술에 숙달된 프로그래머라면 상기 프로그램 작업은 가능할 것이다.

인덕터가 단일 코일로 도시되었지만, 상기 경화 통로를 가로질러 마주보며 직렬이나 병렬로 접속된 1 쌍의 코일들과 같은 다른 구성을 가질 수도 있다.

설명한 대로, 발진 주파수가 피크값에 있을 때 측정이 이루어지나, 공지된 바와 같이 경화가 센서를 통과하는 동안 다른 시간에도 유용한 측정을 할 수 있고 제 11 도 및 제 12 도의 기술이 그런 식으로도 사용될 수 있다.

주어진 종류의 허용 가능한 경화라도 그 특성이 어느 정도 변한다는 사실을 참작해서 어느 실시예에나 허용 가능성을 첵크하는 비교가 허용되고, 예컨대 상한치와 하한치로 규정되는 범위 형태로 기준값들을 갖거나, 정확한 기준값과 비교하기 전에 상기 측정값에 어떤 공차를 적용하여 비교하는 것도 알 수 있을 것이다. 모든 기준값들이 예컨대 마이크로프로세서의 메모리나 또는 별도의 디지털 메모리에 저장될 수 있고, 필요할 때마다 이 저장된 경화 관련 기억 정보로부터 계산될 수 있다.

Claims (75)

1. 경화 검사 장치에서 경화를 검사하는 방법에 있어서, 상기 경화 검사 장치내에 삽입된 경화를 인덕터에 의해 발생된 발진 자계에 노출시키는 단계, 경화가 상기 발진 자계내에 있는 경우에 상기 인덕터의 리액턴스 및 손실을 측정하는 단계,및 경화의 부재시에 인덕터의 리액턴스 및 손실을 나타내는 경화 부재점에 대한,상기 측정에 의해 규정된 경화 존재점의 변위를 나타내는 변위선으 임피던스 평면에서의 방향이 상기 임피던스 평면에서의 기준 방향과 일치하는지의 여부를 결정하는 단계를 포함하는 경화 검사 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 리액턴스 측정 및 손실 측정은 위상 판별법에 의해 이루어지는 경화 검사 방법.
3. 제2항에 있어서, 상기 인덕터를 신호원으로부터 구동하는 단계를 포함하는경화 검사 방법.
4. 제3항에 있어서, 상기 신호원이 정전류원으로서 작용하는 경화 검사 방법.
5. 제2항에 있어서, 상기 인덕터의 리액턴스 및 손실을 나타내는 각각의 신호들을 도출해내기 위해 상기 인덕터 양단의 전압을 실질적으로 위상이 90° 분리되는 때마다 샘플링하는 단계를 포함하는 경화 검사 방법.
6. 제2항에 있어서, 진(true) 리액턴스 및 손실축들에 대한 위상 판별축들의 임피던스 평면에서 각도 변위를 측정하는 단계를 포함하는 경화 검사 방법.
7. 제6항에 있어서, 경화가 상기 인덕터의 자계에 없을 때에는 상기 인덕터의 리액턴스 또는 손실만의 변화를 시뮬레이트함으로써 상기 각도 변위를 측정하는 단계, 상기 위상 판별법에 의해 측정도니 손실 또는 리액턴스 측정값들의 그 결과 생긴 변화를 검출하는 단계, 상기 시뮬레이트된 변화 및 상기 검출된 그 결과 생긴 변화 사이의 관계로부터 상기 각도 변위를 계산하는 단계를 포함하는 경화 검사 방법.
8. 제7항에 있어서, 상기 시뮬레이트된 변화는 상기 인덕터의 리액턴스에만 있고, 그 결과 생긴 상기 손실 측정값의 변화는 검출되는 경화 검사 방법.
9. 제6항에 있어서, 상기 각도 변위를 감소시키도록 상기 위상 판별축들을 각도적으로 시프트시키는 단계를 포함하는 경화 검사 방법.
10. 제6항에 있어서, 상기 결정 단계에는 상기 각도 변위 측정으로부터 도출된 보정 계수를 인가하는 단계를 포함하는 경화 검사 방법.
11. 제1항에 있어서, 상기 기준 방향은 상기 리액턴스축및 손실축중 하나에 대한 각도로서 확립되는 경화 검사 방법.
12. 제11항에 있어서, 상기 리액턴스 측정과 손실 측정은 위상 판별법에 의해 이루어지고, 상기 결정 단계는 상기 위상 판별축들중 어느 한 축에 대한 상기 변위선의 각도를 평가하는 단계를 포함하는 경화 검사 방법.
13. 제12항에 있어서, 상기 결정 단계에는, 상기 각도 변위 측정으로부터 도출된 보정 계수를 인가하는 단계를 포함하고, 상기 보정 계수의 인가는 상기 위상 판별축들의 상기 측정된 각도 변위와 상기 변위선의 상기 평가된 각도를 조합하는 단계를 포함하는 경화 검사 방법.
14. 제1항에 있어서, 경화의 부재시 상기 인덕터의 리액턴스 및 손실을 나타내는 점은 경화의 부재시 상기 인덕터의 리액턴스와 손실을 측정함으로써 규정되고, 상기 변위선의 방향은 상기 경화 부재 및 경화 존재 측정값들로부터 확인되는 경화 검사 방법.
15. 제14항에 있어서, 상기 경화 부재 측정값들은 경화가 검사될 때마다 취해지는 경화 검사 방법.
16. 제1항에 있어서, 상기 임피던스 평면에서 방향이 상기 기준 방향이고 상기 임피던스 평면에서 위치가 상기 경화 부재점을 통해 연장되도록 되어 있는 기준 변위선을 제공하는 단계를 포함하고, 상기 결정 단계는 상기 경화 존재 리액턴스 및 손실 측정값들이 실질적으로 상기 기준 변위선 상에 있는 점을 규정하는지의 여부를 결정하는 단계를 포함하는 경화 검사 방법.
17. 제1항에 있어서, 상기 결정 단계는 상기 인덕터의 경화 부재시의 총 임피던스 벡터에 대한 상기 변위선의 각도를 평가하는 단계를 포함하는 경화 검사 방법.
18. 제17항에 있어서, 상기 리액턴스 및 손실 측정은 위상 판별법에 의해 이루어지고, 상기 평가는, 위상 판별축에 대한 상기 경화 부재시의 총 임피던스 벡터의 각도를 측정하는 단계와, 위상 판별축에 대한 상기 변위선의 각도를 측정하는 단계와, 이들 2개의 측정 각도들을 조합하는 단계를 포함하는 경화 검사 방법.
19. 제17항에 있어서, 상기 기준 방향은 상기 임피던스 평면에서 인덕터의 상기 경화 부재시의 총 임피던스 벡터에 대한 각도로서 확립되는 경화 검사 방법.
20. 제1항에 있어서, 상기 인덕터의 리액턴스 및 손실 각각에 의존하는 신호들은 공통 채널에서 처리되고, 상기 리액턴스 의존 신호의 경화 존재값과 경화 부재값 간의 차는 상기 결정 단계에 이용되고, 상기 처리에 앞서 상기 리액턴스 의존 신호에 오프셋이 인가되어 그것의 값을 손실 의존 신호의 값으로 실직적으로 감소시키는 경화 검사 방법.
21. 제20항에 있어서, 상기 신호들은 상기 공통 채널로부터 또다른 공통 채널로 보내지고, 상기 리액턴스 의존 신호 및 손실 의존 신호 양자의 경화 존재값 및 경화 부재값 간의 차는 상기 결정 단계에 이용되고, 상기 다른 공통 채널에 앞서, 각 신호의 경화 부재값이 상기 또다른 공통 채널의 구성요소의 동적 범위의 끝에 근접하도록 상기 신호들중 어느 하나 또는 양쪽 모두에 오프셋이 인가되어, 상기 구성요소의 동적 범위의 이용을 극대화하는 경화 검사 방법.
22. 제21항에 있어서, 상기 구성요소는 A/D 변환기인 경화 검사 방법.
23. (2회정정) 제 1 항에 있어서, 상기 기준 방향은 특정 경화 유형에 적합하고,상기 인덕터의 리액턴스의 경화 부재값과 경화 존재값 간의 차가 동일 특정 경화 유형에 적합한 기준값에 일치하는지의 여부를 결정하는 단계를 더 포함하는 경화 검사 방법.
24. 제23항에 있어서, 경화가 상기 인덕터의 자계에 없을 때에 상기 인덕터의 리액턴스의 미리 결정된 변화를 수시로 시뮬레이트함으로써 리액턴스 값들 간의 상기 차에 대한 시스템 이득 변동의 영향을 보상하는 단계와, 신호가 상기 시스템 이득에 지배되는 상기 리액턴스에 의존하는 신호의 결과적으로 생긴 변화를 검출하는 단계와, 상기 검출된 변화를 기준값과 비교하는 단계와, 상기 비교의 결과로부터 도출된 보상 계수를 상기 리액턴스 의존 신호에 인가하여 그 신호를 상기 기준값에 실질적으로 일치시키도록 조정하는, 보상 계수 인가 단계와, 다음에 상기 변화가 시뮬레이트될 때까지 상기 보상 계수의 인가를 유지하는 단계를 포함하는 경화 검사 방법.
25. 제24항에 있어서, 상기 리액턴스 의존 신호는 아날로그 신호이고, 상기 결과적으로 생긴 변화를 검출하기 전에 상기 아날로그 신호를 디지털 형태로 변환하는 단계와, 채널 출력의 상기 디지털 형태에서의 변화를 디지털 기준값과 비교하는 단계와, 상기 비교로부터 디지털 보상 계수를 도출하는 단계와, 다음에 상기 변화가 시뮬레이트될 때까지 상기 리액턴스 의존 신호의 디지털 형태로 상기 디지털 보상 계수를 인가하는 단계를 포함하는 경화 검사 방법.
26. 제1항에 있어서, 상기 인덕터에 의해 생성된 발진 자계의 주파수는 상기 변위선의 방향이 검사 중인 경화의 두께에 의해 영향을 받도록 낮은 경화 검사 방법.
27. 제26항에 있어서, 상기 주파수는 상기 경화 재료의 표피 깊이가 경화 두께의 1/3보다 크게 되도록 낮은 경화 검사 방법.
28. 제26항에 있어서, 상기 주파수는 100kHz 이하인 경화 검사 방법.
29. 제26항에 있어서, 상기 주파수는 35kHz 이하인 경화 검사 방법.
30. 제26항에 있어서, 상기 주파수는 10kHz 이하인 경화 검사 방법.
31. 제1항에 있어서, 상기 경화의 한 측면만으로부터 상기 발진 자계를 발생시키는 단계를 포함하는 경화 검사 방법.
32. 제1항에 있어서, 상기 결정 단계는 복수의 허용 가능한 경화 유형들에 각각 대응하는 복수의 기준 방향들과 관련하여 실행되는 경화 검사 방법.
33. 제1항에 있어서, 상기 결정 단계는 적어도, 상기 변위선의 방향이 경화의 인덕터 통과 중에 극단에 이를 때에 실행되는 경화 검사 방법.
34. 제33항에 있어서, 상기 경화가 인덕터를 지나 모서리를 따라 이동할 때 상기 변위선의 방향을 반복하여 평가하는 단계와, 상기 평가의 결과로부터 상기 변위선의 방향이 극단에 이르는 때를 검출하는 단계를 포함하는 경화 검사 방법.
35. 경화 검사 장치에 있어서, 경화 통로, 인덕터를 포함하고, 상기 인덕터가 상기 경화 통로에 발진 자계를 생성하도록 하는데 적합한 회로, 상기 경화가 상기 발진 자계에 있을 때 상기 인덕터의 리액턴스와 손실을 측정하는데 적합한 수단, 및경화 부재시에 인덕터의 리액턴스와 손실을 나타내는 경화 부재점에 대한, 상기 측정값들에 의해 규정된 경화 존재점의 변위를 나타내는 변위선의 임피던스 평면에서의 방향이 상기 임피던스 평면에서 기준 방향과 일치하는지의 여부를 결정하기 위한 수단을 포함하는 경화 검사 장치.
36. 제35항에 있어서, 상기 경화가 상기 자계에 있을 때 상기 인덕터의 리액턴스와 손실을 측정하는데 적합한 상기 수단은 위상 판별 회로를 포함하는 경화 검사 장치.
37. 제36항에 있어서, 상기 인덕터를 구동하도록 배열된 신호원을 포함하는 경화 검사 장치.
38. 제37항에 있어서, 상기 신호원은 정전류원인 경화 검사 장치.
39. 제36항에 있어서, 상기 위상 판별 회로는 상기 인덕터의 리액턴스와 손실을 나타내는 각각의 신호들을 도출해내도록 실질적으로 위상이 90°로 분리될 때마다 상기 인덕터 양단의 전압을 샘플링하는데 적합한 경화 검사 장치.
40. 제36항에 있어서, 진(true) 리액턴스축과 손실축에 대한 위상 판별축의 임피던스 평면에서 각도 변위를 측정하기 위한 수단을 포함하는 경화 검사 장치.
41. 제40항에 있어서, 경화가 상기 발진 자계에 없을 때 상기 인덕터의 리액턴스 또는 손실만의 변화를 시뮬레이트하기 위한 수단, 상기 손실 또는 리액턴스 측정값들의 결과적으로 생긴 변화를 검출하기 위한 수단, 및 상기 시뮬레이트된 변화 및 상기 검출된 결과적으로 생긴 변화 사이의 관계로부터 상기 각도 변위를 계산하기 위한 수단을 포함하는 경화 검사 장치.
42. 제41항에 있어서, 상기 시뮬레이트 수단은 상기 인덕터의 리액턴스만의 변화를 시뮬레이트하는데 적합하고, 상기 검출 수단은 손실 측정값의 결과적으로 생긴 변화를 검출하는데 적합한 경화 검사 장치.
43. 제41항에 있어서, 상기 시뮬레이트 수단은 코일 신호를, 상기 코일 신호와 동일한 주파수를 가지며, 상기 변화가 시뮬레이트될 임피던스 성분을 나타내는 상기 코일 신호의 성분과 동상이거나 위상이 180°어긋난 신호와 일시적으로 합산하기에 적합한 경화 검사 장치.
44. 제42항에 있어서, 상기 인덕터를 갖는 회로에 접속되어 있는 저항기 네트워크, 상기 인덕터 양단의 전압을 상기 위상 판별 회로에 인가하기 위하여 상기 위상 판별 회로의 입력에 상기 인덕터를 접속시키는 수단, 및 상기 저항기 네트워크내의 한 점으로부터 상기 입력에 접속되어서, 상기 인덕터 전압과 위상이 180°어긋난 전압을 상기 입력에 공급하는 커패시터를 포함하는 경화 검사 장치.
45. 제44항에 있어서, 상기 커패시터를 통해 공급된 전압을 일시적으로 변화시켜 상기 리액턴스 변화를 시뮬레이트하도록 상기 저항기 네트워크를 변경하기 위한 제 1 수단을 포함하는 경화 검사 장치.
46. 제45항에 있어서, 상기 제 1 수단의 동작에 의해 야기되는 인덕터 전류의 어떠한 변화도 상쇄하도록 상기 저항기 네트워크를 변형하기 위한 제 2 수단을 포함하는 경화 검사 장치.
47. 제40항에 있어서, 상기 위상 판별 회로가 상기 각도 변위를 감소시키도록 동작하는 상기 위상 판별축들을 각도적으로 시프팅하기 위한 수단을 포함하는 경화 검사 장치.
48. 제40항에 있어서, 상기 결정 수단은 상기 각도 변위 측정치로부터 도출된 보정 계수를 제공하기 위한 수단을 포함하는 경화 검사 장치.
49. 제40항에 있어서, 상기 인덕터는 디지탈 신호 발생기에 의해 결정되는 주파수에서 구동되는 경화 검사 장치.
50. 제49항에 있어서, 상기 디지털 신호 발생기의 출력을 인덕터에 인가하기 전에 필터 처리하도록 배열되는 아날로그 필터를 포함하는 경화 검사 장치.
51. 제35항에 있어서, 상기 기준 방향을 상기 리액턴스축과 손실축중 하나에 대한 각도로서 확립하기 위한 수단을 포함하는 경화 검사 장치.
52. 제51항에 있어서, 상기 인덕터의 리액턴스와 손실을 측정하기에 적합한 위상 판별 회로를 포함하고, 상기 결정 수단은 상기 위상 판별축들중 하나에 대한 상기 변위선의 각도를 평가하기에 적합한 경화 검사 장치.
53. 제52항에 있어서, 상기 결정 수단은 상기 각도 변위 측정치로부터 도출된 보정 계수를 제공하기 위한 수단을 포함하고,보정 계수를 제공하기 위한 상기 수단은 상기 위상 판별축들의 상기 측정된 각도 변위, 및 상기 변위선의 상기 평가된 각도를 조합하는데 적합한 경화 검사 장치.
54. 제35항에 있어서, 상기 측정 수단은 또한 경화 부재시에 상기 인덕터의 리액턴스와 손실을 나타내는 점을 확립하도록 경화 부재시에 상기 인덕터의 리액턴스와 손실을 측정하기에 적합하고, 상기 경화 존재 측정치 및 상기 경화 부재 측정치로부터 상기 변위선의 방향을 결정하기 위한 수단을 더 포함하는 경화 검사 장치.
55. 제54항에 있어서, 상기 측정 수단이 경화 검사때마다 상기 경화 부재 측정치를 취하게 하기 위한 수단을 포함하는 경화 검사 장치.
56. 제35항에 있어서, 상기 임피던스 평면에서 방향이 상기 기준 방향이고 상기 임피던스 평면에서 위치가 상기 경화 부재점을 통해 연장되도록 되어 있는 기준 변위선을 나타내기 위한 수단을 포함하고, 상기 결정 수단은 상기 경화 존재 리액턴스 및 손실 측정치들이 실질적으로 상기 기준 변위선 상에 놓이는 점을 규정하는지의 여부를 결정하는데 적합한 경화 검사 장치.
57. 제35항에 있어서, 상기 결정 수단은 상기 인덕터의 경화 부재시의 총 임피던스 벡터에 대한 상기 변위선의 각도를 평가하는데 적합한 경화 검사 장치.
58. 제57항에 있어서, 상기 인덕터의 리액턴스와 손실을 측정하기에 적합한 위상 판별 회로를 포함하고, 상기 결정 수단은, 위상 판별축에 대한 상기 경화 부재시의 총 임피던스 벡터의 각도를 측정하고, 위상 판별축에 대한 상기 변위선의 각도를 측정하고, 이 두 측정된 각도들을 조합하도록 동작 가능한 경화 검사 장치.
59. 제57항에 있어서, 상기 임피던스 평면에서 상기 인덕터의 상기 경화 부재시의 총 임피던스 벡터에 대한 각도로서 상기 기준 방향을 확립하기 위한 수단을 포함하는 경화 검사 장치.
60. 제35항에 있어서, 상기 인덕터의 리액턴스와 손실에 각각 의존하는 신호들이 처리되는 공통 채널 및 상기 리액턴스 의존 신호에 오프셋을 인가하여 실직적으로 그 값을 저항 의존 신호값 쪽으로 실질적으로 감소시키는, 상기 오프셋 인가 수단을 포함하고, 상기 결정 수단은 상기 리액턴스 의존 신호의 경화 존재값과 경화 부재값 사이의 차를 이용하기에 적합한 경화 검사 장치.
61. 제60항에 있어서, 상기 신호들은 상기 공통 채널로부터 또다른 공통 채널로 보내지고, 상기 결정 수단은 상기 결정 단계에서 상기 리액턴스 의존 신호 및 상기 손실 의존 신호 양자의 경화 존재값 및 경화 부재값 간의 차를 이용하는데 적합하고, 상기 또다른 공통 채널에 앞서, 각 신호의 견화 부재값이 상기 또다른 공통 채널의 구성요소의 동적 범위의 끝에 근접하여 상기 구성요소의 동적 범위의 이용을 극대화하도록 상기 신호들중 어느 하나 또는 상기 신호들 양자에 오프셋을 인가하기 위한 수단이 제공되는 경화 검사 장치.
62. 제61항에 있어서, 상기 구성요소는 A/D 변환기인 경화 검사 장치.
63. 제35항에 있어서, 상기 기준 방향은 특정 경화 유형에 적합하고,상기 결정 수단은 또한 상기 인덕터의 리액턴스의 경화 부재값 및 경화 존재값 간의 차가 상기 동일 특정 경화 유형에 적절한 기준값과 일치하는지의 여부를 결정하는데 적합한 경화 검사 장치.
64. 제63항에 있어서, 상기 인덕터의 리액턴스에 의존하는 신호들은 리액턴스 값들 간의 상기 차에 영향을 주는 시스템 이득을 변화게 되는 회로에 의해 처리되고,경화가 인덕터의 자계내에 없을 때 상기 인덕터의 리액턴스의 미리 결정된 변화를 수시로 시뮬레이트하기 위한 수단,신호가 상기 시스템 이득에 지배된 상기 리액턴스에 의존하는 신호의 결과적으로 생긴 변화를 검출하기 위한 수단, 상기 검출된 변화를 기준값과 비교하기 위한 수단, 상기 비교의 결과로부터 도출된 보상 계수를 상기 리액턴스 의존 신호에 인가하여 그 신호를 상기 기준값과 실질적으로 일치하도록 조정하는, 상기 보상 계수인가 수단, 및 다음에 상기 변화가 시뮬레이트될 때까지 상기 보상 계수의 인가를 유지하기 위한 수단을 포함하는 경화 검사 장치.
65. 제64항에 있어서, 상기 리액턴스에 의존하는 상기 신호는 아날로그 신호이고, 상기 결과적으로 생긴 변화를 검출하기 전에 상기 아날로그 신호를 디지털 형태로 변환하기 위한 수단, 상기 신호의 디지털 형태로의 변화를 디지털 기준값과 비교하기 위한 수단, 상기 비교로부터 디지털 보상 계수를 도출하기 위한 수단, 및 다음에 상기 변화가 시뮬레이트될 때까지 상기 리액턴스 의존 신호의 디지털 형태에 상기 디지털 보상 계수를 인가하기 위한 수단을 포함하는 경화 검사 장치.
66. 제35항에 있어서, 상기 인덕터에 의해 발생된 상기 발진 자계의 주파수는 상기 변위선의 방향이 검사 중인 경화의 두께에 의해 영향을 받도록 낮은 경화 검사 장치.
67. 제66항에 있어서, 상기 주파수는 상기 경화 재료의 표피 깊이가 경화 두께의 1/3보다 크게 되도록 낮은 경화 검사 장치.
68. 제66항에 있어서, 상기 주파수는 100kHz 이하인 경화 검사 장치.
69. 제66항에 있어서, 상기 주파수는 35kHz 이하인 경화 검사 장치.
70. 제66항에 있어서, 상기 주파수는 10kHz 이하인 경화 검사 장치.
71. 제35항에 있어서, 상기 인덕터는 상기 경화 통로의 한 측면에만 있는 경화 검사 장치.
72. 제35항에 있어서, 복수의 허용가능한 경화 유형들에 각각 대응하는 복수의 기준 방향들을 제공하기 위한 수단을 포함하고,상기 결정 수단은 상기 복수의 기준 방향들과 관련하여 상기 결정 단계를 실행하는데 적합한 경화 검사 장치.
73. 제56항에 있어서, 상기 제공 수단은 방향들이 복수의 허용가능한 경화 유형들에 각각 대응하는 복수의 기준 변위선들을 나타내는데 적합하고, 상기 결정 수단은 상기 복수의 기준 변위선들과 관련하여 상기 결정 단계를 실행하는데 적합한 경화 검사 장치.
74. 제35항에 있어서, 경화가 상기 인덕터를 통과하는 동안 극단에 도달하는 상기 변위선의 방향을 검출하기 위한 수단을 표함하고, 상기 결정 수단은 상기 극단 방향을 이용하는데 적합한 경화 검사 장치.
75. 제74항에 있어서, 상기 검출 수단은 상기 경화가 상기 인덕터를 지나 모서리를 따라 이동할 때 상기 변위선의 방향을 반복하여 평가하고, 상기 평가의 결과로부터 상기 변위선의 방향이 극단에 있는 때를 검출하도록 동작할 수 있는 경화 검사 장치.