KR100232778B1 - 텔레비전 신호 처리장치 및 재구성 장치 - Google Patents

Abstract

인터레이스 고선명 텔레비전 신호로부터 호환성 저 선명도의 인터레이스 텔레비전 신호와 오리지널 신호를 재구성하기 위한 다른 성분들을 유도해내는 장치가 제공된다.

HDTV 신호는 수평 및 수직 로우패스 및 하이패스 QMF 필터링에 의해 4개의 성분 신호로 나누어진다. 수직 필터링을 위해, 한 프레임 중 한 필드는 홀수 길이 필터에 의해 필터링되고 다른 필드는 짝수 길이 필터에 의해 필터링된다. 하이패스 홀수 길이 QMF 필터 앞에는 1 샘플의 시간 지연 수단이 도입된다. 성분 신호들은 각각 필터링 후에 상수 2로 서브 샘플링된다. 저 주파수 수평 및 저 주파수 수직 대역을 커버하는 성분 신호는 선명도가 낮아진 인터레이스 TV 신호이다.

오리지널 HDTV 신호를 재구성하기 위해, 4개의 성분 신호 모드는 업샘플링 및 필터링되고, 저 주파수 홀수 길이 필터에 뒤이어 1 샘플 지연 수단이 도입된다.

Description

텔레비전 신호 처리장치 및 재구성 장치

제1도는 서브밴드 필터링의 기본 체계를 설명하는 블록도.

제2도는 본 발명에 따라 HDTV 필드를 분할하는 장치를 설명하는 블록도.

제3도는 본 발명에 따른 오리지널 필드 및 분할 HDTV 필드의 공간 주파수 평면을 도시한 도면.

제4도는 제2도의 수평 분할 및 서브 샘플링 유닛을 상세히 도시한 블록도.

제5도는 HDTV로부터 호환성 TV로의 필요 변환 및, 짝수 길이 구적 미러 필터링의 결과를 도시한 도면.

제6도는 인터레이스(interlaced) 성분 신호를 생성시키는 HDTV 화상용 필터링 체계를 설명하는 도면.

제7도는 본 발명의 수직 필터 및 서브 샘플링 유닛의 상세한 블록도.

제8도는 홀수 길이 QMF 분할 및 재구성 유닛을 도시하는 블록도.

제9도는 본 발명의 재구성 장치의 블록도.

제10도는 제9도의 수직 재구성 및 업샘플링(upsampling) 유닛의 상세한 블록도.

제11도는 제9도의 수평 재구성 및 업샘플링 유닛의 상세한 블록도.

제12도는 짝수 길이 QMF에서 라인의 끝 근처의 로우패스 필터링을 설명하는 타이밍도.

제13도는 라인 연장을 한 본 발명 시스템의 블록도.

제14도는 홀수 길이 QMF에서 라인의 끝 근처의 로우패스 필터링을 설명하는 타이밍도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

10, 42 : 로우패스 필터 12, 46 : 하이패스 필터

15 : 홀수/짝수 필드 검출기 22 : 가산기

60, 100 : 지연 회로 82, 84 : 필드 메모리

104, 128 : 합산 회로

[기술분야]

본 발명은 인터레이스(interlaced) 고선명 텔레비전(HDTV) 신호를 NTSC, PAL, CCIR 601과 같은 현재의 표준 방식에 적합한 수평 및 수직 선명도를 가진 인터레이스 성분(interlaced component) 신호와, 기록을 위한 또한 다른 종류의 신호 전송을 위한 하나 이상의 보조 신호로 분할하여, 오리지널 신호를 재구성하는 디지털 처리에 관한 것이다.

[기술배경]

고선명 텔레비전 신호를 둘 이상의 부분으로 분할하며, 그 중의 하나가 현재의 표준 방식에 적합한, 많은 시스템 및 방법이 제안되어 있다. 이러한 시스템의 대부분은 현존 통신 채널을 통해 전송할 수 있게 하기 위한 아날로그 처리 및 대역 폭 제한과 관련되는 것들이다. 그러나, 본 발명은 방송과 같은 다른 종류의 전송에 관한 응응예를 배제하는 것은 아니지만, 주로 기록 목적을 위한 고선명 텔레비전 신호의 디지털 처리에 관련되는 것이다.

제안된 방법 및 장치는 구적 미러 필터링(quadrature mirror filtering)을 이용하는데, 그 기술 자체는 공지된 것이다.

[요약]

본 발명의 목적은, 인터레이스 고선명 텔레비전 신호를, 현재의 표준 방식을 만족시키는 저 해상도의 인터레이스 TV 신호를 포함하는 부분과, 적어도 하나의 보조 신호로 분할한 후, 이어서 고선명 텔레비전 신호로 재구성할 수 있는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 또다른 목적은, 오리지널 HDTV 신호에서의 비트 수와 관련하여 기록되는 비트의 수를 증가시키기 않고도 앞서 언급한 목적을 달성하려는 것이다. 그러므로, 모든 보조 성분의 샘플의 수에 부가하는 호환성 텔레비전 샘플의 수는, 오리지널 고선명 텔레비전 신호의 샘플의 수를 초과하지 않는다. 샘플의 수를 줄이기에 적합한 호환성 신호 및 보조 신호를 코딩하는 것은 본 발명의 주제가 아니다. 이러한 공정들은 대부분 공지된 것이며, 예를 들면, EP 0 341 780 A1의 코딩이 사용될 수 있다.

본 발명은, 고주파 및 저주파 수평 및 수직 필터가, 고선명 텔레비전 신호를 필터링하여, 제1, 제2, 제3, 제4 수평/수직 주파수 대역을 각각 커버하는, 제1, 제2, 제3, 제4 보조 신호를 만들며, 제1, 제2, 제3, 제4 수평/수직 주파수 대역은 함께 상기 고선명 텔레비전 신호의 주파수 대역을 형성하며, 필터 수단에 연결된 서브 샘플링 수단이, 각각의 보조 신호를 서브 샘플링하여, 모든 보조 신호의 필드 당 샘플의 합은 고선명 텔레비전 신호의 필드 당 샘플의 수를 초과하지 않는 것을 특징으로 한다.

특히, 필터는 구적 미터 필터이다.

본 발명의 부수적인 특징 및 장점 등을 도면을 참고로 설명한다.

[실시예]

비록 본 발명에 의해 샘플링 주파수, 종횡비(aspect ratio) 등을 조정할 수 있지만, 본원에 설명한 실시예의 디지털 HDTV 신호는 다음의 포맷을 갖는 것으로 가정한다. 즉, 휘도 성분(Y) 및 두 개의 색차 성분(U 및 V)으로 이루어진다. Y성분은 54㎒로 샘플링되며, U 및 V는 모두 27㎒로 샘플링된다. 종횡비는 16:9이다. 신호는 25Hz의 프레임 레이트(frame rate)를 가지며, 각 프레임은 두 개의 인터레이스 필드로 구성되고, 각 필드는 1440 엑티브 Y 샘플, 720U 및 720V 샘플을 갖는 576엑티브 라인을 포함한다. 각각의 샘플은 8비트로 표현되므로, 전체 HDTV 신호를 표현하는데 664Mbit/s가 필요하다.

고선명 인터레이스 HDTV 신호는 인터레이스 TV 신호 및 일정 개수의 보조 신호로 분할되어야 한다. 인터레이스 TV 신호는, 대응 HDTV 신호 값의 라인 수의 절반과, 라인 당 샘플 수의 절반을 가지며, 충분한 고화질을 지녀야 한다. 또한 인터레이스 TV 신호 및 보조 신호로부터 원래의(오리지널) 품질을 갖는 HDTV 신호를 재구성할 수 있어야 한다.

예를 들면, Ronald E. Crochiere와 Lawrence Rabiner의 “멀티레이트 디지털 프로세싱(Multirate Digital Processing)”, pp.376-386에 기술된 바와 같은, 서브 밴드 필터링 기술이, 고 해상도의 화상을 저 해상도 번전과 보조 정보로 분할하는 데 특히 적합하다. 제1도는 서브밴드 필터의 기본 체계를 도시한다. 입력 신호 x(n)는 로우패스 필터(10) 및 하이패스 필터(12)에 의해 각각 로우패스 및 하이패스 필터링 신호로 분할되며, 각각 입력 신호의 절반의 대역폭을 갖는다. 이어서, 이들 신호 각가은 서브 샘플링 단계(14 및 16)에서 계수 2로 서브샘플링된다. 만들어진 성분 신호는 방송과 같은 다른 기술에 의해 기록 및/또는 전송된다. 로우패스 스테이지(18) 및 하이패스 스테이지(20)에서 각각 성분 신호를 업샘플링 및 일련의 필터링에 의해, 재구성 신호(n)를 얻고, 그 신호는 가산기(22)에서 가산된다. 가산기(22) 출력에서의 신호는 적절히 선택된 필터를 사용하여 입력 신호에 근접하게 복사해낸 재구성된 신호이다.

고선명 텔레비전(HDTV) 화상은, 제1도의 필터링 체계를 수평적 및 수직적 모두 적용함으로써, 저 해상도의 인터레이스 TV 신호(호환성 신호)와 3개의 보조 성분 신호로 분할된다. 제2도에 도시된 바와 같이, HDTV 화상의 필드는, 스위치(15a)의 제어 하에, 각각의 메모리(11 및 13)에 기억된다. 설명 상 필드 메모리의 사용은 용이하다고 가정한다. 메모리로부터의 판독을 제어하는 스위치(15a 및 15b)는 모두, HDTV 신호가 인가되는 홀수/짝수 필드 검출기(15)로부터의 제어 신호, 즉, 수직 동기 신호를 수신한다. 스위치(15b)의 출력은 수평 필터링 및 서브 샘플링 스테이지(17)에 인가된다. 스테이지(17)의 저주파 출력은 메모리(19)를 거쳐 수직 필터링 및 서브샘플링 스테이지(21)에 인가된다. 스테이지(21)의 저주파 출력은 인터레이스 텔레비전 신호이며, 메모리(23)에 기억된다. 스테이지(21)의 고주파 출력은 제1 보조 신호이며, 메모리(24)에 기억된다.

스테이지(17)의 고주파 성분 출력은, 메모리(26)를 거쳐, 수직 필터링 및 다운샘플링 스테이지(28)에 인가된다. 스테이지(28)의 저주파 성분 출력은 제2 보조 신호를 구성하며, 메모리(30)에 기억된다. 스테이지(28)의 고주파 성분 출력은 메모리(32)에 기억되며, 제3 보조 신호를 구성한다.

제3도는 상술한 과정을 주파수 영역에서 설명한다. 고선명 텔레비전 신호 스펙트럼은 제3도 중 왼쪽에 도시되며, 여기서, θ_h는 수평 공간 주파수이고, θ_v는 수직 공간 주파수이다. 제2도에 따라 유도된 성분의 각각과 관련된 공간 주파수 범위는 제3도 중 오른쪽에 도시되어 있다. 호환성 화상은 수평 및 수직 방향 모두 저주파 영역, 즉, 박스 1에 있다. 박스 2, 3, 4는 각각 제1, 제2, 제3 보조 신호의 주파수 범위를 나타낸다.

수평 분할 및 서브샘플링 유닛(17)은 제4도에 더욱 상세히 도시되어 있다. 로우패스 필터 스테이지(42)에 이어진 서브샘플링 스테이지(44)로 구성되었다. 서브샘플링 스테이지(44)는 계수 2로 서브샘플링한다. 마찬가지로, 하이패스 필터(46)에 이어진 서브샘플링 스테이지(48)로 구성되는데, 서브샘플링 스테이지(48)는 계수 2로 서브샘플링한다.

고품질의 호환성 화상을 얻기 위해서는, 분할 유닛 내의 로우패스 필터가 선형 위상 특성을 가져야 한다. 이는 대칭 유한 임펄스 응답(Finite-Impulse Response:FIR) 필터를 사용하여 실현될 수 있다. 대칭 FIR 로우패스 필터를 사용하는 서브밴드 필터링 기술이 구적-미러 필터링(Quadrature-Mirror Filtering:QMF) 기술이다. 이 기술은 공지되어 있으며, 예를 들면, 앞서 인용한 문헌에 기술되어 있다. 수평 필터링 및 서브 샘플링을 위한 특정 필터의 한 예를 이하에 설명한다.

상기 인용 문헌에는, HDTV 화상을 그 성분들로부터 정확히 재구성하는데 짝수 길이(even-length) FIR 필터가 요구된다는 것이 수학적으로 증명되어 있다.

그러나, 짝수 길이 필터가 수직 필터링을 위한 고선명 텔레비전 신호의 두 필드 모두에 응용되면 호환성 인터레이스 화상에 문제가 생긴다. 이것이 제5도에 도시되어 있다.

제5(a)도에서 각각의 도트는 인터레이스 HDTV 프레임에서의 라인을 나타낸다. 필드 1의 라인은 왼쪽에, 필드 2의 라인은 오른쪽에 있다. 각 필드의 연속적인 라인 간의 수직 간격은 2d이며, 필드 2의 라인들은 필드 1의 대응 라인들로부터 간격 d를 두고 수직적으로 배치되어 있다. 한편, 호환성 신호는 인접한 라인들 사이에 4d의 간격을 가져야 한다. 또한, 호환성 신호를 수신하는 표준 TV의 주사 시스템은, 필드 2의 라인을 필드 1의 대응 라인 사이의 중간에 위치시킨다. 이것이 제5(a)도에 도시된 필요 변환(required conversion)인 것이다.

그러나, 짝수 길이 필터에 두 필드의 신호를 인가하고, 계수 2로 서브 샘플링하면 제5(b)도의 패턴이 생긴다. 즉, 필드 2의 라인은 필드 1의 대응 라인들 사이의 중간에 있지 않는다. 그러므로, 표준 TV 주사 시스템은 호환성 화상 상의 실제 주사 위치에 대응하지 않는 필드 2의 라인에 대한 픽셀 값을 사용한다. 이렇게 되면 허용할 수 없는 아티팩트(artefact)가 만들어진다.

이러한 아티팩트는, 제6도에 도시된 바와 같이, 필드 1이 짝수 필드인지 홀수 필드인지에 상관없이, 필드 1에는 홀수 길이 필터를 사용하고 필드 2에는 짝수 길이 필터를 사용함으로써 제거할 수 있다. 두 필터 사이의 정확한 위상 관계가 유지된다면, 홀수 및 짝수 길이 필터에 의해 발생된 가중 평균치는 항상 인터레이스(interlacing)시키기에 정확한 위치의 값이 된다. 그러므로, 제6도에서, 길이 3의 필터가 라인 3, 5, 7; 7, 9, 11; 등등 ..., 을 처리하면, 필드 2를 처리하는 길이 4의 필터는 라인 4, 6, 8, 10; 8, 10, 12, 14; 등등 ..., 을 처리한다. 즉, 두 필터 각각의 대칭축은 각각 필터링 단계와 수직 방향으로 거리 4d를 이동한다.

제2도의 수직 필터 및 서브샘플링 유닛이, 제7도에 상세히 도시되었는데, 여기에는 상술한 과정을 실행하는 필터를 포함하고 있다. 두 개의 유닛이 동일하므로 하나만 도시하고 설명한다. 제4도의 회로(수평 필터)와 제7도의 회로간의 한가지 차이점은, 수직 필터링 장치에서, 로우패스 필터 및 하이패스 필터가 두 개의 부분, 즉, 짝수 길이의 QMF 필터를 포함하는 부분과, 홀수 길이의 QMF 필터를 포함하는 부분으로 분할된다는 것이다. 그러므로, 로우패스 부분(52a)은 짝수 길이 필터를 포함하는 반면, 로우패스 부분(52b)은 홀수 길이 필터를 포함한다. 마찬가지로, 하이패스 필터는 짝수 길이 필터 부분(54a)과 홀수 길이 필터 부분(54b)으로 구성된다. 필터(52a 및 52b)의 출력은 스테이지(56a 및 56b)에서 각각 서브 샘플링 된 후 스위치(50a)에 의해 조합되며, 필터(54a 및 54b)의 출력은 스테이지(58a 및 58b)에서 각각 서브 샘플링된 후 스위치(50b)에 의해 조합된다.

필터(52a)의 입력과 필터(52b)의 입력은 스위치(50c)를 거쳐 프레임을 구성하는 각 하나하나의 필드동안, 메모리(19)(제2도)의 출력에 연결된다. 마찬가지로, 메모리(26)(제2도)의 출력은 스위치(50d)에 의해 짝수 길이 QMF 필터(54a)와 홀수 길이 필터(54b)에 교대로 연결된다. 모든 스위치(50)는 홀수/짝수 필드 검출기(15)(제2도)의 출력에서 수직 동기 신호의 제어 하에 작동한다.

제7도의 필터 및 서브샘플링 유닛이 제4도의 것과 다른 차이점은, 하이패스 필터(54b), 즉, 홀수 길이 하이패스 필터 앞에 지연 회로(60)가 존재한다는 것이다. 필드의 두 연속적인 라인 상의 대응 포인트 간의 시간, 즉 1샘플 지연에 대응하는 상기 지연의 이유를 제8도를 참고로 설명한다. 제8도에서는, 신호 발생 측의 필터링 및 서브샘플링 체계뿐만 아니라 제1도에 도시된 재구성 시의 업샘플링 및 필터링 체계도 반복된다. 그런데, 제1도에서는 분할 및 재구성 측 모두에서 짝수 길이 필터를 사용하였지만, 제8도에서는 모든 필터가 홀수 길이 필터이다. C. Galand와 H. Nussbaumer의 “새로운 구적 미러 필터 구조(New Quadrature Mirror Filter Structures)”(IEEE Transactions on Acoustics; Speech, and Signal Processing, Vol 32 No. 3, 1984년 6월 참조)에 수학적으로 설명된 바와 같이, 홀수 길이 필터를 사용하여 적절한 재구성을 실시하기 위해서는, 분할 과정 시 고주파 측에 지연을 삽입하고 동일한 지연을 재구성 과정 시 저주파 측에 삽입하는 것이 필요하다. 그러므로, 제7도에서는 지연(60)은 신호 분할 측의 하이패스 홀수 길이 필터를 앞선 1 샘플 지연이다. 제10도를 참고로 후술되는 바와 같이, 동일한 지연의 대응 필터를 재구성 측에 도입한다. 스위치(50a)에 의해 스위칭된 신호 경로에는 지연이 삽입되지 않으며, 그 출력은 저 선명도의 인터레이스 텔레비전 신호를 구성한다. 또한, 스위치(50a)의 출력은 메모리(23)(제2도)에 기억되는 한편 스위치(50b)의 출력은 메모리(24)에 기억된다. 수직 필터링 및 서브샘플링 스테이지(28)(제2도)의 출력에서의 동일 스위치의 출력은 메모리(30 및 32)에 기억된다.

제9도는 재구성을 위한 기본 블록을 도시하며, 다른 도면과 동일한 부분에는 동일한 참고 번호가 붙여져 있다. 메모리(23 및 24)는 정보를 수직 재구성 및 업샘플링 유닛(70)에 제공하며, 그 출력은 메모리(72)에 기억된다. 마찬가지로, 메모리(30 및 32)는 정보를 수직 재구성 및 업샘플링 유닛(74)에 공급하며, 그 출력은 메모리(76)에 기억된다. 메모리(72 및 76)의 내용은 수평 재구성 및 업샘플링 유닛(78)에 의해 판독된다. 유닛(78)의 출력은 스위치(80)를 거쳐 각각의 필드 메모리(82 및 84)에 인가되며, 이 메모리는 스위치(86)의 출력에서 얻을 수 있는 재구성된 고선명 텔레비전 신호의 홀수 및 짝수 필드를 각각 기억한다. 타이밍은 계속 홀수/짝수 수직 동기 펄스에 의해 제어된다. 재구성은 분할 동작과 순서가 반대, 즉, 수직 재구성 및 업샘플링이 수평 재구성 및 업샘플링보다 앞섬에 유의해야 한다.

수직 재구성 및 업샘플링 유닛은 제10도에 상세히 도시되어 있다. 스위치(90)는, 타임 스위치(50a)가 상향 위치에 있는 동안, 즉, 짝수 길이 필터의 출력에 연결되는 동안, 메모리(23)에 기억된 데이터를, 그 뒤에 짝수 길이 로우패스 필터(94)가 연결되는, 업샘플링 스테이지(92)에 제공한다. 스위치(50a)가 하향 위치에 있을 때, 즉 홀수 길이를 가진 로우패스 필터의 출력이 메모리(23)에 인가될 때, 입력된 데이터는, 스위치(90)가 하향 위치에 있을 때, 그 뒤에 로우패스 홀수 길이 필터(98)가 연결되는, 업샘플링 스테이지(96)에 인가된다(도시하지 않음). 1 샘플 지연 회로(100)는 로우패스 필터(98)의 출력에 연결된다. 스위치(102)는 로우패스 필터(94)의 출력 및 지연 회로(100)의 출력을 교대로 합산 회로(104)의 한 입력에 연결시킨다.

스위치(106)는 스위치(90)와 동기적으로 작동되어, 스위치(50b)가 상향 위치에 있을 때, 메모리(24)에 기억된 정보를 업샘플링 스테이지(108)에 인가한다. 업샘플링 스테이지(108) 뒤에는 하이패스 짝수 길이 필터(110)가 연결된다. 스위치(106)가 하향 위치에 있을때, 스위치(50b)가 하향 위치에 있을 때 메모리(24)에 기억된 정보(즉, 수평 방향으로 로우패스 필터링되고 수직 방향으로 하이패스 필터링된 샘플)는 업샘플링 스테이지(112)에 인가되며, 업샘플링 스테이지의 출력은 하이패스 홀수 길이 필터(114)에 연결된다. 이들 샘플은 판독동안 유지되어야 하는 지연 회로(60)(제7도)에 의해 유도된 1 샘플 지연을 갖는다.

하이패스 필터(110)의 출력과 하이패스 필터(114)의 출력은, 스위치(116)의 작용에 의해 합산 회로(104)의 제2입력에 교대로 인가된다. 스위치(90, 106, 102, 116)는, 수직 동기 신호, 즉, 분할 측에서 그에 대응하는 홀수/짝수 필드 정보의 제어 하에 작동한다. 스위치(102 및 116)가 하향 위치에 있을 때 합산 스테이지(104)에 공급된 신호들은, 유닛(100)의 지연이 제7도의 유닛(60)의 지연에 의해 균형을 이루기 때문에, 소로에 대해 정확한 위상을 갖는다. 필터(94 및 110)로부터 판독된 샘플과 관련한 필터(98 및 114)로부터 판독된 샘플의 지연은, 필터(94 및 110)와, 스위치(102 및 116) 사이에 상호접속된 1 샘플의 부수적인 지연을 삽입하거나, 합산 회로(104)의 출력이 입력되는 메모리(72)의 상이한 부분으로부터의 판독 타이밍을 조정함으로써 행해진다.

상술한 바와 같이, 수직 재구성 및 업샘플링 유닛(74)의 구조 및 동작은, 제10도에 도시된 업샘플링 유닛(70)의 것과 동일하므로 다시 설명하지는 않는다. 수직적으로 재구성되었지만 이전의 로우패스 필터링으로부터 수평 재구성이 요구되는 샘플로 이루어진 메모리(72)의 출력 및, 수직적으로 재구성되었지만 하이패스 수평 재구성이 요구되는 메모리(76)로부터의 샘플들은 모두, 제11도에 상세히 도시되는 수평 재구성 유닛(78)에 인가된다. 메모리(72)의 출력은, 그 뒤에 로우패스 필터(122)가 연결되는, 업샘플링 스테이지(120)에 인가된다. 마찬가지로, 메모리(76)의 출력은 업샘플링 스테이지(124)로 인가되며, 업샘플링 스테이지의 출력은 하이패스 필터(126)에 인가된다. 필터(122 및 126)의 출력은 합산 스테이지(128)의 제1 및 제2 입력에 각각 인가된다. 합산 스테이지(128)의 출력은 필드 메모리(82) 및 필드 메모리(84)(제9도)에 교대로 인가된다. 이 두 필드 메모리는 재구성된 고선명 텔레비전 신호의 필드를 기억한다.

지금까지 설명된 메모리는 완전히 필드 메모리일 필요는 없고 어떤 경우 그 최대치가 상당히 작을 수 있다. 그러므로 메모리(11 및 13)는 필드 메모리이지만 2라인 메모리로 실행될 수 있다. 메모리(19 및 26) 각각은 많아야 1/2 필드를 기억할 수 있다. 기억에 필요한 라인의 최소 수는 후술하는 특정 수직 분할 체계에 따른다. 메모리(23, 24, 30, 32) 각각은 많아야 1 필드의 1/4 샘플을 기억할 수 있다. 필요한 메모리의 정확한 크기는, 메모리에 기록하고 메모리로부터 판독하는 타이밍의 복잡성에 따르게 된다. 이러한 회로 설계에 대한 것은 공지된 것이므로 여기서 상세히 논의하지 않는다.

실제의 필터 설계에서 주요 요구 사항은, 재구성된 고선명 텔레비전 신호가 시각적으로 오리지널 고선명 텔레비전 신호와 동등해야 한다는 것과, 인터레이스 텔레비전 신호, 즉, HDTV 신호로부터 유도된, 감소된 선명도의 신호가 현재의 텔레비전 모니터 상에 재생하기에 허용가능한 정도의 화상을 만들 수 있을 정도로 충분한 고품질을 가져야 한다는 것이다.

이러한 요건을 만족시키기 위해, 분할 유닛에서 로우패스 필터가 선형 위상을 갖는 것이 중요하다. 따라서 본 발명의 양호한 실시예에서는, 대칭 FIR 필터가 짝수 길이의 QMF 필터일 것이 요구된다. 인터레이싱에 관해 상술한 바와 같은 이유 때문에 홀수 길이 필터가 요구되는 경우, 짝수 길이 필터와 홀수 길이 필터는 사실상 동일한 주파수 응답을 가져야 한다.

오버슈트가 큰 필터는 품질이 낮은 텔레비전 신호를 제공한다고 알려져 있기 때문에, 스텝 응답에 있어 오버슈트가 크지 않은 필터를 설계하는 것이 중요하다.

FIR 필터의 실시간 실행을 위해, 승산기 및 한정된 정밀한 계산등의 관점에서 복잡성을 제한하는 것이 중요하다. 필터의 출력 샘플 각각의 계수가 곱해지는 입력 샘플들의 그룹의 합산으로 이루어진다. 그러므로 모든 상이한 필터 계수 값은 고속 실행 시 여분의 승산기를 필요로 한다. 마지막으로, 필터의 출력 샘플 각각은 입력 신호의 범위로 정규화된다. 여기에는 부수적인 승산이 요구된다. 승산기의 사용은 2의 거듭제곱과 같이 계수를 사용함으로써 최소화 할 수 있다. 이는 승산 과정을 대체하는 시프팅을 가능케한다.

상술한 요건을 기초로 하여 컴퓨터 시뮬레이션에 의해 찾아낸 양호한 결과를 갖는 필터들은 다음과 같다.

고선명 텔레비전 영상의 분할 및 재구성에서 발생되는 또다른 어려움은 화상내의 라인 또는 컬럼의 급격히 시작하고 종결되는 것이다. 이는 라인 및 컬럼을 “연장(extend)”하려는 조치가 취해지지 않으면 재구성된 화상에서 테두리 부군에 아티펙트를 만든다. 이 문제는 제12도에 도시되었다. 제12도에서 상부 라인은 라인의 시작 부분의 샘플들을 도시한다. 이들은 t=0의 시간에서 시작한다. 이들 샘플 아래에, 길이 6을 가진 로우패스 대칭 필터의 임펄스 응답이 도시되었다. 제12도의 마지막 라인에 도시된 필터 출력을 계산하기 위해, 필터는 두 가지 부가적인 샘플, 즉 제12도의 맴위 라인에 ?로 표시된 라인 샘플과, 적절한 필터링을 시작하기 전에 계산되어야 하는 라인의 시작 전에 발생하는 표시 샘플을 필요로 한다. 홀수 길이 QMF 필터의 상항은 제14도를 참조로 설명되는 바와 같다. 여기서 필터는 길이 5이고, 테두리에서 적절한 필터 응답을 실시하기 위해서는 라인의 개시 이전의 2개 샘플을 필요로 한다. 길이 5 및 6의 필터는 단지 설명을 위해 사용된 것이다. 실제로는 상술한 바와 같이 더 긴 필터가 사용된다.

재구성 유닛에서 고주파수 신호에 대해 유사한 문제가 발생한다. 다운샘플링 또는 업샘플링 이전에 라인 방향 및 컬럼 방향으로 신호들은 그 테두리에서 확장되어야 한다.

요청되는 전체 시스템이 제13도에 도시되었다. 입력되는 디지털 HDTV 신호의 라인 및 컬럼은 스테이지(132)에서 구적 미러 필터링 및 서브샘플링하기 이전에 스테이지(130)에서 확장된다. 재구성 측에서, 오리지널 신호의 저주파 및 고주파 성분 각각은 각각의 스테이지(134 및 136)에서 컬럼 방향 및 라인 방향으로 확장된다. 다시, 스테이지(138)에서 QMF 재구성 이전에 확정이 행해진다.

오리지널 신호에 대한 최적 확장은 신호의 테두리 바깥의 잃어버린 샘플이 테두리 안쪽의 샘플로부터 확실하게 유도될 수 있게 하는 것이다. 이는 필터가 고주파수 필터일 때 또는 저주파수 필터일 때 그러한 것이다. 이 조건이 만족되면, 재구성된 신호에는 아티팩트가 유입되지 않는다. 라인 확장에 관한 여러 가지 방법은 공지된 것이며, 본 발명의 일부를 구성하는 것은 아니다.

본 발명의 시스템 및 방법은 특정 실시예를 참고로 하여 설명되었지만, 당업자라면 이를 용이하게 변경시킬 수 있을 것이므로, 이러한 변경도 첨부된 청구범위의 내용에 포함되는 것이다.

Claims (14)

1. 인터레이스(interlaced) 고선명 텔레비전(HDTV) 신호를 디지털 처리하여 디지털 기록 또는 다른 신호 전송을 위한 다수의 성분을 발생시키는 장치에 있어서, 고주파 및 저주파 수평 및 수직 필터는 고선명 텔레비전 신호를 필터링하여 제1, 제2, 제3, 제4 수평/수직 주파수 대역을 각각 커버하는 제1, 제2, 제3, 제4 보조 신호를 생성시키고, 제1, 제2, 제3, 제4 수평/수직 주파수 대역은 함께 상기 고선명 텔레비전 신호의 주파수 대역을 형성하며, 상기 필터 수단에 연결된 서브샘플링 수단은 각각의 보조 신호를 서브 샘플링하여, 모든 보조 신호의 필드 당 서브 샘플의 합이 상기 고선명 텔레비전 신호의 펄드 당 샘플의 수를 초과하지 않도록 하는 것을 특징으로 하는 텔레비전 신호 처리 장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 필터는 구적 미러 필터(quadrature-mirror filters)인 텔레비전 신호 처리 장치.
3. 제2항에 있어서, 상기 구적 미리 필터는 유한 임펄스 응답 필터(finite impulse response filters)인 텔레비전 신호 처리 장치.
4. 제2항에 있어서, 상기 인터레이스 고선명 텔레비전 신호는 다수의 프레임을 포함하는, 각각의 프레임은 제1 및 제2 필드를 가지며, 상기 수직 필터는 상기 제1 필드를 필터링하기 위한 짝수 길이(even-length) 필터와, 상기 제2 필드를 필터링하기 위한 홀수 길이(odd-length) 필터를 포함하는 텔레비전 신호 처리 장치.
5. 제4항에 있어서, 상기 홀수 길이 필터에 앞서 위치한 지연 소자를 더 포함하는 텔레비전 신호 처리 장치.
6. 제5항에 있어서, 상기 수직 필터는, 짝수 길이 및 홀수 길이를 각각 갖는 제1 및 제2 로우 패스 필터와, 짝수 및 홀수 길이를 각각 갖는 제1 및 제2 하이패스 필터와, 제1 필드 기간동안 상기 제1 로우패스 및 상기 제1 하이패스 필터를 상기 수평 필터에, 제2 필드 기간동안 상기 제2 로우패스 및 상기 제2 하이패스 필터를 상기 수평 필터에 동시에 연결시키는 스위치 수단을 포함하며, 상기 서브샘플링 수단은, 상기 제1 및 제2 로우패스 필터와 상기 제1 및 제2 하이패스 필터에 각각 연결된 계수 2로 각각 서브샘플링하는 제1, 제2, 제3, 제4 서브샘플링 회로를 포함하는 텔레비전 신호 처리 장치.
7. 제1항, 제5항 또는 제6항 중 어느 항에 있어서, 상기 제1 보조 신호는, 수평 및 수직 방향으로 저주파 대역을 커버하는 주파수 대역을 가지며, 고선명 텔레비전 신호에 비해 해상도가 낮은 인터레이스 텔레비전 신호를 형성하는 텔레비전 신호 처리 장치.
8. 제1항에 있어서, 상기 고선명 텔레비전 신호는 라인 및 컬럼으로 배열된 다수의 신호 샘플을 포함하고, 상기 장치는, 라인 및 컬럼 각각의 적어도 한 끝에서 신호 샘플로부터 부수적인 라인 샘플 및 부수적인 컬럼 샘플을 계산하기 위한 수단을 더 포함하는 텔레비전 신호 처리 장치.
9. 수평 방향 및 수직 방향의 로우패스 대역과, 로우패스 수평 대역 및 하이패스 수직 대역과, 수직 방향 및 수평 방향의 하이패스 대역을 각각 포함하는 제1, 제2, 제3, 제4 보조 신호로부터 고선명 텔레비전 신호를 재구성하기 위한 장치로서, 수직 필터 및 업샘플링 수단과, 수평 필털 및 업샘플링 수단과, 상기 수직 필터 및 상기 업샘플링 수단을 상기 수평 필터 및 상기 업샘플링 수단과 케스케이드 접속시켜 케스케이드 회로를 형성시키는 수단을 구비하며, 상기 케스케이드 회로는 제1, 제2, 제3, 제4 보조 신호를 수신하는 입력과 고선명 텔레비전 신호를 제공하는 출력을 갖는 텔레비전 신호 재구성 장치.
10. 제9항에 있어서, 상기 수직 및 수평 필터 수단 각각은 적어도 하나의 로우패스 구적 미러 필터와 적어도 하나의 하이패스 구적 미러 필터를 포함하는 텔레비전 신호 재구성 장치.
11. 제10항에 있어서, 상기 수직 재구성 수단의 상기 적어도 하나의 로우패스 및 상기 적어도 하나의 하이패스 구적 미러 필터 각각은, 짝수 길이 필터 및 홀수 길이 필터를 포함하는 텔레비전 신호 재구성 장치.
12. 제11항에 있어서, 상기 수직 필터 수단의 상기 홀수 길이 로우패스 필터와 직렬로 연결된 1 샘플 지연 수단을 더 포함하는 텔레비전 신호 재구성 장치.
13. 제9항에 있어서, 상기 수직 필터 및 업샘플링 수단은, 신호 처리의 방향에 있어, 상기 수평 필터 및 업샘플링 수단보다 앞서 위치한 텔레비전 신호 재구성 장치.
14. 제9항에 있어서, 상기 제1, 제2, 제3, 제4 보조 신호 각각은 라인 및 컬럼으로 배열된 신호 샘플을 포함하며, 상기 장치는, 상기 라인 및 컬럼 각각의 적어도 한끝에서 상기 신호 샘플로 부터 부수적인 라인 샘플 및 부수적인 컬럼 샘플을 계산하기 위한 수단을 더 포함하는 텔레비전 신호 재구성 장치.