KR100230531B1 - 비용이 절감된 포인팅 스틱 회로 - Google Patents

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Abstract

저가 회로(low-cost circuit)가 컴퓨터 디스플레이 화면상의 커서를 제어하는데 사용되는 포인팅 스틱의 출력 신호를 높은 정밀도로 처리한다. 측정될 전압의 범위에 걸쳐 이미 알려져 있는 속도로 기준 전압(reference voltage)을 소인(掃引,sweep)하여 일치 시간(time of coincidence)을 알아냄으로써 고정밀도 중간 범위(high precision moderate range) 아날로그-대-디지털(A/D) 변환의 이단계 방법(two-stage method)이 공지의 A/D 변환 방법과 결합된다. 중간 품질의 연산 증폭기들이 개 루프 모드(open-loop mode)로 사용됨에 따라 연산 증폭기 입력들이 고임피던스이다. 전원 잡음 및 변동으로부터 충분한 분리를 얻기 위하여, 아날로그회로가 측정이 수행되는 동안 전원 전압으로부터 분리된다. 마이크로프로세서의 디지털 스위칭 과도 현상(digital switching transients)에 따른 아날로그 비교기 스위칭 시간에 대한 간섭을 예방하기 위해, 마이크로프로세서가-유휴 모드(idle mode)상태에 놓이게 함으로써 측정을 수행하는 데 사용되고 있는 타이머를 제외한 모든 마이크로프로세서의 내부 회로로부터 내부 클록 구동 신호들(internal clock drive signals) (및 관련 과도 현상들)을 제거한다. 그 결과로서 생기는 회로는 몇 배 더 큰 잡음 스파이크들에서 미소한 신호를 검출할 수 있다.

Description

비용이 절감된 포인팅 스틱 회로
본 발명은 디스플레이 화면상의 커서의 위치를 제어하는 타입의 컴퓨터 사용자 인터페이스(computer user interfaces)에 관한 것으로, 더 자세하게는, 커서의 위치를 제어하고 디스플레이 화면상의 대상물을 선택하는데 사용되는 포인팅 스틱(going stick)의 아날로그 스트레인 게이지(strain gauge) 신호로부터 디지털 신호를 발생하기 위한 비용이 절감된 회로에 관한 것이다.
포인팅 스틱은 예를 들어 IBM(International Business Machine)사의 ThinkPadTM랩 탑 컴퓨터에서 TrackPointTM커서 제어기(cursor controller)를 구현하는데 사용된다. 이 포인팅 스틱은 캔틸레버 빔(cantilever beam)에 의해 구성되는데, 이 캔틸레버 빔에는 네 개의 스트레인 게이지가 장착(mount)되어 세 개의 축 각각으로의 빔의 휨(flexure)을 검출한다. 스트레인 게이지로부터의 아날로그 신호들은 아날로그-대-디지털(A/D) 변환기에 의해 디지털 X 신호와 Y 신호로 변환된다. 이 신호들은 디스플레이 화면상의 커서의 위치를 제어하는데 사용되는 최종제어 신호들을 발생하기 위해 더 처리된다.
포인팅 스틱의 이러한 구현은 몇 가지 단점을 가진다. 첫째로, 전압치의 하위 비트들은 값비싼 하드웨어 아날로그/디지털(A/D)에 의해 판독된다. 둘째로, 3축 능력(three-axis capability)에 필요한 저항들 및 연산 증폭기들의 구성은 연산 증폭기들 중 적어도 하나는 "계기"(instrument) 품질일 필요가 있도록 상호 작용함으로써 비용이 거의 세 배 또는 네 배가 되게 한다. 또한, 연산 증폭기들은 선형(linear)이면서 넓은 출력 범위(rail to rail)를 가질 필요가 있으며, 이 또한 비용을 증가시킨다.
대략 평형을 이룬 두 개의 게이지들(two approximately balanced gauges)이 캔틸레버 빔의 서로 상반된 쪽에 위치하고 전압원(voltage source)에 걸쳐서 직렬로 연결된 스트레인 게이지 센서 구성을 생각해 보자. 두 게이지들의 접합부의 전압은 이 두 게이지들의 상대 저항의 (전원 전압에 대한) 측정치를, 따라서 이 게이지들을 연결하는 방향으로의 빔의 휨 측정치를 제공한다. 만약 부가적인 고정 저항(fixed resistance)이 이 게이지들과 직렬로 연결되면, 이 저항에 걸리는 전압은 게이지들의 전체 저항의 측정치를, 따라서 빔의 압축/신장(compression/extension)의 측정치를 제공한다. 몇 퍼센트의 전원 전압의 변동(variations)이 있을 때, 그 변동은 105분의 몇 정도의 정밀도로 측정될 것이다. 그 정밀도의 약 250 배의 동적 범위가 요구되나, 이 범위의 위치는 제조시 몇 퍼센트 내로만 예측 가능하다. 비용이 주된 관건이며, 1 달러의 차이가 경쟁력 있는 성공을 결정할 수도 있다.
따라서 본 발명의 목적은 컴퓨터 디스플레이 화면상의 커서를 제어하기 위해 사용되는 포인팅 스틱의 출력 신호들을 처리하기 위한 개선되고 비용이 저렴한 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 디스플레이 화면상에 디스플레이된 대상물들을 선택하는데 사용될 수 있는 신호를 발생하는 포인팅 스틱으로부터의 출력 신호들을 처리하기 위한 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 빠른 시간 스케일로(on fast time scales) 전원 전압이 변동하는 것에 대해 측정이 영향을 받지 않도록 임계기(critical periods) 동안 전압원으로부터 회로를 분리시키기 위한 수단을 구비한 포인팅 스틱 회로를 제공하는 것이다.
본 발명에 따르면, 측정될 전압의 범위에 걸쳐 이미 알려져 있는 속도로 기준 전압(reference voltage)을 소인(掃引,sweep)하여 일치 시간을 알아냄으로써 고정밀도 중간 범위(high precision moderate range) 아날로그-대-디지털(A/D) 변환의 이단계 방법(two-stage method)이 이미 알려져 있는 A/D 변환 방법과 결합된다. 중간 품질(moderate quality)의 연산 증폭기들이 개 루프 모드(open-loop mode)로 사용됨에 따라 연산 증폭기 입력들이 고 임피던스가 되어, 종래의 3축 능력과 관련된 상호 작용과 그로 인한 비용이 예방된다. 전원 잡음(power supply noise) 및 변동으로부터 충분한 분리를 얻기 위하여, 아날로그 회로가 측정이 수행되는 동안 전원전압으로부터 분리된다. 마이크로프로세서의 디지털 스위칭 과도 현상(digital switching transients)에 따른 아날로그 비교기 스위칭 시간에 대한 간섭을 예방하기 위해, 마이크로프로세서가 유휴 모드(idle mode) 상태에 놓이도록 함으로써 측정을 수행하는데 사용되고 있는 타이머를 제외한 모든 마이크로프로세서의 내부 회로로부터 내부 클록 구동 신호들(internal clock drove signals)(및 관련 과도 현상들)을 제거한다. 그 결과로서 생기는 회로는 몇 배 더 큰 잡음 스파이크들에서 미소한 신호를 검출할 수 있다.
제1도는 본 발명에 따른 회로의 바람직한 구현의 개략도.
제2도는 제1도의 회로의 동작을 도시한 타이밍도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
10 : 83C754 칩 11,12,13,14 : 스트레인 게이지(strain gauge)
15,21,25,31,32 : FET 16,22,23,27 : 저항기
17,18,19 : 연산 증폭기(operational amplifier)
20 : 스위치 26 : 커패시터
28 : 아날로그 멀티플렉서 29,34 : 비교기(comparator)
전술한 것과 더불어 기타 목적들, 측면들 및 이점들은 도면을 참고로 한 본 발명의 바람직한 실시예의 상세한 설명으로부터 더 잘 이해할 수 있을 것이다.
도면들, 특히, 제1도를 보면, 본 발명에 따른 회로의 바람직한 구현이 도시되어 있다. 이 구현은 필립스사가 제조한 83C754 집적 회로(IC) 칩을 채용하고 있는데, 굵은 수직 라인(10)의 우측에 그 관련 회로가 도시되어 있다. 제어 신호들(ACn)든 마이크로프로세서의 레지스터 내의 대응 비트들을 나타내므로 제어 신호들(ACn)은 칩 내부에 있다. 이 83C754 칩은 디지털-대-아날로그 변환기(DAC)를 포함하는데, 이는 개략적으로 탭이 달린 저항(tapped resistance)(예를 들어 퍼텐쇼미터(potentiometer))이며 이것이 발생하는 출력 전압은 입력 전압 VREG의 일부분(a proportion)으로서 탭의 위치에 의해 결정된다. 탭의 위치는 마이크로프로세서의 전용 레지스터 내의 값에 의해 설정된다.
우선 본 발명에 따른 회로의 칩 밖의(off-chip) 구성 요소를 살펴보면, 스트레인 게이지들(11,12,13 및 14)이 포인팅 스틱의 캔틸레버 빔(도시되지 않음) 상에 장착되고 두 개의 병렬 반 브리치(parallel half-bridge) 회로들로 연결된다. 스트레인 게이지들(11,12)과 스트레인 게이지들(13,14)로 각각 이루어진 분할기(divider)들에 의해 X와 Y 입력 신호들이 발생된다. 이 신호들이 발생되는 동안에는, 전계 효과 트랜지스터(FET)(15)가 클로즈(close)되므로(도통하므로) 스트레인 게이지들(11,13)이 VREG에 연결된다. 따라서, 전압들 X와 Y는 VREG/2에 근접한다. 그들의 정확한 값은 먼저 스트레인 게이지들(11,13)과 스트레인 게이지들(13,14) 각각의 "정지"(rest) 저항들 간의 매치(match)에 좌우되며, 둘째로 센서 빔의 휨(bending)에 의해 발생되는 스트레인 게이지들(11,12)과 스트레인 게이지들(13,14) 간의 차분변화들(differential change) 좌우된다. 유용한 신호는 오직 이 마지막 성분으로서, 약 30 μV의 요구되는 분해능(required resolution)에 따라 대략 ±3 mV 변한다. 빔의 단순한 압축 또는 신장은 스트레인 게이지들(11,12)과 스트레인 게이지들(13,14) 각각에 동등하게 영향을 미치므로 X와 Y 신호 각각에 아무런 변화도 발생되지 않는다.
Z 신호는 FET(15)가 오픈일 때 발생되므로 센서가 저항기(16)를 통하여 VREG에 연결된다. 이 신호는 저항기(16)를 상부 소자로 하고 직병렬 구조(serial-parallel configuration)로 된 네 개의 스트레인 게이지들을 하부 소자로 하여 이루어지는 분할기에 의해 발생된다. 빔의 단순한 압축은 네 개의 게이지들 모두를 동등하게 압축하므로 그들의 직병렬 구조의 저항치는 상기 압축의 측정치를 제공한다. 물론, 저항기(16)에는 매칭되는 변화(matching change)가 없으므로 이것은 "싱글엔드형"(single-ended) 분할기이다. Z 신호의 크기와 X와 Y 신호들의 크기간의 관계는 센서 빔의 외형 및 재료(geometry and meterial)에 좌우된다.
세 개의 입력 신호들 X, Y 및 Z는 각자의 연산 증폭기들(17,18 및 19)에 입력되고, 그 출력들이 잇따라 측정된다. X와 Y가 측정되는 동안에는, FET(15)가 클로즈(close)되므로 XYDACBIAS=VREG가 되어 저항기(16)를 쇼트(short)시킨다. 또한, AC6에 의해 제어되는 스위치(20)가 오픈되고(ZDAC가 분리됨) FET(21)가 클로즈 되므로 XYSOURCE가 VREG에 연결되어 XYZRAMP의 기울기(slope)를 제어한다.
X와 Y 각각에 대해, 세 개의 전압 즉, 기초 전압(base voltage), 83C754 칩 상의 디지털-대-아날로그 변환기(DAC)의 출력, 및 XYZRAMP를 결합함으로써 비교 전압(comparison voltage)이 발생된다. 기초 전압, 대략 VREG/2의 공칭 스틱 전압(nominal stick voltage)은 저항기들(22,23)로 이루어진 분할기에 의해 발생된다. 칩 상의 DAC의 출력인 전압 XYDAC는 파워-온 교정(power-on calibration)시 결정된 설정(setting)을 갖는다. 이 DAC 출력은 0-VREG 구간에 걸쳐 변화하며 저항기(24)에 의해 일정 비율 축소(scale down)되어 비교 전압이 대략 X 및 Y 센서출력 전압들의 기대 범위 내에서 설정될 수 있게 한다. 이 범위는 여러 구성 요소들의 허용차(아마도 ±3% 또는 ±60 mV)에 의해 결정된다. 상기 DAC는 반복 탐색 알고리즘(iterative search algorithm)에 의해 설정되므로 신호 전압은 대략 샘플링 소인(sampling sweep)의 중간점에 있다. 전압 XYZRAMP는 FET(25)가 오픈되면 제로에서 위로 소인(sweep)한다. FET(25)가 클로즈되면, XYZRAMP는 접지로 유지되지만, FET(25)가 오픈되면, 전하가 커패시터(26)에 쌓이기 시작하면서 VREG로 전압이 올라간다. 이 전압은 저항기(27)에 의해 일정 비율 축소되어 비교 전압을 약 6 mV의 유용한 신호 범위에 걸쳐 약 60 μsec의 샘플링 주기 동안 소인한다.
83C754 칩 상의 아날로그 멀티플렉서(MUX)(B8)는 측정되고 있는 신호(예를 들면 X)에 대응하는 연산 증폭기의 출력을 온-칩 비교기(29)에 전송하도록 되어 있다. FET(25)가 오픈되고 타이머가 시동된다. 비교 전압은 포인팅 스틱 출력의 동작 범위(working range)에 걸쳐 소인하며 스틱 전압을 지나치면 X 연산 증폭기(17)가 턴 온되어 급상승하는 전압을 발생한다. 이것은 MUX(28)를 거쳐 비교기(29)로 입력되며 비교기는 증폭기 출력이 기준 밴드갭(BANDGAP REF)을 지나칠 때의 시간을 픽 오프(pick off)하여 타이머를 정지시킨다. 타이머 판독치(timer reading)는 요구되는 스틱 전압의 측정치를 제공한다.
Z의 측정은 FET(15)가 오픈되는 것을 제외하면 비슷하므로, 저항기(16)와 하나의 저항으로서의 전체 센서 브리지가 하나의 분할기를 형성하고, 스위치(20)가 클로즈 됨에 따라 저항기(35)가 저항기(24)와 병렬이 되어 DAC 출력을 비교 전압에 전달하며, FET(21)가 오픈됨에 따라 램프가 저항기(30)를 통하여 전력을 공급받아 Z신호의 다른 특성에 부합(match)한다.
전원 잡음과 변동으로부터 충분한 분리를 얻기 위하여, 아날로그 회로가 측정이 수행되는 동안 Vcc로부터 분리된다. FET(31)는 오픈되고 FET(32)는 클로즈되어 커패시터(33)로부터 전력이 공급된다. 각 측정에 앞서, FET(32)는 오픈되고 FET(31)는 BANDGAP REF에 기초하고 Vcc에는 무관한, 최소 허용 Vcc(공칭 5 볼트 회로의 경우 4.5 볼트)보다 한 비트 아래의 안정화된 전압(regulated voltage)으로 커패시터(33)를 충전하도록 비교기(34)에 의해 제어된다. 측정 둥에 그 전압(VREG)은 회로의 전력 손실로 인해 감쇄한다. 샘플링 시간들 사이에는, FET들(31,32)이 모두 오픈되므로 커패시터(33)는 자신의 내부 누전(internal leakage)에 의해서만 전하를 손실하며 이것은 일반적으로 극미하다. 마이크로프로세서의 디지털 스위칭 과도 현상에 따른 아날로그 비교기 스위칭 시간에 대한 간섭(interference)을 예방하기 위하여, 마이크로프로세서가 유휴 모드(idle mode) 상태에 놓이게 됨에 따라 측정을 수행하는데 사용되고 있는 타이머를 제외한 모든 마이크로프로세서의 내부 회로로부터 내부 클록 구동 신호들 (및 관련된 과도 현상)이 제거된다. 이러한 분리에 따라 이 회로는 5 볼트 프로세서 전원 상에 임의 주파수의 1 볼트 정도의 잡음이 있을 때 30 μV 입력 신호를 안정되고 정확하게 측정할 수 있게 된다.
요구되는 측정 정확도가 어느 정도건 비교적 저렴한 저항기들이 충분히 근소한 허용차를 가질 것이다. 엄밀한 허용차를 가진 커패시터들은 더 값비싸다. 특히, 커패시터(33)의 값과 특별히 커패시터(26)의 값은 측정의 정확성에 영향을 미친다. 저렴한 커패시터의 사용이 가능하도록 DAC의 직선성(linearity)이 교정(calibration)에 이용될 수 있다. 파워-온 교정 처리(power-on calibration process)에서는, 신호에 대해 측정된 값이 대략 중간 스케일인 DAC 설정이 발견된다. 각 DAC 스텝은 예를 들어 200의 범위 중 10인, 측정에 있어서의 특정 수의 단위에 대응해야 하며, 커패시터들의 값에 좌우되지 않는다. 만약 특정 수의 스탭들에 의해 DAC 세팅이 변경되면 측정된 값은 대응하는 양만큼 변해야 한다. 어떠한 불일치(discrepancy)든지 다음 측정들에 적용될 교정 팩터(correction factor)로서 사용될 수 있다.
이 회로는 전체 ±10% 범위에 걸치는 전원 변동에 대해 매우 로버스트(robust)하다. 입력들과 비교 전압(comparison voltage)은 30μV 레벨의 신호를 반송(carry)하고, 따라서 잡음에 영향을 받기 쉬우나, 둘 다 비교적 낮은 임피던스이므로 픽업(Pickup)에 대해 내성이 있다. 다른 네트(net)들은 30 배 이상 덜 민감하다. 물론 AVss에서 여기저기 차이를 발생하는 무관한 접지 전류들은 방지되어야 한다. 특히, 센서로부터의 대지 귀로(ground return)는 저항기(23)의 접지단에 가까워야 한다.
제1도의 회로의 동작은 제2도의 타이밍도에 의해 설명되고 있다. 도면의 하부에 원으로 둘러싸인 번호들에 의해 표시된 타이밍 점들은 다음 표에서 설명된다.
비록 하나의 바람직한 설명에 의하여 본 발명을 설명하였지만, 해당 분야의 숙련자라면 첨부된 청구항들의 사상 및 범주 내에서 본 발명이 수정 실시될 수 있음을 알 수 있을 것이다.

Claims (11)

  1. 두 저항의 비(ratio)를 정밀하게 측정하기 위한 회로에 있어서, 전압 분할기(voltage divider)로서 연결된 두 저항에 의해 발생되는 것에 가까운 기준 전압(reference voltage)을 동일한 기준 전원(the same reference source)에 기초하여 발생하기 위한 수단; 이미 알고 있는 기울기(known slope)의 전압 램프(voltage ramp)를 상기 동일한 기준 전원에 기초하여 상기 기준 전압에 부가하기 위한 수단; 상기 기준 전압과 상기 전압 램프간의 일치(coincidence)를 높은 정밀도로 인지(recognize)하기 위한 비교기 수단(comparator means); 및 상기 일치의 발생을 타이밍(timing)하는 수단을 포함하여, 그로 인해 전압의 변화를 측정하고 저항의 비를 측정하는 두 저항의 비를 정밀하게 측정하기 위한 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 비교기 수단 앞에 개재(interpose)된 멀티플렉서 수단을 더 포함하여 몇 개의 상호 연결된 저항 쌍들(interconnected pairs of resistances)의 측정이 수행되게 함으로써, 상기 몇 개의 상호 연결된 저항 쌍들에 대해 선정한 시간 주기 동안 측정이 수행될 수 있도록 하는 두 저항의 비를 정밀하게 측정하기 위한 회로.
  3. 제1항에 있어서, 측정 주기 동안 공급 전압원(source of supply voltage)으로부터 상기 회로를 분리(isolate)하기 위한 수단을 더 포함하여, 상기 측정이 상기 공급 전압의 변화에 영향을 받지 않도록(insensitive) 하는 두 저항의 비를 정밀하게 측정하기 위한 회로.
  4. 제3항에 있어서, 상기 분리하기 위한 수단은 상기 회로 내의 구성 요소들의 물리적 특성에 기초하여 상기 회로가 상기 공급 전압의 변동(variations)에 장시간(on long time scales) 영향을 받지 않게 하기 위한 전압 안정화 수단(voltage regulation means)을 포함하는 두 저항의 비를 정밀하게 측정하기 위한 회로.
  5. 두 저항의 비를 정밀하게 측정하는 방법에 있어서, 전압 분할기로서 연결된 두 저항에 의해 발생되는 것에 가까운 기준 전압을 동일한 기준 전원에 기초하여 발생하는 단계; 이미 알고 있는 기울기의 전압 램프를 상기 동일한 기준 전원에 기초하여 상기 기준 전압에 부가하는 단계; 상기 기준 전압과 상기 전압 램프간의 일치를 높은 정밀도로 검출하는 단계; 및 상기 일치의 발생을 타이밍(timing)하는 단계를 포함하여, 그로 인해 전압의 변화를 측정하고 저항들의 비를 측정함으로써, 몇 개의 상호 연결된 저항 쌍들에 대해 동시에 측정이 수행될 수 있도록 하는 두 저항의 비를 정밀하게 측정하는 방법.
  6. 제5항에 있어서, 각 저항 쌍에 대해 상기 기준 전압과 상기 전압 램프간의 일치를 개별적으로 검출하는 단계를 더 포함하여 몇 개의 상호 연결된 저항 쌍들(interconnected pairs of resistances)의 측정이 수행되게 함으로써, 상기 몇 개의 상호 연결된 저항 쌍들에 대해 선정한 시간 주기 동안 측정이 수행될 수 있도록 하는 두 저항의 비를 정밀하게 측정하는 방법.
  7. 제5항에 있어서, 측정 주기 동안 공급 전압원으로부터 상기 회로를 분리하는 단계를 더 포함하여, 상기 측정이 상기 공급 전압의 변화에 영향을 받지 않도록 하는 두 저항의 비를 정밀하게 측정하는 방법.
  8. 그래픽 디스플레이 장치 상의 커서를 제어하기 위한 커서 제어 신호를 발생하기 위한 회로에 있어서, 캔틸레버 빔(cantilever beam) 상에 장착(mount)된 제1, 제2, 제3 및 제4스트레인 게이지(strain gauge)들을 포함하는 센서-상기 스트레인 게이지들은 전압원과 회로 접지 사이에 두 개의 병렬 하프 브리지 회로(half-bridge circuit)들로 전기적으로 연결됨-; 상기 기준 전압원과 회로 접지 사이에 연결된 전압 분할기(voltage divider); 상기 하프 브리지 회로들의 각각의 중간점들(respective mid-points)에 연결되고 상기 전압 분할기의 탭(tap)에 공히 연결된 제1 및 제2연산 증폭기들; 상기 전압원과 회로 접지 사이에 연결되고 이미 알려져 있는 기울기의 램프전압(ramp voltage)을 상기 전압 분할기의 상기 탭에 공급하는 RC 램프 회로-상기 제1 및 제2연산 증폭기들은 턴 온되어 상기 센서로부터의 출력들에 대응하는 각자의 상승하는 X 및 Y 출력 신호들을 발생함-; 먼저 상기 램프 회로를 방전시킨 다음 충전 사이클을 개시하여 상기 램프 전압을 발생하도록 상기 RC 램프 회로에 연결된 스위치; 상기 제1 및 제2연산 증폭기들로부터의 상기 상승하는 X 및 Y 출력 신호들을 수신하여 선택적으로 통과시키도록 연결된 멀티플렉서; 상기 멀티플렉서에 연결되고 상기 멀티플렉서에 의해 통과된 전압이 선정한 임계치(predetermined threshold)와 같을 때 출력을 발생하는 비교기(comparator); 및 상기 램프 전압의 시작점에서 시작하고 상기 비교기가 출력을 발생할 때 정지하도록 제어되는 타이머를 포함하되, 상기 타이머는 상기 X 및 Y 전압 출력들 중 대응하는 하나의 판독치(reading)를 커서 제어 회로에 제공하는 그래픽 디스플레이 장치 상의 커서를 제어하기 위한 커서 제어 신호를 발생하기 위한 회로.
  9. 제8항에 있어서, 상기 병렬 하프 브리지 회로들과 상기 전압 분할기의 탭에 연결된 제3연산증폭기 회로-상기 RC 램프 회로는 상기 전압 분할기의 상기 탭에 램프 전압을 공급하고 상기 제3연산 증폭기는 턴 온되어 상기 센서의 제3출력에 대응하는 Z 출력신호를 발생함-; 및 상기 Z 출력 신호를 측정하는 동안 램프 바이어스와 센서 바이어스를 변경하기 위해 상기 RC 램프 회로와 상기 센서에 연결된 바이어스 수단(bias means)을 더 포함하되, 상기 멀티플렉서는 상기 제3연산 증폭기로부터 상기 Z 출력 신호를 수신하여 상기 비교기로 선택적으로 전달하고 상기 타이머는 상기 Z 전압 출력의 판독치를 제공하는, 그래픽 디스플레이 장치 상의 커서를 제어하기 위한 커서 제어 신호를 발생하기 위한 회로.
  10. 제8항에 있어서, 상기 회로가 공급 전압으로부터 분리되는 동안 상기 회로에 전력을 공급하기 위해 상기 공급 전압원과 상기 회로에 교대로 연결되는 축적 커패시터를 더 포함하는 그래픽 디스플레이 장치 상의 커서를 제어하기 위한 커서 제어 신호를 발생하기 위한 회로.
  11. 제10항에 있어서, 상기 구성 요소들의 밴드갭 특성에 기초하여 상기 측정이 상기 공급 전압의 변동에 영향을 받지 않게 하기 위한 전압 안정화 수단(voltage regulation means)을 더 포함하는 그래픽 디스플레이 장치 상의 커서를 제어하기 위한 커서 제어 신호를 발생하기 위한 회로.
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