JPWO2021048935A1 - パワースイッチング回路 - Google Patents

Abstract

デュアルインバータは３相モータのオープンエンド３相コイルに接続される。この３相コイルは３相グリッド及び直流電源に接続される。デュアルインバータのバッテリ側３相インバータは３相グリッド電力によりバッテリを充電するために昇圧整流器として運転される。デュアルインバータのグリッド側３相インバータは直流電力によりバッテリを充電するために整流器として運転される。バッテリとデュアルインバータとの間に配置された前端昇圧コンバータは、バッテリ充電電流を制御するための降圧チョッパになってもよい。前端昇圧コンバータは、低電圧バッテリの直流電力により平滑キャパシタをプリチャージする。インバータは、非常に低温のバッテリから３相コイルに流れる単相AC電力を制御する。【選択図】なし

Description

本発明は、パワースイッチング回路に関し、特に電気推進ビークルののパワースイッチング回路に関する。

一般に、バッテリ電気自動車（BEV）のような電気推進ビークルは、３相インバータを含むパワースイッチング回路をもつ。コモンDCバスベースのデュアルインバータがこの３相インバータの１つの形式として提案されている。さらに、２つのバッテリの直列接続及び並列接続を切り替えるスイッチドバッテリが、電気推進ビークルのためのもう1つのパワースイッチング回路として提案されている。

バッテリの低いエネルギー密度（kWh/kg）はBEVの本質的な欠点として良く知られている。BEVの重量及び製造コストは、走行距離延長のためのバッテリ重量の増加に応じて増加する。さらに、トラクションモータの重量及び及びインバータの電力消費は、BEVのこの重量増加により増加する。

高密度の急速充電スポットは、この問題のための非常に優れた解決策である。一般的な急速充電方式は、急速充電スポットがBEVバッテリの要求に応じてDC充電電流を調整するオフボード電流制御DC充電方式である。しかし、多数の電流制御DC充電スポットからなるこの高密度急速充電ネットワークの建設は高いスポットコスト故に経済的に難しい。

トラクションモータのインダクタンス、及び、このトラクションモータを駆動するインバータをバッテリ充電電流調整のための３つの昇圧整流チョッパとして用いるグリッド接続オンボード統合充電器は、高密度急速充電網を経済的に建設するための優れた案である。たとえば、特許文献１は、コモンDCバスベースのデュアルインバータを用いるグリッド接続オンボード統合充電器を提案する。デュアルインバータは、通常のオンボード統合充電器が必要とする中性点開放コンタクタの省略を可能とする。

しかし、従来のグリッド接続オンボード統合充電器は、解決を必要とする多くの問題をもつ。第１の問題は、グリッド接続オンボード統合充電器は力率を改善するためにPFC（力率補正回路）を内蔵する必要があることである。しかし、オープンエンド３相コイルとコモンDCバスベースのデュアルインバータとからなる３相昇圧チョッパにより形成された３相PFC回路はまだ提案されていない。

第２の問題は、多くのオフボード電流制御DC充電方式の急速充電スポットが既に建設されていることである。このため、グリッド接続オンボード統合充電器は、３相グリッドからのAC電力受け入れ機能と、オフボード電流制御DC充電スポットからのDC電力受け入れ機能との両方をもつ必要がある。グリッド接続オンボード統合充電器がDC電力を受け入れることは可能である。しかし、昇圧チョッパの一部としてのトラクションモータの３相コイルは高い抵抗損失を発生する。たとえば、３相コイルの等価抵抗値が０．１５オーム、DC充電電流が１００Aである時、１５００Wの抵抗損失が発生する。

第３の問題は、近い将来において風力発電プラント、太陽発電プラント、燃料電池発電プラント、及びそれらの複合プラントのような外部直流電源により、BEVバッテリを充電することが期待されることである。これらの外部直流電源の電力がグリッド電力に変換される時、電力損失が発生する。外部直流電源によりBEVのバッテリを直接充電することは可能である。しかし、外部直流電源は、充電スポット毎に充電電流制御用のDCDCコンバータを必要とする。その結果、急速充電ネットワークの建設コストが高騰する。結局、従来のグリッド接続オンボード統合充電器は、電流制御DC電力又は電流非制御DC電力の受け入れを未だ想定していない。

第４の問題は、バッテリが熱い時、BEVの急速充電時間が延長されることである。たとえば夏期の高速道路走行後の急速充電において、急速充電時間は、バッテリ高温劣化を回避するために延長される。この問題は、BEVのモータ損失及びインバータ損失を低減することにより改善される。しかし、従来のトラクションモータシステムは、これらの電力損失を低減することによる急速充電時間の短縮について十分に想定していない。

公知の昇圧チョッパ及び公知のスイッチドバッテリは、トラクションモータシステムの損失を低減する。しかし、これらの昇圧チョッパ及びスイッチドバッテリはインバータに印加されるDCリンク電圧を大きく変動させる。その結果、このDCリンク電圧を降圧する低電圧バッテリ充電用の降圧DCDCコンバータはこのDCリンク電圧の変動による悪影響を受ける。従来の低電圧バッテリ充電用の降圧DCDCコンバータは、このDCリンク電圧の変動について未だ想定していない。

第５の問題は、BEVの急速充電時間が低いバッテリ温度により延長されることである。たとえば厳冬季における急速充電時間はリチウムイオンバッテリの永久劣化を回避するために延長されねばならない。

USP８４１５９０４号公報

本発明の目的は、優れた利便性をもつ電気推進ビークル用のパワースイッチング回路を提供することである。

本発明の第１の様相によれば、コモンDCバスベースのデュアルインバータを用いる３相グリッド接続オンボード統合充電器は、３相グリッド充電モード及び電流制御DC充電モードをもつ。両モードにおいて、デュアルインバータは共通のプラグを通じて３相グリッド又は外部DC電源に接続される。３相グリッド充電モードにおいて、デュアルインバータのバッテリ側３相インバータは昇圧整流動作を実行する。３相グリッドは、デュアルインバータが接続されるDCバスの電圧であるDCリンク電圧よりも低い相間電圧をもつ。３相グリッド充電モードにおいて昇圧整流器として動作するバッテリ側３相インバータは、バッテリの充電状態に応じてバッテリ充電電流を制御することができる。

これにより、バッテリは、既設の電流制御型DC急速充電スポット、及び、３相グリッドアウトレットの両方により充電が可能となり、電気推進ビークルの利便性は製造コストの増加を回避しつつ改善される。さらに、DC充電モードにおいて、トラクションモータの３相コイルは電力を消費しない。さらに、デュアルインバータが接続されるDCバスの電圧であるDCリンク電圧が外部DC電源のDC電圧よりも高い時、プラグは電流非制御型の外部DC電源に接続されることもできる。昇圧チョッパとしてのバッテリ側の３相インバータは、バッテリ充電電流を調節することができる。

１つの態様において、バッテリ側３相インバータは、３相グリッド充電モードにおいて３相位相補正（PFC）回路として駆動される。これにより、外部DC電源は３相位相補正（PFC）回路を内蔵する必要が無い。その結果、良好な力率をもつ３相グリッド接続オンボード急速充電ネットワークを経済的に建設することができる。

もう１つの態様において、３相グリッド充電モードにおいて３相PFC回路として駆動されるバッテリ側３相インバータは、昇圧チョッパとして駆動される昇圧位相期間に加えて、降圧チョッパとして駆動される降圧位相期間とをもつ。これにより、高い力率を実現することができる。昇圧位相期間及び降圧位相期間を交互にもつこの３相PFC回路は、３相グリッド電圧を整流することを必要とする他の用途において採用されることができる。

もう１つの態様において、バッテリは、バッテリ電圧を昇圧する前端昇圧コンバータを通じてDCバスに接続される。この前端昇圧コンバータは、３相グリッド充電モード及び電流非制御DC充電方式において、バッテリ充電電流を調整する。これにより、外部から印加されるグリッド電圧又はDC電圧がバッテリ電圧よりも高くても、バッテリを充電することができる。

たとえば、深放電されたバッテリはその定格電圧よりも低い電圧をもつ。さらに、中国やヨーロッパの３相グリッド電圧は高い相間電圧値をもつ。さらに、風力発電プラント、ソーラー発電プラント、及び燃料電池プラントは、損失低減のために電気自動車のバッテリ電圧より高いDC電圧をもつことができる。前端昇圧コンバータの降圧充電動作は、これらの条件下の急速充電を可能とする。

もう１つの態様において、３相グリッド充電モードにおいて３相グリッドの相間電圧がバッテリ電圧よりも低い時、前端昇圧コンバータの降圧充電動作を停止する。これにより、前端昇圧コンバータの損失を低減することができる。

もう１つの態様において、前端昇圧コンバータは、シングルリアクトル型の昇圧スイッチドバッテリからなる。これにより、インバータ及びバッテリの損失を低減することができる。このシングルリアクトル型の昇圧スイッチドバッテリは、他の電気推進ビークルにより採用されることができる。

もう１つの態様において、前端昇圧コンバータは、２つのバッテリの間の電圧差が所定値を超える場合に、２つのバッテリを並列接続する前に２つのバッテリの電圧差を低減する電圧バランスモードをもつ。これにより、前端昇圧コンバータの損失を低減することができる。

もう１つの態様及び本発明の第２の様相において、インバータにDCリンク電圧を印加する平滑キャパシタは、チョッパとして動作可能な絶縁型双方向DCDCコンバータを通じて低電圧バッテリに接続される。このコンバータは、変圧器の２つのコイルに別々に接続される２つのHブリッジをもつ。平滑キャパシタに接続される一次側のHブリッジは、低電圧バッテリを充電する降圧充電モードに加えて、平滑キャパシタを充電するプリチャージモードをもつ。これにより、平滑キャパシタのいわゆる突入電流を防止することができる。

１つの態様において、一次側のHブリッジ及び一次コイルの漏れインダクタンスは、降圧充電モードにおいて降圧チョッパとして駆動される。これにより、簡素な回路トポロジーによりDCリンク電圧の変動を吸収することができる。

もう１つの態様において、一次側のHブリッジ及び一次コイルの漏れインダクタンスは、プリチャージモードにおいて昇圧チョッパとして駆動される。これにより、簡素な回路トポロジーにより突入電流を防止することができる。

もう１つの態様及び本発明の第３の様相において、バッテリ温度が低い時、インバータはバッテリから３相コイルへ単相交流電流を供給する。静止する３相モータの３相コイルは、単なるインダクタンス負荷とみなせる。その結果、バッテリは充電動作と放電動作とを交互に繰り返し、効率よく加熱される。結局、バッテリの電解液は昇温され、バッテリ抵抗は急速に低下する。この単相交流電流は互いに逆回転する２つの回転磁界を形成する。したがって、３相モータは起動トルクを発生しない。

もう１つの態様において、共通DCバスベースのデュアルインバータの３つのHブリッジはそれぞれ、固定電位レグ及びPWMレグからなる。各Hブリッジの固定電位レグ及びPWMレグは電気角１８０度毎に交代される。これにより、デュアルインバータのスイッチング損失はほぼ半分となる。さらに、固定電位レグの上アームトランジスタを常にオンされる。デュアルインバータのこのPWM制御は上アーム導通シングルPWM法と呼ばれる。その結果、リンギングサージ電圧低減故に、インバータ損失が低減される。

もう１つの好適態様において、最小振幅の相電圧を出力するHブリッジは停止され、休止Hブリッジと呼ばれる。休止Hブリッジの２つのレグはそれぞれ、それぞれオフされた上アームスイッチおよび下アームスイッチをもつ。デュアルインバータのこのPWM制御法はダブルHブリッジモードと呼ばれる。これにより、バッテリ損失を低減することができる。このダブルHブリッジモードは、３相モータを駆動する他のデュアルインバータにより採用されることができる。

もう１つの態様において、最大振幅の相電圧を出力するHブリッジは電位固定Hブリッジと呼ばれる。この電位固定Hブリッジは、互いに反対電圧を出力する２つ固定電位レグからなる。さらに、バッテリとデュアルインバータとを接続する前端昇圧コンバータは、最大振幅の相電圧に等しいDCリンク電圧を出力する。このDCリンク電圧は、電位固定Hブリッジを通じて１つの相コイルに印加される。さらに、電位固定Hブリッジの２つの固定電位レグの出力電圧は定期的に切り替えられる。このインバータ制御法は、昇圧ダブルHブリッジモードと呼ばれる。これにより、バッテリ及びインバータの電力損失を低減することができる。この昇圧ダブルHブリッジモードは、３相モータを駆動する他のデュアルインバータにより採用されることができる。

もう１つの態様において、ダブルHブリッジモード及び昇圧ダブルHブリッジモードは一緒に実行される。このモードは、シングルHブリッジモードと呼ばれる。このシングルHブリッジモードによれば、デュアルインバータの１つのHブリッジだけがPWM制御される。その結果、バッテリ及びインバータの電力損失はさらに低減される。このシングルHブリッジモードは、３相モータを駆動する他のデュアルインバータにより採用されることができる。

もう１つの態様において、デュアルインバータの３つのHブリッジはそれぞれ空間ベクトルPWM法（SVPWM）により制御され、３つのHブリッジの電流供給期間はできるだけ重ならないように配置される。これにより、バッテリ損失を低減することができる。この電流分散法は、３相モータを駆動する他のデュアルインバータにより採用されることができる。

図１は実施例のパワースイッチング回路を示す回路図である。 図２は３相グリッド電流の波形図である。 図３は３相PFC回路として動作するデュアルインバータの力率補正動作を示すタイミングチャートである。 図４は位相期間P１及びP2におけるデュアルインバータ内の電流の流れを示す回路図である。 図５は位相期間P３におけるデュアルインバータ内の電流の流れを示す回路図である。 図６は位相期間P４におけるデュアルインバータ内の電流の流れを示す回路図である。 図７は位相期間P５及びP６におけるデュアルインバータ内の電流の流れを示す回路図である。 図８は位相期間P７におけるデュアルインバータ内の電流の流れを示す回路図である。 図９は位相期間P８におけるデュアルインバータ内の電流の流れを示す回路図である。 図１０は位相期間P９及びP１０におけるデュアルインバータ内の電流の流れを示す回路図である。 図１１は位相期間P１１におけるデュアルインバータ内の電流の流れを示す回路図である。 図１２は位相期間P１２におけるデュアルインバータ内の電流の流れを示す回路図である。 図１３は変形態様のパワースイッチング回路を示す回路図である。 図１４は電磁ブレーキ装置を示すブロック図である。 図１５は電磁ブレーキ装置の制御を示すフローチャートである。 図１６は絶縁型双方向DCDCコンバータを示す回路図である。 図１７は単相バッテリ加熱法を説明するためのブロック回路図である。 図１８は単相バッテリ加熱法で採用される単相交流電流及び単相交流電圧の基本周波数成分の波形を示すタイミングチャートである。 図１９は上アーム導通式シングルPWM法におけるデュアルインバータの状態を示す図である。 図２０は上アーム導通式シングルPWM法で駆動されるHブリッジの出力電圧を示す図である。 図２１はダブルPWM法で駆動されるHブリッジの電流供給期間を示す模式回路図である。 図２２はダブルPWM法で駆動されるHブリッジの電流回生期間を示す模式回路図である。 図２３はシングルPWM法で駆動されるHブリッジの電流供給期間を示す模式回路図である。 図２４はシングルPWM法で駆動されるHブリッジのフリーホィーリング期間を示す模式回路図である。 図２５はU相コイルに印加されるU相電圧及びU相コイルに供給されるU相電流の基本周波数成分を示すタイミングチャートである。 図２６は位相期間P1においてU相コイルを流れるU相電流を示す模式回路図である。 図２７は位相期間P２においてU相コイルを流れるU相電流を示す模式回路図である。 図２８は位相期間P３においてU相コイルを流れるU相電流を示す模式回路図である。 図２９は位相期間P４においてU相コイルを流れるU相電流を示す模式回路図である。 図３０はダブルHブリッジモードにより形成される合成回転電圧ベクトルが回転する位相領域を示すベクトル図である。 図３１はダブルHブリッジモードにおけるデュアルインバータの状態を示す図である。 図３２は昇圧ダブルHブリッジモードにおける３相グリッド電圧の基本周波数成分の波形を示す図である。 図３３は昇圧ダブルHブリッジモードにおけるデュアルインバータの状態を示す図である。 図３４はシングルHブリッジモードにおける各レグの状態を示す図である。 図３５は電流分散法で駆動されるデュアルインバータに与えられる各相の電流供給期間の配置を示すタイミングチャートである。 図３６は電流分散法の変形態様を示すタイミングチャートである。

バッテリ電気自動車（BEV）のために使用されるパワースイッチング回路の好適な実施態様が図面を参照して説明される。このパワースイッチング回路は、他の電気推進ビークルに使用されることができる。
パワースイッチング回路のトポロジー
図１は、オンボード統合充電器を兼ねるパワースイッチング回路を示す回路図である。３相モータドライブと呼ばれるこのパワースイッチング回路は、シングルリアクトル型の昇圧スイッチドバッテリ１００、コモンDCバスベースのデュアルインバータ２００、及び絶縁型双方向DCDCコンバータ３００をもち、コントローラ９、平滑キャパシタ１３、及び３相プラグ４００をさらに含む。

昇圧スイッチドバッテリ１００は、ハイサイドのメインリレー６１を通じてハイレベルDCバス８１に接続され、ローサイドのメインリレー６２を通じてローレベルDCバス８２に接続されている。DCバス８１及び８２に接続される平滑キャパシタ１３はDCリンク電圧VCをもつ。メインリレー６１及び６２は、昇圧スイッチドバッテリ１００をパワースイッチング回路の他の回路部から切り離すための安全スイッチである。昇圧スイッチドバッテリ１００及びデュアルインバータ２００の各スイッチはそれぞれ、逆並列ダイオードをもつIGBTからなる。コントローラ９は、昇圧スイッチドバッテリ１００、デュアルインバータ２００、及びDCDCコンバータ３００を制御する。

昇圧スイッチドバッテリ１００のトポロジー
直流電源回路である昇圧スイッチドバッテリ１００は、ローサイドのバッテリ１、ハイサイドのバッテリ２、及び前端昇圧コンバータ１０からなる。接続切替回路と呼ばれる前端昇圧コンバータ１０は、バッテリ１及び２の接続切替機能と双方向DCDCコンバータ機能との両方をもつ。コンバータ１０は、直列スイッチ３、ローサイドの並列スイッチ４、ハイサイドの並列スイッチ５、出力スイッチ６、リアクトル７、サージ吸収ダイオード８、及び３つの安全ヒューズ（５０１-５０３）をもつ。ハイレベルDCバス８１は、出力スイッチ６、バッテリ２、リアクトル７、直列スイッチ３、及びバッテリ１を通じてローレベルDCバス８２に接続される。バッテリ２の負極とリアクトル７との接続点は並列スイッチ４を通じてバッテリ１の負極に接続されている。

バッテリ１の正極と直列スイッチ３との接続点は並列スイッチ５を通じてバッテリ２の正極に接続されている。リアクトル７と直列スイッチ３との接続点は、ダイオード８のカソード電極に接続され、ダイオード８のアノード電極はバッテリ１の負極に接続されている。バッテリ１及び２は、互いに等しい定格電圧をもつ。前端昇圧コンバータ１０の動作モードは、並列モード、直列モード、過渡モード、電圧バランスモード、昇圧放電モード、及び降圧充電モードを含む。

並列モード及び直列モード
並列モード及び直列モードは、バッテリ１及び２の放電動作及び充電動作の両方において採用されることができる。並列モードにおいて、直列スイッチ３はオフされ、並列スイッチ４及び５はオンされる。これにより、バッテリ１及び２は並列接続される。DCリンク電圧VCは１つのバッテリの電圧に等しくなる。直列モードにおいて、直列スイッチ３はオンされ、並列スイッチ４及び５がオフされ、バッテリ１及び２は直列接続される。したがって、DCリンク電圧VCは、２つのバッテリの電圧和となる。

過渡モード
並列モードと直列モードとの間の短い過渡期間に実行される過渡モードは、過渡放電モード及び過渡充電モードからなる。過渡放電モードにおいて、並列スイッチ４及び５はオフされ、直列スイッチ３がPWM制御される。並列モードから直列モードへの切替が行われるパラレルツーシリーズ過渡放電モードにおいて、直列スイッチ３のPWMデユーティ比は０から１へゆっくり変更される。直列モードから並列モードへの切替が行われるシリーズツーパラレル過渡放電モードにおいて、直列スイッチ３のPWMデユーティ比は１から０へゆっくり変更される。

直列スイッチ３がオンされるオン期間において、DCリンク電圧VCはバッテリ１及び２の電圧和からリアクトル７の逆起電力を差し引いた値となる。直列スイッチ３がオフされる時、リアクトル７の磁気エネルギーは、ダイオード８、リアクトル７、バッテリ２、及び出力スイッチ６を通じて流れる電流により消費される。結局、過渡放電モードは、DCリンク電圧VCをゆっくりと変化させる。

過渡充電モードにおいて、並列スイッチ４及び５が同期的にPWM制御される。並列モードから直列モードへの切替が行われるパラレルツーシリーズ過渡充電モードにおいて、並列スイッチ４及び５のPWMデユーティ比は１から０へゆっくり変更される。直列モードから並列モードへの切替が行われるシリーズツーパラレル過渡充電モードにおいて、並列スイッチ４及び５のPWMデユーティ比は０から１へゆっくり変更される。

並列スイッチ４及び５がオフされるオフ期間において、リアクトル７の磁気エネルギーは、バッテリ１及び２を直列に充電する充電電流により増加される。言い換えれば、リアクトル７は、バッテリ１及び２を流れる充電電流の増加を抑制する。並列スイッチ４及び５がオンされるオン期間において、DCリンク電圧VCはバッテリ１及び２にそれぞれ印加される。これは、バッテリ１及び２の充電電流の急増を引き起こす。

けれども、リアクトル７の磁気エネルギーは、直列スイッチ３の逆並列ダイオード、並列スイッチ５、バッテリ２を通じてフリーホィーリング電流を流す。同様に、リアクトル７の磁気エネルギーは、直列スイッチ３の逆並列ダイオード、バッテリ１、並列スイッチ４を通じてフリーホィーリング電流を流す。これらのフリーホィーリング電流は、上記されたバッテリ１及び２の充電電流の急増を抑制する。結局、過渡充電モードにおいて、充電電流の急変は回避される。

電圧バランスモード
電圧バランスモードは、バッテリ１及び２が異なる電圧をもつ場合において実行される。バッテリ１及び２の間の電圧差が並列モードにおいて所定値を超える時、短絡電流が２つの並列スイッチ４及び５を通じてバッテリ１及び２を循環する。その結果、高電圧のバッテリは低電圧のバッテリを充電する。この短絡電流が所定値を超える時、バッテリ１及び２の電力損失は増加する。この電圧バランスモードによれば、２つのバッテリ１及び２の電圧差が並列モードが開始される前に検出される。この電圧差が所定値を超える時、並列モードの少なくとも初期期間において、少なくとも一方の並列スイッチのトランジスタのオンが禁止される。たとえば、バッテリ１がバッテリ２よりも並列モードの開始前において所定電圧値以上高い場合が以下に説明される。

バッテリ放電モードにおいて並列スイッチ４のトランジスタのオンが禁止される。これにより、バッテリ１だけがデュアルインバータ２００へ電流を供給する。バッテリ１及び２の電圧がバッテリ１の電圧低下によりほぼ等しくなった後、並列スイッチ４のトランジスタはオンされる。しかし、IGBTからなる並列スイッチのトランジスタは寄生ダイオード故にオンされる必要は無い。

バッテリ充電モードにおいて並列スイッチ５のトランジスタのオンが禁止される。これにより、バッテリ２が並列スイッチ４を通じて充電される。バッテリ１及び２の電圧がバッテリ２の電圧上昇によりほぼ等しくなった後、並列スイッチ５のトランジスタがオンされる。これにより、バッテリ１及び２の電圧は均等化される。バッテリ２がバッテリ１よりも並列モードの開始前において所定値以上高い場合は、上記制御と逆の制御が実行される。この電圧バランスモードによれば、並列モードの開始直後に流れる無駄な循環電流（短絡電流）を阻止することができる。

昇圧放電モード
昇圧スイッチドバッテリ１００がデュアルインバータ２００に昇圧電圧を印加する昇圧放電モードにおいて、直列スイッチ４はオンされ、並列スイッチ４及び５は同期的にPWM制御される。並列スイッチ４及び５がオンされる時、バッテリ１及び２はそれぞれ、リアクトル７へ循環電流を供給する。これにより、リアクトル７の磁気エネルギーは増加する。並列スイッチ４及び５がオフされる時、DCリンク電圧VCは、バッテリ１及び２の電圧和とリアクトル７の電圧との合計となる。バッテリ１が電圧V1をもち、バッテリ２が電圧V2をもつ時、昇圧比（VC/（V1+V2））は並列スイッチ４及び５のPWMデユーティ比の調整により制御される。

バッテリ１及び２の間の電圧差が昇圧放電モードにおいて所定値を超える時、短絡電流が並列スイッチ４及び５がオンされた直後にバッテリ１、並列スイッチ５、バッテリ２、及び並列スイッチ４を循環する。その結果、より高電圧のバッテリがより低電圧のバッテリを充電する。この循環電流を禁止するために、バッテリ１及び２の電圧差が所定値を超える時、昇圧放電モードにおいて電圧バランスモードが実行される。たとえば、バッテリ２の電圧がバッテリ１の電圧よりも所定値以上高い時、並列スイッチ５のPWMスイッチングは休止される。これにより、バッテリ１だけが放電する。
バッテリ１及び２の電圧がほぼ等しくなった後、並列スイッチ４及び５は同期的にPWM制御される。

降圧充電モード
バッテリ１及び２を充電するための降圧充電モードにおいて、直列スイッチ４はオンされ、並列スイッチ４及び５がオフされ、出力スイッチ６がPWM制御される。出力スイッチ６がオンされる時、充電電流が、バッテリ２、リアクトル７、直列スイッチ３、及びバッテリ１を通じて流れ、バッテリ１及び２は直列に充電される。リアクトル７は磁気エネルギーを蓄積する。出力スイッチ６がオフされる時、リアクトル７の磁気エネルギ-は、リアクトル７、直列スイッチ３、並列スイッチ５、及びバッテリ２を通じて充電電流を循環させる。さらに、この磁気エネルギーは、リアクトル７、直列スイッチ３、バッテリ１、及び並列スイッチ４を通じて充電電流を循環させる。結局、リアクトル７の磁気エネルギーは、バッテリ１及び２を並列に充電する。降圧比（（V1+V２）/VC）は、出力スイッチ６のPWMデユーティ比により調整される。

昇圧スイッチドバッテリ１００のメリット
バッテリ電気自動車（BEV）への応用において、並列モードは低速領域において採用され、直列モードは中速領域において採用され、昇圧放電モード及び降圧充電モードは高速領域において採用される。昇圧放電モードは、３相コイル５０の巻数増加及びインバータ電流の低減を実現する。その結果、インバータ損失は非昇圧型のスイッチドバッテリと比べて大幅に低減される。たとえば最大昇圧比が２である時、インバータ電流は非昇圧型のスイッチドバッテリと比べて半分となり、インバータ損失は１/４となる。

さらに、このインバータ電流低減は、並列モード及び直列モードにおいてバッテリ損失を低減する。たとえば最大昇圧比が２である時、バッテリ１及び２からインバータへ供給される電源電流の振幅は半分となる。しかし、３相コイル５０の逆起電力が低い低速領域において、電源電流の通電時間は、DCリンク電圧VCの減少によりほぼ２倍となる。結局、昇圧スイッチドバッテリ１００は、非昇圧スイッチドバッテリと比べて、並列モード及び直列モードからなる非昇圧領域において半分程度のバッテリ損失をもつことができる。

さらに、スイッチドバッテリの並列モードは、その直列モードと比べてほぼ１/４のバッテリ抵抗をもつ。しかし、バッテリ１及び２からインバータへ供給される電源電流の通電時間はDCリンク電圧VCの減少によりほぼ２倍となる。結局、並列モードは、直列モードと比べて半分程度のバッテリ損失をもつことができる。

さらに、図１に示される昇圧スイッチドバッテリ１００のリアクトル７は、並列モードにおいて抵抗損失を発生しない。さらに、図１に示されるシングルリアクトル型昇圧スイッチドバッテリ１００は、２つのリアクトルをもつ従来のダブルリアクトル型昇圧スイッチドバッテリと比べて、リアクトルと比べて約７０％の重量及び損失をもつことができる。

デュアルインバータ２００のトポロジー
３相同期モータからなるトラクションモータは、ステータコイルとしてのオープンエンド３相コイル５０をもつ。３相コイル５０は、U相コイル５U、V相コイル５V、及びW相コイル５Wからなる。共通DCバスベースのデュアルインバータ２００は、グリッド側３相インバータ３０及びバッテリ側３相インバータ４０からなる。インバータ３０は、U相レグ３U、V相レグ３V、及びW相レグ３Wからなる。インバータ４０は、U相レグ４U、V相レグ４V、及びW相レグ４Wからなる。通常動作において、各レグの上アームスイッチ及び下アームスイッチは相補的にスイッチングされる。インバータ３０の３つの交流端子は、グリッド接続のためのプラグ４００の３つの端子（X、Y、Z)に別々に接続されている。

インバータ４０は３つの相コイル（５U、５V、及び５W）の各一端に個別に接続され、インバータ３０は３つの相コイル（５U、５V、及び５W）の各他端に個別に接続されている。インバータ３０は３つの上アームスイッチ（３１、３３、３５）及び３つの下アームスイッチ（３２、３４、３６）からなる。インバータ４０は３つの上アームスイッチ（４１、４３、４５）及び３つの下アームスイッチ（４２、４４、４６）からなる。レグ３U及び４UからなるU相Hブリッジは、相コイル５Uに供給されるU相電流IUを制御する。レグ３V及び４VからなるV相Hブリッジは、相コイル５Vに供給されるV相電流IVを制御する。レグ３W及び４WからなるW相Hブリッジは、W相相コイル５Wに供給されるW相電流IWを制御する。モータトルクを発生するためのデュアルインバータ２００のトルク制御動作は後述される。

車載統合充電器のトポロジー
昇圧スイッチドバッテリ１００、デュアルインバータ２００、及び３相コイル５０は車載統合充電器を形成する。この車載統合充電器の動作モードが以下に説明される。この動作モードは、電流制御DC充電モード、電流非制御DC充電モード、グリッド充電モード、及び逆送電モードを含む。

電流制御DC充電モード
従来の電流制御DC急速充電スポットは、BEVの要求に応じてDC充電電流を制御可能なDCDCコンバータを内蔵する。充電プラグ４００の２つの端子（X、Y）が電流制御DC急速充電スポットに接続される時、この電流制御DC充電モードが実行される。昇圧スイッチドバッテリ１００の直列スイッチ３及び出力スイッチ６はオンされ、バッテリ１及び２は直列に充電される。デュアルインバータ２００の２つの３相インバータ３０及び４０のスイッチング動作は本質的に停止される。ただし、同期整流動作は可能である。

DC充電電流は、充電プラグ４００の端子Xから上アームスイッチ３１を通じてハイレベルDCバス８１に流れた後、２つのバッテリ１及び２を充電する。バッテリ１からローレベルDCバス８２に戻ったDC充電電流は、下アームスイッチ３４を通じて充電プラグ４００の端子Yへ帰る。電流制御DC急速充電スポットのDCDCコンバータは、コントローラ９の要求に応じてDC充電電流を制御する。

この電流制御DC充電モードの利点は、DC充電電流が３相コイル５０を流れないことである。その結果、DC充電効率の改善及び３相コイル５０の温度上昇の抑制を実現することができる。たとえば、３相コイル５０の平均抵抗値が０．１５オームであり、平均充電電流が１００Aである時、３相コイル５０の電力損失は１５００Wとなる。

高電圧式電流非制御DC充電モード
既述された種々の発電プラントは、DC電圧を充電プラグ４００の２つの端子（X、Y）の間に印加することができる。DC電圧がバッテリ１及び２の電圧和より高い時、DC電圧は、上アームスイッチ３１及び下アームスイッチ３４を通じて昇圧スイッチドバッテリ１００に印加される。昇圧スイッチドバッテリ１００は降圧充電モードを実行し、バッテリ１及び２の充電電流は出力スイッチ６のPWM制御により制御される。この電流非制御DC充電モードの利点は、DC充電電流が３相コイル５０を流れないことである。その結果、DC充電効率の改善及び３相コイル５０の温度上昇の抑制を実現することができる。

低電圧式の電流非制御DC充電モード
この低電圧式電流非制御DC充電モードは、電流非制御型の発電プラントのDC電圧がバッテリ１及び２の電圧和より低い時に運転される。このDC電圧は、U相コイル５U及びレグ４Uからなる昇圧チョッパにより昇圧された後、昇圧スイッチドバッテリ１００に印加される。下アームスイッチ４２がオンされる時、U相コイル５U、下アームスイッチ４２、下アームスイッチ３４、及び発電プラントを循環するU相電流IUが増加し、U相コイル５Uの磁気エネルギーが増加する。下アームスイッチ４２がオフされる時、U相電流IUは、上アームスイッチ４１、昇圧スイッチドバッテリ１００、下アームスイッチ３４を通じて発電プラントに戻る。これによいり、バッテリ１及び２が充電される。充電電流は下アームスイッチ４２のPWMデユーティ比の制御により調節される。

この低電圧式電流非制御DC充電モードは、たとえば家庭用太陽電池パネルのような低電圧DC発電プラントからのBEVの充電において好適である。他方、高電圧式電流非制御DC充電モードは、大規模の太陽電池プラントのような高い電圧DC発電プラントからのBEVの充電において好適である。

３相グリッド充電モード
３相グリッド電圧がプラグ４００に印加される時、３相グリッド充電モードが実行される。プラグ４００に印加される３相正弦波グリッド電圧は、U相電圧VU１、V相電圧VV1、及びW相電圧VW1からなる。バッテリ１及び２は直列接続される。３つの相間電圧（VU１ーVV1、VV1ーVW1、及びVW1ーVU1）はDCリンク電圧VCよりも低い。デュアルインバータ２００及びオープンエンド３相コイル５０は、３相力率補正回路（PFC回路）を形成する。

３相グリッド充電モードにおける３相PFCモード
デュアルインバータ２００により形成される３相PFC回路の力率補正動作である３相PFCモードが
図２-図１２を参照して説明される。図２は、３相グリッド電圧の１サイクル期間においてプラグ４００から３相コイル５０へ流れるU相電流IU、V相電流IV、及びW相電流IWの波形を示す。U相電流IU、V相電流IV、及びW相電流IWは充電相電流と呼ばれる。

各充電相電流（IU、IV、及びIW）は、３相グリッド電圧の各相グリッド電圧（VU1、VV1、及びVW１）と異なる振幅値をもつのが一般的である。しかし、図２において、各充電相電流は各相グリッド電圧と等しい振幅をもつように示されている。U相電圧VU1と同位相の正弦波形をもつU相電流IUは、U相コイル５Uを通じて流れる。V相電圧VV1と同位相の正弦波形をもつV相電流IVはV相コイル５Vを通じて流れる。W相電圧VW1と同位相の正弦波形をもつW相電流IWはW相コイル５Wを通じて流れる。

この１サイクル期間は、１２個の位相期間P1-P１２に分割される。インバータ４０は３相コイル５０とともにチョッパ回路を形成する。インバータ４０のレグ４U、４V、及び４Wは、３相PFCモードにおいて昇圧モードB、休止モードOFF、及び降圧モードDをもつ。図３は、位相期間P１-P12におけるレグ（４U、４V、及び４W)のモード選択を示す図である。図４-図１２は、位相期間P1-P１２における相電流の流れを示す図である。休止モードOFFにおいて、レグのPWMスイッチングは停止される。

図４は、位相期間（P1、P2）における電流の流れを示す。U相コイル５U及びU相レグ４UはU相昇圧チョッパを形成する。スイッチ４２はPWM制御される。U相電流IUはスイッチ４２のオフ期間に平滑キャパシタ１３に供給される。平滑キャパシタ１３から戻るU相電流IUは、V相下アームスイッチ３４を通じてグリッドに戻る。同様に、W相コイル５W及びW相レグ４WはW相昇圧チョッパを形成する。スイッチ４６はPWM制御される。W相電流IWはスイッチ４６のオフ期間に平滑キャパシタ１３に供給される。平滑キャパシタ１３から戻るW相電流IWは、V相下アームスイッチ３４を通じてグリッドに戻る。

図５は、位相期間P３における電流の流れを示す。スイッチ４２はPWM制御を継続する。W相コイル５W及びW相レグ４WはW相降圧チョッパを形成する。スイッチ４５はPWM制御される。W相電流IWはスイッチ４５のオン期間に平滑キャパシタ１３からW相コイル５Wを通じてグリッドに供給される。スイッチ４５のオフ期間に、W相コイル５Wの磁気エネルギーは、スイッチ４６を通じてフリーホィーリング電流を供給する。

図６は、位相期間P４における電流の流れを示す。スイッチ４２はPWM制御を継続する。V相コイル５V及びV相レグ４VはV相降圧チョッパを形成する。スイッチ４３はPWM制御される。V相電流IVはスイッチ４３のオン間に平滑キャパシタ１３からV相コイル５Vを通じてグリッドに供給される。スイッチ４３のオフ期間に、V相コイル５Vの磁気エネルギーは、スイッチ４４を通じてフリーホィーリング電流を供給する。

図７は、位相期間（P５、P６）における電流の流れを示す。スイッチ４２はPWM制御を継続する。V相コイル５V及びV相レグ４VはV相昇圧チョッパを形成する。スイッチ４４はPWM制御される。V相電流IVはスイッチ４４のオフ期間に平滑キャパシタ１３に供給される。平滑キャパシタ１３から戻るV相電流IVは、W相下アームスイッチ３６を通じてグリッドに戻る。

図８は、位相期間P７における電流の流れを示す。スイッチ４４はPWM制御を継続する。U相コイル５U及びU相レグ４UはU相降圧チョッパを形成する。スイッチ４１はPWM制御される。U相電流IUはスイッチ４１のオン間に平滑キャパシタ１３からU相コイル５Uを通じてグリッドに供給される。スイッチ４１のオフ期間に、U相コイル５Uの磁気エネルギーは、スイッチ４２を通じてフリーホィーリング電流を供給する。

図９は、位相期間P８における電流の流れを示す。スイッチ４４はPWM制御を継続する。W相コイル５W及びW相レグ４WはW相降圧チョッパを形成する。スイッチ４５はPWM制御される。W相電流IWはスイッチ４５のオン間に平滑キャパシタ１３からW相コイル５Wを通じてグリッドに供給される。スイッチ４５のオフ期間に、W相コイル５Wの磁気エネルギーは、スイッチ４６を通じてフリーホィーリング電流を供給する。

図１０は、位相期間（P９、P１０）における電流の流れを示す。スイッチ４４はPWM制御を継続する。W相コイル５W及びW相レグ４WはW相昇圧チョッパを形成する。スイッチ４６はPWM制御される。W相電流IWはスイッチ４６のオフ期間に平滑キャパシタ１３に供給される。平滑キャパシタ１３から戻るW相電流IWは、U相下アームスイッチ３２を通じてグリッドに戻る。

図１１は、位相期間P１１における電流の流れを示す。スイッチ４６はPWM制御を継続する。V相コイル５V及びV相レグ４VはV相降圧チョッパを形成する。スイッチ４３はPWM制御される。V相電流IVはスイッチ４３のオン間に平滑キャパシタ１３からV相コイル５Vを通じてグリッドに供給される。スイッチ４３のオフ期間に、V相コイル５Vの磁気エネルギーは、スイッチ４４を通じてフリーホィーリング電流を供給する。

図１２は、位相期間P１２における電流の流れを示す。スイッチ４６はPWM制御を継続する。U相コイル５U及びU相レグ４UはU相降圧チョッパを形成する。スイッチ４１はPWM制御される。U相電流IUはスイッチ４１のオン間に平滑キャパシタ１３からU相コイル５Uを通じてグリッドに供給される。スイッチ４１のオフ期間に、U相コイル５Uの磁気エネルギーは、スイッチ４２を通じてフリーホィーリング電流を供給する。結局、この３相PFC回路によれば、３相コイル５０の２つの相コイルが各位相期間において昇圧チョッパ又は降圧チョッパのリアクトルとして使用されることが理解される。

上記３相グリッド充電モードにおいて、バッテリ１及び２を充電する充電電流は、３相インバータ４０の昇圧チョッパ動作、又は、昇圧スイッチドバッテリ１００の降圧充電モードにより調節される。バッテリ１及び２の電圧和が３相グリッドの相間電圧（VU１-VV１、VV1-VW１、VW１-VU１）よりも低い時、昇圧スイッチドバッテリ１００の降圧充電モードによりこの充電電流を調節することが好適である。この降圧充電モードにおいて、出力スイッチ６のPWM制御により調節される充電電流は、３相インバータ４０が出力する昇圧電流と一致することが好適である。これにより、DCリンク電圧VCのリップルを低減することができる。昇圧スイッチドバッテリ１００によるこの充電電流調節は、４００V級の３相グリッドを用いる３相グリッド充電モードにおいて好適である。

バッテリ１及び２の電圧和が３相グリッドの相間電圧（VU１-VV１、VV1-VW１、VW１-VU１）よりも高い時、３相インバータ４０のチョッパ動作によりこの充電電流を調節することが好適である。昇圧スイッチドバッテリ１００は直列モードで運転され、DCリンク電圧VCはバッテリ１及び２の電圧和に等しい。３相インバータ４０によるこの充電電流調節は、２００V級の３相グリッドを用いる３相グリッド充電モードにおいて好適である。

単相グリッド充電モード
次に、単相グリッド充電モードが説明される。プラグ４００の２つの端子（X及びY)の間に単相グリッド電圧が印加される。この単相グリッド電圧はDCリンク電圧VCよりも低い。デュアルインバータ２００及び３相コイル５０は単相PFC回路を形成する。降圧充電モードを実行する前端昇圧コンバータ１０は充電電流を制御する。前端昇圧コンバータ１０の降圧動作は３相グリッド充電モード及び単相グリッド充電モードにおいて同じである。

単相PFCモード
単相PFC回路により運転される単相PFCモードが説明される。端子（X、Y)の間に印加される単相グリッド電圧の正の半サイクル期間において、相電圧VU1は相電圧VV１よりも高い。逆に、単相グリッド電圧の負の半サイクル期間において、相電圧VU1は相電圧VV１よりも低い。正の半サイクル期間において、U相コイル５U及びU相レグ４UからなるU相昇圧チョッパが運転され、下アームスイッチ４２がPWM制御される。スイッチ４２がオンされる時、電流IUが、U相コイル５U、スイッチ４２、スイッチ３４を通じて流れ、U相コイル５Uは磁気エネルギーを蓄積する。スイッチ４２がオフされる時、電流IUが、U相コイル５U、スイッチ４１、平滑キャパシタ１３、スイッチ３４を通じて流れ、平滑キャパシタ１３が充電される。スイッチ４２のPWM制御により、充電電流の波形は単相グリッド電圧の正半サイクル正弦波波形と一致する正弦波波形となる。

負の半サイクル期間において、V相コイル５V及びV相レグ４VからなるV相昇圧チョッパが運転され、下アームスイッチ４４がPWM制御される。スイッチ４４がオンされる時、電流IVが、V相コイル５V、スイッチ４４、スイッチ３２を通じて流れ、V相コイル５Vは磁気エネルギーを蓄積する。スイッチ４４がオフされる時、電流IVが、V相コイル５U、スイッチ４３、平滑キャパシタ１３、スイッチ３２を通じて流れ、平滑キャパシタ１３が充電される。スイッチ４４のPWM制御により、充電電流の波形は単相グリッド電圧の負半サイクル正弦波波形と一致する正弦波波形となる。

３相逆送電モード
昇圧スイッチドバッテリ１００から３相グリッドへ逆送電する３相逆送電モードが説明される。DCリンク電圧VCは３相グリッドの相間電圧のピーク値より高い。前端昇圧コンバータ１０は、バッテリ１及び２の電圧和がこのピーク値よりも低い場合に昇圧放電モードを実行し、バッテリ１及び２の電圧和がこのピーク値よりも高い場合に直列モードを実行する。３相コイル５０及び３相インバータ４０からなる３相降圧チョッパは、３相交流電流をプラグ４００を通じて３相グリッドに供給する。３相インバータ３０は停止される。この３相降圧チョッパはPFC回路を兼ねる。

レグ４U及びU相コイル５UはU相降圧チョッパを形成し、レグ４V及びV相コイル５VはV相降圧チョッパを形成し、レグ４W及びW相コイル５WはW相降圧チョッパを形成する。３相降圧チョッパの動作が図２を参照して説明される。３相降圧チョッパは、３相グリッド電圧と反対位相の３相正弦波電流（IU、IV、IW）をプラグ４００に供給する。言い換えれば、３相電流（IU、IV、IW）は、３相グリッド電圧（VU１、VV１、VW１）と電気角１８０度だけ異なる位相をもつ。

図２に示される位相期間（P１２、P1-P３）において、V相レグ４Vの下アームスイッチ４４がオンされ、U相レグ４Uの上アームスイッチ４１及びW相レグ４Wの上アームスイッチ４５がPWM制御される。位相期間（P４-P７）において、W相レグ４Wの下アームスイッチ４６がオンされ、U相レグ４Uの上アームスイッチ４１及びV相レグ４Vの上アームスイッチ４３がPWM制御される。位相期間（P８-P１１）において、U相レグ４Uの下アームスイッチ４２がオンされ、V相レグ４Vの上アームスイッチ４３及びW相レグ４Wの上アームスイッチ４５がPWM制御される。

単相逆送電モード
昇圧スイッチドバッテリ１００から単相グリッドへ逆送電する単相逆送電モードが説明される。DCリンク電圧VCは単相グリッド電圧に応じて好適な放電モードを選択する。プラグ４００の端子（X、Y）は単相グリッドに接続される。U相コイル５U及びU相レグ４UはU相降圧チョッパを形成する。V相コイル５V及びV相レグ４VはV相降圧チョッパを形成する。３相インバータ３０及びW相レグ４Wは停止される。U相降圧チョッパ及びV相降圧チョッパは単相PFC回路を兼ねる。

端子Xの電位が端子Yの電位よりも高い単相グリッド電圧の正の半サイクル期間において、U相コイル５U及びU相レグ４UからなるU相昇圧チョッパが運転され、上アームスイッチ４１がPWM制御される。V相レグ４Vの下アームスイッチ４４はオンされる。端子Xの電位が端子Yの電位よりも低い単相グリッド電圧の負の半サイクル期間において、V相コイル５V及びV相レグ４VからなるV相昇圧チョッパが運転され、上アームスイッチ４３がPWM制御される。U相レグ４Uの下アームスイッチ４２はオンされる。

車載統合充電器の変形態様
図１に示される車載統合充電器の変形態様が図１３を参照して説明される。図１３に示される車載統合充電器は、図１に示される車載統合充電器の昇圧スイッチドバッテリ１００の代わりに１つのバッテリ１を用いる。図１３の車載統合充電器は、図１の車載統合充電器と本質的に同じ動作を実行する。３相グリッド充電モードを実現するために、３相グリッドの相間電圧（VU1-VV1、VV1-VW1、及びVW1-VU１）はバッテリ１の電圧Vbよりも低い。３相グリッド充電モード及び電流非制御DC充電モードにおいて、バッテリ１に流れ込む充電電流を調節するために、バッテリ側３相インバータ４０のPWMデユーティ比が制御される。同様に、プラグ４００に印加されるDC電圧は電流非制御DC充電モードにおいて、バッテリ１の電圧Vbよりも低い。

車載統合充電器のメリット
この車載統合充電器は、３相及び単相グリッド充電モードにおいて、デュアルインバータ２００をPFC回路として動作させることができる。さらに、この車載統合充電器は、電流制御DC急速充電スポット及び電流非制御DC急速充電スポットの両方に接続されることができる。さらに、この車載統合充電器は、DC急速充電スポットに接続される時、３相コイル５０の抵抗損失をゼロとすることができる。たとえば、電流非制御DC充電方式が採用される時、ソーラーパネルからバッテリへの高効率の充電が可能となる。さらに、この車載統合充電器によれば、短絡事故がDC急速充電スポットにおいて生じた時、グリッド側３相インバータはオフされる。これにより、直流電源のバッテリや半導体スイッチが短絡電流により破壊されることが防止される。

電動ブレーキ装置９０のトポロジー
図１４はグリッド充電モードにおいて使用される電磁ブレーキ装置９０を示すブロック図である。コントローラ９は、車輪９１を拘束する電動ブレーキ装置９０を制御する。コントローラ９により実行されるブレーキ制御ルーチンが図１５を参照して説明される。最初にバッテリ充電モードが指令されたか否かか判定され（S１００）、指令されたと判定された時、電動ブレーキ装置９０により車輪９１を拘束する（S１０２）。バッテリ充電モードが指令されていない時、プラグ４００からデュアルインバータ２００へ３相グリッド電圧が印加されたか否かが判定され（S１０４）、３相グリッド電圧が印加されたと判定された時、電動ブレーキ装置９０により車輪９１を拘束する（S１０２）。３相グリッド電圧が印加されていないと判定された時、電動ブレーキ装置９０による車輪９１の拘束が解除される（S１０６)。

３相グリッド充電モードにおいて、３相コイル５０はグリッド周波数に同期する回転磁界を発生する。これにより、静止している３相同期モータのロータはグリッド周波数のサイクル期間の前半において加速トルクを発生し、その後半において減速トルクを発生する。結局、３相同期モータはグリッド周波数に同期する振動を発生する。電動ブレーキ装置９０が車輪９１を拘束する時、この振動は低減される。

絶縁型双方向DCDCコンバータ３００のトポロジー
絶縁型双方向DCDCコンバータ３００は、一次Hブリッジ３０１、変圧器３０２、及び二次Hブリッジ３０３からなる。コンバータ３００の詳細が図１及び図１６を参照して説明される。Hブリッジ３０１は、第１レグ及び第２レグからなる。第１レグは上アームスイッチ３１１及び下アームスイッチ３１２からなる。第２レグは上アームスイッチ３１３及び下アームスイッチ３１４からなる。Hブリッジ３０３は第３レグ及び第４レグからなる。第３レグは上アームスイッチ３１５及び下アームスイッチ３１６からなる。第４レグは上アームスイッチ３１７及び下アームスイッチ３１８からなる。

一次コイルC1及び二次コイルC２をもつ変圧器３０２は、一次側の漏れインダクタンスL1及び二次側の漏れインダクタンスL２をもつ。一次コイルC1は、二次コイルC２と比べて遙かに多い巻数をもつため、漏れインダクタンスL１は漏れインダクタンスL２よりも遙かに高い。Hブリッジ３０１は漏れインダクタンスL１を通じて一次コイルC1に接続されている。Hブリッジ３０３は漏れインダクタンスL２を通じて二次コイルC２に接続されている。Hブリッジ３０１は、DCバス８１及び８２を通じて平滑キャパシタ１３と並列に接続されている。Hブリッジ３０３は低電圧電気負荷に接続された低電圧バッテリ３０４と並列に接続されている。スイッチ３１１-３１８はMOSトランジスタからなる。コンバータ３００は降圧充電モード及びプリチャージモードをもつ。

降圧充電モード
低電圧バッテリ３０４を充電するための降圧充電モードにおいて、Hブリッジ３０１がPWM制御され、交流電圧が一次コイルC1に印加される。この交流電圧の正の半サイクル期間が説明される。下アームスイッチ３１４はオンされる。スイッチ３１１及び３１２は相補的にPWMスイッチングされる。スイッチ３１１がオンされる期間において、漏れインダクタンスL1を通じて一次コイルC１へ流れ込む一次電流が増加する。スイッチ３１１がオフされる期間において、漏れインダクタンスL1の磁気エネルギーは、スイッチ３１２、漏れインダクタンスL1、一次コイルC１、及び下アームスイッチ３１４を通じて循環するフリーホィーリング電流を流す。このフリーホィーリング電流は急速に減衰する。この一次電流の変化により二次コイルC２に誘導される二次電圧は、Hブリッジ３０３により整流されてバッテリ３０４を充電する。充電電流はスイッチ３１１のPWMデユーティ比を制御することによ制御される。

この交流電圧の負の半サイクル期間が説明される。下アームスイッチ３１２はオンされる。スイッチ３１３及び３１４は相補的にPWMスイッチングされる。スイッチ３１３がオンされる期間において、一次コイルC１を通じて漏れインダクタンスL1へ流れ込む一次電流が増加する。スイッチ３１３がオフされる期間において、漏れインダクタンスL1の磁気エネルギーは、スイッチ３１４、一次コイルC１、漏れインダクタンスL1、及び下アームスイッチ３１２を通じて循環するフリーホィーリング電流を流す。このフリーホィーリング電流は急速に減衰する。この一次電流の変化により二次コイルC２に誘導される二次電圧は、Hブリッジ３０３により整流されてバッテリ３０４を充電する。充電電流はスイッチ３１３のPWMデユーティ比を制御することにより制御される。結局、Hブリッジ３０１及び漏れインダクタンスL1は、絶縁降圧チョッパとして動作する。その結果、この絶縁降圧チョッパはDCリンク電圧VCの変化を可能とする。

プリチャージモード
メインリレー６１及び６２がオンされる時、平滑キャパシタ１３に高い突入電流が流れ込むことが知られている。このプリチャージモードはこの突入電流を低減する。

このプリチャージモードにおいて、Hブリッジ３０３の２つのレグは所定周波数で相補的にPWM制御される。これにより、交流電流が二次コイルC２を通じて流れ、二次電圧が一次コイルC1に誘導される。この二次電圧の正の半サイクル期間において、下アームスイッチ３１２がPWM制御される。下アームスイッチ３１２がオンされる時、二次電流が一次コイルC１、漏れインダクタンスL１、下アームスイッチ３１２、下アームスイッチ３１４を通じて循環し、漏れインダクタンスL１の磁気エネルギーが増加する。下アームスイッチ３１２がオフされる時、この磁気エネルギーは、プリチャージ電流を上アームスイッチ３１１、平滑キャパシタ１３、下アームスイッチ３１４、一次コイルC１を通じて供給する。

この二次電圧の負の半サイクル期間において、下アームスイッチ３１４がPWM制御される。下アームスイッチ３１４がオンされる時、二次電流が一次コイルC１、下アームスイッチ３１４、下アームスイッチ３１２、漏れインダクタンスL１を通じて循環し、漏れインダクタンスL１の磁気エネルギーが増加する。下アームスイッチ３１４がオフされる時、この磁気エネルギーは、漏れインダクタンスL1、一次コイルC１、上アームスイッチ３１３、平滑キャパシタ１３、下アームスイッチ３１２を通じてプリチャージ電流を供給する。これにより、平滑キャパシタ１３はプリチャージされる。結局、Hブリッジ３０１及び漏れインダクタンスL1は絶縁昇圧チョッパとして動作する。

絶縁型の双方向DCDCコンバータ３００のメリット
このコンバータ３００は、低電圧バッテリ３０４の充電において、並列モード、直列モード、及び昇圧放電モードの間のDCリンク電圧VCの変化を吸収することができる。さらに、このコンバータ３００は、平滑キャパシタ１３に流れ込む突入電流を防止することができる。

単相バッテリ加熱法
次に、低温のバッテリ１及び２を急速に加熱するための単相バッテリ加熱法が説明される。この問題を解決するための従来の外部電気ヒータは高い電力損失をもつ。この問題を解決するための単相バッテリ加熱法が説明される。

図１７は、デュアルインバータ２００を流れる電流の流れを示すブロック回路図である。３相コイル５０に接続されたデュアルインバータ２００は、DCバス８１及び８２を通じてバッテリ１から給電されている。デュアルインバータ２００は、U相Hブリッジ７１０、V相Hブリッジ７２０、及びW相Hブリッジ７３０からなる。コントローラ９は、バッテリ温度が所定値未満である寒冷条件下において、デュアルインバータ２００に単相バッテリ加熱動作を指令する。この単相通電加熱において、Hブリッジ７１０はU相コイル５UにU相電圧VUを印加し、Hブリッジ７２０はV相コイル５VにU相電圧VUを印加する。Hブリッジ７３０は、W相コイル５Wに-U相電圧（-VU）を印加する。U相電圧VU及び-U相電圧（-VU）の基本周波数成分は正弦波電圧である。-U相電圧（-VU）は、U相電圧VUと反対位相をもつ。結局、単相交流電圧が３相コイル５０に印加される。

U相電流IUがU相コイル５U及びV相コイル５Vのそれぞれに流れ、-U相電流（-IU）がW相コイル５Wに流れる。-U相電流（-IU）はU相電流IUと反対の位相をもつ。したがって、３相コイル５０は３相モータ内に単相交番磁界を形成する。この実施例において、単相交番磁界はU相交番磁界である。３相モータは、この単相交番磁界によりモータトルクを発生しない。結局、単相交流電流が供給される３相コイル５０は本質的にインダクタと見做されることができる。バッテリ１は、デュアルインバータ２００に３倍の振幅をもつU相電流IUを供給する。

図１８は、U相コイル５Uに与えられるU相電圧VU及びU相電流IUの各基本波成分の波形を示す。３相コイル５０の電気抵抗が無視される時、U相電流IUとU相電圧VUとの間の位相差は電気角９０度となる。単相交流電流であるU相交流電流IUがバッテリ１を流れる事実は、バッテリ１が周期的に充電及び放電を繰り返すことを意味する。その結果、バッテリ１は、その内部抵抗により発熱する。バッテリ１が低温である時、電解液抵抗がバッテリ１の主要抵抗成分となる。したがって、電解液は急速に加熱され、バッテリ抵抗は急速に低減される。

デュアルインバータ２００は、非正弦波形の単相交流電流を３相コイル５０に供給することができる。しかし、正弦波電流は鉄損低減に有効である。２つの相コイル（５U、５V）は相コイル５Wと逆向きに磁界を形成する。これにより、３つの相コイル（５U、５V、及び５W'）が形成する３つの相磁界が３相モータの磁気回路において互いに打ち消し合うことを防止できる。

デュアルインバータ２００は単相交流電流に追加して他の交流電流成分を３相コイル５０に供給することができる。しかし、単相交流電流はバッテリ1の加熱に好適であるため、単相交流電流は、デュアルインバータ２００が３相コイル５０に供給する電流の主成分となるべきである。

この単相バッテリ加熱法は、冬季の冷たい朝における走行開始直後に実行されることも可能である。デュアルインバータ２００は、走行開始後においてトルク発生電流と単相交流電流との両方を３相コイル５０に供給する。これにより、過剰なモータトルクを発生することなく、バッテリ１を急速に温めることができる。

重要な変形態様が説明される。この変形態様において、単相バッテリ加熱法は、従来の星形接続３相コイルに接続されるシングル３相インバータにより実行される。U相レグ、V相レグ、及びW相レグからなるこのシングル３相インバータは、U相コイル、V相コイル、及びW相コイルからなる星形３相コイルに接続される。

U相レグはU相コイルにU相電圧VUを印加し、V相レグはV相コイルに-U相電圧（-VU）を印加し、W相レグはW相コイルに-U相電圧（-VU）を印加する。これにより、２倍のU相電圧が星形３相コイルに印加され、２倍のU相電流が星形接続３相コイルに供給される。U相電圧VU及び-U相電圧（-VU）は正弦波電圧であり、両者は互いに反対の位相をもつ。これにより、単相交流電流であるU相電流IUがバッテリ1を流れ、バッテリ１の電解液が加熱される。このシングル３相インバータは、U相Hブリッジ７１０と本質的に均等であり、この星形３相コイルは、U相コイル５Uと本質的に均等である。結局、この変形態様は、星形３相コイルに接続される従来のシングル３相インバータにより、バッテリ１に単相交流電流を供給する。

単相バッテリ加熱法のメリット
低温バッテリの急速充電はバッテリを劣化を促進する。したがって、従来の急速充電器はバッテリ１が低温である時に急速充電を実行できない。この実施例によれば、低温バッテリの電解液は急速充電の開始前に急速に温められることができる。その結果、トータルの充電時間は短縮されることができる。さらに、従来の外部電気ヒータは、複数の熱伝導部材を通じて間接的にバッテリの電解液を加熱する。このため、電解液の温度上昇は遅れる。この単相バッテリ加熱法によれば、電解液は、熱損失無しに直接に加熱されるので、電解液は素早く加熱されることができる。

デュアルインバータ２００の複数のトルク制御法
次に、モータトルクを発生するためのデュアルインバータ２００のトルク制御法が説明される。既述されたデュアルインバータ２００を３相PFC回路として用いるグリッド接続オンボード統合充電器の欠点は、デュアルインバータ２００が通常のシングル３相インバータと比べて複雑な回路トポロジーを必要とすることである。このため、この欠点を超える新たなメリットたとえばインバータ損失低減を実現することがデュアルインバータ２００に要求される。

上アーム導通シングルPWM法
第１のトルク制御法としての上アーム導通シングルPWM法が図１を参照して説明される。レグ３UはU相電圧VU1を相コイル５Uに印加し、レグ４UはU相電圧VU２を相コイル５Uに印加する。U相電圧VU（＝VU1-VU２）が相コイル５Uに印加される。レグ３VはV相電圧VV1を相コイル５Vに印加し、レグ４VはU相電圧VV２を相コイル５Vに印加する。V相電圧VV（＝VV1-VV２）が相コイル５Vに印加される。レグ３WはW相電圧VW1を相コイル５Wに印加し、レグ４WはW相電圧VW２を相コイル５Wに印加する。W相電圧VW（＝VW1-VW２）が相コイル５Wに印加される。３つの相電圧（VU、VV、及びVW）の間の位相差は電気角１２０度である。レグ３U及び４Uは、相電圧VUを相コイル５Uに印加するU相のHブリッジを形成する。レグ３V及び４Vは、相電圧VVを相コイル５Vに印加するV相のHブリッジを形成する。レグ３W及び４Wは、相電圧VWを相コイル５Wに印加するW相のHブリッジを形成する。

この上アーム導通式シングルPWM法によれば、各Hブリッジはそれぞれ、PWMレグ及び固定電位レグからなる。PWMレグはPWM制御されるレグである。固定電位レグは２つのDCリンク電位のどちらかを出力するレグである。図１９は、３つのHブリッジが上アーム導通式シングルPWM法で制御されるトリプルHブリッジモードにおけるデュアルインバータ２００の６つのレグの状態を示すタイミングチャートである。このトリプルHブリッジモードによれば、３相コイル５０に印加される３つの相電圧ベクトルは、３相モータ内に回転磁界を形成するための合成回転電圧ベクトルを形成する。

デュアルインバータ２００の３つのHブリッジは本質的に同じ動作をもつ。このため、レグ３U及び４UからなるU相HブリッジのPWM制御だけが説明される。図２０は、U相電圧VU1及びVU２を示す。U相電圧VU1は、レグ３Uの出力電圧の基本周波数成分であり、U相電圧VU２はレグ４Uの出力電圧の基本周波数成分である。これにより、U相電圧VU(＝VU1-VU２）がU相コイル５Uに印加される。U相電圧VUの１周期は、それぞれ電気角１８０度に等しい正半波期間PAと負半波期間PBとに分割される。この上アーム導通式シングルPWM法によれば、正半波期間PAにおいて、レグ４UはPWMレグとなり、レグ３UはハイレベルDCリンク電圧（１）を出力する固定電位レグとなる。負半波期間PBにおいて、レグ３UはPWMレグとなり、レグ４UはハイレベルDCリンク電圧（１）を出力する固定電位レグとなる。

言い換えれば、上アーム導通シングルPWM法によれば、固定電位レグの上アームスイッチは定常的にオンされる。固定電位レグ及びPWMレグは電気角１８０度毎に交代される。PWMレグの下アームスイッチがオンされる時、PWMレグはローレベルDCリンク電圧（０）を出力し、PWMレグの上アームスイッチがオンされる時、PWMレグはハイレベルDCリンク電圧（１）を出力する。

上アーム導通シングルPWM法のメリット
まず、固定電位レグはスイッチング損失を発生しない。このため、上アーム導通シングルPWM法は、Hブリッジの２つのレグがPWMレグとなる従来のダブルPWM法と比べて半分のスイッチング損失をもつ。次に、固定電位レグの上アームスイッチが常にオンされる。このため、インバータの上アームトランジスタのオフに起因するリンギングサージ電圧を低減することができる。その結果、スイッチング過渡期間の短縮により、スイッチング損失を低減することができる。

この上アーム導通シングルPWM法及び従来のダブルPWM法が図２１-図２４を参照して比較される。図２１-図２４は、U相電流IUがU相コイル５Uを通じて流れる位相期間を示す。図２１及び図２２は、レグ３U及び４Uが相補的にPWM制御される従来のダブルPWM法を示す。図２３及び図２４は、レグ４UだけがPWM制御される上アーム導通シングルPWM法を示す。PWMレグの上アームスイッチおよび下アームスイッチは相補的にスイッチングされる。

図２１において、スイッチ３１及び４２がオンされる。U相電流IUは、バッテリ１から相コイル５Uへ流れる電源電流IPからなる。図２２において、スイッチ３２及び４１がオンされる。U相電流IUは、相コイル５Uからバッテリ１へ流れる回生電流IRとなる。このダブルPWM法によれば、U相コイル５Uに印加されるU相電圧VUはVU1-VU2となり、U相電流IUはIP-IRとなる。各PWMサイクル期間毎にバッテリ１及び２へ戻る回生電流IRは、バッテリ１の高周波抵抗損失を増加させる。

図２１と同じである図２３において、スイッチ３１及び４２がオンされる。U相電流IUは、バッテリ１から相コイル５Uへ流れる電源電流IPからなる。図２４において、スイッチ３１及び４１がオンされる。U相電流IUは、相コイル５U、スイッチ４１、及びスイッチ３１を循環するフリーホィーリング電流Ifとなる。この上アーム導通シングルPWM法によれば、U相コイル５Uに印加されるU相電圧VUはVU1-VU2となり、U相電流IUはIP+Ifとなる。回生電流IRがバッテリ１へ戻ることが防止される。その結果、バッテリ１の損失が低減される。

上アーム導通シングルPWM法が図２５-図２９を参照してさらに説明される。図２５は、U相電圧VU及びU相電流IUの基本周波数成分を示す。U相電圧VUはU相コイル５Uに印加される相電圧であり、U相電流IUはU相コイル５Uを流れる相電流である。電気角３６０度に相当する１サイクル期間は、正半波期間PA及び負半波期間PBに分割される。U相電圧VUの振幅値は期間PAにおいて正となり、期間PBにおいて負となる。

レグ３Uは、期間PAにおいて固定電位レグとなり、期間PBにおいてPWMレグとなる。レグ４Uは、期間PAにおいてPWMレグとなり、期間PBにおいて固定電位レグとなる。固定電位レグの上アームスイッチはオンされ、固定電位レグの下アームスイッチはオフされる。U相電流IUは、U相コイル５Uのインダクタンスにより、U相電圧VUから所定位相期間だけ遅れる。期間PAは位相期間P1及びP2に分割され、期間PBは位相期間P3及びP4に分割される。位相期間P1及びP3において、U相電圧VUは、U相電流IUと反対の方向をもつ。位相期間P２及びP４において、U相電圧VUは、U相電流IUと同じ方向をもつ。

図２６は位相期間P1を示す。PWMレグ４Uの上アームスイッチ４１がオンされる時、フリーホィーリング電流Ifが流れ、上アームスイッチ４１がオフされる時、回生電流である電源電流IPがバッテリ１を充電する。上アームスイッチ４１がオフされる時、２つの上アームスイッチ３１及び４１を接続するハイレベル内部DCバス８１０のインダクタンスにより、リンギング電圧が発生する。しかし、このハイレベル内部DCバス８１０は、ハイレベルDCバス８１よりも低いインダクタンス値をもつ。その結果、このリンギング電圧は低減される。図２７は位相期間P２を示す。PWMレグ４Uの下アームスイッチ４２がオンされる時、電源電流IPがU相コイル５Uに供給され、下アームスイッチ４２がオフされる時、フリーホィーリング電流IfがU相コイル５Uを通じて循環する。

図２８は位相期間P３を示す。PWMレグ３Uの上アームスイッチ３１がオンされる時、フリーホィーリング電流Ifが流れ、上アームスイッチ３１がオフされる時、回生電流である電源電流IPがバッテリ１を充電する。上アームスイッチ３１がオフされる時、ハイレベル内部DCバス８１０のインダクタンスにより、リンギング電圧が発生する。しかし、ハイレベルDC内部DCバス８１０は、ハイレベルDCバス８１よりも低いインダクタンス値をもつ。その結果、このリンギング電圧は低減される。図２９は位相期間P４を示す。PWMレグ３Uの下アームスイッチ３２がオンされる時、電源電流IPがU相コイル５Uに供給され、下アームスイッチ３２がオフされる時、フリーホィーリング電流IfがU相コイル５Uを通じて循環する。

ダブルHブリッジモード
第２のトルク制御法としてのダブルHブリッジモードが図３０及び図３１を参照して説明される。このダブルHブリッジモードによれば、デュアルインバータ２００の３つのHブリッジの１つが電気角６０度毎に順番に休止される。休止されるHブリッジは休止Hブリッジと呼ばれる。休止Hブリッジの２つのレグの各上アームスイッチおよび下アームスイッチはオフされる。３つのHブリッジの１つを休止するこのダブルHブリッジモードは、デュアルインバータ２００の損失を低減する。

デュアルインバータ２００はモータトルクを発生するために合成回転電圧ベクトルを３相コイル５０に印加する。この合成回転電圧ベクトルは合成回転電流ベクトルを形成し、この合成回転電流ベクトルは回転磁界ベクトルを形成する。合成回転電圧ベクトルは、U相コイル５Uに印加されるU相電圧ベクトルVU、V相コイル５Vに印加されるV相電圧ベクトルVV、及びW相コイル５Wに印加されるW相電圧ベクトルVWのベクトル和である。

ダブルHブリッジモードにおいて、合成回転電圧ベクトルは、互いに隣接する２つの相の相電圧ベクトルのベクトル和により形成される。ダブルHブリッジモードは、合成回転電圧ベクトルの最大振幅が各相電圧ベクトルの最大振幅以下である低電圧運転領域において採用される。したがって、ダブルHブリッジモードは、３相コイル５０の逆起電力Vemfが比較的低い３相モータの中低速領域において好適である。ダブルHブリッジモードにおいて、３つのHブリッジの１つは電気角６０度毎に順番に休止され、残りの２つのHブリッジがPWM制御される。

図３０は、ダブルHブリッジモードにおける合成回転電圧ベクトルの存在領域を示すためのベクトル図である。合成回転電圧ベクトルの存在領域は、７つの位相領域Z０-Z６に分割される。位相領域Z1において、合成回転電圧ベクトルはU相電圧ベクトル（VU）と-W相電圧ベクトル（-VW）とのベクトル和となる。V相Hブリッジは休止される。位相領域Z２において、合成回転電圧ベクトルはV相電圧ベクトル（VV）と-W相電圧ベクトル（-VW）とのベクトル和となる。U相Hブリッジは休止される。

位相領域Z３において、合成回転電圧ベクトルはV相電圧ベクトル（VV）と-U相電圧ベクトル（-VU）とのベクトル和となる。W相Hブリッジは休止される。位相領域Z４において、合成回転電圧ベクトルは、W相電圧ベクトル（VW）と-U相電圧ベクトル（-VU）とのベクトル和となる。V相Hブリッジは休止される。位相領域Z５において、合成回転電圧ベクトルはW相電圧ベクトル（VW）と-V相電圧ベクトル（-VV）とのベクトル和となる。U相Hブリッジは休止される。位相領域Z６において、合成回転電圧ベクトルはU相電圧ベクトル（VU）と-V相電圧ベクトル（-VV）とのベクトル和となる。W相Hブリッジは休止される。

レグ３U及び４UからなるU相Hブリッジは相電圧ベクトルVU及び-VUを出力する。レグ３V及び４VからなるV相Hブリッジは相電圧ベクトルVV及び-VVを出力する。レグ３W及び４WからなるW相Hブリッジは相電圧ベクトルVW及び-VWを出力する。図３０において、６つの相電圧ベクトル（VU、-VW、VV、-VU、VW、-VV)はそれぞれ最大振幅値をもつ。

図３０において破線で示される内側円の半径に等しい合成回転電圧ベクトルの最大振幅は、このダブルHブリッジモードにおいて、１つの相電圧ベクトルの最大振幅に等しい。したがって、ダブルHブリッジモードはこの内側円の内側にて実行される。３つのHブリッジがそれぞれPWM制御されるトリプルHブリッジモードは、この内側円と実線で示される外側円との間の位相領域Z０において実行される。

トリプルHブリッジモードにおいて、３つのHブリッジはそれぞれ相電圧ベクトルを形成し、この３つの相電圧ベクトルのベクトル和が合成回転電圧ベクトルとなる。休止HブリッジのPWM制御の停止は、バッテリ損失を低減する。各位相領域間の切替は、相電流の急激な変化を抑制するためにゆるやかに実行されることができる。言い換えれば、各位相領域間の切替が実行される過渡期間において、トリプルHブリッジモードを短時間だけ実行してもよい。

図３１は、このダブルHブリッジモードを示すタイミングチャートである。３つのHブリッジはそれぞれ、上アーム導通式シングルPWMにより制御されている。U相Hブリッジは、電気角３３０-３０度及び電気角１５０度-２１０度の休止期間において休止される。V相Hブリッジは、電気角９０-１５０度及び電気角２７０-３３０度の休止期間において休止される。W相Hブリッジは、電気角３０-９０度及び電気角２１０度-２７０度の休止期間において休止される。結局、ダブルHブリッジモードによれば、最小振幅の相電圧を出力するHブリッジが休止Hブリッジとなる。休止Hブリッジの上アームスイッチおよび下アームスイッチはオフされ、昇圧スイッチドバッテリ１００は休止Hブリッジに電源電流を供給しない。

昇圧ダブルHブリッジモード
第３のトルク制御法としての昇圧ダブルHブリッジモードが図３２及び図３３を参照して説明される。この昇圧ダブルHブリッジモードにおいて、電位固定HブリッジのPWMスイッチングが停止される。電位固定Hブリッジは最大振幅の相電圧を出力する。３つのHブリッジの１つを休止するこのダブルHブリッジモードは、デュアルインバータ２００の損失を低減する。

図１に示される昇圧スイッチドバッテリ１００は昇圧DCリンク電圧VCをデュアルインバータ２００に印加する。デュアルインバータ２００のU相Hブリッジは、U相電圧VUをU相コイル５Uに印加する。デュアルインバータ２００のV相Hブリッジは、V相電圧VVをV相コイル５Uに印加する。デュアルインバータ２００のW相Hブリッジは、W相電圧VWをW相コイルVWに印加する。最大振幅の相電圧を出力する電位固定Hブリッジの２つのレグは両方とも固定電位レグとなる。これら２つの固定電位レグは互いに反対の電圧を出力する。２つの固定電位レグの一方はハイレベルDCリンク電圧を出力し、他方はローレベルDCリンク電圧を出力する。２つの固定電位レグの出力電位は電気角１８０度毎に交代される。

図３２は、３つの相電圧VU、VV、及びVWの基本周波数成分を示すタイミングチャートである。U相電圧VUの振幅が最大となるU相固定位相期間（電気角６０度-１２０度、及び、２４０度-３００度）において、U相Hブリッジが電位固定Hブリッジとなる。V相電圧VVの振幅が最大となるV相固定位相期間（電気角１８０度-２４０度、及び、０度-６０度）において、V相Hブリッジが電位固定Hブリッジとなる。W相電圧の振幅が最大となるW相電位固定位相期間（電気角３００度-３６０度、及び、１２０度-１８０度）において、W相Hブリッジが電位固定Hブリッジとなる。順番に配置される各相の固定位相期間の長さは電気角６０度である。

U相電圧VUが正値をもつU相固定位相期間において、上アームスイッチ３１及び下アームスイッチ４２がオンされる。U相電圧VUが負値をもつU相固定電位期間において、上アームスイッチ４１及び下アームスイッチ３２がオンされる。V相電圧VVが正値をもつV相固定位相期間において、上アームスイッチ３３及び下アームスイッチ４４がオンされる。

V相電圧VVが負値をもつV相固定電位期間において、上アームスイッチ４３及び下アームスイッチ３４がオンされる。W相電圧VWが正値をもつW相固定位相期間において、上アームスイッチ３５及び下アームスイッチ４６がオンされる。W相電圧VWが負値をもつW相固定電位期間において、上アームスイッチ４５及び下アームスイッチ３６がオンされる。

さらに、前端昇圧コンバータ１０はバッテリ電圧を昇圧する。昇圧されたDCリンク電圧VCは、U相固定位相期間においてU相電圧VUに等しくなり、V相固定位相期間においてV相電圧VVに等しくなり、W相固定位相期間においてW相電圧VWに等しくなる。結局、前端昇圧コンバータ１０は、整流された３相正弦波電圧に等しい波形をもつDCリンク電圧VCをデュアルインバータ２００に印加する。言い換えれば、前端昇圧コンバータ１０は電位固定Hブリッジの代わりにPWM制御される。DCリンク電圧VCはリップルをもつ。このため、電位固定Hブリッジを除く他の２つのHブリッジのPWMデユーティ比は、このDCリンク電圧VCのリップルの影響を排除するために補正される。

図３３は、３つのHブリッジの状態を示すタイミングチャートである。位相期間P１及びP４において、U相Hブリッジが電位固定Hブリッジとなる。位相期間P２及びP５において、V相Hブリッジが電位固定Hブリッジとなる。位相期間P３及びP６において、W相Hブリッジが電位固定Hブリッジとなる。電位固定Hブリッジを除く他の２つのHブリッジは、既述された上アーム導通シングルPWM法で運転される。コンバータ１０の昇圧動作を利用するこの昇圧ダブルHブリッジモードは、電位固定Hブリッジの出力電圧がバッテリ電圧よりも高い高速運転領域において実行される。

シングルHブリッジモード
第４のトルク制御法としてのシングルHブリッジモードが図３４を参照して説明される。このシングルHブリッジモードにおいて、ダブルHブリッジモード及び昇圧ダブルHブリッジモードが一緒に実行される。図３４は、シングルHブリッジモードで駆動されるデュアルインバータ２００の各レグの状態を示すタイミングチャートである。図３３において、ハイレベル期間’H’は各レグがハイレベル電位を出力する位相期間であり、ローレベル期間’L’は各レグがローレベル電位を出力する位相期間である。休止期間’A’において、各レグの上アームスイッチおよび下アームスイッチの両方がオフされる。位相期間’PWM’は、各レグがPWM制御される期間である。各Hブリッジは、各位相期間’PWM’において上アーム導通シングルPWM法で制御される。

このシングルHブリッジモードにおいて、昇圧スイッチドバッテリ１００は最大振幅の相電圧に等しいDCリンク電圧VCを電位固定Hブリッジに印加する。さらに、ダブルHブリッジモードが実行され、最小振幅の相電圧を出力するべき休止Hブリッジが休止される。結局、３つのHブリッジの１つ及びコンバータ１０だけがPWM制御される。これにより、３相モータドライブのスイッチング損失が低減される。

電流分散法
第５のトルク制御法としての電流分散法が図３５及び図３６を参照して説明される。この電流分散法によれば、デュアルインバータ２００は空間ベクトルPWM法（SVPWM法）により制御される。この電流分散法は、バッテリ損失を低減する。デュアルインバータ２００の３つのHブリッジは、所定周波数値をもつPWMキャリヤ信号に基づいてPWM制御される。たとえば、PWMキャリヤ信号の周波数が２０kHzである時、共通のPWMサイクル期間TCは５０μ秒の長さをもつ。

SVPWM法によれば、各Hブリッジはそれぞれ、共通のPWMサイクル期間TC内に配置される電流供給期間及びフリーホィーリング期間をもつ。この電流供給期間は、昇圧スイッチドバッテリ１００がHブリッジに電源電流を供給する期間である。フリーホィーリング期間は、フリーホィーリング電流がHブリッジと相コイルとの間を循環する期間である。U相電圧ベクトルVUはU相Hブリッジの電流供給期間の長さにほぼ比例し、V相電圧ベクトルVVはV相Hブリッジの電流供給期間の長さにほぼ比例し、W相電圧ベクトルVWはW相Hブリッジの電流供給期間の長さにほぼ比例する。

デュアルインバータ２００の重要な特徴は、各Hブリッジが独立にPWM制御されることができる点である。言い換えれば、SVPWM法が採用される時、各相の電流供給期間は共通のPWMサイクル期間TC内において互いに自由に配置されることができる。この電流分散法において、各相の電流供給期間は、できるだけ互いにオーバーラップしないように共通のPWMサイクル期間TC内に配置される。これにより、昇圧スイッチドバッテリ１００の損失を低減することができる。

図３５は、３つのHブリッジがPWM制御されるトリプルHブリッジモードにおける１つのPWMサイクル期間TCを示すタイミングチャートである。V相Hブリッジの電流供給期間TXV、W相Hブリッジの電流供給期間TXW、及びU相Hブリッジの電流供給期間TXUが共通のPWMサイクル期間TC内に順番に配置される。これにより、３つの電流供給期間TXV、TXW、TXUのオーバーラップは本質的に回避される。昇圧スイッチドバッテリ１００は、期間TXUにおいてU相HブリッジにU相電源電流IUPを供給し、期間TXVにおいてV相HブリッジにV相電源電流IVPを供給し、期間TXWにおいてW相HブリッジにW相電源電流IWPを供給する。したがって、３つの相電源電流IUP、IVP、及びIWPの重なりは最小となり、昇圧スイッチドバッテリ１００の抵抗損失は低減される。

さらに、各相の電流供給期間は連続的に配置される。これにより、直流電源１００からデュアルインバータ２００に供給される電源電流に含まれる高周波電流成分が低減される。さらに、最長の電流供給期間TXWは他の２つの電流供給期間TXV及びTXUにより挟まれる。これにより、昇圧スイッチドバッテリ１００に流れる高周波電流成分が低減される。さらに、隣接する２つの電流供給期間は短い過渡期間Ttだけ互いにオーバーラップする。これにより、昇圧スイッチドバッテリ１００に流れる高周波電流成分が低減される。

図３６は、ダブルHブリッジモード又は昇圧ダブルHブリッジモードにおける１つのPWMサイクル期間TCを示すタイミングチャートである。昇圧スイッチドバッテリ１００の抵抗損失は低減される。さらに、より短い電流供給期間は、より長い電流供給期間の直後に配置される。これにより、電源電流の急減が抑制され、リンギングサージ電圧が低減される。結局、電流分散法によれば、昇圧スイッチドバッテリ１００の抵抗損失が低減される。

トルク制御モードの切替
上記説明された各トルク制御法は好適にはモータ回転数に応じて切り替えられる。トルク指令値や効率のようなその他のパラメータに応じて最適なトルク制御法を選択することも可能である。たとえば、電流分散法は、３相コイル５０の逆起電力（back EMF）が低い低速領域において、非常に有効である。各相のPWMデユーティ比はこの低い逆起電力により減少する。このため、各相の電流供給期間は互いにオーバーラップすることなく、各PWMサイクル期間内に配置されることができる。

変形態様
本発明のパワースイッチング回路の主要要素である昇圧スイッチドバッテリ１００、デュアルインバータ２００、及び絶縁型双方向DCDCコンバータ３００のそれぞれが別々に使用される時、各要素特有のメリットを実現することができる。

Claims (20)

1. ３相同期モータの３相コイルに接続される３相インバータ、DCバスを通じて前記３相インバータに接続されるバッテリを含む直流電源、前記３相コイルの３つの相コイルの各一端を外部電源に接続する共通プラグ、及び前記３相インバータを制御するコントローラを備えるパワースイッチング回路において、
   前記３相インバータは、グリッド側３相インバータ（３０）と、オープンエンド３相コイル（５０）を通じて前記グリッド側３相インバータ（３０）に接続されるバッテリ側３相インバータ（４０）とからなるコモンDCバスベースのデュアルインバータ（２００）からなり、
   前記コントローラ（９）は、３相昇圧整流器として前記３相コイル（５０）及び前記バッテリ側３相インバータ（４０）を駆動する３相グリッド充電モードと、３相整流器として前記グリッド側３相インバータ（３０）を駆動するDC充電モードとを有し、
   前記３相昇圧整流器は、前記プラグ（４００）から印加される３相グリッド電圧を前記DCバスに印加される昇圧整流電圧に変換し、
   前記３相整流器は、前記プラグ（４００）から印加されるDC電圧を前記DCバスに印加される整流電圧に変換することを特徴とするパワースイッチング回路。
2. 前記コントローラ（９）は、前記３相グリッド充電モードにおいて前記バッテリ側３相インバータ（４０）を３相位相補正（PFC）回路として駆動する３相PFCモードをもつ請求項１記載のパワースイッチング回路。
3. 前記コントローラ（９）は、前記３相PFCモードにおいて、バッテリ側３相インバータ（４０）を昇圧チョッパとして駆動する昇圧位相期間と、バッテリ側３相インバータ（４０）を降圧チョッパとして駆動する降圧位相期間とをもつ請求項２記載のパワースイッチング回路。
4. 前記直流電源は、前記３相グリッド充電モードにおいて前記DCバス（８１、８２）間に印加されるDCリンク電圧（VC）を降圧する前端昇圧コンバータ（１０）をもつ請求項１記載のパワースイッチング回路。
5. 前端昇圧コンバータ（１０）は、前記外部電源が電流非制御型DC電源である時、前記DC充電モードにおいてDCリンク電圧（VC）を充電電流制御のために降圧する請求項４記載のパワースイッチング回路。
6. 前記前端昇圧コンバータ（１０）は、前記３相グリッド充電モードにおいて前記３相グリッド電圧が前記DCリンク電圧（VC）よりも低い時、前記DCリンク電圧の降圧を停止する請求項４記載のパワースイッチング回路。
7. 前記前端昇圧コンバータ（１０）は、直列トランジスタ（３）、２つの並列トランジスタ（４、５）、出力トランジスタ（６）、リアクトル（７）、及びサージ吸収ダイオード（８）を有し、
   直列接続された前記直列トランジスタ（３）及び前記リアクトル（７）は、ローサイドのバッテリ（１）の正極をハイサイドのバッテリ（２）の負極に接続し、
   前記２つの並列トランジスタ（４、５）は、前記２つのバッテリ（１、２）を並列接続し、
   前記出力トランジスタ（６）は、前記２つのバッテリ（１、２）を前記インバータ（２００）に接続し、
   前記サージ吸収ダイオード（８）は、前記ローサイドのバッテリ（１）の負極及び前記ハイサイドの前記バッテリ（２）の正極の少なくとも一方に前記リアクトル（７）を接続する請求項４記載のパワースイッチング回路。
8. 前記コントローラ（９）は、前記２つのバッテリ（１、２）の間の電圧差が所定値を超える場合に、前記２つのバッテリ（１、２）を並列接続する前に前記２つのバッテリ（１、２）の電圧差を低減する電圧バランスモードを有する請求項７記載のパワースイッチング回路。
9. 前記DCバス（８１、８２）は、絶縁型双方向DCDCコンバータ（３００）を通じて低電圧バッテリ（３０４）に接続され、
   前記コンバータ（３００）は、一次コイル（C1）及び二次コイル（C2)をもつ変圧器（３０２）と、前記一次コイル（C1）を前記DCバス（８１、８２）に接続する一次側のHブリッジ（３０１）と、前記二次コイル（C２）を前記低電圧バッテリ（３０４）に接続する二次側のHブリッジ（３０３）とを有し、
   前記コントローラ（９）は、前記低電圧バッテリ（３０４）を充電する降圧充電モードと、前記DCバス（８１、８２）に接続された平滑キャパシタ（１３）を充電するプリチャージモードとをもつ請求項１記載のパワースイッチング回路。
10. 前記一次側のHブリッジ（３０１）及び前記一次コイル（C1）の漏れインダクタンス（L1)は、前記降圧充電モードにおいて降圧チョッパとして駆動される請求項９記載のパワースイッチング回路。
11. 前記一次側のHブリッジ（３０１）及び前記一次コイル（C1）の漏れインダクタンス（L1)は、前記プリチャージモードにおいて昇圧チョッパとして駆動される請求項９記載のパワースイッチング回路。
12. 前記コントローラ（９）は、前記バッテリの温度が所定値より低い時、前記バッテリから前記３相コイル（５０）へ単相交流電流を供給する単相バッテリ加熱モードをもつ請求項１記載のパワースイッチング回路。
13. 前記デュアルインバータ（２００）の３つのHブリッジはそれぞれ、PWM制御されるPWMレグと、ハイレベルDC電圧及びローレベルDC電圧のどちらかを出力する固定電位レグとからなり、
    前記コントローラ（９）は、上アーム導通シングルPWMモードによりモータトルクを制御し、
    前記Hブリッジの前記固定電位レグ及び前記PWMレグは、前記上アーム導通シングルPWMモードにおいて電気角１８０度毎に交代され、
    前記固定電位レグの上アームトランジスタは、前記上アーム導通シングルPWMモードにおいて常にオンされる請求項１記載のパワースイッチング回路。
14. 前記コントローラ（９）は、前記デュアルインバータ（２００）の３つのHブリッジの１つを電気角６０度ごとに順番に休止するダブルHブリッジモードにより、モータトルクを制御する請求項１記載のパワースイッチング回路。
15. 前記デュアルインバータ（２００）の３つのHブリッジの１つは、前記DCリンク電圧（VC)を定常的に出力する固定電位Hブリッジからなり、
    前記コントローラ（９）は、前記前端昇圧コンバータ（１０）の昇圧動作により形成された昇圧電圧からなる前記DCリンク電圧（VC)を前記固定電位Hブリッジに印加する昇圧ダブルHブリッジモードにより、モータトルクを制御し、
    前記固定電位Hブリッジは、前記昇圧ダブルHブリッジモードにおいて前記昇圧電圧をPWM制御することなく前記３相コイル（５０）の１つの相コイル（５U又は５V又は５W）に印加する請求項４記載のパワースイッチング回路。
16. 前記デュアルインバータ（２００）の３つのHブリッジは、共通のPWMサイクル期間（TC)内に形成される各相の電流供給期間（TXU、TXV、及びTXW)において前記３相コイル（５０）の３つの相コイル（５U、５V、及び５W）に各相電源電流（IUP、IVP、IWP)）を別々に供給し、
    前記コントローラ（９）は、前記各相電流供給期間（TXU、TXV、TXW)の和が所定時間より短い時、少なくとも２つの前記相電流供給期間を時間的に重複させない電流分散法により、モータトルクを制御する請求項１記載のパワースイッチング回路。
17. 直流電源からDCバスを通じて供給されるDC電力を３相AC電力に変換して３相モータの３相コイル（５０）に印加するインバータを制御するコントローラを備えるパワースイッチング回路において、
    前記DCバス（８１、８２）は、絶縁型双方向DCDCコンバータ（３００）を通じて低電圧バッテリ（３０４）に接続され、
    前記コンバータ（３００）は、一次コイル（C1）及び二次コイル（C2)をもつ変圧器（３０２）と、前記一次コイル（C1）を前記DCバス（８１、８２）に接続する一次側のHブリッジ（３０１）と、前記二次コイル（C２）を前記低電圧バッテリ（３０４）に接続する二次側のHブリッジ（３０３）とを有し、
    前記コントローラ（９）は、前記低電圧バッテリ（３０４）を充電する降圧充電モードと、前記DCバス（８１、８２）に接続された平滑キャパシタ（１３）を充電するプリチャージモードとをもつことを特徴とするパワースイッチング回路。
18. 前記一次側のHブリッジ（３０１）及び前記一次コイル（C1）の漏れインダクタンス（L1)は、前記降圧充電モードにおいて降圧チョッパとして駆動される請求項１７記載のパワースイッチング回路。
19. 前記一次側のHブリッジ（３０１）及び前記一次コイル（C1）の漏れインダクタンス（L1)は、前記プリチャージモードにおいて昇圧チョッパとして駆動される請求項１７記載のパワースイッチング回路。
20. 直流電源からDCバスを通じて供給されるDC電力を３相AC電力に変換して３相モータの３相コイル（５０）に印加するインバータを制御するコントローラを備えるパワースイッチング回路において、
    前記コントローラ（９）は、前記直流電源のバッテリ（１、２）の温度が所定値より低い時、前記バッテリ（１、２）から前記３相コイル（５０）へ単相交流電流を供給する単相バッテリ加熱モードをもつことを特徴とするパワースイッチング回路。

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