JPWO2020105169A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

電力変換装置（３）は、半導体スイッチング素子（３１１）を有する交流／直流変換部（３１）と、スター結線された３つのコンデンサからなるフィルタコンデンサ部（３２１）を有するとともに交流／直流変換部（３１）の交流端子に接続される交流フィルタ部（３２）と、直列接続された２つのコンデンサからなるコンデンサ部（３３１）を有するとともに交流／直流変換部（３１）の直流端子に接続される直流フィルタ部（３３）と、半導体スイッチング素子（３１１）のオン／オフを制御する制御器（３４）を備え、スター結線された３つのコンデンサの中性点と、直列接続された２つのコンデンサの接続点とが大地電位に接地されることなく互いに接続されている。

Description

本願は、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置に関するものである。

交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ及びコンバータとインバータの間に接続されるコンデンサにより、交流電圧を直流電圧に変換し、更に直流電圧を交流電圧に変換することで、モータを駆動する装置が開示されている。そしてコンバータが発生するノイズを抑制するために、コモンモードリアクトル（コモンモードチョークコイル）を接続し、さらにスター結線されたコンデンサの中性点を、別のコンデンサを介して接地するようなフィルタ回路を用いる技術があった（例えば特許文献１）。

特開２００５−２０４４３８号公報

従来においては、コンバータとノイズ抑制のためのフィルタ回路を直流配電システムの受電用電力変換装置として用いる場合、直流母線電圧が大地電位に対して振動する。従って直流母線に接続される負荷機器の誤動作及び地絡検知装置の誤動作が生じることがあるという問題があった。

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、交流／直流変換部が発生する零相電圧が外部に流出することを防ぐことにより、直流負荷の誤動作を抑制すると共に、直流母線電圧が大地電位に対して振動するのを防ぐことを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、三相の入力交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置であって、前記電力変換装置は、半導体スイッチング素子を有する交流／直流変換部と、スター結線された少なくとも３つのコンデンサを有するフィルタコンデンサ部を有し、前記交流／直流変換部の各交流端子に接続される交流フィルタ部と、少なくとも１つのコンデンサを有するコンデンサ部を有し、前記交流／直流変換部の直流端子に接続される直流フィルタ部と、前記半導体スイッチング素子のオン／オフを制御する制御器を備え、
前記フィルタコンデンサ部の前記少なくとも３つのコンデンサの一端部は前記スター結線における中性点に接続され、前記少なくとも３つのコンデンサの他端部は前記交流／直流変換部の各交流端子に接続され、前記コンデンサ部の前記少なくとも１つのコンデンサの一端は前記交流／直流変換部の直流端子の正極側または負極側に接続され、前記少なくとも１つのコンデンサの他端は、大地電位に接地されることなく、前記中性点に接続されているものである。

本願に開示される電力変換装置によれば、交流／直流変換部が発生する零相電圧が外部に流出することを防ぐことができ、直流母線の対地電圧が振動しなくなるため、負荷機器及び地絡検知装置の誤動作を防止できる。

実施の形態１に係る電力変換装置を用いたシステムを示すブロック構成図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の制御器の構成を示すブロック図である。 実施の形態１に係る比較部の構成を示すブロック図である。 実施の形態１に係る制御器の動作を説明するための波形図である。 実施の形態１に係る電力変換装置を用いた場合のシステム全体の零相等価回路図である。 実施の形態２に係る電力変換装置を用いたシステムを示すブロック構成図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の制御器の構成を示すブロック図である。 実施の形態２に係る制御器の動作を説明するための波形図である。 実施の形態２に係る電力変換装置を用いた場合のシステム全体の零相等価回路図である。 実施の形態３による電力変換装置におけるコモンモードリアクトル部を示す回路図である。 実施の形態３による電力変換装置におけるコモンモードリアクトル部を示す回路図である。 実施の形態３による電力変換装置におけるフィルタリアクトル部の構造の概略を示す構成図である。

実施の形態１．
図１は実施の形態１に係る電力変換装置を用いたシステムを示すブロック構成図である。電力変換装置３の入力側は、変圧器２を介して商用電源１に接続される。電力変換装置３の出力側は、直流母線４を介して直流負荷５に接続される。
商用電源１は交流電圧を発生させる。この交流電圧の周波数は、５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚである。以下ではこの交流電圧のことを入力交流電圧と呼ぶ。

変圧器２は大地電位６に対して接地される。接地の方法として、例えば図１に示すように、１次巻線と２次巻線との間に設置される混触防止板２１が大地電位６に接地される方法がある。他の方法としては、２次巻線をスター結線とし、その中性点を大地電位６に接地してもよい。本実施形態では変圧器２の接地方法については限定せず、混触防止板２１、フレーム（図示しない）、更には巻線の１箇所以上が大地電位６に対して接地されていることを想定する。即ち三相の入力交流電圧は、少なくとも１箇所が大地電位に接地される変圧器２を介して供給される。

直流負荷５は電力を消費する部分（図１では模擬負荷５１で表示）を有し、コンデンサ５２を介して大地電位６に接地される。変圧器２と同様に図示しないフレームを大地電位６に対して接地してもよい。
本実施形態では、変圧器２及び直流負荷５において、安全確保などの理由により接地が施されている。そしてこの接地線を介して電流が流れる経路を有する場合に、電力変換装置３が発生する零相電圧（コモンモード電圧）が、直流負荷５に悪影響を及ぼさないようにすることを目的としている。
電力変換装置３は、交流／直流変換部３１、交流フィルタ部３２、直流フィルタ部３３、制御器３４によって構成される。

交流／直流変換部３１は、６つの半導体スイッチング素子３１１と、各々の半導体スイッチング素子３１１に逆並列に接続された６つの還流ダイオード３１２で構成される。交流／直流変換部３１は、いわゆる三相ブリッジ回路で構成されている。そして半導体スイッチング素子３１１と還流ダイオード３１２が並列に接続された回路が２組互いに直列に接続されることによりレグを構成し、２組の回路における接続部が交流端子となり、レグの両端部が直流端子となる。三相分のレグの直流端子は直流コンデンサ３１３に接続され、直流母線４に接続される。

なお半導体スイッチング素子３１１としては、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）又はＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体が使用される。また直流コンデンサ３１３としては、電解コンデンサあるいはフィルムコンデンサが使用される。

交流フィルタ部３２は、交流／直流変換部３１の交流端子に接続され、フィルタコンデンサ部３２１と、フィルタリアクトル３２２を有する。図１において、フィルタコンデンサ部３２１においては、各相に３つのコンデンサ（第１コンデンサ）が設けられ、スター結線で接続されている。フィルタリアクトル３２２は各相が互いに磁気結合した三相リアクトルを用いてもよいし、単相リアクトルを３台用いてもよい。
図１において、直流フィルタ部３３は、交流／直流変換部３１の直流端子に接続され、コンデンサ部３３１によって構成される。コンデンサ部３３１においては、２つのコンデンサ（第２コンデンサ）が直列接続され、その両端が直流端子の正極側と負極側にそれぞれ接続される。即ち、コンデンサ部３３１は、２つのコンデンサ（第２コンデンサ）を直列接続した直列接続体を有し、この直列接続体が直流端子の正極側と負極側に接続されている。
本実施形態の特徴として、フィルタコンデンサ部３２１のスター結線の中性点と、コンデンサ部３３１の２つのコンデンサが直列接続される接続点とが、大地電位６に対して接地されることなく互いに接続されることである。

制御器３４はゲート信号３４５を生成し、半導体スイッチング素子３１１のオン／オフを制御する。図２は制御器の構成を示すブロック図である。図２において、制御器３４は直流母線４の電圧が所望の値になるように、半導体スイッチング素子３１１のオン／オフを制御するためのゲート信号３４５を生成する。制御器３４では、まず直流母線電圧制御部３４１によって、直流母線４の電圧が所望の値になるように入力電流指令を生成する。入力電流とは、交流／直流変換部３１の交流端子に流入する電流である。次に入力電流制御部３４２によって、入力電流が入力電流指令と一致するように電圧指令を生成する。ここでいう電圧とは、交流／直流変換部３１の交流端子の電圧である。その後比較部３４３によって、ゲート信号３４５を生成する。

図３は比較部の構成を示すブロック図である。比較部３４３は電圧指令に基づいて、半導体スイッチング素子３１１のオン／オフの信号を決定する。一般的にはＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）という手法が用いられる。比較部３４３は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令に基づいて、スイッチングの１周期で電圧指令と出力電圧（交流／直流変換部３１の交流端子の電圧）とが一致するように、各相電圧指令とキャリア信号とを比較器３４３１で比較し、ゲート信号３４５を生成する。キャリア信号として三角波信号を使用し、各々の半導体スイッチング素子３１１は、三角波の１周期でオン／オフが１回ずつなされるため、キャリア信号の周波数がスイッチング周波数と一致する。

比較器３４３１は、電圧指令の方がキャリア信号よりも大きい場合、該当する相の正極側の半導体スイッチング素子３１１に対応するゲート信号はオンとし、負極側の半導体スイッチング素子３１１に対応するゲート信号は、後段のＮＯＴ回路３４３２（反転回路）によりオフとなる。なおゲート信号に短絡防止時間（デッドタイム）を重畳してもよい。短絡防止時間の設け方については、公知技術であるので詳細な説明は省略する。

次に入力電流制御部３４２によって生成される電圧指令を例示して説明する。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊は、以下（１）、（２）、（３）式に示すように仮定することができる。
Ｖｕ＊＝Ｖ×ｓｉｎωｔ・・・・・・・・・・・・・・・（１）
Ｖｖ＊＝Ｖ×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）・・・・・・・・（２）
Ｖｗ＊＝Ｖ×ｓｉｎ（ωｔ＋２π／３）・・・・・・・・（３）
ここで、Ｖは各相電圧指令のピーク電圧、ωは角周波数、ｔは時間である。この場合各相の電圧指令の和の平均、すなわち零相電圧は（４）式に示すようになり、電圧指令としては、零相電圧を含まない。
Ｖｚ＊＝（Ｖｕ＊＋Ｖｖ＊＋Ｖｗ＊）／３＝０・・・・・（４）

図４は制御器３４の動作を説明するための波形図であり、図４においては、各相の電圧指令とキャリア信号、各相の正極側および負極側のゲート信号、各相の交流端子側への出力電圧、および実際に交流端子側に出力される零相電圧（コモンモード電圧）が示されている。図４において、図４Ａは各相電圧指令とキャリア信号との関係を示す波形図であり、図４Ａにおいて、ａはキャリア信号、ｂはＵ相電圧指令、ｃはＶ相電圧指令、ｄはＷ相電圧指令の波形をそれぞれ示している。
図４ＢはＵ相正極側ゲート信号の波形を示している。図４ＣはＵ相負極側ゲート信号の波形を示している。図４ＤはＶ相正極側ゲート信号の波形を示している。図４ＥはＶ相負極側ゲート信号の波形を示している。
図４ＦはＷ相正極側ゲート信号の波形を示している。図４ＧはＷ相負極側ゲート信号の波形を示している。図４ＨはＵ相出力電圧の波形を示している。図４ＩはＶ相出力電圧の波形を示している。図４ＪはＷ相出力電圧の波形を示している。図４Ｋはコモンモード電圧の波形を示している。

図４Ｋの零相電圧（コモンモード電圧）から分かるように、各相電圧指令は前述のように零相電圧が零であったが、スイッチングに基づく出力電圧の零相電圧は、キャリア信号ａの周波数、すなわちスイッチング周波数とほぼ同一の周波数成分の零相電圧を含むことになる。
本実施形態による構造を用いない場合、この零相電圧によって、変圧器２及び直流負荷５の接地線を介して零相電流が流れ、直流負荷５及び図示しない地絡検知装置の誤動作を誘発する可能性がある。また、この零相電圧によって直流母線４の電圧の対地電位が振動し、直流負荷５の誤動作を誘発する可能性がある。

図５は実施の形態１における電力変換装置３を用いた場合のシステム全体の零相等価回路を示す図である。零相等価回路は、変圧器２の浮遊容量２Ｅ、交流フィルタ部３２におけるフィルタコンデンサ部３２１の零相インピーダンス３２１Ｅ、フィルタリアクトル３２２の零相インピーダンス３２２Ｅ、零相電圧源３１Ｅ、直流フィルタ部３３におけるコンデンサ部３３１の零相インピーダンス３３１Ｅ、直流負荷５の対地容量５２Ｅによって表現される。ここで零相電圧源３１Ｅは、図４で示した零相電圧（コモンモード電圧）と同等である（図４Ｋ）。

本実施形態におけるフィルタ構成は、零相電圧源３１Ｅ、フィルタリアクトル３２２の零相インピーダンス３２２Ｅ、フィルタコンデンサ部３２１の零相インピーダンス３２１Ｅ、コンデンサ部３３１の零相インピーダンス３３１Ｅにより閉ループが構成されている。従って外部に零相電圧源３１Ｅによって生成される零相電流が流出しないようになっている。さらにはフィルタコンデンサ部３２１と、コンデンサ部３３１が、大地電位に対して接地されていないので、直流母線４の対地電位は振動することがない。

更に直流フィルタ部３３と交流フィルタ部３２によって構成されるフィルタ回路の零相インピーダンスの共振周波数は、半導体スイッチング素子３１１をオン／オフする際のスイッチング周波数よりも小さくすることができる。
零相電圧源３１Ｅの周波数は、スイッチング周波数と同じである。よってフィルタリアクトル３２２、フィルタコンデンサ部３２１、コンデンサ部３３１におけるインダンクタンス値及びキャパシタンス値により求められる共振周波数をスイッチング周波数よりも小さくなるように設定すれば大きな減衰効果を得られる。スイッチング周波数と同じ成分を減衰させる必要があるので、共振周波数をこの周波数成分以下に設定すれば大きな減衰効果を得ることができる。即ちＬＣを含むフィルタにおける共振周波数と減衰との関係については一般的な電気回路の原理に基づくものである。

なお、図１ではコンデンサ部３３１としてコンデンサを２個用いる場合を示したが、図５の等価回路からわかるように、電流が流れる経路に対して、フィルタコンデンサ部３２１とコンデンサ部３３１とが直列接続の関係となるので、１つのコンデンサのみを直流母線４の正極側又は負極側とフィルタコンデンサ部３２１の中性点との間に接続してもよい。ただしこれら場合は、直流コンデンサ３１３として、高周波特性が良いコンデンサを用いる必要があるため、できるだけ図１の構成を用いた方が効果的である。

以上より、実施の形態１に係る電力変換装置は、交流フィルタ部３２と直流フィルタ部３３にそれぞれフィルタコンデンサを有し、フィルタコンデンサの中性点あるいは接続点とが大地電位に対して接地されずに接続されている。従って交流／直流変換部３１が発生する零相電圧が外部に流出することを防ぎ、直流負荷５の誤動作を抑制することができる。

なお、図１に示した交流フィルタ部３２及び直流フィルタ部３３の構成は一例にすぎず他の構成であっても良い。図１に示した交流フィルタ部３２のフィルタコンデンサ部３２１においては、各相に各々１つのコンデンサを設けるようにしているが、交流フィルタ部３２はスター結線された少なくとも３つのコンデンサを具備していれば良く、各相の１つのコンデンサの代わりに複数のコンデンサを直列接続したものを用いるようにしても良い。又直流フィルタ部３３のコンデンサ部３３１を構成する各コンデンサに関しても、１つのコンデンサに代えて複数のコンデンサを直列接続したものを用いても良い。
また、図１のコンデンサ部３３１では、２つのコンデンサからなる直列接続体を交流／直流変換部３１の直流端子の正極側及び負極側に接続するようにしているが、コンデンサ部３３１を１つのコンデンサで構成し、このコンデンサの一端を直流端子の正極側または負極側のいずれかに接続し、他端を、大地電位に接地することなく、交流フィルタ部３２のスター結線されたコンデンサの中性点に接続するようにしても良い。このコンデンサ部３３１の１つのコンデンサに代えて複数のコンデンサを直列接続したものを適用しても良い。
なお接続とは、電気的な接続を意味しており、直接接続している状態を必ずしもさすわけではない。コンデンサ部３３１と直流端子との接続の種類としては、コンデンサ部３３１が直流端子に直接接続されたものだけでなく、母線を介して直流端子に接続されることも含まれる。同様にフィルタコンデンサ部３２１と交流端子との接続の種類としては、交流端子に直接接続された形態のみならず、交流端子に接続されている電線等にフィルタコンデンサ部３２１が接続されている形態も含まれる。

実施の形態２．
図６は実施の形態２に係る電力変換装置を用いたシステムを示すブロック構成図である。実施の形態１と同様に、電力変換装置３の入力側は、変圧器２を介して商用電源１に接続される。電力変換装置３の出力側は、直流母線４を介して直流負荷５に接続される。実施の形態２と実施の形態１の異なる部分は、電力変換装置３のフィルタ構成であり、実施の形態１と比較するとさらに零相電圧の抑制効果を強めることができ、更に小型に構成できるものである。

図６に示す電力変換装置３の交流フィルタ部３２は、フィルタコンデンサ部３２１と、フィルタリアクトル部３２３と、フィルタコンデンサ部３２４と、フィルタリアクトル部３２５とを有する。フィルタリアクトル部３２３はコモンモードリアクトル（第１のコモンモードリアクトル）であり、フィルタリアクトル部３２５はノーマルモードリアクトルである。
電力変換装置３の直流フィルタ部３３は、実施の形態１で示したコンデンサ部３３１に加えて、フィルタリアクトル部３３２が接続される。フィルタリアクトル部３３２はコモンモードリアクトル（第２のコモンモードリアクトル）である。コンデンサ部３３１においては、２つのコンデンサが直列接続され、その両端が直流端子の正極側と負極側にそれぞれ接続される。

本実施形態の特徴は、フィルタコンデンサ部３２１のスター結線の中性点と、コンデンサ部３３１の２つのコンデンサが直列に接続された接続点とが、大地電位６に対して接地されることなく、互いに接続される点である。
ノーマルモードリアクトルとは、ノーマルモードの電流成分（正相電流成分と逆相電流成分の合計）、すなわち三相の電流を合計して零になる成分に対して、インダクタンスが大きくなるように三相が磁気結合されたものであり、単相リアクトルを３台用いるよりも小型に構成できる特徴がある。一方、ノーマルモードリアクトルは、コモンモードの電流成分（零相電流成分）、すなわち三相の電流を合計して零にならない成分に対して、インダクタンスをほとんど有さない。交流フィルタ部３２において、コモンモードリアクトル（フィルタリアクトル部３２３）とノーマルモードリアクトル（フィルタリアクトル部３２５）とを別々に構成することにより装置全体の小型化を図ることができる。

コモンモードリアクトルとは、コモンモードの電流成分（零相電流成分）に対して、インダクタンスが大きくなるように三相が磁気結合されており、単相リアクトルを３台用いるよりも小型に構成できる特徴がある。一方でコモンモードリアクトルは、ノーマルモードの電流成分（正相電流成分と逆相電流成分の合計）に対して、インダクタンスをほとんど有さない。

本実施形態に示すように、ノーマルモードリアクトルとコモンモードリアクトルを分けることで、サイズ及び重量を大きくすることなく、零相電流成分に対するインダクタンスを大きくすることができる。また直流フィルタ部３３にも、フィルタリアクトル部３３２を有することで、零相電流成分に対するインダクタンスをさらに大きくすることができる。よって交流／直流変換部３１が発生する零相電圧が大きい場合においても、高い減衰効果を発揮することができる。

図７は実施の形態２における制御器の構成を示すブロック図である。制御器３４は、直流母線電圧制御部３４１、入力電流制御部３４２の次に零相電圧重畳部３４４を設け、更に比較部３４３によりゲート信号３４５を生成する。
実施の形態１との違いは、零相電圧重畳部３４４を有する点にある。零相電圧重畳部３４４では、入力電流制御部３４２によって生成されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に、零相電圧指令Ｖｚ＊が重畳される。そして以下（５）、（６）、（７）式に示すように、新に各相の電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊が計算され、比較部３４３に送られる。
Ｖｕ＊＊＝Ｖ×ｓｉｎωｔ＋Ｖｚ＊・・・・・・・・・・・・・・・（５）
Ｖｖ＊＊＝Ｖ×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）＋Ｖｚ＊・・・・・・・・（６）
Ｖｗ＊＊＝Ｖ×ｓｉｎ（ωｔ＋２π／３）＋Ｖｚ＊・・・・・・・・（７）

零相電圧指令Ｖｚ＊を重畳する目的は、各相電圧指令のピーク値を減らすことにある。
例えば零相電圧指令Ｖｚ＊として、各相電圧指令のピーク値を低減するために、（８）式に示されるような、入力交流電圧の周波数の３倍の周波数を有する零相電圧指令を重畳する。
Ｖｚ＊＝Ｖ／６×ｓｉｎ３ωｔ・・・・・・・・（８）
なお、零相電圧指令Ｖｚ＊の与え方としては、様々な方法が考えられるが、入力交流電圧の周波数の３倍の周波数を有することが特徴である。

図８は制御器３４の動作を説明するための波形図である。図８Ａは入力電流制御部３４２による各相電圧指令を示す波形図である。図８Ａにおいて、Ｖｕ＊はＵ相電圧指令の波形を示している。Ｖｖ＊はＶ相電圧指令の波形を示している。Ｖｗ＊はＷ相電圧指令の波形を示している。図８Ｂは零相電圧指令Ｖｚ＊の波形を示している。図８Ｃは零相電圧重畳部３４４により重畳された各相電圧指令の波形図である。図８Ｃにおいて、Ｖｕ＊＊はＵ相電圧指令の波形を示している。Ｖｖ＊＊はＶ相電圧指令の波形を示している。Ｖｗ＊＊はＷ相電圧指令の波形を示している。
図８においては、各相電圧指令のピーク電圧Ｖは０．８ｐｕとして例示している。なお単位ｐｕのベースは、直流母線４の両端の電圧を±１ｐｕ（幅２ｐｕ）とした場合に対応している。

図８に示すように、入力電流制御部３４２による各相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のピーク電圧は０．８ｐｕなのに対し、零相電圧重畳部３４４により重畳された各相電圧指令Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊のピーク電圧は０．７ｐｕである。このピーク電圧は、交流／直流変換部３１の直流電圧に関係する。言い換えると、０．７／０．８＝０．８７倍に低減することができる。
直流電圧を低減することで、半導体スイッチング素子３１１のスイッチング動作に伴う損失、すなわちスイッチング損失を低減することができる。
各相のピーク電圧を軽減するように零相電圧を与えることが目的であり、３相の場合、図８に示すように１周期に３回ピーク電圧を打ち消すような零相電圧指令が必要となる。従って上記のように入力交流電圧の周波数の３倍の周波数を有する零相電圧指令を重畳することとなる。
なお、零相電圧指令の重畳により、電圧低減を図るとともに、これによってノイズが増大することに対する対策を施すことが本実施形態の特徴である。

しかし電圧指令として、入力交流電圧の３倍の周波数成分を有する零相電圧を重畳しているので、交流／直流変換部３１は、実施の形態１で説明したスイッチング周波数成分の零相電圧に加えて、入力交流電圧の３倍の周波数成分の零相電圧も有することになる。
実施の形態２では、前述の通り、交流フィルタ部３２と直流フィルタ部３３にコモンモードリアクトル（フィルタリアクトル部３２３、３３２）を用いているので、零相電圧の減衰効果は大きくなるため、零相電圧が低周波でかつ振幅が大きくなった場合においても効果を発揮する。即ち（ノイズ電流）＝（ノイズ源となる電圧）÷（ωＬ）なる式が成立するので、零相電圧が低周波（ωＬが小）で、かつ振幅が大きい場合、ノイズ電流は大きくなる。このような場合でも交流フィルタ部３２と直流フィルタ部３３にコモンモードリアクトル（フィルタリアクトル部３２３、３３２）を用いているので、零相電圧の減衰効果はより顕著となる。

以下、等価回路を用いて詳細を説明する。図９は実施の形態２における電力変換装置３を用いた場合のシステム全体の零相等価回路である。零相等価回路は、変圧器２の浮遊容量２Ｅ、交流フィルタ部３２におけるフィルタコンデンサ部３２１の零相インピーダンス３２１Ｅ、フィルタリアクトル部３２３における零相インピーダンス３２３Ｅ、フィルタコンデンサ部３２４の零相インピーダンス３２４Ｅ、フィルタリアクトル部３２５の零相インピーダンス３２５Ｅ、スイッチング周波数成分の零相電圧源３１Ｅ、入力交流電圧の３倍の周波数成分の零相電圧源３１Ｅ３、直流フィルタ部３３におけるフィルタリアクトル部３３２の零相インピーダンス３３２Ｅ、コンデンサ部３３１の零相インピーダンス３３１Ｅ、直流負荷５の対地容量５２Ｅによって表現される。

ここでフィルタコンデンサ部３２４の中性点はどこにも接地されていなので、零相回路には影響しない。またフィルタリアクトル部３２５はノーマルモードリアクトルなので、零相インピーダンス３２５Ｅはほぼ零である。
図９に示した零相等価回路において、零相電圧源３１Ｅおよび３１Ｅ３、フィルタリアクトル部３２３、３３２、フィルタコンデンサ部３２１およびコンデンサ部３３１で閉ループを形成しており、大きな減衰効果を有する。

そして第１のコモンモードリアクトル（フィルタリアクトル部３２３）は、フィルタコンデンサ部３２１と交流／直流変換部３１との間に接続されている。このようにフィルタコンデンサ部３２１よりも内側に第１のコモンモードリアクトルを接続することで減衰効果を大きくすることができる。即ちＬＣフィルタを構成するにあたり、Ｌ（インダクタンス要素）が内側（ノイズ源となる電圧源側）にないと、ＬＣフィルタのＬ値（インダクタンス値）を増加することにならないので、フィルタコンデンサ部３２１よりも内側に第１のコモンモードリアクトルを接続する。

更に第２のコモンモードリアクトル（フィルタリアクトル部３３２）は、コンデンサ部３３１と交流／直流変換部３１との間に接続されている。このようにコンデンサ部３３１よりも内側にコモンモードリアクトルを接続することで減衰効果を大きくする。即ちＬＣフィルタを構成するにあたり、Ｌ（インダクタンス要素）が内側（ノイズ源となる電圧源側）にないと、ＬＣフィルタのＬ値（インダクタンス値）を増加することにならないので、コンデンサ部３３１よりも内側にコモンモードリアクトルを接続する。

零相電圧源３１Ｅ３は、入力交流電圧の３倍の周波数であるので、５０Ｈｚ系統では１５０Ｈｚ、６０Ｈｚ系統では１８０Ｈｚとなり、低周波成分である。このことはキャリア信号の周波数、すなわちスイッチング周波数とほぼ同一の周波数成分を有する零相電圧との比較において低周波といえる。コモンモードリアクトル（フィルタリアクトル部３２３、３３２）およびフィルタコンデンサ部３２１、コンデンサ部３３１により、入力交流電圧の３倍の周波数よりも小さくなるように共振周波数を設定すれば、大きな減衰効果を得ることができる。入力交流電圧の３倍の周波数成分を減衰させる必要があるので、共振周波数をこの周波数成分以下に設定すれば、大きな減衰効果を得ることができる。即ちＬＣを含むフィルタにおける共振周波数と減衰の関係については、一般的な電気回路の原理に基づくものである。
なお本実施の形態では、コモンモードリアクトルであるフィルタリアクトル部３２３、３３２を両方接続したが、図９から明らかなように、同一の電流経路に接続されるため、どちらか一方のみを接続してもよい。

以上のように、実施の形態２に係る電力変換装置は、制御器３４において、入力交流電圧の３倍の周波数の零相電圧を重畳するための零相電圧重畳部３４４を設けたので、直流電圧を低減でき、スイッチング損失を低減できる。さらに零相電圧重畳部３４４による零相電圧源３１Ｅ３に対しては、交流フィルタ部３２におけるコモンモードリアトル、直流フィルタ部３３におけるコモンモードリアクトル及びフィルタコンデンサ部３２１により閉ループが形成されているので、直流負荷５及び地絡検知装置の誤動作を抑制することができる。

実施の形態３．
図１０Ａ、Ｂは実施の形態３による電力変換装置におけるコモンモードリアクトル部を示す回路図である。実施の形態３は、実施の形態２におけるコモンモードリアクトルの変形に関するものである。図６に示す電力変換装置３において、フィルタリアクトル部３２３に、図１０Ａに示すように、補助巻線８１と抵抗８２を設ける。また図６に示す電力変換装置３において、フィルタリアクトル部３３２に、図１０Ｂに示すように、補助巻線８１と抵抗８２を追加する。図１１はフィルタリアクトル部３３２の構造の概略を示す構成図である。図１１において、磁性体コア８３に直流線８４が巻回されている。これにより直流線８４を流れるノイズ成分である交流成分が電磁誘導により補助巻線８１に交流を発生させ、抵抗８２により消費させる。フィルタリアクトル部３２３においても同様の構成を有し、フィルタリアクトル部３２３においては交流線が３本となる。

フィルタリアクトル部３２３およびフィルタリアクトル部３３２は、コモンモードリアクトルであり、補助巻線８１には、磁気結合によりコモンモード電流が流れる。よって補助巻線８１に抵抗８２を接続することで、コモンモード電流に対するインピーダンスを増加させることができる。
このようにインピーダンスを増加させることにより、実施の形態１及び実施の形態２で説明した交流／直流変換部３１が発生する零相電流をさらに抑制することができる。

その他上記した構成部品の数、寸法及び材料等について適宜変更することができる。
更に本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

２ 変圧器、３ 電力変換装置、３１ 交流／直流変換部、３２ 交流フィルタ部、３３ 直流フィルタ部、３４ 制御器、３１１ 半導体スイッチング素子、３２１ フィルタコンデンサ部、３３１ コンデンサ部。

本願に開示される電力変換装置は、三相の入力交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置であって、前記電力変換装置は、半導体スイッチング素子を有する交流／直流変換部と、スター結線された少なくとも３つのコンデンサを有するフィルタコンデンサ部を有し、前記交流／直流変換部の各交流端子に接続される交流フィルタ部と、少なくとも１つのコンデンサを有するコンデンサ部を有し、前記交流／直流変換部の直流端子に接続される直流フィルタ部と、前記半導体スイッチング素子のオン／オフを制御する制御器を備え、
前記フィルタコンデンサ部の前記少なくとも３つのコンデンサの一端部は前記スター結線における中性点に接続され、前記少なくとも３つのコンデンサの他端部は前記交流／直流変換部の各交流端子に接続され、前記コンデンサ部の前記少なくとも１つのコンデンサの一端は前記交流／直流変換部の直流端子の正極側または負極側に接続され、前記少なくとも１つのコンデンサの他端は、大地電位に直接的にも接地コンデンサを介しても接地されることなく、前記中性点に接続され、前記交流フィルタ部は第１のコモンモードリアクトルと、ノーマルモードリアクトルを有するものである。
又本願に開示される別の電力変換装置は、前記交流フィルタ部は第１のコモンモードリアクトルを有すると共に前記直流フィルタ部は第２のコモンモードリアクトルを有し、前記第１のコモンモードリアクトル、前記第２のコモンモードリアクトル及び前記フィルタコンデンサ部により前記入力交流電圧の３倍の周波数より小さくなるように共振周波数を設定したものである。

本願に開示される電力変換装置は、三相の入力交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置であって、前記電力変換装置は、半導体スイッチング素子を有する交流／直流変換部と、スター結線された少なくとも３つのコンデンサを有するフィルタコンデンサ部を有し、前記交流／直流変換部の各交流端子に接続される交流フィルタ部と、少なくとも１つのコンデンサを有するコンデンサ部を有し、前記交流／直流変換部の直流端子に接続される直流フィルタ部と、前記半導体スイッチング素子のオン／オフを制御する制御器を備え、
前記フィルタコンデンサ部の前記少なくとも３つのコンデンサの一端部は前記スター結線における中性点に接続され、前記少なくとも３つのコンデンサの他端部は前記交流／直流変換部の各交流端子に接続され、前記コンデンサ部の前記少なくとも１つのコンデンサの一端は前記交流／直流変換部の直流端子の正極側または負極側に接続され、前記少なくとも１つのコンデンサの他端は、大地電位に直接的にも接地コンデンサを介しても接地されることなく、前記中性点に接続され、
前記交流フィルタ部はコモンモードの電流成分に対するインダクタンスがノーマルモードの電流成分に対するインダクタンスよりも大きくなるように構成される第１のコモンモードリアクトルと、ノーマルモードの電流成分に対するインダクタンスがコモンモードの電流成分に対するインダクタンスよりも大きくなるように構成されるノーマルモードリアクトルを有するものである。
又本願に開示される別の電力変換装置は、前記交流フィルタ部は第１のコモンモードリアクトルを有すると共に前記直流フィルタ部は第２のコモンモードリアクトルを有し、前記第１のコモンモードリアクトル、前記第２のコモンモードリアクトル、前記フィルタコンデンサ部及び前記コンデンサ部により前記入力交流電圧の３倍の周波数より小さくなるように共振周波数を設定したものである。

本願に開示される電力変換装置は、三相の入力交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置であって、前記電力変換装置は、半導体スイッチング素子を有する交流／直流変換部と、スター結線された少なくとも３つのコンデンサを有するフィルタコンデンサ部を有し、前記交流／直流変換部の各交流端子に接続される交流フィルタ部と、少なくとも１つのコンデンサを有するコンデンサ部を有し、前記交流／直流変換部の直流端子に接続される直流フィルタ部と、前記半導体スイッチング素子のオン／オフを制御する制御器を備え、前記フィルタコンデンサ部の前記少なくとも３つのコンデンサの一端部は前記スター結線における中性点に接続され、前記少なくとも３つのコンデンサの他端部は前記交流／直流変換部の各交流端子に接続され、前記コンデンサ部の前記少なくとも１つのコンデンサの一端は前記交流／直流変換部の直流端子の正極側または負極側に接続され、前記少なくとも１つのコンデンサの他端と前記中性点とは大地電位に対し直接的にも接地コンデンサを介しても接地されることなく接続され、前記交流フィルタ部は第１のコモンモードリアクトルを有すると共に前記直流フィルタ部は第２のコモンモードリアクトルを有し、前記第１のコモンモードリアクトル、前記第２のコモンモードリアクトル、前記フィルタコンデンサ部及び前記コンデンサ部により前記入力交流電圧の３倍の周波数より小さくなるように共振周波数を設定したものである。

Claims (13)

1. 三相の入力交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置であって、
   前記電力変換装置は、半導体スイッチング素子を有する交流／直流変換部と、
   スター結線された少なくとも３つのコンデンサを有するフィルタコンデンサ部を有し、前記交流／直流変換部の各交流端子に接続される交流フィルタ部と、
   少なくとも１つのコンデンサを有するコンデンサ部を有し、前記交流／直流変換部の直流端子に接続される直流フィルタ部と、
   前記半導体スイッチング素子のオン／オフを制御する制御器を備え、
   前記フィルタコンデンサ部の前記少なくとも３つのコンデンサの一端部は前記スター結線における中性点に接続され、前記少なくとも３つのコンデンサの他端部は前記交流／直流変換部の各交流端子に接続され、
   前記コンデンサ部の前記少なくとも１つのコンデンサの一端は前記交流／直流変換部の直流端子の正極側または負極側に接続され、前記少なくとも１つのコンデンサの他端は、大地電位に接地されることなく、前記中性点に接続されている電力変換装置。
2. 前記コンデンサ部は、少なくとも２つのコンデンサを直列接続した直列接続体を有し、
   前記直列接続体は、前記交流／直流変換部の直流端子の正極側及び負極側に接続され、
   前記直列接続体の直列接続された前記少なくとも２つのコンデンサの接続点が、大地電位に接続されることなく前記中性点に接続されている請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記三相の入力交流電圧は、少なくとも１箇所が大地電位に接地される変圧器を介して供給される請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記交流フィルタ部は、第１のコモンモードリアクトルを有する請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記第１のコモンモードリアクトルは、前記フィルタコンデンサ部と前記交流／直流変換部との間に接続される請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記直流フィルタ部は、第２のコモンモードリアクトルを有する請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記第２のコモンモードリアクトルは、前記コンデンサ部と前記交流／直流変換部との間に接続される請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記交流フィルタ部は、ノーマルモードリアクトルを有する請求項４から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記制御器は、前記三相の電圧指令に前記入力交流電圧の周波数の３倍の周波数成分を有する零相電圧指令を重畳する零相電圧重畳部を有する請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記直流フィルタ部と前記交流フィルタ部によって構成されるフィルタ回路の零相インピーダンスの共振周波数は、前記半導体スイッチング素子をオン／オフする際のスイッチング周波数よりも小さい請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記直流フィルタ部と前記交流フィルタ部によって構成されるフィルタ回路の零相インピーダンスの共振周波数は、前記入力交流電圧の周波数の３倍よりも小さい請求項９に記載の電力変換装置。
12. 前記第１のコモンモードリアクトルは、補助巻線と抵抗を有する請求項４に記載の電力変換装置。
13. 前記第２のコモンモードリアクトルは、補助巻線と抵抗を有する請求項６に記載の電力変換装置。

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