JPWO2018235257A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

第１〜第３相コンバータ（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）は、第１〜第３相の交流電圧を直流電圧にそれぞれ変換する。第１〜第３の直流正母線（ＰＬ１，ＰＬ２，ＰＬ３）および第１〜第３の直流負母線（ＮＬ１，ＮＬ２，ＮＬ３）は、第１〜第３相コンバータ（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）に電気的に接続される。第４相〜第６相インバータ（３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）は、直流電圧を第４相〜第６相の交流電圧に変換する。第１〜第３相コンバータ（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）はダイオード整流器を含む。第１〜第３のヒューズ（ＦＲ，ＦＳ，ＦＴ）は、交流電源と第１〜第３相コンバータ（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）との間にそれぞれ接続される。第４〜第６のヒューズ（ＦＰ１，ＦＰ２，ＦＰ３）は、第１〜第３の直流正母線（ＰＬ１，ＰＬ２，ＰＬ３）にそれぞれ介挿される。第７〜第９のヒューズ（ＦＮ１，ＦＮ２，ＦＮ３）は、第１〜第３の直流負母線（ＮＬ１，ＮＬ２，ＮＬ３）にそれぞれ介挿される。

Description

この発明は、電力変換装置に関する。

無停電電源装置などに適用される電力変換装置は、一般的に、商用交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータと、その直流電力を所望の周波数および電圧の交流電力に変換するインバータとを備えている。

たとえば、国際公開第２０１０／０９５２４１号（特許文献１）には、３レベルコンバータと３レベルインバータとを備えた電力変換装置により構成された無停電電源装置が開示されている。この電力変換装置において、３レベルコンバータおよび３レベルインバータの各々は、複数の半導体スイッチング素子を含んでいる。

上述した電力変換装置では、複数の半導体スイッチング素子のいずれかが破損して短絡状態となった場合に、過電流または過電圧が発生する可能性がある。特許文献１では、各半導体スイッチング素子の一方端子と直流母線（直流正母線、直流負母線または直流中性点母線）との間にヒューズを接続している。このようにすると、いずれかの半導体スイッチング素子が短絡状態となった場合には、ヒューズが溶断されて電流が流れる経路が遮断されるため、過電流または過電圧の発生を防止することができる。

国際公開第２０１０／０９５２４１号

しかしながら、特許文献１に記載される電力変換装置では、各半導体スイッチング素子と直流母線との間の電流経路にヒューズを設けているため、ヒューズの数が多い。具体的には、特許文献１では、３レベルコンバータおよび３レベルインバータに対して、各々９個、合計１８個ものヒューズを使用しているため、装置の大型化および高コスト化を招いてしまうことが懸念される。

さらに、特許文献１では、ヒューズの数が多いことから、電力変換装置が動作しているときに全てのヒューズで発生する電力損失の合計が大きくなってしまい、結果的に電力変換装置の効率を低下させる可能性がある。

それゆえに、この発明の目的は、簡易な構成で、過電流および過電圧の防止を実現できる電力変換装置を提供することである。

この発明のある局面に従う電力変換装置は、交流電源から供給される第１〜第３相の交流電圧を第４〜第６相の交流電圧に変換して負荷に供給するように構成される。電力変換装置は、第１〜第３相コンバータと、第１〜第３の直流正母線と、第１〜第３の直流負母線と、第４〜第６相インバータとを備える。第１〜第３相コンバータは、第１〜第３相の交流電圧を直流電圧にそれぞれ変換する。第１〜第３の直流正母線および第１〜第３の直流負母線は、第１〜第３相コンバータに電気的に接続される。第４相インバータは、第１の直流正母線および第１の直流負母線の間に接続され、直流電圧を第４相の交流電圧に変換する。第５相インバータは、第２の直流正母線および第２の直流負母線の間に接続され、直流電圧を第５相の交流電圧に変換する。第６相インバータは、第３の直流正母線および第３の直流負母線の間に接続され、直流電圧を第６相の交流電圧に変換する。第１〜第３相コンバータはダイオード整流器を含む。電力変換装置は、さらに、第１〜第９のヒューズを備える。第１のヒューズは、交流電源と第１相コンバータとの間にそれぞれ接続される。第２のヒューズは、交流電源と第２相コンバータとの間にそれぞれ接続される。第３のヒューズは、交流電源と第３相コンバータとの間にそれぞれ接続される。第４〜第６のヒューズは、第１〜第３の直流正母線にそれぞれ介挿される。第７〜第９のヒューズは、第１〜第３の直流負母線にそれぞれ介挿される。

この発明によれば、簡易な構成で、過電流および過電圧の防止を実現できる電力変換装置を提供することができる。

本発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路構成を示す概略ブロック図である。 図１に示した単相コンバータおよび単相インバータの構成を詳細に説明する回路図である。 図２に示した単相コンバータのＩＧＢＴ素子のオン／オフのタイミングを説明するための波形図である。 図２に示した単相コンバータの動作を示す回路図である。 図２に示したＡＣヒューズの働きを示す回路図である。 図２に示した単相インバータのＩＧＢＴ素子のオン／オフのタイミングを説明するための波形図である。 図２に示したＤＣヒューズの働きを示す回路図である。 図２に示したＤＣヒューズの働きを示す回路図である。 図２に示したＤＣヒューズの働きを示す回路図である。 比較例による電力変換装置の構成を説明する回路図である。 本発明の実施の形態１の第１の変形例による電力変換装置の構成を説明する回路図である。 本発明の実施の形態１の第２の変形例による電力変換装置の主回路構成を示す概略ブロック図である。 図１２に示した単相コンバータおよび単相インバータの構成を詳細に説明する回路図である。

以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置１００の主回路構成を示す概略ブロック図である。本発明の実施の形態１による電力変換装置１００は、たとえば、無停電電源装置に適用される。交流電源１は、商用周波数の三相交流電力を電力変換装置１００に供給する。負荷４は、電力変換装置１００から供給される商用周波数の三相交流電力によって駆動される。

図１を参照して、電力変換装置１００は、交流電源１と負荷４との間に並列接続された３台の変換器ユニットＵ１〜Ｕ３を備える。電力変換装置１００は、配線ＷＰ１，ＷＰ２，ＷＮ１，ＷＮ２，ＷＣ１，ＷＣ２と制御回路７とをさらに備える。また、電力変換装置１００は、直流正母線ＰＬ４、直流負母線ＮＬ４、直流中性点母線ＣＬ４、双方向チョッパ５、および直流電源６と接続されることで、無停電電源装置を構成する。

第１変換器ユニットＵ１は、Ｒ相コンバータ２Ｒ、Ｕ相インバータ３Ｕ、直流正母線ＰＬ１、直流負母線ＮＬ１、直流中性点母線ＣＬ１、およびコンデンサＣ１Ｒ，Ｃ２Ｒ，Ｃ１Ｕ，Ｃ２Ｕを含む。

Ｒ相コンバータ２Ｒには、交流電源１からＲ相ラインＲＬを介してＲ相電圧ＶＲが供給される。Ｒ相コンバータ２Ｒは、Ｒ相電圧ＶＲを直流電圧に変換し、直流母線ＰＬ１，ＣＬ１，ＮＬ１を介してＵ相インバータ３Ｕにその直流電圧を供給する。Ｕ相インバータ３Ｕは、Ｒ相コンバータ２Ｒからの直流電圧をＵ相電圧ＶＵに変換する。Ｕ相インバータ３Ｕで生成されたＵ相電圧ＶＵは、Ｕ相ラインＵＬを介して負荷４に供給される。コンデンサＣ１Ｒ，Ｃ１Ｕは、直流正母線ＰＬ１および直流中性点母線ＣＬ１の間に並列に接続される。コンデンサＣ２Ｒ，Ｃ２Ｕは、直流中性点母線ＣＬ１および直流負母線ＮＬ１の間に並列に接続される。

第２変換器ユニットＵ２は、Ｓ相コンバータ２Ｓ、Ｖ相インバータ３Ｖ、直流正母線ＰＬ２、直流負母線ＮＬ２、直流中性点母線ＣＬ２、およびコンデンサＣ１Ｓ，Ｃ２Ｓ，Ｃ１Ｖ，Ｃ２Ｖを含む。

Ｓ相コンバータ２Ｓには、交流電源１からＳ相ラインＳＬを介してＳ相電圧ＶＳが供給される。Ｓ相コンバータ２Ｓは、Ｓ相電圧ＶＳを直流電圧に変換し、直流母線ＰＬ２，ＣＬ２，ＮＬ２を介してＶ相インバータ３Ｖにその直流電圧を供給する。Ｖ相インバータ３Ｖは、Ｓ相コンバータ２Ｓからの直流電圧をＶ相電圧ＶＶに変換する。Ｖ相インバータ３Ｖで生成されたＶ相電圧ＶＶは、Ｖ相ラインＶＬを介して負荷４に供給される。コンデンサＣ１Ｓ，Ｃ１Ｖは、直流正母線ＰＬ２および直流中性点母線ＣＬ２の間に並列に接続される。コンデンサＣ２Ｓ，Ｃ２Ｖは、直流中性点母線ＣＬ２および直流負母線ＮＬ２の間に並列に接続される。

第３変換器ユニットＵ３は、Ｔ相コンバータ２Ｔ、Ｗ相インバータ３Ｗ、直流正母線ＰＬ３、直流負母線ＮＬ３、直流中性点母線ＣＬ３、およびコンデンサＣ１Ｔ，Ｃ２Ｔ，Ｃ１Ｗ，Ｃ２Ｗを含む。

Ｔ相コンバータ２Ｔには、交流電源１からＴ相ラインＴＬを介してＴ相電圧ＶＴが供給される。Ｔ相コンバータ２Ｔは、Ｔ相電圧ＶＴを直流電圧に変換し、直流母線ＰＬ３，ＣＬ３，ＮＬ３を介してＷ相インバータ３Ｗにその直流電圧を供給する。Ｗ相インバータ３Ｗは、Ｔ相コンバータ２Ｔからの直流電圧をＷ相電圧ＶＷに変換する。Ｗ相インバータ３Ｗで生成されたＷ相電圧ＶＷは、Ｗ相ラインＷＬを介して負荷４に供給される。コンデンサＣ１Ｔ，Ｃ１Ｗは、直流正母線ＰＬ３および直流中性点母線ＣＬ３の間に並列に接続される。コンデンサＣ２Ｔ，Ｃ２Ｗは、直流中性点母線ＣＬ３および直流負母線ＮＬ３の間に並列に接続される。

このように、変換器ユニットＵ１〜Ｕ３の各々は、１台の単相コンバータ、１台の単相インバータ、３本の直流母線（直流正母線、直流負母線、直流中性点母線）、および４個のコンデンサを含んで構成される。

配線ＷＰ１，ＷＮ１，ＷＣ１は、第１変換器ユニットＵ１および第２変換器ユニットＵ２の間に設けられる。具体的には、配線ＷＰ１は、直流正母線ＰＬ１およびＰＬ２の間に接続される。配線ＷＮ１は、直流負母線ＮＬ１およびＮＬ２の間に接続される。配線ＷＣ１は、直流中性点母線ＣＬ１およびＣＬ２の間に接続される。

配線ＷＰ２，ＷＮ２，ＷＣ２は、第２変換器ユニットＵ２および第３変換器ユニットＵ３の間に設けられる。具体的には、配線ＷＰ２は、直流正母線ＰＬ２およびＰＬ３の間に接続される。配線ＷＮ２は、直流負母線ＮＬ２およびＮＬ３の間に接続される。配線ＷＣ２は、直流中性点母線ＣＬ２およびＣＬ３の間に接続される。

直流正母線ＰＬ４、直流負母線ＮＬ４、直流中性点母線ＣＬ４は、第３変換器ユニットＵ３および双方向チョッパ５の間に設けられる。具体的には、直流正母線ＰＬ４、直流負母線ＮＬ４、直流中性点母線ＣＬ４は、直流正母線ＰＬ３、直流負母線ＮＬ３、直流中性点母線ＣＬ３、双方向チョッパ５との間にそれぞれ接続される。

双方向チョッパ５は、直流正母線ＰＬ４、直流負母線ＮＬ４および直流中性点母線ＣＬ４と直流電源６との間に接続される。双方向チョッパ５は、直流母線ＰＬ４，ＮＬ４，ＣＬ４と直流電源６との間で双方向に直流電圧変換を行なうように構成される。

配線ＷＰ１，ＷＰ２を介して、直流正母線ＰＬ１，ＰＬ２，ＰＬ３が互いに接続される。これにより、直流正母線ＰＬ１，ＰＬ２，ＰＬ３の電圧を一致させることができる。

また、配線ＷＮ１，ＷＮ２を介して、直流負母線ＮＬ１，ＮＬ２，ＮＬ３が互いに接続される。これにより、直流負母線ＮＬ１，ＮＬ２，ＮＬ３の電圧を一致させることができる。

さらに、配線ＷＣ１，ＷＣ２を介して、直流中性点母線ＣＬ１，ＣＬ２，ＣＬ３が互いに接続される。これにより、直流中性点母線ＣＬ１，ＣＬ２，ＣＬ３の電圧を一致させることができる。

このような構成とすることにより、変換器ユニットＵ１〜Ｕ３の単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの入力電圧を一致させることができる。したがって、単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗから出力される相電圧の振幅を一致させることができる。

次に、本実施の形態１による電力変換装置１００の動作について説明する。
交流電源１からの三相交流電力は、Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬおよびＴ相ラインＴＬを介してＲ相コンバータ２Ｒ、Ｓ相コンバータ２ＳおよびＴ相コンバータ２Ｔにそれぞれ供給される。Ｒ相コンバータ２Ｒ、Ｓ相コンバータ２ＳおよびＴ相コンバータ２Ｔは三相コンバータを構成する。三相コンバータは、交流電源１から供給される三相交流電力を直流電力に変換し、直流正母線、直流負母線および直流中性点母線を介してＵ相インバータ３Ｕ、Ｖ相インバータ３ＶおよびＷ相インバータ３Ｗにそれぞれ供給する。Ｕ相インバータ３Ｕ、Ｖ相インバータ３ＶおよびＷ相インバータ３Ｗは三相インバータを構成する。三相インバータは、直流正母線、直流負母線および直流中性点母線を介して供給される直流電力を三相交流電力に変換する。三相インバータで生成された三相交流電力は、Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬおよびＷ相ラインＷＬを介して負荷４に供給される。

双方向チョッパ５は、交流電源１から三相交流電力が供給されている通常時は、直流母線ＰＬ４，ＣＬ４間の直流電圧および直流母線ＣＬ４，ＮＬ４間の直流電圧の各々を降圧して直流電源６に供給することにより、直流電源６を充電する。双方向チョッパ５は、交流電源１からの三相交流電圧の供給が遮断された停電時は、直流電源６の端子間電圧を昇圧して直流母線ＰＬ４，ＣＬ４間および直流母線ＣＬ４，ＮＬ４間の各々に供給することにより、直流電源６を放電させる。

制御回路７は、交流電源１から供給される三相交流電圧、直流母線ＰＬ４，ＮＬ４，ＣＬ４の各々の直流電圧、直流電源６の端子間電圧、三相インバータ（単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）から出力される三相交流電圧、および負荷４に流れる三相交流電流（負荷電流）などに基づいて、三相コンバータ（単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）、三相インバータ（単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）および双方向チョッパ５の動作を制御する。

電力変換装置１００は、ヒューズＦＲ，ＦＳ，ＦＴ，ＦＰ１，ＦＰ２，ＦＰ３，ＦＮ１，ＦＮ２，ＦＮ３，ＦＣ１，ＦＣ２，ＦＣ３をさらに備える。

ヒューズＦＲはＲ相ラインＲＬに介挿され、Ｒ相ラインＲＬに過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＳはＳ相ラインＳＬに介挿され、Ｓ相ラインＳＬに過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＴはＴ相ラインＴＬに介挿され、Ｔ相ラインＴＬに過電流が流れた場合に溶断される。

ヒューズＦＰ１は直流正母線ＰＬ１に介挿され、直流正母線ＰＬ１に過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＮ１は直流負母線ＮＬ１に介挿され、直流負母線ＮＬ１に過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＣ１は直流中性点母線ＣＬ１に介挿され、直流中性点母線ＣＬ１に過電流が流れた場合に溶断される。

ヒューズＦＰ２は直流正母線ＰＬ２に介挿され、直流正母線ＰＬ２に過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＮ２は直流負母線ＮＬ２に介挿され、直流負母線ＮＬ２に過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＣ２は直流中性点母線ＣＬ２に介挿され、直流中性点母線ＣＬ２に過電流が流れた場合に溶断される。

ヒューズＦＰ３は直流正母線ＰＬ３に介挿され、直流正母線ＰＬ３に過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＮ３は直流負母線ＮＬ３に介挿され、直流負母線ＮＬ３に過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＣ３は直流中性点母線ＣＬ３に介挿され、直流中性点母線ＣＬ３に過電流が流れた場合に溶断される。

なお本明細書では、単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔに交流電力を供給する各相ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬにそれぞれ介挿されるヒューズＦＲ，ＦＳ，ＦＴを「ＡＣヒューズ」とも称する。また、直流母線ＰＬ１，ＮＬ１，ＣＬ１，ＰＬ２，ＮＬ２，ＣＬ２，ＰＬ３，ＮＬ３，ＣＬ３にそれぞれ介挿されるヒューズＦＰ１，ＦＰ２，ＦＰ３，ＦＮ１，ＦＮ２，ＦＮ３，ＦＣ１，ＦＣ２，ＦＣ３を「ＤＣヒューズ」とも称する。

図２は、図１に示した単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ、および単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの構成を詳細に説明する回路図である。

図２を参照して、Ｒ相コンバータ２Ｒは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ＲおよびダイオードＤ１Ｒ〜Ｄ６Ｒを含む。Ｓ相コンバータ２Ｓは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ＳおよびダイオードＤ１Ｓ〜Ｄ６Ｓを含む。Ｔ相コンバータ２Ｔは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ＴおよびダイオードＤ１Ｔ〜Ｄ６Ｔを含む。Ｕ相インバータ３Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ４ＵおよびダイオードＤ１Ｕ〜Ｄ４Ｕを含む。Ｖ相インバータ３Ｖは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖ〜Ｑ４ＶおよびダイオードＤ１Ｖ〜Ｄ４Ｖを含む。Ｗ相インバータ３Ｗは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｗ〜Ｑ４ＷおよびダイオードＤ１Ｗ〜Ｄ４Ｗを含む。なお、図２では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ素子を用いているが、これに限定されず、たとえばＭＯＳ−ＦＥＴ等の別のスイッチング素子を用いてもよい。

ここで、単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔの構成を総括的に説明するため、符号Ｒ，Ｓ，Ｔをまとめて符号「ｘ」とも示す。単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの構成を総括的に説明するため、符号Ｕ，Ｖ，Ｗをまとめて符号「ｙ」と示す。直流正母線ＰＬ１，ＰＬ２，ＰＬ３をまとめて「ＰＬｉ」と示し、直流負母線ＮＬ１，ＮＬ２，ＮＬ３をまとめて「ＮＬｉ」と示し、直流中性点母線ＣＬ１，ＣＬ２，ＣＬ３をまとめて「ＣＬｉ」と示す。

単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔは、「Vienna Rectifier」と呼ばれる中性点を有するダイオード整流器で構成される。単相コンバータ２ｘは、ダイオードＤ３ｘ〜Ｄ６ｘからなるブリッジ回路と、ダイオードＤ１ｘ，Ｄ２ｘと、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘとを含む。ダイオードＤ１ｘのカソードは直流正母線ＰＬｉに接続され、アノードはｘ相ラインｘＬに接続される。ダイオードＤ２ｘのカソードはｘ相ラインｘＬに接続され、アノードは直流負母線ＮＬｉに接続される。ダイオードブリッジにおいて、ダイオードＤ３ｘのアノードおよびダイオードＤ４ｘのカソードはｘ相ラインｘＬに接続され、ダイオードＤ５ｘのアノードおよびダイオードＤ６ｘのカソードは直流中性点母線ＣＬｉに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘのエミッタはダイオードＤ３ｘのカソードおよびダイオードＤ５ｘのカソードに接続され、コレクタはダイオードＤ４ｘのアノードおよびダイオードＤ６ｘのアノードに接続される。

単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗにおいて、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｙのエミッタはｙ相ラインｙＬに接続され、そのコレクタは直流正母線ＰＬｉに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｙのコレクタはｙ相ラインｙＬに接続され、そのエミッタは直流負母線ＮＬｉに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｙのエミッタはｙ相ラインｙＬに接続され、そのコレクタはＩＧＢＴ素子Ｑ４ｙのコレクタに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｙのエミッタは直流中性点母線ＣＬｉに接続される。ダイオードＤ１ｙ，Ｄ２ｙは還流ダイオードとして機能し、ダイオードＤ３ｙ，Ｄ４ｙはクランプダイオードとして機能する。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｙ，Ｑ４ｙおよびダイオードＤ３ｙ，Ｄ４ｙは、交流スイッチを構成する。

次に、単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔの動作について図３および図４を用いて説明する。図３は、Ｒ相電圧ＶＲとＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒのオン／オフとの関係を示す波形図である。図４は、図２に示した単相コンバータの動作を示す回路図である。

図３を参照して、Ｒ相電圧ＶＲと参照信号φ１Ｒ，φ２Ｒとの高低が比較され、その比較結果に基づいてＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒのオン／オフの組合せが決定される。

参照信号φ１Ｒ，φ２ＲはＲ相電圧ＶＲの５倍の周波数を有し、Ｒ相電圧ＶＲに同期した三角波信号である。参照信号φ２Ｒは参照信号φ１Ｒと同相の三角波信号である。

図３に示すように、Ｒ相電圧ＶＲのレベルが参照信号φ１Ｒ，φ２Ｒのレベルの間にある期間（ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ６，ｔ８，ｔ１０，ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒがオンされる。この場合、Ｒ相電圧ＶＲが正電圧である期間（ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５）においては、図４（Ｂ）に示すように、Ｒ相ラインＲＬからダイオードＤ３Ｒ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ＲおよびダイオードＤ６Ｒを介して、直流中性点母線ＣＬ１に電流が流れる。Ｒ相ラインＲＬとＲ相コンバータ２Ｒとの接続点の電圧をＶＩＲとし、直流中性点母線ＣＬ１の電位をＶｃとしたとき、電圧ＶＩＲはＶｃとなる（図２参照）。一方、Ｒ相電圧ＶＲが負電圧である期間（ｔ６，ｔ８，ｔ１０）においては、図４（Ｄ）に示すように、直流中性点母線ＣＬ１からダイオードＤ５Ｒ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ＲおよびダイオードＤ４Ｒを介して、Ｒ相ラインＲＬに電流が流れる。電圧ＶＩＲはＶｃとなる（図２参照）。

Ｒ相電圧ＶＲが正であり、Ｒ相電圧ＶＲのレベルが参照信号φ１Ｒ，φ２Ｒのレベルよりも高い期間（ｔ２，ｔ４，ｔ１２，ｔ１４）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒがオフされる。このとき、図４（Ａ）に示すように、Ｒ相ラインＲＬからダイオードＤ１Ｒを介して、直流正母線ＰＬ１に電流が流れる。電圧ＶＩＲは、直流正母線ＰＬ１の電位をＶｐとしたとき、Ｖｐとなる（図２参照）。

Ｒ相電圧ＶＲのレベルが参照信号φ１Ｒ，φ２Ｒのレベルよりも低い期間（ｔ７，ｔ９）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒがオフされる。このとき、図４（Ｃ）に示すように、直流負母線ＮＬ１からダイオードＤ２Ｒを介して、Ｒ相ラインＲＬに電流が流れる。電圧ＶＩＲは、直流負母線ＮＬ１の電位をＶｎとしたとき、Ｖｎとなる（図２参照）。

このようにＲ相コンバータ２Ｒは、Ｒ相電圧を直流電圧に変換する。すなわち、Ｒ相コンバータ２Ｒは、中性点を有するダイオード整流器を構成する。なお、Ｓ相、Ｔ相の回路も、Ｒ相の回路と同様に動作する。

次に、電力変換装置１００の単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ側に設けられる、ヒューズＦＲ，ＦＳ，ＦＴの働きについて説明する。

図５は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓがオンしている期間において、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒが故障して短絡状態になった場合を示す図である。この場合は、図中に実線矢印で示されるように、Ｒ相ラインＲＬからダイオードＤ３Ｒ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ、配線ＷＣ２、ダイオードＤ５Ｓ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓを介してＳ相ラインＳＬに至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦＲ，ＦＳが溶断される。なお、図５では、Ｒ相およびＶ相を例にして説明したが、Ｗ相でも同様である。

次に、単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの動作について説明する。
図６は、Ｕ相電圧ＶＵとＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕのオン／オフとの関係を示す波形図である。Ｕ相電圧ＶＵは、制御回路７において交流電源１から電力変換装置１００に入力される電力を基に計算される、Ｕ相ラインから出力される電圧の目標電圧である。Ｕ相電圧ＶＵと参照信号φ１Ｕ，φ２Ｕとの高低が比較され、その比較結果に基づいてＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕのオン／オフの組合せが決定される。その結果、Ｕ相ラインＵＬとＵ相インバータ３Ｕとの接続点の電圧をＶＯＵ、直流母線ＰＬ１，ＮＬ１、ＣＬ１の各々の電位をＶｐ，Ｖｃ，Ｖｎとする（図２参照）と、電圧ＶＯＵは、電圧Ｖｐ，Ｖｃ，Ｖｎのいずれかに決定される。

参照信号φ１Ｕ，φ２ＵはＵ相電圧ＶＵの５倍の周波数を有し、Ｕ相電圧ＶＵに同期した三角波信号である。参照信号φ２Ｕは参照信号φ１Ｕと同相の三角波信号である。

図６に示すように、Ｕ相電圧ＶＵのレベルが参照信号φ１Ｕ，φ２Ｕのレベルの間にある期間（ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７，ｔ９，ｔ１１，ｔ１３）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ４Ｕがオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕがオフされる。よって、コンデンサＣ１Ｕ，Ｃ２ＵからＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ４Ｕを介してＵ相ラインＵＬに直流中性点母線ＣＬ１の電位が出力される。すなわち、ＶＯＵ＝Ｖｃとなる。

Ｕ相電圧ＶＵのレベルが参照信号φ１Ｕ，φ２Ｕのレベルよりも高い期間（ｔ２，ｔ４，ｔ１０，ｔ１２）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ，Ｑ３Ｕがオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕ，Ｑ４Ｕがオフされる。よって、コンデンサＣ１ＵからＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕを介して、Ｕ相ラインＵＬに直流正母線ＰＬ１の電位が出力される。すなわち、ＶＯＵ＝Ｖｐとなる。

Ｕ相電圧ＶＵのレベルが参照信号φ１Ｕ，φ２Ｕのレベルよりも低い期間（ｔ６，ｔ８）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕ，Ｑ４Ｕがオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ，Ｑ３Ｕがオフされる。よって、コンデンサＣ２ＵからＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕを介して、Ｕ相ラインＵＬに直流負母線ＮＬ１の電位が出力される。すなわち、ＶＯＵ＝Ｖｎとなる。

なお、ここではＵ相インバータ３Ｕの動作を説明したが、Ｖ相およびＷ相インバータ３Ｖおよび３Ｗも、Ｕ相インバータ３Ｕと同様に動作する。

次に、電力変換装置１００の単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ側に設けられるヒューズＦＰ１，ＦＰ２，ＦＰ３，ＦＮ１，ＦＮ２，ＦＮ３，ＦＣ１，ＦＣ２，ＦＣ３の働きについて説明する。

図７は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ，Ｑ３Ｖがオンしている期間において、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｕが故障して短絡状態になった場合を示す図である。この場合は、図中に破線矢印７１で示されるように、Ｕ相ラインＵＬからダイオードＤ３Ｕ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｕ、配線ＷＣ１、ダイオードＤ４Ｖ、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｖを介してＶ相ラインＶＬに至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦＣ１，ＦＣ２が溶断される。また、図中に実線矢印７２で示されるように、コンデンサＣ１Ｖの正側電極から配線ＷＰ１、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ、ダイオードＤ３Ｕ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｕ、配線ＷＣ１を介してコンデンサＣ１Ｖの負側電極に至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦＰ２，ＦＰ１，ＦＣ１，ＦＣ２が溶断される。

図８は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕ，Ｑ４Ｖがオンしている期間において、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕが故障して短絡状態になった場合を示す図である。この場合は、図中に破線矢印８１で示されるように、Ｖ相ラインＶＬからダイオードＤ３Ｖ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｖ、配線ＷＣ１、ダイオードＤ４Ｕ、およびＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕを介してＵ相ラインＵＬに至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦＣ２，ＦＣ１が溶断される。また、実線矢印８２で示されるように、コンデンサＣ２Ｖの正側電極から配線ＷＣ１、ダイオードＤ４Ｕ、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕ、配線ＷＮ１を介してコンデンサＣ２Ｖの負側電極に至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦＣ２，ＦＣ１，ＦＮ１，ＦＮ２が溶断される。

図９は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ４Ｕが故障して短絡状態になった場合を示す図である。図７および図８に示したように、ヒューズＦＰ１，ＦＣ１，ＦＮ１，ＦＰ２，ＦＣ２，ＦＮ２が溶断されるため、Ｕ相とＶ相とは完全に切り離される。これにより、過電流が流れたり、過電圧が発生することが防止される。なお、図７から図９では、Ｕ相およびＶ相を例にして説明したが、Ｗ相でも同様である。

［本実施の形態１の作用効果］
次に、比較例による電力変換装置と対比しながら、本実施の形態１による電力変換装置の作用効果について説明する。

図１０は、比較例による電力変換装置１０００の構成を説明する回路図である。比較例による電力変換装置１０００は、上述した特許文献１に示される電力変換装置に相当する。比較例による電力変換装置１０００は、図１に示した本実施の形態１による電力変換装置１００とコンバータおよびインバータで構成される基本構造は同じであるが、コンバータの主回路構成および変換器ユニットの構成が異なっている。

図１０を参照して、比較例による電力変換装置１０００は、交流電源１および負荷４（ともに図示せず）の間に接続された１台の変換器ユニットＵａを備える。変換器ユニットＵは、三相コンバータ２、三相インバータ３、直流正母線ＰＬ、直流負母線ＮＬおよび直流中性点母線ＣＬを含む。

三相コンバータ２は、直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬの間に、Ｒ相コンバータ２Ｒａ、Ｓ相コンバータ２ＳａおよびＴ相コンバータ２Ｔａを並列に接続することにより構成される。単相コンバータ２Ｒａ，２Ｓａ，２Ｔａの構成は、実施の形態１による電力変換装置１００の単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗと入出力関係が逆転したものである。以下にその詳細を説明する。

図１０を参照して、Ｒ相コンバータ２Ｒａは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ〜Ｑ４ＲおよびダイオードＤ１Ｒ〜Ｄ４Ｒを含む。Ｓ相コンバータ２Ｓａは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ〜Ｑ４ＳおよびダイオードＤ１Ｓ〜Ｄ４Ｓを含む。Ｔ相コンバータ２Ｔａは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｔ〜Ｑ４ＴおよびダイオードＤ１Ｔ〜Ｄ４Ｔを含む。

ここで、単相コンバータ２Ｒａ，２Ｓａ，２Ｔａの構成を総括的に説明するため、符号Ｒ，Ｓ，Ｔをまとめて符号「ｘａ」と示す。また、直流正母線ＰＬ１，ＰＬ２，ＰＬ３をまとめて「ＰＬｉ」と示し、直流負母線ＮＬ１，ＮＬ２，ＮＬ３をまとめて「ＮＬｉ」と示し、直流中性点母線ＣＬ１，ＣＬ２，ＣＬ３をまとめて「ＣＬｉ」と示す。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘａのエミッタはｘａ相ラインｘａＬに接続され、そのコレクタは直流正母線ＰＬｉに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘａのコレクタはｘａ相ラインｘａＬに接続され、そのエミッタは直流負母線ＮＬｉに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘａのエミッタはｘａ相ラインｘａＬに接続され、そのコレクタはＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘａのコレクタに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘａのエミッタは直流中性点母線ＣＬｉに接続される。ダイオードＤ１ｘａ，Ｄ２ｘａは還流ダイオードとして機能し、ダイオードＤ３ｘａ，Ｄ４ｘａはクランプダイオードとして機能する。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘａ，Ｑ４ｘａおよびダイオードＤ３ｘａ，Ｄ４ｘａは、交流スイッチを構成する。この構成において、各相コンバータの直流中性点母線は直流中性点母線ＣＬに共通に接続されている。

三相インバータ３は、直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬの間に、図１および図２に示したＵ相インバータ３Ｕ、Ｖ相インバータ３ＶおよびＷ相インバータ３Ｗを並列に接続することにより構成される。この構成において、各相インバータの直流中性点母線は直流中性点母線ＣＬに共通に接続される。

なお、三相インバータ３の動作は、図６で説明した、単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの動作と実質的に同じである。三相コンバータ２ａの動作は、単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの動作と入出力関係が逆転したものである。

比較例による電力変換装置１０００は、ヒューズＦ１Ｒ〜Ｆ３Ｒ，Ｆ１Ｓ〜Ｆ３Ｓ，Ｆ１Ｔ〜Ｆ３Ｔ，Ｆ１Ｕ〜Ｆ３Ｕ，Ｆ１Ｖ〜Ｆ３Ｖ，Ｆ１Ｗ〜Ｆ３Ｗをさらに備える。電力変換装置１０００のヒューズＦ１Ｒ〜Ｆ３Ｒ，Ｆ１Ｓ〜Ｆ３Ｓ，Ｆ１Ｔ〜Ｆ３Ｔの単相コンバータ２Ｒａ，２Ｓａ，２Ｔａに対する配置は、実質的に電力変換装置１００のＦＰ１〜ＦＮ１，ＦＰ２〜ＦＮ２，ＦＰ３〜ＦＮ３の単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗに対する配置と同じである。また、電力変換装置１０００のヒューズＦ１Ｕ〜Ｆ３Ｕ，Ｆ１Ｖ〜Ｆ３Ｖ，Ｆ１Ｗ〜Ｆ３Ｗの単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗに対する配置は、実質的に電力変換装置１００のＦＰ１〜ＦＮ１，ＦＰ２〜ＦＮ２，ＦＰ３〜ＦＮ３の単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗに対する配置と同じである。以下にこれらのヒューズの構成を総括的に説明するため、符号Ｒ，Ｓ，Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｗをまとめて符号「ｚ」と示す。

ヒューズＦ１ｚは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｚのコレクタと直流正母線ＰＬとの間に接続される。ヒューズＦ２ｚは、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｚのエミッタと直流負母線ＮＬとの間に接続される。ヒューズＦ３ｚは、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｚのエミッタと直流中性点母線ＣＬｚとの間に接続される。

比較例による電力変換装置１０００において、たとえば、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ３Ｓがオンしている期間において、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｒが故障して短絡状態になった場合は、Ｒ相ラインＲＬからダイオードＤ３Ｒ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｒ、ヒューズＦ３Ｒ，Ｆ３Ｓ、ダイオードＤ４Ｓ、およびＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｓを介してＳ相ラインＳＬに至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦ３Ｒ，Ｆ３Ｓが溶断される。また、コンデンサＣ１Ｓの正側電極からヒューズＦ１Ｓ，Ｆ１Ｒ，ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ、ダイオードＤ３Ｒ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｒ、およびヒューズＦ３Ｒ，Ｆ３Ｓを介してコンデンサＣ１Ｓの負側電極に至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦ１Ｓ，Ｆ１Ｒ，Ｆ３Ｒ，Ｆ３Ｓが溶断される。

このように、電力変換装置１０００においても、ＩＧＢＴ素子が故障して短絡状態になった場合には、ヒューズが溶断されることで、故障した相と正常な相とを切り離し、過電流が流れたり、過電圧が発生することが防止される。

一方で、電力変換装置１０００のようなＤＣヒューズの配置は、必要なヒューズの数が多くなるという課題がある。具体的には、電力変換装置１０００では、３レベルインバータおよび３レベルコンバータについて各々９個、合計１８個ものヒューズが使用されている。そのため、電力変換装置の大型化および高コスト化の原因となることが懸念される。また、ヒューズの数が多くなると、電力変換装置の動作時において、全てのヒューズにおける電力損失の合計が大きくなり、電力変換装置の効率が低下することも懸念される。

この課題に対して、本実施の形態１による電力変換装置１００では、単相コンバータとして、中性点を有するダイオード整流器であるVienna Rectifierを採用することで対応している。ここで、ＩＧＢＴ素子はダイオードに比べ、誤ったスイッチング動作などによって短絡が起こりやすい。すなわち、Vienna Rectifierのようなダイオード整流器を用いることで、短絡が起こりにくくなる。より詳細には、Vienna Rectifierは、３レベルコンバータでありながらも、ダイオードに比べ短絡しやすいＩＧＢＴ素子の数を１つまで減らしたことで、短絡が起こりにくくなっている。よって、Vienna Rectifierのようなダイオード整流器をコンバータとして用いることで、各ＩＧＢＴ素子の一方端子と直流母線との間に配置されていたＤＣヒューズが不要となり、ＡＣヒューズに置き換えることができる。したがって、図１〜図２に示すように、３レベルコンバータに対するヒューズの配置および数を、３つのＡＣヒューズにまで簡略化することが可能である。この結果、実施の形態１による電力変換装置１００においては、３レベルコンバータについて３個、３レベルインバータについて９個、合計１２個のヒューズで、電力変換装置の全てのスイッチング素子の短絡に対応し、過電流または過電圧の発生を防止することができる。よって、本実施の形態１による電力変換装置１００によれば、過電流または過電圧の発生を抑制しつつ、電力変換装置の小型化および低コスト化を実現することができる。すなわち、簡易な構成で、過電流および過電圧の防止を実現することができる電力変換装置を提供することができる。

［第１の変形例］
図１１は、本発明の実施の形態１の第１の変形例による電力変換装置１０１の構成を説明する回路図である。第１の変形例による電力変換装置１０１は、基本的に図１および図２に示した本実施の形態１による電力変換装置１００と、コンバータおよびインバータの主回路構造、および、コンバータおよびインバータで構成される基本構造は同じであるが、変換器ユニットの構成が異なっている。

図１１を参照して、第１の変形例による電力変換装置１０１は、交流電源１および負荷４（ともに図示せず）の間に接続された１台の変換器ユニットＵｂを備える。変換器ユニットＵｂは、三相コンバータ２ｂ、三相インバータ３、直流正母線ＰＬ、直流負母線ＮＬおよび直流中性点母線ＣＬを含む。

三相コンバータ２ｂは、直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬの間に、図１および図２に示したＲ相コンバータ２Ｒ、Ｓ相コンバータ２ＳおよびＴ相コンバータ２Ｔを並列に接続することにより構成される。この構成において、各相コンバータの直流中性点母線は直流中性点母線ＣＬに共通に接続されている。

三相インバータ３は、直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬの間に、図１および図２に示したＵ相インバータ３Ｕ、Ｖ相インバータ３ＶおよびＷ相インバータ３Ｗを並列に接続することにより構成される。この構成において、各相インバータの直流中性点母線は直流中性点母線ＣＬに共通に接続される。なお、三相コンバータ２ｂおよび三相インバータ３の動作は、図３および図６でそれぞれ説明した、単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔおよび単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの動作と実質的に同じである。

第１の変形例による電力変換装置１０１において、ヒューズＦＲ，ＦＳ，ＦＴ，ＦＰ１，ＦＰ２，ＦＰ３，ＦＮ１，ＦＮ２，ＦＮ３，ＦＣ１，ＦＣ２，ＦＣ３の総数、介挿位置およびその働きは、実施の形態１による電力変換装置１００と同様である。

すなわち、本変形例でも、単相コンバータおよび単相インバータのいずれかにおいてＩＧＢＴ素子が故障して短絡状態になった場合には、１２個のヒューズのうちいくつかが溶断されるため、過電流または過電圧の発生を防止できる。よって、本変形例でも実施の形態１と同様の効果が得られる。他の構成については、実施の形態１と同様であるので説明をくり返さない。

［第２の変形例］
上述した実施の形態１およびその第１の変形例では、単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔを３レベルコンバータとし、かつ、単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗを３レベルインバータとしたが、単相コンバータを２レベルコンバータとし、かつ、単相インバータを２レベルインバータとしてもよい。

図１２は、実施の形態１の第２の変形例による電力変換装置１０２の構成を説明する回路図である。図１２に示すように、各変換器ユニットは、１台の２レベルコンバータ、１台の２レベルインバータ、２本の直流母線（直流正母線および直流負母線）、および該２本の直流母線の間に並列に接続される２個のコンデンサとを含んで構成される。

図１３は、本発明の実施の形態１の第２の変形例による電力変換装置１０２の主回路構成を示す概略ブロック図である。図１３を参照して、Ｒ，Ｓ，Ｔ相コンバータはいわゆるダイオード整流器である。Ｕ，Ｖ，Ｗ相インバータは図２に示した３レベルインバータを２レベルに変更したものである。具体的には、Ｒ相コンバータ２Ｒｃは、ダイオードＤ１Ｒ〜Ｄ２Ｒを含む。Ｓ相コンバータ２Ｓｃは、ダイオードＤ１Ｓ〜Ｄ２Ｓを含む。Ｔ相コンバータ２Ｔｃは、ダイオードＤ１Ｔ〜Ｄ２Ｔを含む。Ｕ相インバータ３Ｕｃは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ２ＵおよびダイオードＤ１Ｕ〜Ｄ２Ｕを含む。Ｖ相インバータ３Ｖｃは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖ〜Ｑ２ＶおよびダイオードＤ１Ｖ〜Ｄ２Ｖを含む。Ｗ相インバータ３Ｗｃは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｗ〜Ｑ２ＷおよびダイオードＤ１Ｗ〜Ｄ２Ｗを含む。

本変形例において、単相コンバータはダイオードのみで構成され、ダイオードより短絡しやすいＩＧＢＴ素子を含まないため、短絡が起こりにくい。すなわち、実施の形態１と同様に、ヒューズの配置および数を、３つのＡＣヒューズにまで簡略化することが可能である。この結果、単相コンバータおよび単相インバータのいずれかにおいてＩＧＢＴ素子またはダイオードが故障して短絡状態になった場合には、９個のヒューズのうちいくつかが溶断されるため、過電流または過電圧の発生が防止できる。よって、本変形例でも実施の形態１と同様の効果が得られる。他の構成については、実施の形態１と同様であるので説明をくり返さない。

また、上記の実施の形態およびその変形例において、変換器ユニットＵ１〜Ｕ３はこの発明における「第１〜第３の電力変換器」にそれぞれ対応する。Ｒ相コンバータ、Ｓ相コンバータ、Ｔ相コンバータはこの発明における「第１相コンバータ」、「第２相コンバータ」、「第３相コンバータ」にそれぞれ対応し、Ｕ相インバータ、Ｖ相インバータ、Ｗ相インバータはこの発明における「第４相インバータ」、「第５相インバータ」、「第６相インバータ」にそれぞれ対応する。直流正母線ＰＬ１〜ＰＬ４はこの発明における「第１〜第４の直流正母線」にそれぞれ対応し、直流負母線ＮＬ１〜ＮＬ４はこの発明における「第１〜第４の直流負母線」にそれぞれ対応し、直流中性点母線ＣＬ１〜ＣＬ４はこの発明における「第１〜第４の直流中性点母線」にそれぞれ対応する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上述した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 交流電源、２，２ａ，２ｂ 三相コンバータ、２Ｒ，２Ｒａ，２Ｒｃ，２Ｓ，２Ｓａ，２Ｓｃ，２Ｔ，２Ｔａ，２Ｔｃ 単相コンバータ、３ 三相インバータ、３Ｕ，３Ｕｃ，３Ｖ，３Ｖｃ，３Ｗ，３Ｗｃ 単相インバータ、４ 負荷、５ 双方向チョッパ、６ 直流電源、７ 制御回路、１００，１０１，１０２，１０００ 電力変換装置、Ｃ１Ｒ，Ｃ１Ｓ，Ｃ１Ｔ，Ｃ１Ｕ，Ｃ１Ｖ，Ｃ１Ｗ，Ｃ２Ｒ，Ｃ２Ｓ，Ｃ２Ｔ，Ｃ２Ｕ，Ｃ２Ｖ，Ｃ２Ｗ コンデンサ、ＰＬ１〜ＰＬ４ 直流正母線、ＮＬ１〜ＮＬ４ 直流負母線、ＣＬ１〜ＣＬ４ 直流中性点母線、Ｄ１Ｒ〜Ｄ６Ｒ，Ｄ１Ｓ〜Ｄ６Ｓ，Ｄ１Ｔ〜Ｄ６Ｔ，Ｄ１Ｕ〜Ｄ６Ｕ，Ｄ１Ｖ〜Ｄ６Ｖ，Ｄ１Ｗ〜Ｄ６Ｗ ダイオード、ＦＲ，ＦＳ，ＦＴ，ＦＰ１〜ＦＰ３，ＦＣ１〜ＦＣ３，ＦＮ１〜ＦＮ３，Ｆ１Ｒ〜Ｆ３Ｒ，Ｆ１Ｓ〜Ｆ３Ｓ，Ｆ１Ｔ〜Ｆ３Ｔ，Ｆ１Ｕ〜Ｆ３Ｕ，Ｆ１Ｖ〜Ｆ３Ｖ，Ｆ１Ｗ〜Ｆ３Ｗ ヒューズ、Ｑ１Ｒ〜Ｑ４Ｒ，Ｑ１Ｓ〜Ｑ４Ｓ，Ｑ１Ｔ〜Ｑ４Ｔ，Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕ，Ｑ１Ｖ〜Ｑ４Ｖ，Ｑ１Ｗ〜Ｑ４Ｗ ＩＧＢＴ素子、ＲＬ，ＳＬ，ＴＬ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ 各相ライン、Ｕａ，Ｕｂ 変換器ユニット、Ｕ１〜Ｕ３ 第１〜第３変換器ユニット、ＷＣ１，ＷＣ２，ＷＮ１，ＷＮ２，ＷＰ１，ＷＰ２ 配線。

Claims (5)

1. 交流電源から供給される第１〜第３相の交流電圧を第４〜第６相の交流電圧に変換して負荷に供給するための電力変換装置であって、
   前記第１〜第３相の交流電圧を直流電圧にそれぞれ変換する第１〜第３相コンバータと、
   前記第１〜第３相コンバータに電気的に接続される第１〜第３の直流正母線および第１〜第３の直流負母線と、
   前記第１の直流正母線および前記第１の直流負母線の間に接続され、前記直流電圧を前記第４相の交流電圧に変換する第４相インバータと、
   前記第２の直流正母線および前記第２の直流負母線の間に接続され、前記直流電圧を前記第５相の交流電圧に変換する第５相インバータと、
   前記第３の直流正母線および前記第３の直流負母線の間に接続され、前記直流電圧を前記第６相の交流電圧に変換する第６相インバータとを備え、
   前記第１〜第３相コンバータはダイオード整流器を含み、
   前記電力変換装置は、さらに、
   前記交流電源と前記第１相コンバータとの間にそれぞれ接続される第１のヒューズと、
   前記交流電源と前記第２相コンバータとの間にそれぞれ接続される第２のヒューズと、
   前記交流電源と前記第３相コンバータとの間にそれぞれ接続される第３のヒューズと、
   前記第１〜第３の直流正母線にそれぞれ介挿される第４〜第６のヒューズと、
   前記第１〜第３の直流負母線にそれぞれ介挿される第７〜第９のヒューズとを備える、電力変換装置。
2. 前記第１相コンバータ、前記第１の直流正母線、前記第１の直流負母線、および前記第４相インバータは第１の電力変換器を構成し、
   前記第２相コンバータ、前記第２の直流正母線、前記第２の直流負母線、および前記第５相インバータは第２の電力変換器を構成し、
   前記第３相コンバータ、前記第３の直流正母線、前記第３の直流負母線、および前記第６相インバータは第３の電力変換器を構成し、
   前記第１〜第３の電力変換器は、前記交流電源と前記負荷との間に並列に接続される、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電力変換装置は、
   前記第１〜第３の直流正母線が共通に接続される第４の直流正母線と、
   前記第１〜第３の直流負母線が共通に接続される第４の直流負母線とをさらに備え、
   前記第１〜第３相コンバータは、前記第４の直流正母線と前記第４の直流負母線との間に、並列に接続される、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記第１〜第３相コンバータの各々は２レベルコンバータであり、
   前記第４〜第６相インバータの各々は２レベルインバータである、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記第１〜第３相コンバータの各々は３レベルコンバータであり、
   前記第４〜第６相インバータの各々は３レベルインバータであり、
   前記電力変換装置は、
   前記第１相コンバータと前記第４相インバータとの間に接続される第１の直流中性点母線と、
   前記第２相コンバータと前記第５相インバータとの間に接続される第２の直流中性点母線と、
   前記第３相コンバータと前記第６相インバータとの間に接続される第３の直流中性点母線と、
   前記第１〜第３の直流中性点母線にそれぞれ介挿される第１０〜第１２のヒューズとをさらに備え、
   前記第１〜第３相コンバータの各々は、前記ダイオード整流器と、前記交流電源および各前記第１〜第３の直流中性点母線の間に電気的に接続されるスイッチング素子とを有する、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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