JPWO2018146745A1

JPWO2018146745A1 - Power amplification circuit and wireless transmission device

Info

Publication number: JPWO2018146745A1
Application number: JP2018543259A
Authority: JP
Inventors: 安藤　暢彦; 暢彦安藤; 田島　賢一; 賢一田島; 明男横山
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2017-02-08
Filing date: 2017-02-08
Publication date: 2019-02-14
Anticipated expiration: 2037-02-08
Also published as: WO2018146745A1; JP6444572B1

Abstract

電力増幅回路は、送信信号（ＢＳ）からＮ個の帯域信号（Ｘ_１〜Ｘ_Ｎ）を生成する帯域分割部（１１）と、帯域信号（Ｘ_１〜Ｘ_Ｎ）からフィードバック信号（ＦＳ）を減算してＮ個の歪み補償信号（Ｙ_１〜Ｙ_Ｎ）を生成するＮ個の歪み補償部（１２_１〜１２_Ｎ）と、歪み補償信号（Ｙ_１〜Ｙ_Ｎ）を合成して合成信号（ＣＳ）を生成する合成部（１４）と、合成信号（ＣＳ）の電力を増幅する電力増幅部（１５）と、電力増幅部（１５）の出力信号の一部を分岐させる分岐部（１６）と、分岐部（１６）で分岐された当該一部の電力を減衰させてフィードバック信号（ＦＳ）を生成する減衰部（１７）とを備える。The power amplifier circuit includes a band dividing unit (11) that generates _N band signals (X _{1 to} X _N ) from the transmission signal (BS), and a feedback signal (FS) from the band signals (X _{1 to} X _N ). N distortion compensation units (12 _{1 to} 12 _N ) that generate _N distortion compensation signals (Y _{1 to} Y _N ) by subtraction and a distortion compensation signal (Y _{1 to} Y _N ) are combined to generate a combined signal. A combining unit (14) that generates (CS), a power amplifying unit (15) that amplifies the power of the combined signal (CS), and a branching unit (16) that branches a part of the output signal of the power amplifying unit (15). ) And an attenuation unit (17) for attenuating the partial power branched by the branch unit (16) to generate a feedback signal (FS).

Description

本発明は、電力増幅器の非線形な入出力特性（以下「非線形特性」という。）を補償する回路に関し、特に、無線通信技術において使用される電力増幅器の非線形特性を補償する回路に関するものである。 The present invention relates to a circuit that compensates for nonlinear input / output characteristics (hereinafter referred to as “nonlinear characteristics”) of a power amplifier, and more particularly to a circuit that compensates for nonlinear characteristics of a power amplifier used in a radio communication technology.

無線通信機の構成要素である電力増幅器（ＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒ，ＰＡ）は、送信信号の電力を増幅してアンテナ素子へ出力する機能を有している。この種の電力増幅器が非線形特性を示す領域で動作するとき、その電力効率（以下、単に「効率」ともいう。）は高くなる反面、当該電力増幅器の非線形特性により送信信号に歪み成分が加わることから信号品質が劣化するという問題がある。そこで、電力増幅器で発生した当該歪み成分を補償する歪み補償技術が広く採用されている。 A power amplifier (Power Amplifier, PA), which is a component of a wireless communication device, has a function of amplifying the power of a transmission signal and outputting it to an antenna element. When this type of power amplifier operates in a region exhibiting nonlinear characteristics, its power efficiency (hereinafter also simply referred to as “efficiency”) increases, but distortion components are added to the transmission signal due to the nonlinear characteristics of the power amplifier. Therefore, there is a problem that the signal quality deteriorates. Therefore, a distortion compensation technique for compensating for the distortion component generated in the power amplifier is widely adopted.

歪み補償技術の１つとしては、カルテシアン・フィードバック・ループ（Ｃａｒｔｅｓｉａｎｆｅｅｄｂａｃｋｌｏｏｐ）が知られている。カルテシアン・フィードバック・ループを有する電力増幅回路は、入力ベースバンド信号の同相成分（Ｉ成分）及び直交成分（Ｑ成分）をアナログ帰還信号の同相成分及び直交成分にそれぞれ加算するアナログ加算器と、このアナログ加算器の出力を直交変調して変調信号を生成する直交変調器と、当該変調信号の電力を増幅する電力増幅器と、この電力増幅器の出力信号から取り出された一部の信号をアナログ帰還信号として負帰還させるフィードバック経路と、そのアナログ帰還信号を直交復調して当該アナログ帰還信号の同相成分及び直交成分を生成する直交復調器とを備えている。この電力増幅回路では、アナログ加算器、直交変調器、電力増幅器、フィードバック経路及び直交復調器がループ回路を構成する。アナログ帰還信号は電力増幅器で発生した歪み成分を含むので、アナログ加算器において当該アナログ帰還信号の同相成分及び直交成分が入力ベースバンド信号の同相成分及び直交成分にそれぞれ加算されることで、電力増幅器の非線形特性を補償することができる。このようなカルテシアン・フィードバック・ループを有する電力増幅回路は、たとえば、特許文献１（国際公開第２０１４／１１２３８２号）に開示されている。 As one of distortion compensation techniques, a Cartesian feedback loop is known. A power amplifier circuit having a Cartesian feedback loop includes an analog adder that adds an in-phase component (I component) and a quadrature component (Q component) of an input baseband signal to an in-phase component and a quadrature component of an analog feedback signal, respectively. A quadrature modulator that quadrature modulates the output of the analog adder to generate a modulation signal, a power amplifier that amplifies the power of the modulation signal, and a part of the signal extracted from the output signal of the power amplifier in analog feedback A feedback path for negative feedback as a signal and a quadrature demodulator for quadrature demodulating the analog feedback signal to generate an in-phase component and a quadrature component of the analog feedback signal are provided. In this power amplifier circuit, an analog adder, a quadrature modulator, a power amplifier, a feedback path, and a quadrature demodulator constitute a loop circuit. Since the analog feedback signal includes a distortion component generated by the power amplifier, the analog adder adds the in-phase component and the quadrature component of the analog feedback signal to the in-phase component and the quadrature component of the input baseband signal, respectively. It is possible to compensate for the non-linear characteristics. A power amplifier circuit having such a Cartesian feedback loop is disclosed in, for example, Patent Document 1 (International Publication No. 2014/112382).

国際公開第２０１４／１１２３８２号（たとえば、段落０００５〜００２１，図１０及び図１２）International Publication No. 2014/112382 (for example, paragraphs 0005 to 0021, FIG. 10 and FIG. 12)

上記した従来のカルテシアン・フィードバック・ループの場合、ループ回路は、電力増幅器で発生する歪み成分を打ち消すように構成されており、高い歪み補償効果を得ることができる。しかしながら、その高い歪み補償効果は、周波数帯域が狭い場合に限られるという課題がある。すなわち、ループ回路における信号の遅延時間が、電力増幅器で生ずる群遅延などの要因により長くなると、周波数が高い領域において発振などの不安定な動作が起きてしまう。上記した従来のカルテシアン・フィードバック・ループでは、そのような不安定な動作を回避するため、電力増幅器の非線形特性を補償することができる周波数帯域（以下、「歪み補償帯域」ともいう。）を狭くせざるを得ないため、カルテシアン・フィードバック・ループを広帯域な信号に適用することが難しかった。 In the case of the conventional Cartesian feedback loop described above, the loop circuit is configured to cancel the distortion component generated in the power amplifier, and a high distortion compensation effect can be obtained. However, there is a problem that the high distortion compensation effect is limited to a case where the frequency band is narrow. That is, if the signal delay time in the loop circuit becomes longer due to factors such as group delay generated in the power amplifier, unstable operation such as oscillation occurs in a high frequency region. In the conventional Cartesian feedback loop described above, in order to avoid such unstable operation, a frequency band (hereinafter also referred to as “distortion compensation band”) that can compensate for the nonlinear characteristic of the power amplifier. Since it has to be narrowed, it has been difficult to apply the Cartesian feedback loop to wideband signals.

上記に鑑みて本発明の目的は、高い歪み補償効果を確保しつつ歪み補償帯域を広帯域化することができる電力増幅回路及び無線送信装置を提供することである。 In view of the above, an object of the present invention is to provide a power amplifier circuit and a wireless transmission device capable of widening a distortion compensation band while ensuring a high distortion compensation effect.

本発明の一態様に係る電力増幅回路は、入力された送信信号の周波数帯域をＮ個の狭帯域（Ｎは２以上の整数）に分割して、前記Ｎ個の狭帯域をそれぞれ有するＮ個の帯域信号を生成する帯域分割部と、前記Ｎ個の帯域信号からフィードバック信号を減算してＮ個の歪み補償信号を生成するＮ個の歪み補償部と、前記Ｎ個の歪み補償信号を合成して合成信号を生成する合成部と、前記合成信号の電力を増幅する電力増幅部と、前記電力増幅部の出力信号の一部を分岐させる分岐部と、前記分岐部で分岐された当該一部の電力を減衰させて前記フィードバック信号を生成し、前記フィードバック信号を前記Ｎ個の歪み補償部に供給する減衰部とを備えることを特徴とする。 A power amplifier circuit according to an aspect of the present invention divides a frequency band of an input transmission signal into N narrow bands (N is an integer equal to or greater than 2), and has N pieces each having the N narrow bands. A band dividing unit that generates N band signals, N distortion compensation units that generate N distortion compensation signals by subtracting a feedback signal from the N band signals, and the N distortion compensation signals. A combining unit that generates a combined signal, a power amplifying unit that amplifies the power of the combined signal, a branching unit that branches a part of the output signal of the power amplifying unit, and the one branched by the branching unit An attenuating unit that attenuates the power of the unit to generate the feedback signal and supplies the feedback signal to the N distortion compensators.

本発明によれば、歪み補償部１個あたりの補償帯域幅が狭い場合であっても、電力増幅回路全体の補償帯域幅を広帯域化することができ、広帯域な信号に対して高い歪み補償効果を得ることができる。 According to the present invention, even when the compensation bandwidth per distortion compensation unit is narrow, the compensation bandwidth of the entire power amplifier circuit can be widened, and a high distortion compensation effect can be obtained for a wideband signal. Can be obtained.

本発明に係る実施の形態１の無線送信装置の概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows schematic structure of the radio | wireless transmission apparatus of Embodiment 1 which concerns on this invention. 実施の形態１の無線送信装置における歪み補償部の概略構成を示すブロック図である。3 is a block diagram illustrating a schematic configuration of a distortion compensation unit in the radio transmission apparatus according to Embodiment 1. FIG. 図３Ａ〜図３Ｃは、パワースペクトルの例を示す図である。3A to 3C are diagrams illustrating examples of power spectra. 実施の形態１における電力増幅部の出力信号のパワースペクトルの一例を示す図である。6 is a diagram showing an example of a power spectrum of an output signal of a power amplifying unit in Embodiment 1. FIG. 本発明に係る実施の形態２の無線送信装置の概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows schematic structure of the radio | wireless transmission apparatus of Embodiment 2 which concerns on this invention. 実施の形態２の無線送信装置における補助歪み補償部の概略構成を示すブロック図である。6 is a block diagram illustrating a schematic configuration of an auxiliary distortion compensation unit in the radio transmission apparatus according to Embodiment 2. FIG. 実施の形態２における電力増幅部の出力信号のパワースペクトルの一例を示す図である。6 is a diagram illustrating an example of a power spectrum of an output signal of a power amplifying unit according to Embodiment 2. FIG.

以下、図面を参照しつつ、本発明に係る種々の実施の形態について詳細に説明する。なお、図面全体において同一符号を付された構成要素は、同一構成及び同一機能を有するものとする。 Hereinafter, various embodiments according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In addition, the component to which the same code | symbol was attached | subjected in the whole drawing shall have the same structure and the same function.

実施の形態１．
図１は、本発明に係る実施の形態１の無線送信装置１の概略構成を示すブロック図である。この無線送信装置１は、図１に示されるように、同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）からなる送信信号（ベースバンド信号）ＢＳを出力する信号生成部１０と、この信号生成部１０から入力された送信信号ＢＳの周波数帯域をＮ個の狭帯域Δ_１〜Δ_Ｎ（Ｎは２以上の整数）に分割してこれら狭帯域Δ_１〜Δ_Ｎをそれぞれ有する帯域信号Ｘ_１〜Ｘ_Ｎを生成する帯域分割部１１と、これら帯域信号Ｘ_１〜Ｘ_Ｎに対してフィードバック信号ＦＳを用いた歪み補償処理を実行して歪み補償信号Ｙ_１〜Ｙ_Ｎを生成する歪み補償部１２_１〜１２_Ｎと、歪み補償信号Ｙ_１〜Ｙ_Ｎの電力を合成して合成信号ＣＳを生成する合成部１４と、合成信号ＣＳの電力を増幅する電力増幅部１５と、電力増幅部１５の出力信号の一部を分岐させる方向性結合器からなるカプラ１６と、カプラ１６で分岐された出力信号の一部の電力を減衰させてフィードバック信号ＦＳを生成する減衰部１７と、電力増幅部１５の出力信号に基づいて無線信号を送信するアンテナ部１９とを備えて構成されている。Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of radio transmitting apparatus 1 according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the wireless transmission device 1 includes a signal generation unit 10 that outputs a transmission signal (baseband signal) BS including an in-phase signal (I signal) and a quadrature signal (Q signal), and the signal. The frequency band of the transmission signal BS input from the generation unit 10 is divided into _N narrow bands Δ _{1 to} Δ _N (N is an integer equal to or greater than 2), and band signals X each having these narrow bands Δ _{1 to} Δ _N are obtained. _{1 to} X _N for generating a distortion compensation signal Y _{1 to} Y _N by performing a distortion compensation process using the feedback signal FS on the band signals X _{1 to} X _N Units 12 _{1 to} 12 _N, and power of distortion compensation signals Y _{1 to} Y _N are combined to generate combined signal CS, power amplifier 15 that amplifies the power of combined signal CS, and power amplifier For branching part of 15 output signals A radio signal based on the output signal of the power amplifier 15, the coupler 16 composed of a sex coupler, an attenuator 17 that attenuates the power of a part of the output signal branched by the coupler 16 and generates the feedback signal FS; And an antenna unit 19 for transmission.

本実施の形態の電力増幅回路は、帯域分割部１１、歪み補償部１２_１〜１２_Ｎ，１２_ｎ、合成部１４、電力増幅部１５、カプラ１６及び減衰部１７によって構成される。電力増幅部１５及び減衰部１７は、たとえば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）またはバイポーラトランジスタで構成可能である。カプラ１６は、たとえば、公知の方向性結合器で構成可能である。また、信号生成部１０、帯域分割部１１、歪み補償部１２_１〜１２_Ｎ及び合成部１４は、たとえば、ＦＰＧＡ（ＦｉｅｌｄＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）またはＡＳＩＣ（ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎＳｐｅｃｉｆｉｃＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）などの半導体集積回路で構成されていればよい。The power amplifying circuit according to the present embodiment includes a band dividing unit 11, distortion compensating units 12 _{1 to} 12 _N and 12 _n , a combining unit 14, a power amplifying unit 15, a coupler 16, and an attenuating unit 17. The power amplifying unit 15 and the attenuating unit 17 can be configured by, for example, a field effect transistor (FET) or a bipolar transistor. The coupler 16 can be composed of, for example, a known directional coupler. The signal generation unit 10, the band division unit 11, the distortion compensation units 12 _{1 to} 12 _N, and the synthesis unit 14 are configured by a semiconductor integrated circuit such as an FPGA (Field Programmable Gate Array) or an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), for example. It only has to be done.

図２は、歪み補償部１２_１〜１２_Ｎのうちｎ番目の歪み補償部１２_ｎの概略構成を示すブロック図である。ここで、番号ｎは、１〜Ｎのうちの任意の整数である。図２に示されるように、歪み補償部１２_ｎは、減算部２１_ｎ、帯域制限部２２_ｎ、直交変調部２３_ｎ及び直交復調部２４_ｎを有している。FIG. 2 is a block diagram showing a schematic configuration of the n-th distortion compensation unit 12 _n among the distortion compensation units 12 _{1 to} 12 _N. Here, the number n is an arbitrary integer from 1 to N. As shown in FIG. 2, the distortion compensation unit 12 _n includes a subtraction unit 21 _n , a band limiting unit 22 _n , an orthogonal modulation unit 23 _n, and an orthogonal demodulation unit 24 _n .

直交復調部２４_ｎは、減衰部１７から入力された無線周波数（ＲＦ）帯域のフィードバック信号ＦＳを入力とし、このフィードバック信号ＦＳに対し、局部発振源（図示せず。）から供給された局部発振信号を用いた直交復調を実行してＩ信号及びＱ信号からなる復調信号ＤＳを生成する。減算部２１_ｎは、帯域分割部１１から入力された帯域信号Ｘ_ｎから復調信号ＤＳを減算することにより、帯域信号Ｘ_ｎと復調信号ＤＳとの差を示す差信号を生成し、この差信号を帯域制限部２２_ｎに供給する。The quadrature demodulator 24 _n receives the feedback signal FS in the radio frequency (RF) band input from the attenuator 17, and the local oscillation supplied from a local oscillation source (not shown) to the feedback signal FS. Orthogonal demodulation using the signal is executed to generate a demodulated signal DS composed of an I signal and a Q signal. The subtracting unit 21 _n generates a difference signal indicating a difference between the band signal X _n and the demodulated signal DS by subtracting the demodulated signal DS from the band signal X _n input from the band dividing unit 11. Is supplied to the band limiting unit 22 _n .

帯域制限部２２_ｎは、減算部２１_ｎから入力された差信号の周波数帯域を所定の周波数帯域に制限する帯域制限フィルタである。直交変調部２３_ｎは、帯域制限部２２_ｎの出力信号に対し、局部発振源（図示せず。）から供給された局部発振信号を用いた直交変調を実行してＲＦ帯域の歪み補償信号Ｙ_ｎを生成し、この歪み補償信号Ｙ_ｎを合成部１４に供給する。The band limiting unit 22 _n is a band limiting filter that limits the frequency band of the difference signal input from the subtracting unit 21 _n to a predetermined frequency band. The quadrature modulation unit 23 _n performs quadrature modulation using a local oscillation signal supplied from a local oscillation source (not shown) on the output signal of the band limiting unit 22 _n to perform distortion compensation signal Y in the RF band. _n is generated, and this distortion compensation signal Y _n is supplied to the synthesis unit 14.

次に、上記無線送信装置１の構成例について説明する。以下の構成例では、歪み補償部１２_１〜１２_Ｎの個数Ｎが２個であり、歪み補償部１２_１，１２_２の各々の歪み補償帯域幅は、帯域制限部２２_１，２２_２により、３ＢＷ（単位：Ｈｚ）に制限されているものとする。また、送信信号ＢＳは、図３Ａのパワースペクトルに示されるように、−ＢＷ（Ｈｚ）から＋ＢＷ（Ｈｚ）までの周波数成分を有する複素ベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号からなるベースバンド信号）であるものとする。送信信号ＢＳの帯域幅（以下「信号帯域幅」という。）は、２ＢＷである。Next, a configuration example of the wireless transmission device 1 will be described. In the following configuration example, the number N of the distortion compensation units 12 _{1 to} 12 _N is two, and the distortion compensation bandwidth of each of the distortion compensation units 12 ₁ and 12 ₂ is determined by the band limiting units 22 ₁ and 22 ₂ . It is assumed that it is limited to 3 BW (unit: Hz). Further, as shown in the power spectrum of FIG. 3A, the transmission signal BS is a complex baseband signal (baseband signal composed of an I signal and a Q signal) having a frequency component from −BW (Hz) to + BW (Hz). Suppose that The bandwidth of the transmission signal BS (hereinafter referred to as “signal bandwidth”) is 2 BW.

このとき、帯域分割部１１は、送信信号ＢＳから−ＢＷ（Ｈｚ）から０Ｈｚまでの帯域の信号成分を抽出し、当該抽出された信号成分を、図３Ｂのパワースペクトルに示されるようにＢＷ／２（Ｈｚ）から３ＢＷ／２（Ｈｚ）までの狭帯域Δ_１を有する複素ベースバンド信号である帯域信号Ｘ_１に周波数変換する。同時に、帯域分割部１１は、送信信号ＢＳから０Ｈｚから＋ＢＷ（Ｈｚ）までの信号成分を抽出し、当該抽出された信号成分を、図３Ｃのパワースペクトルに示されるように、−３ＢＷ／２（Ｈｚ）から−ＢＷ／２（Ｈｚ）までの狭帯域Δ_２を有する複素ベースバンド信号である帯域信号Ｘ_２に周波数変換する。At this time, the band dividing unit 11 extracts a signal component of a band from −BW (Hz) to 0 Hz from the transmission signal BS, and the extracted signal component is BW / B as shown in the power spectrum of FIG. 3B. Frequency conversion is performed to a band signal X ₁ which is a complex baseband signal having a narrow band Δ ₁ from 2 (Hz) to 3 BW / 2 (Hz). At the same time, the band dividing unit 11 extracts a signal component from 0 Hz to + BW (Hz) from the transmission signal BS, and the extracted signal component is −3 BW / 2 ( Hz) to −BW / 2 (Hz), the frequency is converted into a band signal X ₂ which is a complex baseband signal having a narrow band Δ ₂ .

歪み補償部１２_１では、減算部２１_１が、帯域信号Ｘ_１から復調信号ＤＳを減算することで、電力増幅部１５で発生した歪み成分が抑制された差信号を生成する。直交変調部２３_１は、減算部２１_１から帯域制限部２２_１を介して入力された差信号を、中心周波数Ｆ_１（単位：Ｈｚ）を有する歪み補償信号Ｙ_１に周波数変換する。この歪み補償信号Ｙ_１は、合成部１４に供給される。The distortion compensator 12 _1, the subtraction unit 21 ₁ subtracts the demodulated signal DS from the band signal X _1, and generates a difference signal distortion component generated by the power amplifier 15 is suppressed. The orthogonal modulation unit 23 ₁ converts the frequency of the difference signal input from the subtraction unit 21 ₁ through the band limiting unit 22 ₁ into a distortion compensation signal Y ₁ having a center frequency F ₁ (unit: Hz). This distortion compensation signal Y ₁ is supplied to the synthesis unit 14.

一方、歪み補償部１２_２では、減算部２１_２が、帯域信号Ｘ_２から復調信号ＤＳを減算することで、電力増幅部１５で発生した歪み成分が抑制された差信号を生成する。直交変調部２３_２は、減算部２１_２から帯域制限部２２_２を介して入力された差信号を、中心周波数Ｆ_２（単位：Ｈｚ）を有する歪み補償信号Ｙ_２に周波数変換する。この歪み補償信号Ｙ_２は、合成部１４に供給される。On the other hand, the distortion compensator 12 _2, subtraction unit 21 ₂ is, by subtracting the demodulated signal DS from the band signals X _2, and generates a difference signal distortion component generated by the power amplifier 15 is suppressed. Quadrature modulation unit 23 _2, the difference signal inputted from the subtraction unit 21 ₂ via a band-limiting unit 22 _2, the center frequency _{F 2} (Unit: Hz) is frequency-converted to the distortion compensating signal _{Y 2} having a. This distortion compensation signal Y ₂ are supplied to the combining unit 14.

合成部１４は、歪み補償部１２_１，１２_２から入力された歪み補償信号Ｙ_１，Ｙ_２の電力を合成して合成信号ＣＳを生成する。電力増幅部１５は、合成信号ＣＳの電力を増幅する。今、電力増幅部１５の出力信号のうち中心周波数Ｆ_１を中心とした±３ＢＷ／２（Ｈｚ）の周波数範囲内（すなわち、Ｆ_１−３ＢＷ／２〜Ｆ_１＋３ＢＷ／２の周波数範囲内）の信号成分をＺ_１とし、電力増幅部１５の増幅率をｇとし、減衰部１７の減衰率をβとし、電力増幅部１５で発生した歪み成分のうち、中心周波数Ｆ_１を中心とした±３ＢＷ／２（Ｈｚ）の周波数範囲に対応する歪み成分をＮ_１とし、直交変調部２３_１及び直交復調部２４_１の増幅率をそれぞれ１であると仮定する。このとき、信号成分Ｚ_１は、次式（１）で表現される。
Ｚ_１＝｛ｇ／（１＋ｇβ）｝・Ｘ_１＋｛１／（１＋ｇβ）｝・Ｎ_１（１）The synthesizer 14 synthesizes the power of the distortion compensation signals Y ₁ and Y ₂ input from the distortion compensators 12 ₁ and 12 ₂ to generate a synthesized signal CS. The power amplifier 15 amplifies the power of the combined signal CS. Now, within the frequency range of ± 3 BW / 2 (Hz) centered on the center frequency F ₁ in the output signal of the power amplifier 15 (that is, within the frequency range of F ₁ -3BW / 2 to F ₁ + 3BW / 2). ± a signal component and Z _1, the amplification factor of the power amplifier 15 and g, the attenuation factor of the attenuation section 17 and beta, among the distortion components generated by the power amplifier 15, centered on the center frequencies F ₁ It is assumed that a distortion component corresponding to a frequency range of 3 BW / 2 (Hz) is N ₁ and that the amplification factors of the orthogonal modulation unit 23 ₁ and the orthogonal demodulation unit 24 ₁ are 1, respectively. At this time, the signal component _{Z 1} is expressed by the following equation (1).
Z ₁ = {g / (1 + gβ)} · X ₁ + {1 / (1 + gβ)} · N ₁ (1)

増幅率ｇと減衰率βとの積（＝ｇβ）が１よりも大きい場合、信号成分Ｚ_１は、近似的に次式（２）で表現され得る。
Ｚ_１＝｛１／β｝・Ｘ_１＋｛１／（ｇβ）｝・Ｎ_１（２）When the product (= gβ) of the amplification factor g and the attenuation factor β is larger than 1, the signal component Z ₁ can be approximately expressed by the following equation (2).
Z ₁ = {1 / β} · X ₁ + {1 / (gβ)} · N ₁ (2)

式（２）によれば、電力増幅部１５で発生する歪み成分Ｎ_１は、増幅率ｇと減衰率βとの積に応じて小さくなることが分かる。この場合、歪み成分Ｎ_１が小さくなる周波数範囲は、帯域制限部２２_１により制限された帯域幅３ＢＷ（Ｈｚ）に相当する範囲であるため、中心周波数Ｆ_１を中心とする±３ＢＷ／２（Ｈｚ）の周波数範囲における歪み成分Ｎ_１が抑圧される。According to the equation (2), it can be seen that the distortion component N ₁ generated in the power amplifier 15 becomes smaller according to the product of the amplification factor g and the attenuation factor β. In this case, since the frequency range in which the distortion component N ₁ is small is a range corresponding to the bandwidth 3 BW (Hz) limited by the band limiting unit 22 _1, ± 3 BW / 2 (centering on the center frequency F ₁ ) distortion component _{N 1} is suppressed in the frequency range of Hz).

一方、電力増幅部１５の出力信号のうち中心周波数Ｆ_２を中心とした±３ＢＷ／２（Ｈｚ）の周波数範囲内（すなわち、Ｆ_２−３ＢＷ／２〜Ｆ_２＋３ＢＷ／２の周波数範囲内）の信号成分をＺ_２とし、電力増幅部１５の増幅率をｇとし、減衰部１７の減衰率をβとし、電力増幅部１５で発生した歪み成分のうち、中心周波数Ｆ_２を中心とした±３ＢＷ／２（Ｈｚ）の周波数範囲に対応する歪み成分をＮ_２とし、直交変調部２３_１及び直交復調部２４_１の増幅率をそれぞれ１であると仮定する。中心周波数Ｆ_２は、次式（３）に示すように設定されるものとする。
Ｆ_２＝Ｆ_１＋３ＢＷ（３）On the other hand, within the frequency range of ± ₃ BW / 2 (Hz) centered on the center frequency F ₂ in the output signal of the power amplifier 15 (that is, within the frequency range of F ₂ -3BW / _{2 to} F ₂ + 3BW / ₂ ). ± a signal component and Z _2, the amplification factor of the power amplifier 15 and g, the attenuation factor of the attenuation section 17 and beta, among the distortion components generated by the power amplifier 15, centered on the central frequency F ₂ 3BW / 2 the distortion component corresponding to a frequency range (Hz) and _{N 2,} it is assumed the amplification factor of the quadrature modulation unit 23 ₁ and the quadrature demodulator 24 ₁ and each 1. Center frequency F ₂ shall be set as shown in the following equation (3).
F ₂ = F ₁ + 3BW (3)

このとき、信号成分Ｚ_２は、次式（４）で表現される。
Ｚ_２＝｛ｇ／（１＋ｇβ）｝・Ｘ_２＋｛１／（１＋ｇβ）｝・Ｎ_２（４）At this time, the signal component _{Z 2} is expressed by the following equation (4).
Z ₂ = {g / (1 + gβ)} · X ₂ + {1 / (1 + gβ)} · N ₂ (4)

増幅率ｇと減衰率βとの積（＝ｇβ）が１よりも大きい場合、信号成分Ｚ_２は、近似的に次式（５）で表現され得る。
Ｚ_２＝｛１／β｝・Ｘ_２＋｛１／（ｇβ）｝・Ｎ_２（５）When the product (= gβ) of the amplification factor g and the attenuation factor β is larger than 1, the signal component Z ₂ can be approximately expressed by the following equation (5).
Z ₂ = {1 / β} · X ₂ + {1 / (gβ)} · N ₂ (5)

式（５）によれば、電力増幅部１５で発生する歪み成分Ｎ_２は、増幅率ｇと減衰率βとの積に応じて小さくなることが分かる。この場合、歪み成分Ｎ_２が小さくなる周波数範囲は、帯域制限部２２_２により制限された帯域幅３ＢＷ（Ｈｚ）に相当する範囲であるため、中心周波数Ｆ_２を中心とする±３ＢＷ／２（Ｈｚ）の周波数範囲における歪み成分Ｎ_２が抑圧される。According to Expression (5), it can be seen that the distortion component N ₂ generated in the power amplifying unit 15 decreases according to the product of the amplification factor g and the attenuation factor β. In this case, the frequency range distortion component _{N 2} becomes small, since a range corresponding to the limited bandwidth by the band limiting unit _{22 2 3BW (Hz), ±} 3BW / 2 around the center frequency _{F 2} ( Hz), the distortion component N ₂ in the frequency range is suppressed.

電力増幅部１５の出力信号は、信号成分Ｚ_１，Ｚ_２の合成により得られる信号と等価である。よって、図４のパワースペクトルに示されるように、歪み補償部１２_１，１２_２により歪み成分Ｎ_１，Ｎ_２が抑圧された信号の周波数範囲ΔＦ_０は、中心周波数Ｆ_１を中心とする±３ＢＷ／２（Ｈｚ）の周波数範囲ΔＦ_１と、中心周波数Ｆ_２を中心とする±３ＢＷ／２（Ｈｚ）の周波数範囲ΔＦ_２とで構成される範囲である。すなわち、周波数範囲ΔＦ_０は、Ｆ_１−３ＢＷ／２（Ｈｚ）からＦ_２＋３ＢＷ／２（Ｈｚ）までの範囲となる。したがって、本実施の形態は、信号帯域幅２ＢＷ（Ｈｚ）に対して３倍の帯域幅６ＢＷ（Ｈｚ）の歪みを補償することが可能である。The output signal of the power amplifying unit 15 is equivalent to a signal obtained by combining the signal components Z ₁ and Z ₂ . Therefore, as shown in the power spectrum of FIG. 4, the frequency range ΔF ₀ of the signal in which the distortion components N ₁ and N ₂ are suppressed by the distortion compensators 12 ₁ and 12 ₂ is ±± centered on the center frequency F _1. This is a range composed of a frequency range ΔF _{1 of 3} BW / 2 (Hz) and a frequency range ΔF _{2 of} ± 3 BW / 2 (Hz) with the center frequency F ₂ as the center. That is, the frequency range ΔF ₀ is a range from F ₁ −3 BW / 2 (Hz) to F ₂ +3 BW / 2 (Hz). Therefore, this embodiment can compensate for distortion of the bandwidth 6 BW (Hz), which is three times the signal bandwidth 2 BW (Hz).

以上に説明したように実施の形態１の電力増幅回路は、送信信号ＢＳからＮ個の帯域信号Ｘ_１〜Ｘ_Ｎを並列に生成する帯域分割部１１と、これら帯域信号Ｘ_１〜Ｘ_Ｎに対してフィードバック信号ＦＳを用いた歪み補償処理を実行して歪み補償信号Ｙ_１〜Ｙ_Ｎを生成する歪み補償部１２_１〜１２_Ｎと、歪み補償信号Ｙ_１〜Ｙ_Ｎの電力を合成して合成信号ＣＳを生成する合成部１４と、合成信号ＣＳの電力を増幅する電力増幅部１５とを備えているので、歪み補償部１２_ｎ１個あたりの補償帯域幅が狭くても、電力増幅回路全体の補償帯域幅を広帯域化することが可能である。したがって、従来技術と比べると、本実施の形態は、広帯域な信号に対しても十分な歪み補償効果を得ることが可能となる。As described above, the power amplifier circuit according to the first embodiment includes the band dividing unit 11 that generates _N band signals X _{1 to} X _N in parallel from the transmission signal BS, and the band signals X _{1 to} X _N. by combining the distortion compensator ₁₂ 1 to 12 _N to produce a distortion compensation signal _Y 1 to Y _N running distortion compensation processing using the feedback signal FS for the power of the distortion compensating signal _Y 1 to Y _N Since the synthesis unit 14 that generates the synthesis signal CS and the power amplification unit 15 that amplifies the power of the synthesis signal CS are provided, even if the compensation bandwidth per distortion compensation unit 12 _n is narrow, the power amplification circuit It is possible to widen the entire compensation bandwidth. Therefore, compared with the prior art, this embodiment can obtain a sufficient distortion compensation effect even for a wideband signal.

実施の形態２．
次に、本発明に係る実施の形態２について説明する。図５は、本発明に係る実施の形態２の無線送信装置１Ａの概略構成を示すブロック図である。この無線送信装置１Ａは、上記実施の形態１の無線送信装置１と同様に、信号生成部１０、帯域分割部１１、歪み補償部１２_１〜１２_Ｎ、電力増幅部１５、カプラ１６、減衰部１７及びアンテナ部１９を備えている。本実施の形態の無線送信装置１Ａは、直流成分のみを有する入力信号ｋ_１，ｋ_２に対してフィードバック信号ＦＳを用いた歪み補償処理を実行して補助歪み補償信号Ｓ_１，Ｓ_２を生成する補助歪み補償部１３_１，１３_２と、補助歪み補償信号Ｓ_１，Ｓ_２及び歪み補償信号Ｙ_１〜Ｙ_Ｎの電力を合成して合成信号ＣＳを生成する合成部１４Ａとを備えて構成されている。Embodiment 2. FIG.
Next, a second embodiment according to the present invention will be described. FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of radio transmitting apparatus 1A according to the second embodiment of the present invention. As with the wireless transmission device 1 of the first embodiment, the wireless transmission device 1A includes a signal generation unit 10, a band division unit 11, distortion compensation units 12 _{1 to} 12 _N , a power amplification unit 15, a coupler 16, and an attenuation unit. 17 and the antenna part 19 are provided. Radio transmitting apparatus 1A according to the present embodiment generates distortion compensation signals S ₁ and S ₂ by executing distortion compensation processing using feedback signal FS on input signals k ₁ and k ₂ having only a DC component. an auxiliary distortion compensator ₁₃ 1, 13 _2, constituting a synthesizing unit 14A of the power of the auxiliary distortion compensation signal _S 1, _{S 2} and distortion compensation signal _Y 1 to Y _N are synthesized to generate a synthesized signal CS Has been.

本実施の形態の電力増幅回路は、帯域分割部１１、歪み補償部１２_１〜１２_Ｎ，１２_ｎ、補助歪み補償部１３_１，１３_２、合成部１４Ａ、電力増幅部１５、カプラ１６及び減衰部１７によって構成される。信号生成部１０、帯域分割部１１、補助歪み補償部１３_１，１３_２、歪み補償部１２_１〜１２_Ｎ及び合成部１４Ａは、たとえば、ＦＰＧＡまたはＡＳＩＣなどの半導体集積回路で構成されていればよい。The power amplifier circuit according to the present embodiment includes a band division unit 11, distortion compensation units 12 _{1 to} 12 _N , 12 _n , auxiliary distortion compensation units 13 ₁ and 13 ₂ , a synthesis unit 14A, a power amplification unit 15, a coupler 16, and an attenuation. It is comprised by the part 17. If the signal generation unit 10, the band division unit 11, the auxiliary distortion compensation units 13 ₁ and 13 ₂ , the distortion compensation units 12 _{1 to} 12 _N, and the synthesis unit 14A are configured by a semiconductor integrated circuit such as an FPGA or an ASIC, for example. Good.

図６は、補助歪み補償部１３_１，１３_２のうちｍ番目の補助歪み補償部１３_ｍの概略構成を示すブロック図である。ここで、番号ｍは、１，２のうちのいずれか一方である。図６に示されるように、補助歪み補償部１３_ｍは、減算部３１_ｍ、帯域制限部３２_ｍ、直交変調部３３_ｍ及び直交復調部３４_ｍを有している。Figure 6 is a block diagram showing a schematic configuration of a m-th auxiliary distortion compensator 13 _m of the auxiliary distortion compensator ₁₃ 1, 13 _2. Here, the number m is one of 1 and 2. As illustrated in FIG. 6, the auxiliary distortion compensation unit 13 _m includes a subtraction unit 31 _m , a band limiting unit 32 _m , a quadrature modulation unit 33 _m, and a quadrature demodulation unit 34 _m .

この補助歪み補償部１３_ｍは、帯域信号Ｘ_ｎに代えて、直流成分のみを有する入力信号ｋ_ｍが入力される点を除いて、上記した実施の形態１の歪み補償部１２_ｎと同じ構成を有する。すなわち、直交復調部３４_１は、減衰部１７から入力されたフィードバック信号ＦＳに対し、局部発振源（図示せず。）から供給された局部発振信号を用いた直交復調を実行してＩ信号及びＱ信号からなる復調信号ＤＳを生成する。減算部３１_ｍは、直流成分のみを有する入力信号ｋ_ｍから復調信号ＤＳを減算することにより、入力信号ｋ_ｍと復調信号ＤＳとの差を示す差信号を生成し、この差信号を帯域制限部３２_ｍに供給する。帯域制限部３２_ｍは、減算部３１_ｍから入力された差信号の周波数帯域を所定の周波数帯域に制限する帯域制限フィルタである。The auxiliary distortion compensator 13 _m, instead of the band signals X _n, except that the input signal k _m having only a DC component is input, the same configuration as the distortion compensator 12 _n of the first embodiment described above Have That is, the quadrature demodulator _341, compared feedback signal FS inputted from the damping unit 17, the local oscillator source (not shown.) I signal and performs quadrature demodulation using the local oscillation signal supplied from the A demodulated signal DS composed of the Q signal is generated. Subtraction unit 31 _m, by subtracting the demodulated signal DS from the input signal k _m having only a DC component, and generates a difference signal indicating a difference between the input signal k _m and the demodulation signal DS, band limiting the difference signal parts and supplies to 32 _m. The band limiting unit 32 _m is a band limiting filter that limits the frequency band of the difference signal input from the subtracting unit 31 _m to a predetermined frequency band.

直交変調部３３_ｍは、帯域制限部３２_ｍの出力信号に対し、局部発振源（図示せず。）から供給された局部発振信号を用いた直交変調を実行してＲＦ帯域の補助歪み補償信号Ｙ_ｍを生成し、この補助歪み補償信号Ｙ_ｍを合成部１４Ａに供給することとなる。ここで、一方の補助歪み補償部１３_１の直交変調部３３_１は、減算部３１_１から帯域制限部３２_１を介して入力された差信号を、中心周波数Ｆ_３（単位：Ｈｚ）を有する補助歪み補償信号Ｓ_１に周波数変換することができる。他方の補助歪み補償部１３_２の直交変調部３３_２は、減算部３１_２から帯域制限部３２_２を介して入力された差信号を、中心周波数Ｆ_４（単位：Ｈｚ）を有する補助歪み補償信号Ｓ_２に周波数変換することができる。The quadrature modulation unit 33 _m performs quadrature modulation using a local oscillation signal supplied from a local oscillation source (not shown) on the output signal of the band limiting unit 32 _m to perform an auxiliary distortion compensation signal in the RF band. Y _m is generated, and this auxiliary distortion compensation signal Y _m is supplied to the synthesizer 14A. Here, the quadrature modulation unit 33 ₁ of _one auxiliary distortion compensation unit 131 has a center frequency F ₃ (unit: Hz) as a difference signal input from the subtraction unit 31 ₁ via the band limiting unit 32 _1. It may be frequency-transformed in the auxiliary distortion compensation signal S _1. Quadrature modulation unit 33 ₂ of the other auxiliary distortion compensator 13 _2, a difference signal that is input from the subtraction unit ₃₁₂ via a band-limiting unit 32 _2, the center frequency _{F 4} (Unit: Hz) auxiliary distortion compensation with it can be frequency-converted into a signal S _2.

上記した実施の形態１の構成例（歪み補償部１２_１，１２_２が２個のみ）と同様の構成例が採用される場合を考える。中心周波数Ｆ_３，Ｆ_４は、次式（６），（７）に示すように設定されるものとする。
Ｆ_３＝Ｆ_１−３ＢＷ（６）
Ｆ_４＝Ｆ_２＋３ＢＷ（７）Consider a case where a configuration example similar to the configuration example of the above-described first embodiment (only _two distortion compensation units 12 ₁ and 12 ₂ ) is employed. The center frequencies F ₃ and F ₄ are set as shown in the following equations (6) and (7).
F ₃ = F ₁ -3BW (6)
F ₄ = F ₂ + 3BW (7)

上式（２），（４）において、仮に、帯域信号Ｘ_１，Ｘ_２が零信号である場合でも、上式（２），（４）の右辺第２項の存在により、歪み成分Ｎ_１，Ｎ_２が抑圧されることが分かる。本実施の形態では、一方の補助歪み補償部１３_１は、Ｆ_３−３ＢＷ／２（Ｈｚ）からＦ_３＋３ＢＷ／２（Ｈｚ）までの周波数範囲ΔＦ_３の歪み成分を抑圧することができる。他方の補助歪み補償部１３_２も、Ｆ_４−３ＢＷ／２（Ｈｚ）からＦ_４＋３ＢＷ／２（Ｈｚ）までの周波数範囲ΔＦ_４の歪み成分を抑圧することが可能である。In the above equations (2) and (4), even if the band signals X ₁ and X ₂ are zero signals, the distortion component N ₁ due to the presence of the second term on the right side of the above equations (2) and (4). , N ₂ is suppressed. In this embodiment, one of the auxiliary distortion compensator 13 ₁ _can be suppressed distortion component in the frequency range [Delta] F ₃ from F 3 -3BW / 2 (Hz) to _{F 3 + 3BW / 2 (Hz} ). Other auxiliary distortion compensator 13 ₂ _also, it is possible to suppress the distortion component in the frequency range [Delta] F ₄ from F 4 -3BW / 2 (Hz) to _{F 4 + 3BW / 2 (Hz} ).

したがって、本実施の形態の場合、図７のパワースペクトルに示されるように、歪み補償部１２_１，１２_２及び補助歪み補償部１３_１，１３_２により歪み成分が抑圧される周波数範囲ΔＦ_０は、中心周波数Ｆ_１を中心とする±３ＢＷ／２（Ｈｚ）の周波数範囲ΔＦ_１と、中心周波数Ｆ_２を中心とする±３ＢＷ／２（Ｈｚ）の周波数範囲ΔＦ_２と、中心周波数Ｆ_３を中心とする±３ＢＷ／２（Ｈｚ）の周波数範囲ΔＦ_３と、中心周波数Ｆ_４を中心とする±３ＢＷ／２（Ｈｚ）の周波数範囲ΔＦ_４とで構成される範囲である。すなわち、周波数範囲ΔＦ_０は、Ｆ_３−３ＢＷ／２（Ｈｚ）からＦ_４＋３ＢＷ／２（Ｈｚ）までの範囲となる。したがって、本実施の形態は、信号帯域幅２ＢＷ（Ｈｚ）に対して６倍の帯域幅１２ＢＷ（Ｈｚ）の歪みを補償することが可能である。Therefore, in the case of the present embodiment, as shown in the power spectrum of FIG. 7, the frequency range ΔF ₀ in which the distortion components are suppressed by the distortion compensators 12 ₁ and 12 ₂ and the auxiliary distortion compensators 13 ₁ and 13 ₂ is A frequency range ΔF _{1 of} ± 3 BW / 2 (Hz) centered on the center frequency F ₁ , a frequency range ΔF ₂ of ± 3 BW / 2 (Hz) centered on the center frequency F _2, and a center frequency F ₃ This is a range constituted by a frequency range ΔF _{3 of} ± 3 BW / 2 (Hz) centered and a frequency range ΔF _{4 of} ± 3 BW / 2 (Hz) centered on the center frequency F ₄ . That is, the frequency range ΔF ₀ is a range from F ₃ −3 BW / 2 (Hz) to F ₄ +3 BW / 2 (Hz). Therefore, this embodiment can compensate for distortion of the bandwidth 12 BW (Hz), which is six times the signal bandwidth 2 BW (Hz).

以上に説明したように実施の形態２の電力増幅回路は、上記実施の形態１の電力増幅回路と同様に、歪み補償部１２_ｎ１個あたりの補償帯域幅が狭くても、電力増幅回路全体の補償帯域幅を広帯域化することが可能である。本実施の形態の電力増幅回路は、更に補助歪み補償部１３_１，１３_２を備えるため、実施の形態１の場合と比べると、更に電力増幅回路全体の補償帯域幅を広帯域化することができる。As described above, the power amplifying circuit according to the second embodiment is similar to the power amplifying circuit according to the first embodiment, even if the compensation bandwidth per distortion compensation unit 12 _n is narrow. It is possible to widen the compensation bandwidth. Since the power amplifier circuit of the present embodiment further includes auxiliary distortion compensators 13 ₁ and 13 _{2, it} is possible to further widen the compensation bandwidth of the entire power amplifier circuit compared to the case of the first embodiment. .

以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これら実施の形態は本発明の例示であり、これら実施の形態以外の様々な形態を採用することもできる。なお、本発明の範囲内において、上記実施の形態１，２の自由な組み合わせ、各実施の形態の任意の構成要素の変形、または各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。 Although various embodiments according to the present invention have been described above with reference to the drawings, these embodiments are examples of the present invention, and various forms other than these embodiments can be adopted. Within the scope of the present invention, the above-described first and second embodiments can be freely combined, any component of each embodiment can be modified, or any component of each embodiment can be omitted.

本発明に係る電力増幅回路は、高い歪み補償効果を確保しつつ歪み補償帯域を広帯域化することができることから、電力増幅器を使用する無線通信技術において好適に使用され得る。 Since the power amplifier circuit according to the present invention can widen the distortion compensation band while ensuring a high distortion compensation effect, it can be suitably used in a radio communication technology using a power amplifier.

１，１Ａ無線送信装置、１０信号生成部、１１帯域分割部、１２_１〜１２_Ｎ，１２_ｎ歪み補償部、１３_１，１３_２，１３_ｍ補助歪み補償部、１４，１４Ａ合成部、１５電力増幅部、１６カプラ、１９アンテナ部、２１_ｎ減算部、２２_ｎ帯域制限部、２３_ｎ直交変調部、２４_ｎ直交復調部、３１_ｍ減算部、３２_ｍ帯域制限部、３３_ｍ直交変調部、３４_ｍ直交復調部。1, 1A wireless transmission device, 10 signal generation unit, 11 band division unit, 12 _{1 to} 12 _N , 12 _n distortion compensation unit, 13 ₁ , 13 ₂ , 13 _m auxiliary distortion compensation unit, 14, 14A synthesis unit, 15 power Amplifying unit, 16 coupler, 19 antenna unit, 21 _n subtracting unit, 22 _n band limiting unit, 23 _n orthogonal modulating unit, 24 _n orthogonal demodulating unit, 31 _m subtracting unit, 32 _m band limiting unit, 33 _m orthogonal modulating unit, 34 _m orthogonal demodulator.

本発明の一態様に係る電力増幅回路は、入力された送信信号の周波数帯域をＮ個の狭帯域（Ｎは２以上の整数）に分割して、前記Ｎ個の狭帯域をそれぞれ有するＮ個の帯域信号を生成する帯域分割部と、前記Ｎ個の帯域信号からフィードバック信号を減算してＮ個の歪み補償信号を生成するＮ個の歪み補償部と、直流成分のみを有する入力信号から前記フィードバック信号を減算して補助歪み補償信号を生成する補助歪み補償部と、前記Ｎ個の歪み補償信号と前記補助歪み補償信号とを合成して合成信号を生成する合成部と、前記合成信号の電力を増幅する電力増幅部と、前記電力増幅部の出力信号の一部を分岐させる分岐部と、前記分岐部で分岐された当該一部の電力を減衰させて前記フィードバック信号を生成し、前記フィードバック信号を前記Ｎ個の歪み補償部に供給する減衰部とを備えることを特徴とする。 A power amplifier circuit according to an aspect of the present invention divides a frequency band of an input transmission signal into N narrow bands (N is an integer equal to or greater than 2), and has N pieces each having the N narrow bands. A band dividing unit for generating a plurality of band signals, N distortion compensating units for generating N distortion compensation signals by subtracting a feedback signal from the N band signals, and an input signal having only a DC component An auxiliary distortion compensation unit that generates an auxiliary distortion compensation signal by subtracting a feedback signal; a synthesis unit that combines the N distortion compensation signals and the auxiliary distortion compensation signal to generate a synthesis signal; and A power amplifying unit for amplifying power; a branching unit for branching a part of the output signal of the power amplifying unit; and generating the feedback signal by attenuating the part of the power branched by the branching unit, Feedback The characterized in that it comprises a damping unit for supplying to said N distortion compensator.

Claims

A band dividing unit that divides a frequency band of an input transmission signal into N narrow bands (N is an integer of 2 or more), and generates N band signals each having the N narrow bands;
N distortion compensators for subtracting feedback signals from the N band signals to generate N distortion compensation signals;
A combining unit that combines the N distortion compensation signals to generate a combined signal;
A power amplifier for amplifying the power of the combined signal;
A branching unit for branching a part of the output signal of the power amplification unit;
A power amplifying circuit comprising: an attenuating unit that attenuates part of the power branched by the branching unit to generate the feedback signal and supplies the feedback signal to the N distortion compensators. .

The power amplifier circuit according to claim 1,
An auxiliary distortion compensation unit that subtracts the feedback signal from an input signal having only a direct current component to generate an auxiliary distortion compensation signal;
The power amplifying circuit, wherein the synthesizing unit generates the synthesized signal by synthesizing the N distortion compensation signals and the auxiliary distortion compensation signal.

The power amplifier circuit according to claim 1,
Each distortion compensator of the N distortion compensators is
A quadrature demodulator for quadrature demodulating the feedback signal to generate a demodulated signal;
A subtracting unit that subtracts the demodulated signal from a band signal input to each distortion compensation unit among the N band signals and outputs a difference signal;
A band limiter for limiting the frequency band of the difference signal;
And a quadrature modulation unit that quadrature modulates an output signal of the band limiting unit to generate a modulation signal.

The power amplifier circuit according to claim 2,
The auxiliary distortion compensator is
A quadrature demodulator for quadrature demodulating the feedback signal to generate a demodulated signal;
A subtractor that subtracts the demodulated signal from the input signal and outputs a difference signal;
A band limiter for limiting the frequency band of the difference signal;
And a quadrature modulation unit that quadrature modulates an output signal of the band limiting unit to generate a modulation signal.

A power amplifier circuit according to claim 1;
An antenna unit that transmits a radio signal based on an output signal of the power amplification unit.

A power amplifier circuit according to claim 2;
An antenna unit that transmits a radio signal based on an output signal of the power amplification unit.