JP6016261B2 - Distortion reduction circuit - Google Patents

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Description

本発明は、無線通信装置の非線形増幅器で発生する歪を低減する技術に関する。   The present invention relates to a technique for reducing distortion generated in a nonlinear amplifier of a wireless communication apparatus.

図１４に従来の無線通信装置の簡略化したブロック図を示す。図１４の無線通信装置では、送信信号入力端子1000からの入力信号を、ミキサ1002において、ローカル信号源1001からの信号とミキシング、アップコンバートし、増幅器1003で増幅し、出力端子1004から出力する。この図は簡略化したブロック図であるため、実際の無線通信装置では、このブロック図に示した以外に各種のフィルタによる不要波の除去を行う素子、複数のミキサによる段階的なアップコンバージョン、複数段の増幅器が使用される場合もある。また、送信信号入力端子1000からの変調信号としては、単純な正弦波(Continuous Wave：CW)を用いる場合もあれば、帯域を持った変調信号の場合もある。これらの事項は、本発明の説明において重要な論点ではないため、ここでは省略する。   FIG. 14 shows a simplified block diagram of a conventional wireless communication apparatus. In the wireless communication apparatus of FIG. 14, the input signal from the transmission signal input terminal 1000 is mixed and up-converted with the signal from the local signal source 1001 in the mixer 1002, amplified by the amplifier 1003, and output from the output terminal 1004. Since this figure is a simplified block diagram, in an actual wireless communication device, in addition to the one shown in this block diagram, elements for removing unnecessary waves by various filters, stepwise up-conversion by multiple mixers, multiple In some cases, a stage amplifier is used. Further, as a modulation signal from the transmission signal input terminal 1000, a simple sine wave (Continuous Wave: CW) may be used, or a modulation signal having a band may be used. Since these matters are not important points in the description of the present invention, they are omitted here.

この従来の無線通信装置において使用される増幅器は、ほとんどの場合において、非線形素子であり、増幅された信号には非線形性を起因とする歪が発生する。これらの歪は、送信信号入力端子1000からの信号が1つ以上の周波数のCWの合成波の場合には、相互変調歪(Inter Modulation Distortion：IMD)や高調波歪(Harmonic Distortion：HD)と呼ばれるものが観測される。一方、入力信号が変調波の場合は、隣接チャネル漏洩電力(Adjacent Channel Power Ratio：ACPRもしくは、Adjacent Channel Leakage Ratio：ACLR)などとして観測される。   The amplifier used in this conventional wireless communication apparatus is a non-linear element in most cases, and distortion caused by non-linearity occurs in the amplified signal. These distortions include intermodulation distortion (IMD) and harmonic distortion (HD) when the signal from the transmission signal input terminal 1000 is a composite wave of one or more CW frequencies. What is called is observed. On the other hand, when the input signal is a modulated wave, it is observed as adjacent channel leakage power (Adjacent Channel Power Ratio: ACPR or Adjacent Channel Leakage Ratio: ACLR).

相互変調歪や高調波歪は、増幅器に入力される信号の周波数をf1とf2とした場合、nf1±mf2(n、mは0以上の整数)に観測される不要波の信号であり、IMD(n+m) (n+m次の相互変調歪)やnかmが0の場合には、HDnやHDm(n次or m次の高調波歪)の形(例えば、２次の相互変調歪をIMD2、３の相互変調歪をIMD3、２次の高調波歪をHD2、３次の高調波歪をHD3)で呼称される。これを周波数軸で示したものが図１５である。また、ACPRは、帯域を持った信号を構成する個々の信号間のIMD3の積分として考えることができ、非特許文献１に示す様にACPRの大きさとIMD3の間には相関があることが知られている。 Intermodulation distortion and harmonic distortion are unwanted wave signals observed at nf 1 ± mf 2 (where n and m are integers of 0 or more) when the frequency of the signal input to the amplifier is f 1 and f 2. If IMD (n + m) (n + m-order intermodulation distortion) or n or m is 0, the form of HDn or HDm (n-order or m-order harmonic distortion) (for example, 2 The next intermodulation distortion is called IMD2, 3 intermodulation distortion is IMD3, the second harmonic distortion is HD2, and the third harmonic distortion is HD3). This is shown on the frequency axis in FIG. ACPR can be considered as the integral of IMD3 between individual signals that constitute a signal having a band. As shown in Non-Patent Document 1, it is known that there is a correlation between the magnitude of ACPR and IMD3. It has been.

これらの歪は、隣接チャネルの信号への妨害となったり、主信号と同じ周波数に観測されると、主信号のパワーを低下させることもあり、無線通信装置においては、歪の抑制、低減は課題であった。   These distortions may interfere with adjacent channel signals or reduce the power of the main signal when observed at the same frequency as the main signal. It was a challenge.

従来、この歪の抑制方法として、歪と逆位相の信号を生成し、歪と相殺するという方法が一般的であった。特許文献１から特許文献９にその例を示す。   Conventionally, as a method for suppressing the distortion, a method of generating a signal having a phase opposite to that of the distortion and canceling the distortion is generally used. Examples thereof are shown in Patent Document 1 to Patent Document 9.

特許文献１は、該文献の図１から、以下の様な動作を示す。1つ目の増幅器11で発生したIMD3を、位相反転部12により位相反転を行うことで、2つ目の増幅器13で発生したIMD3と相殺する。   Patent Document 1 shows the following operation from FIG. 1 of the document. The IMD3 generated in the first amplifier 11 is phase-inverted by the phase inversion unit 12, thereby canceling out the IMD3 generated in the second amplifier 13.

特許文献２は、該文献の図２から、以下の様な動作を示す。増幅器203の出力信号から分配回路205・検出回路210で歪を抽出し、増幅器の出力へ注入回路223を経由してフィードバックすることで、増幅器203からの歪を低減する。   Patent Document 2 shows the following operation from FIG. 2 of the document. The distortion from the amplifier 203 is reduced by extracting the distortion from the output signal of the amplifier 203 by the distribution circuit 205 and the detection circuit 210 and feeding back to the output of the amplifier via the injection circuit 223.

特許文献３は、該文献の図２もしくは図３から、以下の様な動作を示す。この構成では、増幅器の出力をモニターし、その結果をアナログデジタル変換器(ADC)にかけ、入力信号等との間の演算を行うことで、歪成分のみを取り出す。これをI/Q信号を生成するデジタルブロックで逆位相の歪を生成(polynomial predistortor 301)し、増幅器103から発生する歪と相殺する。この特許文献３の方法には、フィードバックの際の方法(モニターする点の数やフィードバックの構成方法)や、デジタルブロックにおける演算式、などの異なるバリエーションが多数存在する。その例として特許文献４が存在する。   Patent Document 3 shows the following operation from FIG. 2 or FIG. 3 of the document. In this configuration, the output of the amplifier is monitored, the result is applied to an analog-to-digital converter (ADC), and an arithmetic operation with an input signal or the like is performed to extract only the distortion component. A digital block that generates an I / Q signal generates a distortion having an antiphase (polynomial predistortor 301), and cancels the distortion generated by the amplifier 103. In the method of Patent Document 3, there are many different variations such as a feedback method (the number of points to be monitored and a feedback configuration method) and an arithmetic expression in a digital block. As an example, Patent Document 4 exists.

特許文献５は、該文献の図１から図７より、以下の動作を示す。この構成でも、特許文献３の構成と同じく、増幅器の出力をモニターし、その結果をフィードバックする。ただし、特許文献３などと異なり、フィードバックした信号は、デジタル化せず、アナログ信号のまま、入力信号と演算することにより、歪成分のみを抽出する。その歪成分の信号を逆位相で入力に加えることにより出力における歪を低減する。   Patent Document 5 shows the following operation from FIGS. 1 to 7 of the document. Even in this configuration, the output of the amplifier is monitored and the result is fed back as in the configuration of Patent Document 3. However, unlike Patent Document 3, the feedback signal is not digitized, and only the distortion component is extracted by calculating the input signal as an analog signal. The distortion in the output is reduced by adding the signal of the distortion component to the input with the opposite phase.

特許文献６は、該文献の図４より、以下の動作を示す。この構成では、入力信号を２経路に分け、一方の経路では、通常に増幅、もう一方の経路ではIMD3の位相のみ反転させて増幅し、両者を加算することにより、同相の主信号は２倍となるが位相が反転しているIMD3は相殺する。特許文献７の手法もこのバリエーションで、使用しているミキサに搬送波抑圧を行うものを使用しているが原理は同じである。   Patent Document 6 shows the following operation from FIG. 4 of the document. In this configuration, the input signal is divided into two paths, normally amplified in one path, amplified by inverting only the phase of IMD3 in the other path, and adding both to double the in-phase main signal However, IMD3 whose phase is reversed cancels out. The method of Patent Document 7 is also a variation, and the mixer used is one that performs carrier wave suppression, but the principle is the same.

特許文献８は、該文献の図１及び図３より、以下の動作を示す。この構成では、入力信号を分岐し、一方の経路では２乗検波器を使用し、それをミキサ(ＰM変調器)で変調する。これにより、２次歪と同じ周波数(ただし、低周波側)の信号を生成し、これを入力信号に加える。その結果、増幅器でこの２次歪から発生するIMD2と本来の信号から発生するIMD3が相殺し、歪が低減する。特許文献９も、該文献の図１から図３から、基本的動作原理は特許文献８と同じである。この特許文献９の場合、２乗検波器を用いず、元の入力信号から、２次歪と同じ信号を計算する点が異なっているだけである。   Patent Document 8 shows the following operation from FIGS. 1 and 3 of the document. In this configuration, the input signal is branched, and a square detector is used in one path and is modulated by a mixer (PM modulator). As a result, a signal having the same frequency as the secondary distortion (however, on the low frequency side) is generated and added to the input signal. As a result, the IMD2 generated from the secondary distortion in the amplifier cancels out the IMD3 generated from the original signal, and the distortion is reduced. From FIG. 1 to FIG. 3 of Patent Document 9 as well, the basic operation principle is the same as that of Patent Document 8. In the case of this Patent Document 9, the difference is that the same signal as the second-order distortion is calculated from the original input signal without using the square detector.

特開2000-332657号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2000-332657 特開2003-174334号公報JP 2003-174334 A 特許第4835241号公報Japanese Patent No. 4835241 特開2009-111958号公報JP 2009-111958 A 特許第3337766号公報Japanese Patent No. 3337766 国際公開2007/123040号公報International Publication No. 2007/123040 特開昭59-158113号公報JP 59-158113 A 特許第3696121号公報Japanese Patent No. 3696121 特許第3342746号公報Japanese Patent No. 3342746

マキシム(MAXIM)社 アプリケーションノート3902 「汎用RFデバイスにおける隣接チャネル漏洩電力比(ACLR)の算出」 (http://japan.maxim-ic.com/app-notes/index.mvp/id/3902)Maxim (MAXIM) Application Note 3902 “Calculating Adjacent Channel Leakage Power Ratio (ACLR) in General Purpose RF Devices” (http://www.maxim-ic.com/app-notes/index.mvp/id/3902)

しかし、これらの従来の構成ではいくつかの問題点が存在した。   However, there are some problems with these conventional configurations.

特許文献１の方法では、消費電流が大きくなるという問題と設計性が悪化するという問題が存在する。一般に増幅器は、出力パワーに対応して歪が増大するという傾向があり、これを3次のインターセプトポイント(OIP3)で表す。発生する歪の大きさは、下記式（１）で与えられ、2段目の増幅器は1段目のOIP3より1段目のゲイン(増幅率)の分高いものを利用する必要がある。   In the method of Patent Document 1, there are a problem that current consumption increases and a problem that designability deteriorates. In general, an amplifier tends to increase in distortion corresponding to output power, and this is represented by a third-order intercept point (OIP3). The magnitude of the generated distortion is given by the following equation (1), and it is necessary to use a second-stage amplifier having a gain (amplification factor) higher than that of the first-stage OIP3.

この様なOIP3が高い素子は高パワーまで線形性を保った素子であり、消費電流が高いと言う特徴を持つ。そのため、他の手法と同ゲインの増幅器を形成すると、電流が大きくなる。また、無線通信機のレベルダイヤ設計を行う際に、使用する増幅器のゲインと歪に関して束縛を受けるため、設計性が悪化する。   Such an element with high OIP3 is an element that maintains linearity up to high power and has a feature of high current consumption. Therefore, when an amplifier having the same gain as that of another method is formed, the current becomes large. Further, when designing a level diagram of a radio communication device, design is deteriorated because the gain and distortion of an amplifier to be used are restricted.

Figure 0006016261
Figure 0006016261

特許文献２の手法では、出力信号内でフィードバックを行うため、歪の補償を考える上では良い方法であるものの、高パワーで使用ができないという問題点がある。これは、この回路を大パワーで利用する場合、回路内の各素子は大パワー対応である必要があるためで、特に該文献図２の信号発振装置220は出力が大きい場合には構成することが非常に困難となる。   Although the method of Patent Document 2 performs feedback in the output signal, it is a good method for considering distortion compensation, but has a problem that it cannot be used at high power. This is because, when this circuit is used with high power, each element in the circuit needs to be compatible with high power. In particular, the signal oscillation device 220 of FIG. 2 is configured when the output is large. Becomes very difficult.

特許文献３の手法では、使用素子の増加と歪の低減が安定するまでの時間がかかるという問題が存在する。これは、フィードバックを利用していることと、デジタルへ再変換するために、回路中にAD変換器などの素子を含むため、これらの素子の増加や、フィードバックループの安定に時間がかかるためである。これは、同じデジタル回路へのフィードバックを行っている特許文献４でも同じ傾向となる。また、フィードバックをアナログ回路にした特許文献５の場合でも、同様の素子の増加の問題は存在する。   In the method of Patent Document 3, there is a problem that it takes time until the increase in the number of elements used and the reduction in distortion are stabilized. This is because feedback is used and elements such as AD converters are included in the circuit for re-conversion to digital, so it takes time to increase these elements and stabilize the feedback loop. is there. This also applies to Patent Document 4 in which feedback to the same digital circuit is performed. Even in the case of Patent Document 5 in which feedback is an analog circuit, there is a similar problem of increase in elements.

特許文献６の手法では、高出力での利用が難しい問題がある点と使用素子が多くなる問題がある。該文献の図４では増幅器６１と増幅器６２のパワーを合成するため、両者はほぼ同等の増幅器である必要がある。この合成は、低出力の場合であれば問題ないが、高パワーの信号の低損失の合成手段が少ないことから、この合成器でのパワーの損失や損失に伴う発熱や、効率の低下などの問題が発生する。また、経路が２つに別れそれぞれにアンプが必要となり、特許文献１から６までの手法よりは少ないものの使用素子が多くなる問題がある。これは、特許文献７でも同様の問題が生じる。   The method of Patent Document 6 has a problem that it is difficult to use at high output and a problem that the number of elements used increases. In FIG. 4 of this document, since the powers of the amplifier 61 and the amplifier 62 are combined, both of them need to be substantially equivalent amplifiers. This synthesis is not a problem if the output is low, but there are few means for low-loss synthesis of high-power signals. A problem occurs. In addition, there are problems that the number of elements used is increased although the number of paths is divided into two and an amplifier is required for each of the paths, which is smaller than the methods of Patent Documents 1 to 6. This also causes the same problem in Patent Document 7.

特許文献８の手法や特許文献９の手法は使用素子多くなる問題がある。特許文献８の場合では検波器、特許文献９の場合では、入力信号から２次高調波を計算する回路が必要となる点、そして両者に共通する点として、それを増幅回路に入力するために振幅や周波数を合わせるために、本来の回路以外にミキサや増幅器、フィルタなどの追加素子が必要となる。   The technique of Patent Document 8 and the technique of Patent Document 9 have a problem of increasing the number of elements used. In the case of Patent Document 8, in the case of Patent Document 9, in the case of Patent Document 9, a circuit for calculating the second harmonic from the input signal is required, and as a point common to both, in order to input it to the amplifier circuit In order to match the amplitude and frequency, additional elements such as a mixer, an amplifier, and a filter are required in addition to the original circuit.

以上の様に、従来の発明では素子数が増加する問題が存在した。特に電流消費も大きく、サイズも大きい増幅器の数の増加は装置・回路などのサイズの増加を伴い、複数の経路やフィードバックの調整など設計性の悪化を伴う問題があった。   As described above, the conventional invention has a problem that the number of elements increases. In particular, an increase in the number of amplifiers with large current consumption and large size is accompanied by an increase in the size of devices and circuits, and there is a problem in that the design is deteriorated such as adjustment of a plurality of paths and feedback.

本発明では、これらの問題を解消し、素子数の増加を最小限にとどめ、設計性の悪化を発生させることなく、どの様な増幅器の非線形性にも対応可能な歪補償回路を提供することを目的とする。   The present invention provides a distortion compensation circuit that solves these problems, minimizes the increase in the number of elements, and can cope with any amplifier non-linearity without causing deterioration in designability. With the goal.

本願発明の観点によれば、第１局部周波数fLO1の第１局部信号を出力する第１局部発振器と、第２局部周波数fLO2の第２局部信号を出力する第２局部発振器と、前記第１局部信号と前記第２局部信号を加算する加算器と、前記加算器の出力信号を用いて、周波数をfIFとする送信入力信号をアップコンバージョンするミキサと、前記ミキサの出力信号を増幅する増幅器と、を備え、前記第２局部周波数fLO2は、2fLO1±fIF又は2fLO1±3fIFに設定される、歪低減回路が提供される。 According to an aspect of the present invention, a first local oscillator that outputs a first local signal having a first local frequency f LO1 , a second local oscillator that outputs a second local signal having a second local frequency f LO2 , and An adder for adding the first local signal and the second local signal, a mixer for up-converting a transmission input signal having a frequency of f IF, and amplifying the output signal of the mixer using the output signal of the adder An amplifier, wherein the second local frequency f LO2 is set to 2f LO1 ± f IF or 2f LO1 ± 3f IF .

本発明では、IMD3の低減に同じ増幅器で発生するIMD2を利用することにより、従来の手法である異なるアンプや非線形素子を利用して歪を発生させる場合と異なり、同一の非線形素子から発生する歪であるため、より精度良い歪の低減が可能である。   In the present invention, IMD2 generated by the same amplifier is used to reduce IMD3, so that distortion generated from the same nonlinear element is different from the conventional method in which distortion is generated using different amplifiers and nonlinear elements. Therefore, it is possible to reduce distortion more accurately.

また、入力する２次の相互変調歪と同じ周波数の信号の発生に、無線通信機器に備わっているミキサもしくは変調器を利用するため、追加の素子が不要であると言う利点もある。ローカル信号として複数の周波数が必要と言う点はあるものの、周波数がほぼ倍周波であるため、使用している発振回路の分周回路とその位相調整回路の追加のみで良いと言う利点がある。   Another advantage is that no additional elements are required because the mixer or modulator provided in the wireless communication device is used to generate a signal having the same frequency as the input second-order intermodulation distortion. Although there is a point that a plurality of frequencies are required as a local signal, since the frequency is almost doubled, there is an advantage that it is only necessary to add a frequency dividing circuit of the oscillation circuit used and a phase adjusting circuit thereof.

また、本発明ではミキサや変調器に入力する信号周波数の変更のみでよいため、レベルダイヤ自体を大きく見直す必要がない利点もある。   Further, in the present invention, it is only necessary to change the signal frequency input to the mixer or the modulator, so that there is an advantage that the level diagram itself does not need to be largely reviewed.

本発明の第１の実施の形態のブロック図Block diagram of the first embodiment of the present invention IMD3の角周波数(ωLO1のオフセットあり。0の点がωLO1となる）Angular frequency of IMD3 (with ω LO1 offset. 0 point becomes ω LO1 ) 本発明の第１の実施の形態で発生するIMD2の角周波数(ωLO2−ωLO1のオフセットあり。0の点がωLO2−ωLO1となる）Angular frequency of IMD2 generated in the first embodiment of the present invention (with an offset of ω LO2 −ω LO1 , a point of 0 becomes ω LO2 −ω LO1 ) 本発明の第２の実施の形態で発生するIMD2の角周波数(ωLO2−ωLO1のオフセットあり。0の点がωLO2−ωLO1となる）Angular frequency of IMD2 generated in the second embodiment of the present invention (with an offset of ω LO2 −ω LO1 , a point of 0 becomes ω LO2 −ω LO1 ) 本発明の第３の実施の形態で発生するIMD2の角周波数(ωLO2−ωLO1のオフセットあり。0の点がωLO2−ωLO1となる）Angular frequency of IMD2 generated in the third embodiment of the present invention (with an offset of ω LO2 −ω LO1 , a point of 0 becomes ω LO2 −ω LO1 ) 本発明の第４の実施の形態で発生するIMD2の角周波数(ωLO2−ωLO1のオフセットあり。0の点がωLO2−ωLO1となる）Angular frequency of IMD2 generated in the fourth embodiment of the present invention (with an offset of ω LO2 −ω LO1 , a point of 0 becomes ω LO2 −ω LO1 ) 本発明の第５の実施の形態で発生するIMD2の角周波数(ωLO2−ωLO1のオフセットあり。0の点がωLO2−ωLO1となる）Angular frequency of IMD2 generated in the fifth embodiment of the present invention (with an offset of ω LO2 −ω LO1 , a point of 0 becomes ω LO2 −ω LO1 ) 本発明で発生するIMD3の角周波数と振幅、位相のずれAngular frequency, amplitude and phase shift of IMD3 generated in the present invention 本発明の第１の実施の形態で発生するIMD2の角周波数と振幅、位相のずれAngular frequency, amplitude, and phase shift of IMD2 generated in the first embodiment of the present invention 本発明の第２の実施の形態で発生するIMD2の角周波数と振幅、位相のずれAngular frequency, amplitude, and phase shift of IMD2 generated in the second embodiment of the present invention 本発明の第３の実施の形態で発生するIMD2の角周波数と振幅、位相のずれAngular frequency, amplitude, and phase shift of IMD2 generated in the third embodiment of the present invention 本発明の第４の実施の形態で発生するIMD2の角周波数と振幅、位相のずれAngular frequency, amplitude, and phase shift of IMD2 generated in the fourth embodiment of the present invention 本発明の第５の実施の形態で発生するIMD2の角周波数と振幅、位相のずれAngular frequency, amplitude, and phase shift of IMD2 generated in the fifth embodiment of the present invention 入力パワー(信号源1000の出力)と歪の関係Relationship between input power (output of signal source 1000) and distortion 本発明の第２の実施の形態のブロック図Block diagram of the second embodiment of the present invention 本発明の第３の実施の形態のブロック図Block diagram of the third embodiment of the present invention 本発明の第４の実施の形態のブロック図Block diagram of the fourth embodiment of the present invention 本発明の第５の実施の形態のブロック図Block diagram of the fifth embodiment of the present invention 本発明の第６の実施の形態のブロック図Block diagram of the sixth embodiment of the present invention 本発明の第６の実施の形態のブロック図(図９と別の構成)The block diagram of the 6th Embodiment of this invention (a structure different from FIG. 9) 本発明の第６の実施の形態のブロック図(図９、図１0と別の構成)The block diagram of the 6th Embodiment of this invention (a structure different from FIG. 9, FIG. 10) 本発明の第７の実施の形態のブロック図Block diagram of the seventh embodiment of the present invention 本発明の第７の実施の形態のブロック図(図１２と別の構成)The block diagram of the 7th Embodiment of this invention (a structure different from FIG. 12) 従来の無線通信装置の構成Configuration of conventional wireless communication device 2つの入力信号から発生する相互変調歪と高調波歪Intermodulation distortion and harmonic distortion generated from two input signals

本発明の各実施形態では、増幅器出力信号の不要波である歪のうち、周波数が近いためにフィルタでの除去が困難なIMD3を、同じ増幅器から発生するIMD2を利用して低減する。通常IMD2は、入力信号を２つの近接するf1、f2の周波数の信号とした場合、前述の様にf1＋f2、f1-f2の様に主信号と大きく異なる周波数に出現するが、入力信号に2f1、2f2、f1+f2などの２次の相互変調歪と同じ周波数の信号を入力することにより、f1、f2の周波数の信号との間に発生するIMD2がIMD3と同じ周波数となり、IMD3を低減する。２次の相互変調歪と同じ周波数の信号の発生には、増幅器より手前に配置されるミキサもしくは変調器に使用するローカル信号に、本来の周波数のローカル信号だけでなく、その２倍の周波数のローカル信号を追加することで実現している。 In each embodiment of the present invention, IMD3 that is difficult to be removed by a filter because the frequency is close among distortions that are unnecessary waves of an amplifier output signal is reduced by using IMD2 generated from the same amplifier. Usually, when the input signal is a signal having two adjacent f 1 and f 2 frequencies, the IMD2 appears at a frequency that is significantly different from the main signal, as described above, such as f 1 + f 2 and f 1 -f 2 . Occurs between the signals of the frequencies f 1 and f 2 by inputting a signal having the same frequency as the second-order intermodulation distortion such as 2f 1 , 2f 2 , and f 1 + f 2 to the input signal. IMD2 has the same frequency as IMD3, reducing IMD3. In order to generate a signal having the same frequency as the second-order intermodulation distortion, not only the local signal of the original frequency but also twice the frequency of the local signal used for the mixer or modulator arranged before the amplifier is used. This is achieved by adding a local signal.

換言すれば、増幅器の手前に配置されるミキサへ第１のローカル信号(角周波数fLO1)と第２のローカル信号(fLO2)を入力し、第１のローカル信号から送信信号を、第２のローカル信号から歪抑圧用の信号を生成する。増幅器では、送信信号から発生するIMD3、送信信号と歪抑圧用の信号から発生するIMD2が発生し、その両者を相殺することで、歪を低減する。 In other words, the first local signal (angular frequency f LO1 ) and the second local signal (f LO2 ) are input to the mixer arranged in front of the amplifier, and the transmission signal is transmitted from the first local signal to the second local signal. The signal for distortion suppression is generated from the local signal. In the amplifier, IMD3 generated from the transmission signal and IMD2 generated from the transmission signal and the signal for distortion suppression are generated, and both are canceled to reduce distortion.

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。   Next, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

(第一の実施の形態)
図1は本発明の第1の実施の形態を示すブロック図である。図1では、第1のローカル信号源1001（第１局部発振器）は信号合成器1005（加算器）の第1の入力端子に接続され、第2のローカル信号源1007（第２局部発振器）は信号の位相を調整する位相器1006を介して、信号合成器1005の第2の入力端子に接続される。信号合成器1005は、第1のローカル信号源1001からの出力信号（第１局部信号）と第2のローカル信号源1007からの出力信号（第２局部信号）を加算する。ミキサ1002は、ミキサの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力する機能を有する素子で、該ミキサ1002の第1の入力端子には送信信号入力端子1000の信号を入力し、ミキサ1002の第2の入力端子に信号合成器1005の出力端子を接続する。ミキサ1002は、信号合成器1005の出力信号を用いて、周波数をfIFとする送信入力信号をアップコンバージョンするものである。ミキサの出力端子は増幅器1003の入力端子に接続される。増幅器1003は、ミキサ1002の出力信号を増幅するものである。増幅器1003の出力端子は回路全体の出力端子1004に接続される。 (First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, a first local signal source 1001 (first local oscillator) is connected to a first input terminal of a signal synthesizer 1005 (adder), and a second local signal source 1007 (second local oscillator) is The signal synthesizer 1005 is connected to a second input terminal via a phase shifter 1006 that adjusts the phase of the signal. The signal synthesizer 1005 adds the output signal (first local signal) from the first local signal source 1001 and the output signal (second local signal) from the second local signal source 1007. The mixer 1002 is an element having a function of mixing a signal from the first input terminal of the mixer and a signal from the second input terminal and outputting the signal to the output terminal. The mixer 1002 transmits the signal to the first input terminal of the mixer 1002. The signal of the signal input terminal 1000 is input, and the output terminal of the signal synthesizer 1005 is connected to the second input terminal of the mixer 1002. The mixer 1002 uses the output signal of the signal synthesizer 1005 to up-convert a transmission input signal whose frequency is f IF . The output terminal of the mixer is connected to the input terminal of the amplifier 1003. The amplifier 1003 amplifies the output signal of the mixer 1002. The output terminal of the amplifier 1003 is connected to the output terminal 1004 of the entire circuit.

第1のローカル信号源1001と第2のローカル信号源1007は、第1のローカル信号源の信号周波数（第１局部周波数fLO1）をf0とし、送信信号入力端子1000から入力される信号周波数をfIF、とした場合、第2のローカル信号源の信号周波数（第２局部周波数fLO2）は2f0±fIFの関係を持つ。あるいは、前記の第1のローカル信号源の信号周波数と第2のローカル信号源の信号周波数が逆となっても良い。また、第2のローカル信号源の信号周波数（第２局部周波数fLO2）は2f0±3fIFの関係を持つものとしてもよい。 The first local signal source 1001 and the second local signal source 1007 have a signal frequency (first local frequency f LO1 ) of the first local signal source as f 0, and a signal frequency input from the transmission signal input terminal 1000 the case of the f IF,, the second local signal source signal frequency (second local frequency f LO2) has a 2f 0 ± f IF relationship. Alternatively, the signal frequency of the first local signal source and the signal frequency of the second local signal source may be reversed. The signal frequency of the second local signal source (second local frequency f LO2 ) may have a relationship of 2f 0 ± 3f IF .

次に図1から図4を使用して、本実施形態の動作の原理について説明する。説明を単純化するために、送信信号入力端子1000からの信号を2つの近接する角周波数ωIF1とωIF2(ωIF1<ωIF2)、その位相差をφIF、振幅をAとし、第1のローカル信号源からの角周波数をωLO1、位相差をφLO1、振幅をB1、第2のローカル信号源からの角周波数をωLO2、位相差をφLO2、振幅をB2とした場合について説明する。 Next, the principle of operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS. To simplify the explanation, let the signal from the transmission signal input terminal 1000 be two adjacent angular frequencies ω IF1 and ω IF2 (ω IF1 <ω IF2 ), the phase difference is φ IF , the amplitude is A, and the first When the angular frequency from the local signal source is ω LO1 , the phase difference is φ LO1 , the amplitude is B 1 , the angular frequency from the second local signal source is ω LO2 , the phase difference is φ LO2 , and the amplitude is B 2 Will be described.

この場合、送信信号入力端子1000からの信号PIFは、2つの信号の位相差をφIFとすると、下記式（２）で表される。 In this case, the signal P IF from the transmission signal input terminal 1000 is expressed by the following equation (2), where φ IF is the phase difference between the two signals.

Figure 0006016261
Figure 0006016261

一方、ローカル信号(信号合成器1005の出力)は、下記式（３）で表される。   On the other hand, the local signal (output of the signal synthesizer 1005) is expressed by the following equation (3).

Figure 0006016261
Figure 0006016261

この結果、ミキサ1002の出力は、下記式（４）となる。   As a result, the output of the mixer 1002 is expressed by the following equation (4).

Figure 0006016261
Figure 0006016261

つまり、ミキサの出力として、ωLO1+ωIF1、ωLO1+ωIF2、ωLO1-ωIF1、ωLO1-ωIF2、ωLO2+ωIF1、ωLO2+ωIF2、ωLO2-ωIF1、ωLO2-ωIF2、の8種類の角周波数の信号が発生する。この8種類の信号を区別するため、各角周波数の信号を次の様に呼称する。ωLO1+ωIF1、ωLO1+ωIF2、を「主信号」、ωLO1-ωIF1、ωLO1-ωIF2を「主信号のイメージ」、ωLO2+ωIF1、ωLO2+ωIF2を「2倍波」、ωLO2-ωIF1、ωLO2-ωIF2を「2倍波のイメージ」とし、主信号の振幅をAM、主信号のイメージの振幅をAMI、2倍波の振幅をAD、2倍波のイメージの振幅をADIとする。 In other words, the output of the mixer is ω LO1 + ω IF1 , ω LO1 + ω IF2 , ω LO1 -ω IF1 , ω LO1 -ω IF2 , ω LO2 + ω IF1 , ω LO2 + ω IF2 , ω LO2 -ω IF1 , ω LO2 -ω IF2 , 8 types of angular frequency signals are generated. In order to distinguish these eight types of signals, signals of each angular frequency are called as follows. ω LO1 + ω IF1 , ω LO1 + ω IF2 , the main signal, ω LO1 -ω IF1 , ω LO1 -ω IF2 the main signal image, ω LO2 + ω IF1 , ω LO2 + ω IF2 2nd harmonic ”, ω LO2 -ω IF1 , ω LO2 -ω IF2 are 2nd harmonic image, the main signal amplitude is A M , the main signal image amplitude is A MI , and the 2nd harmonic amplitude is the amplitude of a D, 2 harmonic images and a DI.

これらの信号が、増幅器1003に入力されるが、増幅器1003は非線形な増幅器であるため、一般に入力PINに対し、出力POUTは下記式（５）の様な関係にある。ただし、k0、k1、k2、k3は増幅器の非線形性により決定される定数である。 These signals are input to the amplifier 1003. Since the amplifier 1003 is a non-linear amplifier, the output P OUT is generally in the relationship expressed by the following equation (5) with respect to the input P IN . However, k0, k1, k2, and k3 are constants determined by the nonlinearity of the amplifier.

Figure 0006016261
Figure 0006016261

この式においてIMD2は偶数次の項、IMD3は3乗以上の奇数次の項から出力されるため、近似的に一番寄与度の高い2乗及び3乗の項のみで考えることでIMD2とIMD3の算出が可能である。 (4) 式を (5) 式に代入して算出される角周波数は多数存在するため、ここでは、主信号であるωLO1+ωIF1、ωLO1+ωIF2の2つの角周波数の近傍に出現する信号について説明する。 In this expression, IMD2 is output from the even-order term and IMD3 is output from the odd-order term of the third power or higher, so IMD2 and IMD3 can be approximated by considering only the highest-contributing second and third power terms. Can be calculated. Since there are many angular frequencies calculated by substituting Eq. (4) into Eq. (5), the main signals ω LO1 + ω IF1 and ω LO1 + ω IF2 are near the two angular frequencies. A signal that appears will be described.

近傍のIMD2とIMD3の信号は、図３Aと図３Bの表に示す様に、いくつかの信号が観測され、それぞれ異なる位相を持つ。従来の構成(図14)では、第2のローカル信号源1007が存在しないため、この角周波数近傍にはIMD3のみが観測されることになる。   As shown in the tables of FIG. 3A and FIG. 3B, several signals are observed in the adjacent IMD2 and IMD3 signals, and each has a different phase. In the conventional configuration (FIG. 14), since the second local signal source 1007 does not exist, only IMD3 is observed in the vicinity of this angular frequency.

本実施形態では、第2のローカル信号源1007が接続されているため、この領域にIMD2も発生する。このIMD2は、図３Bに示す角周波数であり、この角周波数をIMD3と同一の角周波数とし、位相を180度逆にすることで、歪を低減することが可能である。例えば、図３Aの1番の角周波数と図３Bの3番の角周波数が同一とする条件、すなわち、ωLO2=2ωLO1-ωIF1の点では、φLO2-φLO1が両者の位相のずれとなるため、前期の位相器1006の位相を調整することで、2つの信号の位相を逆転させることが可能である。一方、振幅は、下記式（６）を満たす点で歪が最小となる。 In the present embodiment, since the second local signal source 1007 is connected, IMD2 is also generated in this region. This IMD2 is the angular frequency shown in FIG. 3B, and it is possible to reduce distortion by setting this angular frequency to the same angular frequency as IMD3 and reversing the phase by 180 degrees. For example, under the condition that the angular frequency No. 1 in FIG. 3A and the angular frequency No. 3 in FIG. 3B are the same, that is, ω LO2 = 2ω LO1 -ω IF1 , φ LO2 -φ LO1 is shifted in phase between the two. Therefore, it is possible to reverse the phases of the two signals by adjusting the phase of the previous phase shifter 1006. On the other hand, the distortion is minimized at the point where the following expression (6) is satisfied.

Figure 0006016261
Figure 0006016261

これらのAM、AMI、AD、ADIは(4)式から(7)式の様に算出ができる。 These A M , A MI , A D , and A DI can be calculated as shown in equations (4) to (7).

Figure 0006016261
Figure 0006016261

これを(6)式に代入すると、第2のローカル信号源1007の出力振幅B2が第1のローカル信号源1001の出力振幅B1と、送信信号入力端子1000から入力される信号振幅Aの関数として下記式（８）として算出できる。 Substituting into this equation (6), the output amplitude B 2 of the second local signal source 1007 and the output amplitude B 1 of the first local signal source 1001, the signal amplitude A inputted from a transmission signal input terminal 1000 It can be calculated as the following equation (8) as a function.

Figure 0006016261
Figure 0006016261

(8)式は、送信信号入力端子1000からの信号振幅に応じて、ローカル信号源1007の振幅B2に歪を最小とする最適な値が存在することを意味している。しかし、一般にローカル信号源1001、1007の振幅B1、B2は送信信号源の信号振幅に応じて変化させることはないため、(8)式は、送信信号入力端子1000から入力される信号振幅がある特定の値の際にIMD3が最小となることを示している。実際に第1の実施の形態による歪の低減効果を算出したものが図4である。図４の横軸は、送信信号入力端子1000から入力される信号振幅である。図４の縦軸は、IMD3の値である。特定の出力振幅で歪が低減すると言っても、その振幅の付近で歪を低減できるため、発生するIMD2と本来のIMD3がほぼ同一となる点で、歪が極小となり、その周辺±2dB付近で本来の歪より改善していることが分かる。 Equation (8) means that there is an optimum value for minimizing distortion in the amplitude B 2 of the local signal source 1007 in accordance with the signal amplitude from the transmission signal input terminal 1000. However, in general, since the amplitudes B 1 and B 2 of the local signal sources 1001 and 1007 do not change according to the signal amplitude of the transmission signal source, the equation (8) is the signal amplitude input from the transmission signal input terminal 1000. It shows that IMD3 is minimized at a certain value. FIG. 4 shows a result of actually calculating the distortion reduction effect according to the first embodiment. The horizontal axis of FIG. 4 represents the signal amplitude input from the transmission signal input terminal 1000. The vertical axis in FIG. 4 is the value of IMD3. Even if distortion is reduced at a specific output amplitude, distortion can be reduced in the vicinity of the amplitude, so the distortion is minimal at the point where the generated IMD2 and the original IMD3 are almost the same, and around ± 2 dB around it. It turns out that it is improving rather than the original distortion.

例として算出したものは図３Aの1番の角周波数と図３Bの1番の角周波数を相殺する場合であり、どの組み合わせでIMD3を相殺するかは自由に選択可能である。そのため、第2のローカル信号源の信号角周波数は、2ωLO1±ωIF1、2ωLO1±ωIF2、2ωLO1±3ωIF1、2ωLO1±3ωIF2などが選択可能である。なお、ωIF1、ωIF2は送信信号入力端子1000に入力した信号の角周波数の1つであるため、一般化すれば添え字の1、2を取り除き、ωIFと表される。すなわち、第2のローカル信号源の信号角周波数は2ωLO1±ωIFあるいは、2ωLO1±3ωIFが選択可能である。また、第1のローカル信号と第2のローカル信号を入れ替えても、前記の式において、振幅B1とB2、位相φLO1、φLO2が入れ替わるだけであり本実施形態の効果は失われない。また、送信信号が変調波の場合であっても、非特許文献1記載の通り、IMD3とACPR(ACLR)の発生要因は同一であるため、ACPRの低減効果を得ることが可能である。以上の様に第1の実施の形態を用いることによりIMD3やACPR(ACLR)低減の効果を得ることができる。 What is calculated as an example is a case where the angular frequency No. 1 in FIG. 3A and the angular frequency No. 1 in FIG. 3B are cancelled, and it is possible to freely select which combination cancels the IMD3. Therefore, the signal angular frequency of the second local signal source can be selected from 2ω LO1 ± ω IF1 , 2ω LO1 ± ω IF2 , 2ω LO1 ± 3ω IF1 , 2ω LO1 ± 3ω IF2, and the like. Note that ω IF1 and ω IF2 are one of the angular frequencies of the signal input to the transmission signal input terminal 1000. Therefore , when generalized, the subscripts 1 and 2 are removed and expressed as ω IF . That is, 2ω LO1 ± ω IF or 2ω LO1 ± 3ω IF can be selected as the signal angular frequency of the second local signal source. Further, even if the first local signal and the second local signal are interchanged, the amplitudes B 1 and B 2 and the phases φ LO1 and φ LO2 are merely interchanged in the above formula, and the effect of this embodiment is not lost. . Even when the transmission signal is a modulated wave, as described in Non-Patent Document 1, since the generation factors of IMD3 and ACPR (ACLR) are the same, an ACPR reduction effect can be obtained. As described above, by using the first embodiment, an effect of reducing IMD3 or ACPR (ACLR) can be obtained.

(第二の実施の形態)
図5は本発明の第2の実施の形態を示すブロック図である。図5では、第1のローカル信号源1001は信号合成器1005の第1の入力端子に接続され、第2のローカル信号源1007は信号の位相を調整する位相器1006を介して、信号合成器1005の第2の入力端子に接続される。ミキサ1002は、ミキサの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力する機能を有する素子で、該ミキサ1002の第1の入力端子には送信信号入力端子1000からの信号を入力し、ミキサ1002の第2の入力端子に信号合成器1005の出力端子を接続する。ミキサの出力端子はローパスフィルタ1008を介して増幅器1003の入力端子に接続され、増幅器1003の出力端子は回路全体の出力端子1004に接続される。 (Second embodiment)
FIG. 5 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention. In FIG. 5, the first local signal source 1001 is connected to the first input terminal of the signal synthesizer 1005, and the second local signal source 1007 is connected to the signal synthesizer via the phase shifter 1006 that adjusts the phase of the signal. Connected to the second input terminal of 1005. The mixer 1002 is an element having a function of mixing a signal from the first input terminal of the mixer and a signal from the second input terminal and outputting the signal to the output terminal. The mixer 1002 transmits the signal to the first input terminal of the mixer 1002. The signal from the signal input terminal 1000 is input, and the output terminal of the signal synthesizer 1005 is connected to the second input terminal of the mixer 1002. The output terminal of the mixer is connected to the input terminal of the amplifier 1003 via the low-pass filter 1008, and the output terminal of the amplifier 1003 is connected to the output terminal 1004 of the entire circuit.

第1のローカル信号源1001と第2のローカル信号源1007は、第1のローカル信号源の信号周波数をf0とし、送信信号入力端子1000から入力される信号周波数をfIF、とした場合、第2のローカル信号源の信号周波数は2f0±fIFの関係を持つ。あるいは、前記の第1のローカル信号源の信号周波数と第2のローカル信号源の信号周波数が逆となっても良い。 When the first local signal source 1001 and the second local signal source 1007 have the signal frequency of the first local signal source as f 0 and the signal frequency input from the transmission signal input terminal 1000 as f IF , The signal frequency of the second local signal source has a relationship of 2f 0 ± f IF . Alternatively, the signal frequency of the first local signal source and the signal frequency of the second local signal source may be reversed.

ミキサ1002の出力に接続されたローパスフィルタ1008は第2のローカル信号の信号周波数をfLO2とすると、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)と、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロスL1(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を遮断する特性を持っている。 The low-pass filter 1008 connected to the output of the mixer 1002 has f LO1 -f IF1 , f LO1 -f IF2 (image signal), and f LO1 + f IF1 , f if the signal frequency of the second local signal is f LO2 LO1 + f IF2 (main signal) is passed with constant loss L 1 (dB), and f LO2 -f IF1 and f LO2 -f IF2 signals (second harmonic image) are constant loss L 2 (dB) And has a characteristic of blocking the signal (double wave) of f LO2 + f IF1 and f LO2 + f IF2 .

次に図2、図5を使用して、本実施形態の動作の原理について説明する。第2の実施の形態の動作原理の基本は第1の実施の形態と同一である。異なる点は、ローパスフィルタ1008により、2倍波が遮断され、2倍波のイメージ信号が減衰により振幅が変化している点である。その点を考慮して、主信号であるωLO1+ωIF1、ωLO1+ωIF2の2つの角周波数の近傍に出現するIMD2の信号を求めると図2Cの様になる。IMD3の信号は、図3Aの表におけるAの値が 下記(9)式の様に変化する以外は同一である。 Next, the principle of the operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS. The basic operation principle of the second embodiment is the same as that of the first embodiment. The difference is that the second harmonic is blocked by the low-pass filter 1008, and the amplitude of the second harmonic image signal changes due to attenuation. Considering this point, the signal of IMD2 appearing in the vicinity of the two angular frequencies of ω LO1 + ω IF1 and ω LO1 + ω IF2 which are the main signals is obtained as shown in FIG. 2C. The IMD3 signal is the same except that the value of A in the table of FIG. 3A changes as shown in the following equation (9).

Figure 0006016261
Figure 0006016261

これらのIMD2の角周波数をIMD3と同一の角周波数とし、位相を180度逆にすることで、第1の実施の形態と同様に歪を低減することが可能である。また、2倍波のイメージ信号の減衰自体は、(8)式における第2のローカル信号源の振幅に影響を与えるものの、本実施形態の基本的動作には影響を与えない。
以上の様に第2の実施の形態を用いることによりIMD3やACPR(ACLR)低減の効果を得ることができる。 By making the angular frequency of these IMD2 the same as that of IMD3 and reversing the phase by 180 degrees, it is possible to reduce the distortion as in the first embodiment. Further, the attenuation itself of the second harmonic image signal itself affects the amplitude of the second local signal source in the equation (8), but does not affect the basic operation of the present embodiment.
As described above, by using the second embodiment, an effect of reducing IMD3 or ACPR (ACLR) can be obtained.

(第三の実施の形態)
図6は本発明の第3の実施の形態を示すブロック図である。図6では、第1のローカル信号源1001は信号合成器1005の第1の入力端子に接続され、第2のローカル信号源1007は信号の位相を調整する位相器1006を介して、信号合成器1005の第2の入力端子に接続される。ミキサ1002は、ミキサの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力する機能を有する素子で、該ミキサ1002の第1の入力端子には送信信号入力端子1000からの信号を入力し、ミキサ1002の第2の入力端子に信号合成器1005の出力端子を接続する。ミキサの出力端子はハイパスフィルタ1009を介して増幅器1003の入力端子に接続され、増幅器1003の出力端子は回路全体の出力端子1004に接続される。 (Third embodiment)
FIG. 6 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention. In FIG. 6, the first local signal source 1001 is connected to the first input terminal of the signal synthesizer 1005, and the second local signal source 1007 is connected to the signal synthesizer via the phase shifter 1006 that adjusts the phase of the signal. Connected to the second input terminal of 1005. The mixer 1002 is an element having a function of mixing a signal from the first input terminal of the mixer and a signal from the second input terminal and outputting the signal to the output terminal. The mixer 1002 transmits the signal to the first input terminal of the mixer 1002. The signal from the signal input terminal 1000 is input, and the output terminal of the signal synthesizer 1005 is connected to the second input terminal of the mixer 1002. The output terminal of the mixer is connected to the input terminal of the amplifier 1003 via the high-pass filter 1009, and the output terminal of the amplifier 1003 is connected to the output terminal 1004 of the entire circuit.

第1のローカル信号源1001と第2のローカル信号源1007は、第1のローカル信号源の信号周波数をf0とし、送信信号入力端子1000から入力される信号周波数をfIFとした場合、第2のローカル信号源の信号周波数は2f0±fIFの関係を持つ。あるいは、前記の第1のローカル信号源の信号周波数と第2のローカル信号源の信号周波数が逆となっても良い。 When the first local signal source 1001 and the second local signal source 1007 have the signal frequency of the first local signal source as f 0 and the signal frequency input from the transmission signal input terminal 1000 as f IF , The signal frequency of the local signal source 2 has a relationship of 2f 0 ± f IF . Alternatively, the signal frequency of the first local signal source and the signal frequency of the second local signal source may be reversed.

ミキサ1002の出力に接続されたハイパスフィルタ1009は第2のローカル信号の信号周波数をfLO2とすると、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)を遮断し、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)とfLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を一定のロスL1(dB)で通過させる特性を持っている。 The high-pass filter 1009 connected to the output of the mixer 1002 blocks f LO1 -f IF1 and f LO1 -f IF2 (image signal) when the signal frequency of the second local signal is f LO2, and f LO1 + f IF1 , F LO1 + f IF2 (main signal) is passed with a constant loss L 2 (dB), and f LO2 -f IF1 , f LO2 -f IF2 signal (double harmonic image) and f LO2 + f IF1 , f LO2 + f IF2 signal (2nd harmonic) is passed with constant loss L 1 (dB).

次に図2、図6を使用して、本実施形態の動作の原理について説明する。第3の実施の形態の動作原理の基本は第1から第2の実施の形態と同一である。異なる点は、ハイパスフィルタ1009により、イメージ信号が遮断され、主信号が減衰により振幅が変化している点である。その点を考慮して、主信号であるωLO1+ωIF1、ωLO1+ωIF2の2つの角周波数の近傍に出現するIMD2の信号を求めると図2Dの様になる。IMD3の信号は、図3Aの表におけるAの値が (10)式の様に変化する以外は同一である。 Next, the principle of operation of this embodiment will be described with reference to FIGS. The basic operation principle of the third embodiment is the same as that of the first and second embodiments. The difference is that the image signal is blocked by the high-pass filter 1009 and the amplitude of the main signal is changed due to attenuation. Considering this point, the signal of IMD2 appearing in the vicinity of the two angular frequencies of ω LO1 + ω IF1 and ω LO1 + ω IF2 which are the main signals is obtained as shown in FIG. 2D. The IMD3 signal is the same except that the value of A in the table of FIG. 3A changes as shown in equation (10).

Figure 0006016261
Figure 0006016261

これらのIMD2の角周波数をIMD3と同一の角周波数とし、位相を180度逆にすることで、第1及び第2の実施の形態と同様に歪を低減することが可能である。また、2倍波のイメージ信号の減衰自体は、(8)式における第2のローカル信号源の振幅に影響を与えるものの、本実施形態の基本的動作には影響を与えない。以上の様に第3の実施の形態を用いることによりIMD3やACPR(ACLR)低減の効果を得ることができる。   By making the angular frequency of these IMD2 the same as that of IMD3 and reversing the phase by 180 degrees, it is possible to reduce distortion as in the first and second embodiments. Further, the attenuation itself of the second harmonic image signal itself affects the amplitude of the second local signal source in the equation (8), but does not affect the basic operation of the present embodiment. As described above, by using the third embodiment, an effect of reducing IMD3 or ACPR (ACLR) can be obtained.

(第四の実施の形態)
図7は本発明の第4の実施の形態を示すブロック図である。図7では、第1のローカル信号源1001は信号合成器1005の第1の入力端子に接続され、第2のローカル信号源1007は信号の位相を調整する位相器1006を介して、信号合成器1005の第2の入力端子に接続される。ミキサ1002は、ミキサの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力する機能を有する素子で、該ミキサ1002の第1の入力端子には送信信号入力端子1000からの信号を入力し、ミキサ1002の第2の入力端子に信号合成器1005の出力端子を接続する。ミキサの出力端子はバンドパスフィルタ1010を介して増幅器1003の入力端子に接続され、増幅器1003の出力端子は回路全体の出力端子1004に接続される。 (Fourth embodiment)
FIG. 7 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention. In FIG. 7, the first local signal source 1001 is connected to the first input terminal of the signal synthesizer 1005, and the second local signal source 1007 is connected to the signal synthesizer via the phase shifter 1006 that adjusts the phase of the signal. Connected to the second input terminal of 1005. The mixer 1002 is an element having a function of mixing a signal from the first input terminal of the mixer and a signal from the second input terminal and outputting the signal to the output terminal. The mixer 1002 transmits the signal to the first input terminal of the mixer 1002. The signal from the signal input terminal 1000 is input, and the output terminal of the signal synthesizer 1005 is connected to the second input terminal of the mixer 1002. The output terminal of the mixer is connected to the input terminal of the amplifier 1003 via the band pass filter 1010, and the output terminal of the amplifier 1003 is connected to the output terminal 1004 of the entire circuit.

第1のローカル信号源1001と第2のローカル信号源1007は、第1のローカル信号源の信号周波数をf0とし、送信信号入力端子1000から入力される信号周波数をfIFとした場合、第2のローカル信号源の信号周波数は2f0±fIFの関係を持つ。あるいは、前記の第1のローカル信号源の信号周波数と第2のローカル信号源の信号周波数が逆となっても良い。 When the first local signal source 1001 and the second local signal source 1007 have the signal frequency of the first local signal source as f 0 and the signal frequency input from the transmission signal input terminal 1000 as f IF , The signal frequency of the local signal source 2 has a relationship of 2f 0 ± f IF . Alternatively, the signal frequency of the first local signal source and the signal frequency of the second local signal source may be reversed.

ミキサ1002の出力に接続されたバンドパスフィルタ1010は第2のローカル信号の信号周波数をfLO2とすると、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)を遮断し、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロスL1(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を遮断する特性を持っている。 The band-pass filter 1010 connected to the output of the mixer 1002 blocks f LO1 -f IF1 and f LO1 -f IF2 (image signal) and sets f LO1 + f when the signal frequency of the second local signal is f LO2. Pass IF1 and f LO1 + f IF2 (main signal) with constant loss L 1 (dB), and let f LO2 -f IF1 and f LO2 -f IF2 signals (double wave image) have constant loss L 2 It has the characteristic of passing through (dB) and blocking the f LO2 + f IF1 and f LO2 + f IF2 signals (double wave).

次に図2、図7を使用して、本実施形態の動作の原理について説明する。第4の実施の形態の動作原理の基本は第1から第3の実施の形態と同一である。異なる点は、バンドパスフィルタ1010により、イメージ信号と2倍波が遮断され、主信号と2倍波のイメージが減衰により振幅が変化している点である。その点を考慮して、主信号であるωLO1+ωIF1、ωLO1+ωIF2の2つの角周波数の近傍に出現するIMD2の信号を求めると図2Eの様になる。IMD3の信号は、図3Aの表におけるAの値が 下記(11)式の様に変化する以外は同一である。 Next, the principle of operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS. The basic operation principle of the fourth embodiment is the same as that of the first to third embodiments. The difference is that the band-pass filter 1010 blocks the image signal and the second harmonic, and the amplitude of the main signal and the second harmonic image changes due to attenuation. Considering this point, the signal of IMD2 appearing in the vicinity of the two angular frequencies of ω LO1 + ω IF1 and ω LO1 + ω IF2 as main signals is obtained as shown in FIG. 2E. The IMD3 signal is the same except that the value of A in the table of FIG. 3A changes as shown in the following equation (11).

Figure 0006016261
Figure 0006016261

これらのIMD2の角周波数をIMD3と同一の角周波数とし、位相を180度逆にすることで、第1から第3の実施の形態と同様に歪を低減することが可能である。また、2倍波のイメージ信号の減衰自体は、(8)式における第2のローカル信号源の振幅に影響を与えるものの、本実施形態の基本的動作には影響を与えない。以上の様に第4の実施の形態を用いることによりIMD3やACPR(ACLR)低減の効果を得ることができる。   By making the angular frequency of these IMD2 the same as that of IMD3 and reversing the phase by 180 degrees, it is possible to reduce distortion as in the first to third embodiments. Further, the attenuation itself of the second harmonic image signal itself affects the amplitude of the second local signal source in the equation (8), but does not affect the basic operation of the present embodiment. As described above, by using the fourth embodiment, an effect of reducing IMD3 or ACPR (ACLR) can be obtained.

(第五の実施の形態)
図8は本発明の第5の実施の形態を示すブロック図である。図8では、第1のローカル信号源1001は信号合成器1005の第1の入力端子に接続され、第2のローカル信号源1007は信号の位相を調整する位相器1006を介して、信号合成器1005の第2の入力端子に接続される。ミキサブロック1014は、ミキサブロックの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力し、イメージ信号を抑圧する機能を有する素子で、該ミキサブロック1014の第1の入力端子には送信信号入力端子1000からの信号を入力し、ミキサブロック1014の第2の入力端子に信号合成器1005の出力端子を接続する。ミキサブロックの出力端子は増幅器1003の入力端子に接続され、増幅器1003の出力端子は回路全体の出力端子1004に接続される。 (Fifth embodiment)
FIG. 8 is a block diagram showing a fifth embodiment of the present invention. In FIG. 8, the first local signal source 1001 is connected to the first input terminal of the signal synthesizer 1005, and the second local signal source 1007 is connected to the signal synthesizer via the phase shifter 1006 that adjusts the phase of the signal. Connected to the second input terminal of 1005. The mixer block 1014 is an element having a function of suppressing the image signal by mixing the signal from the first input terminal of the mixer block and the signal from the second input terminal and outputting the mixed signal to the output terminal. The signal from the transmission signal input terminal 1000 is input to the first input terminal, and the output terminal of the signal synthesizer 1005 is connected to the second input terminal of the mixer block 1014. The output terminal of the mixer block is connected to the input terminal of the amplifier 1003, and the output terminal of the amplifier 1003 is connected to the output terminal 1004 of the entire circuit.

第1のローカル信号源1001と第2のローカル信号源1007は、第1のローカル信号源の信号周波数をf0とし、送信信号入力端子1000から入力される信号周波数をfIF、とした場合、第2のローカル信号源の信号周波数は2f0±fIFの関係を持つ。あるいは、前記の第1のローカル信号源の信号周波数と第2のローカル信号源の信号周波数が逆となっても良い。 When the first local signal source 1001 and the second local signal source 1007 have the signal frequency of the first local signal source as f 0 and the signal frequency input from the transmission signal input terminal 1000 as f IF , The signal frequency of the second local signal source has a relationship of 2f 0 ± f IF . Alternatively, the signal frequency of the first local signal source and the signal frequency of the second local signal source may be reversed.

ミキサブロック1014は、前述の通り、イメージ信号を抑圧するミキサで、その構成の一例として図8の符号1014の点線内の構成を示す。送信信号入力端子1000からの入力信号は、2つの経路に分岐し、片方は90度位相器1011を介して、第1のミキサ1015の第1の入力端子に入力され、もう一方は、第2のミキサ1016の第2の入力端子に入力される。信号合成器1005から出力されるローカル信号は同じく2つの経路に分配され、片方は90度位相器1013を介して第1のミキサ1015に、もう一方は、第2のミキサ1016に入力される。第1第2のミキサの出力は信号合成器1012を介して出力される。なお、第1第2のミキサ1015、1016は、ミキサの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力する機能を有する素子である。   As described above, the mixer block 1014 is a mixer that suppresses an image signal, and shows a configuration within a dotted line 1014 in FIG. 8 as an example of the configuration. The input signal from the transmission signal input terminal 1000 branches into two paths, one of which is input to the first input terminal of the first mixer 1015 via the 90 degree phase shifter 1011 and the other is the second Is input to the second input terminal of the mixer 1016. The local signal output from the signal synthesizer 1005 is also distributed to two paths, one of which is input to the first mixer 1015 via the 90 degree phase shifter 1013 and the other is input to the second mixer 1016. The outputs of the first and second mixers are output via a signal synthesizer 1012. The first and second mixers 1015 and 1016 are elements having a function of mixing a signal from the first input terminal of the mixer and a signal from the second input terminal and outputting the result to the output terminal.

このミキサブロックにより、出力される信号はイメージ信号が抑圧される。その結果、第2のローカル信号の信号周波数をfLO2とすると、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2の信号(主信号)と、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波の信号)が出力され、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2の信号(イメージ信号)と、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ信号)が抑圧される。 This mixer block suppresses the image signal from the output signal. As a result, if the signal frequency of the second local signal is f LO2 , the signals of f LO1 + f IF1 and f LO1 + f IF2 (main signal) and the signals of f LO2 + f IF1 and f LO2 + f IF2 ( 2nd harmonic signal) is output, f LO1 -f IF1 , f LO1 -f IF2 signal (image signal), and f LO2 -f IF1 , f LO2 -f IF2 signal (2nd harmonic image signal) Is suppressed.

次に図2、図8を使用して、本実施形態の動作の原理について説明する。第5の実施の形態の動作原理の基本は第1から第4の実施の形態と同一である。異なる点は、ミキサブロック1014により、イメージ信号と2倍波のイメージが抑圧される点である。その点を考慮して、主信号であるωLO1+ωIF1、ωLO1+ωIF2の2つの角周波数の近傍に出現するIMD2の信号を求めると図2Fの様になる。IMD3の信号は、図3Aの表におけるAの値が下記(12)式の様に変化する以外は同一である。 Next, the principle of operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS. The basic operation principle of the fifth embodiment is the same as that of the first to fourth embodiments. The difference is that the mixer block 1014 suppresses the image signal and the second harmonic image. Considering this point, the signal of IMD2 appearing in the vicinity of the two angular frequencies of ω LO1 + ω IF1 and ω LO1 + ω IF2 which are main signals is obtained as shown in FIG. 2F. The IMD3 signal is the same except that the value of A in the table of FIG. 3A changes as shown in the following equation (12).

Figure 0006016261
Figure 0006016261

これらのIMD2の角周波数をIMD3と同一の角周波数とし、位相を180度逆にすることで、第1から第4の実施の形態と同様に歪を低減することが可能である。以上の様に第5の実施の形態を用いることによりIMD3やACPR(ACLR)低減の効果を得ることができる。   By making the angular frequency of these IMD2 the same as that of IMD3 and reversing the phase by 180 degrees, it is possible to reduce distortion as in the first to fourth embodiments. As described above, by using the fifth embodiment, an effect of reducing IMD3 or ACPR (ACLR) can be obtained.

(第六の実施の形態)
図9、図10、図11は本発明の第6の実施の形態を示すブロック図である。図9、図10、図11では、第1のローカル信号源1001は信号合成器1005の第1の入力端子に接続され、第2のローカル信号源1007は信号の位相を調整する位相器1006を介して、信号合成器1005の第2の入力端子に接続される。ミキサ1002は、ミキサの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力する機能を有する素子で、該ミキサ1002の第1の入力端子には送信信号入力端子1000からの信号を入力し、ミキサ1002の第2の入力端子に信号合成器1005の出力端子を接続する。ミキサの出力端子は減衰量を可変に調整可能なフィルタ(図9ではローパスフィルタ1019、図10ではハイパスフィルタ1020、図11ではバンドパスフィルタ1021)を介して増幅器1003の入力端子に接続され、増幅器1003の出力端子は回路全体の出力端子1004に接続される。送信信号入力端子1000とミキサ1002の間には検波器1017が接続され、検波器1017の出力は信号処理部1018を介して、フィルタ1019、1020、1021の減衰量の制御端子に接続される。 (Sixth embodiment)
9, 10 and 11 are block diagrams showing a sixth embodiment of the present invention. In FIGS. 9, 10, and 11, the first local signal source 1001 is connected to the first input terminal of the signal synthesizer 1005, and the second local signal source 1007 includes a phase shifter 1006 that adjusts the phase of the signal. To the second input terminal of the signal synthesizer 1005. The mixer 1002 is an element having a function of mixing a signal from the first input terminal of the mixer and a signal from the second input terminal and outputting the signal to the output terminal. The mixer 1002 transmits the signal to the first input terminal of the mixer 1002. The signal from the signal input terminal 1000 is input, and the output terminal of the signal synthesizer 1005 is connected to the second input terminal of the mixer 1002. The output terminal of the mixer is connected to the input terminal of the amplifier 1003 via a filter whose amount of attenuation can be variably adjusted (a low-pass filter 1019 in FIG. 9, a high-pass filter 1020 in FIG. 10, and a band-pass filter 1021 in FIG. 11). The output terminal 1003 is connected to the output terminal 1004 of the entire circuit. A detector 1017 is connected between the transmission signal input terminal 1000 and the mixer 1002, and the output of the detector 1017 is connected to the attenuation control terminals of the filters 1019, 1020, and 1021 via the signal processing unit 1018.

第1のローカル信号源1001と第2のローカル信号源1007は、第1のローカル信号源の信号周波数をf0とし、送信信号入力端子1000から入力される信号周波数をfIF、とした場合、第2のローカル信号源の信号周波数は2f0±fIFの関係を持つ。あるいは、前記の第1のローカル信号源の信号周波数と第2のローカル信号源の信号周波数が逆となっても良い。 When the first local signal source 1001 and the second local signal source 1007 have the signal frequency of the first local signal source as f 0 and the signal frequency input from the transmission signal input terminal 1000 as f IF , The signal frequency of the second local signal source has a relationship of 2f 0 ± f IF . Alternatively, the signal frequency of the first local signal source and the signal frequency of the second local signal source may be reversed.

ミキサ1002の出力に接続されたフィルタ(図9ではローパスフィルタ1019、図10ではハイパスフィルタ1020、図11ではバンドパスフィルタ1021)は、第2のローカル信号の信号周波数をfLO2とすると、以下の様な特性を持っている。 A filter connected to the output of the mixer 1002 (the low-pass filter 1019 in FIG. 9, the high-pass filter 1020 in FIG. 10, and the band-pass filter 1021 in FIG. 11) has the following frequency as f LO2 : It has various characteristics.

図9のローパスフィルタの場合、第2の実施の形態と同様にfLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)と、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロスL1(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を遮断する特性を持っており、このロスL2(dB)を減衰量の制御端子により制御可能としている。 In the case of the low-pass filter of FIG. 9, as in the second embodiment, f LO1 -f IF1 , f LO1 -f IF2 (image signal), f LO1 + f IF1 , f LO1 + f IF2 (main signal) passed at a constant loss L 1 (dB), is passed through f LO2 -f IF1, f LO2 of -f IF2 signal (second harmonic images) at a constant loss L 2 (dB), f LO2 + f IF1 , F LO2 + f IF2 signal (second harmonic) is cut off, and this loss L 2 (dB) can be controlled by an attenuation control terminal.

図10のハイパスフィルタの場合、第3の実施の形態と同様に、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)を遮断し、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)とfLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を一定のロスL1(dB)で通過させる特性を持っており、このロスL2(dB)を減衰量の制御端子により制御可能としている。 In the case of the high-pass filter in FIG. 10, as in the third embodiment, f LO1 -f IF1 and f LO1 -f IF2 (image signal) are blocked and f LO1 + f IF1 and f LO1 + f IF2 (main Signal) with a constant loss L 2 (dB), f LO2 -f IF1 , f LO2 -f IF2 signal (double wave image) and f LO2 + f IF1 , f LO2 + f IF2 signal ( 2nd harmonic) with a constant loss L 1 (dB), and this loss L 2 (dB) can be controlled by an attenuation control terminal.

図11のバンドパスフィルタの場合、第4の実施の形態と同様に、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)を遮断し、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロスL1(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を遮断する特性を持っており、このロスL2(dB)を減衰量の制御端子により制御可能としている。 In the case of the bandpass filter of FIG. 11, as in the fourth embodiment, f LO1 -f IF1 and f LO1 -f IF2 (image signal) are blocked and f LO1 + f IF1 and f LO1 + f IF2 ( The main signal is passed with a constant loss L 1 (dB), and the f LO2 -f IF1 and f LO2 -f IF2 signals (second harmonic image) are passed with a constant loss L 2 (dB). LO2 + f IF1 and f LO2 + f IF2 signals (second harmonic) are cut off, and this loss L 2 (dB) can be controlled by an attenuation control terminal.

次に図2、図9を使用して、本実施形態の動作の原理について説明する。第6の実施の形態の動作原理の基本は第2から第4の実施の形態と同一である。異なる点は、フィルタ1019、1020、1021の減衰量が制御される点である。   Next, the principle of operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS. The basic operation principle of the sixth embodiment is the same as that of the second to fourth embodiments. The difference is that the attenuation amount of the filters 1019, 1020, and 1021 is controlled.

図9のローパスフィルタ1019を使用する場合を説明する。この条件で第1の実施の形態の動作の説明に記載した(6)式と(7)式から(8)式を導出する過程を計算すると、まず、(7)式の条件が前記のフィルタの特性から下記(13)式の様に表される。   A case where the low pass filter 1019 of FIG. 9 is used will be described. Under this condition, when the process of deriving the expression (8) from the expressions (6) and (7) described in the description of the operation of the first embodiment is calculated, first, the condition of the expression (7) From the characteristic, it is expressed as the following equation (13).

Figure 0006016261
Figure 0006016261

この時、(8)式は、下記(14)式の様に算出される。   At this time, the equation (8) is calculated as the following equation (14).

Figure 0006016261
Figure 0006016261

(14)式は、送信信号入力端子1000から入力される信号振幅に応じて、歪を最小とする最適な値がローカル信号源1007の振幅B2とkの積に存在することを意味している。第1の実施の形態の動作の説明に記載した様に、ローカル信号源1001、1007の振幅B1、B2は送信信号源の信号振幅に応じて変化させることはないため、(14)式は、送信信号入力端子100から入力される信号振幅に応じてIMD3が最小となるkの値が存在することを示している。つまり、図9の信号処理部1018で、検波器1017で検出した信号振幅に対応して、(14)式を満たす様にロスL2を制御することで、送信信号入力端子1000から入力される信号振幅に依存せず、IMD3を低減することが可能である。 Equation (14) means that the optimum value that minimizes distortion exists in the product of the amplitudes B 2 and k of the local signal source 1007 according to the signal amplitude input from the transmission signal input terminal 1000. Yes. As described in the explanation of the operation of the first embodiment, the amplitudes B 1 and B 2 of the local signal sources 1001 and 1007 are not changed in accordance with the signal amplitude of the transmission signal source, so the equation (14) Indicates that there exists a value of k that minimizes IMD3 according to the signal amplitude input from the transmission signal input terminal 100. That is, the signal processor 1018 in FIG. 9 inputs the signal from the transmission signal input terminal 1000 by controlling the loss L 2 so as to satisfy the equation (14) corresponding to the signal amplitude detected by the detector 1017. It is possible to reduce IMD3 without depending on the signal amplitude.

上記では図9のローパスフィルタの場合について述べたが、図10のハイパスフィルタや図11のバンドパスフィルタを用いる場合においても、同様の手法でIMD3の低減が可能である。以上の様に第6の実施の形態を用いることによりIMD3やACPR(ACLR)低減の効果を得ることができる。   Although the case of the low-pass filter of FIG. 9 has been described above, the IMD3 can be reduced by the same method even when the high-pass filter of FIG. 10 or the band-pass filter of FIG. 11 is used. As described above, by using the sixth embodiment, an effect of reducing IMD3 or ACPR (ACLR) can be obtained.

第6の実施の形態(図9、図10、図11)では、前記のフィルタの条件を例に示したが、fLO1でアップコンバージョンされる信号(主信号、主信号のイメージ)と、fLO2でアップコンバージョンされる信号(2倍波、2倍波のイメージ)のロスが異なっており、その一方を制御できれば、本実施形態と同様の効果を得ることが可能である。 In the sixth embodiment (FIGS. 9, 10, and 11), the conditions of the filter are shown as an example, but the signal (main signal, image of the main signal) that is up-converted by f LO1 , and f If the loss of signals (double wave and double wave image) up-converted by LO2 is different and one of them can be controlled, the same effect as this embodiment can be obtained.

(第七の実施の形態)
図１２、図１３は本発明の第7の実施の形態を示すブロック図である。図１２、図１３では、第1のローカル信号源1001は信号合成器1005の第1の入力端子に接続され、第2のローカル信号源1007は信号の位相を調整する位相器1006を介して、信号合成器1005の第2の入力端子に接続される。ミキサブロック1014は、ミキサブロックの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力し、イメージ信号を抑圧する機能を有する素子で、該ミキサブロック1014の第1の入力端子には送信信号入力端子1000からの信号を入力し、ミキサブロック1014の第2の入力端子に信号合成器1005の出力端子を接続する。ミキサブロックの出力端子はフィルタ(図１２ではローパスフィルタ1019、図１３ではハイパスフィルタ1020)を介して増幅器1003の入力端子に接続され、増幅器1003の出力端子は回路全体の出力端子1004に接続される。送信信号入力端子1000とミキサブロック1014の間には検波器1017が接続され、検波器1017の出力は信号処理部1018を介して、フィルタ1019、1020の減衰量の制御端子に接続される。 (Seventh embodiment)
12 and 13 are block diagrams showing a seventh embodiment of the present invention. 12 and 13, the first local signal source 1001 is connected to the first input terminal of the signal synthesizer 1005, and the second local signal source 1007 is connected via the phase shifter 1006 that adjusts the phase of the signal. Connected to the second input terminal of the signal synthesizer 1005. The mixer block 1014 is an element having a function of suppressing the image signal by mixing the signal from the first input terminal of the mixer block and the signal from the second input terminal and outputting the mixed signal to the output terminal. The signal from the transmission signal input terminal 1000 is input to the first input terminal, and the output terminal of the signal synthesizer 1005 is connected to the second input terminal of the mixer block 1014. The output terminal of the mixer block is connected to the input terminal of the amplifier 1003 via a filter (the low-pass filter 1019 in FIG. 12 and the high-pass filter 1020 in FIG. 13), and the output terminal of the amplifier 1003 is connected to the output terminal 1004 of the entire circuit. . A detector 1017 is connected between the transmission signal input terminal 1000 and the mixer block 1014, and the output of the detector 1017 is connected to the attenuation control terminals of the filters 1019 and 1020 via the signal processing unit 1018.

第1のローカル信号源1001と第2のローカル信号源1007は、第1のローカル信号源の信号周波数をf0とし、送信信号入力端子1000から入力される信号周波数をfIFとした場合、第2のローカル信号源の信号周波数は2f0±fIFの関係を持つ。あるいは、前記の第1のローカル信号源の信号周波数と第2のローカル信号源の信号周波数が逆となっても良い。 When the first local signal source 1001 and the second local signal source 1007 have the signal frequency of the first local signal source as f 0 and the signal frequency input from the transmission signal input terminal 1000 as f IF , The signal frequency of the local signal source 2 has a relationship of 2f 0 ± f IF . Alternatively, the signal frequency of the first local signal source and the signal frequency of the second local signal source may be reversed.

ミキサブロック1014は、前述の通り、イメージ信号を抑圧するミキサで、その構成の一例として図8の符号1014の点線内の構成を示す。送信信号入力端子1000からの入力信号は、2つの経路に分岐し、片方は90度位相器1011を介して、第1のミキサ1015の第1の入力端子に入力され、もう一方は、第2のミキサ1016の第2の入力端子に入力される。信号合成器1005から出力されるローカル信号は同じく2つの経路に分配され、片方は90度位相器1013を介して第1のミキサ1015に、もう一方は、第2のミキサ1016に入力される。第1第2のミキサの出力は信号合成器1012を介して出力される。なお、第1第2のミキサ1015、1016は、ミキサの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力する機能を有する素子である。   As described above, the mixer block 1014 is a mixer that suppresses an image signal, and shows a configuration within a dotted line 1014 in FIG. 8 as an example of the configuration. The input signal from the transmission signal input terminal 1000 branches into two paths, one of which is input to the first input terminal of the first mixer 1015 via the 90 degree phase shifter 1011 and the other is the second Is input to the second input terminal of the mixer 1016. The local signal output from the signal synthesizer 1005 is also distributed to two paths, one of which is input to the first mixer 1015 via the 90 degree phase shifter 1013 and the other is input to the second mixer 1016. The outputs of the first and second mixers are output via a signal synthesizer 1012. The first and second mixers 1015 and 1016 are elements having a function of mixing a signal from the first input terminal of the mixer and a signal from the second input terminal and outputting the result to the output terminal.

このミキサブロックにより、出力される信号はイメージ信号が抑圧される。その結果、第2のローカル信号の信号周波数をfLO2とすると、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2の信号(主信号)と、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波の信号)が出力され、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2の信号(イメージ信号)と、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ信号)が抑圧される。 This mixer block suppresses the image signal from the output signal. As a result, if the signal frequency of the second local signal is f LO2 , the signals of f LO1 + f IF1 and f LO1 + f IF2 (main signal) and the signals of f LO2 + f IF1 and f LO2 + f IF2 ( 2nd harmonic signal) is output, f LO1 -f IF1 , f LO1 -f IF2 signal (image signal), and f LO2 -f IF1 , f LO2 -f IF2 signal (2nd harmonic image signal) Is suppressed.

更にフィルタによって、ミキサブロックの出力信号は減衰する。   Further, the output signal of the mixer block is attenuated by the filter.

図１２のローパスフィルタの場合、第2の実施の形態と同様にfLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)と、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロス、L1(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を遮断する特性を持っており、このロスL2(dB)を減衰量の制御端子により制御可能としている。 In the case of the low-pass filter of FIG. 12, f LO1 -f IF1 , f LO1 -f IF2 (image signal) and f LO1 + f IF1 and f LO1 + f IF2 (main signal) are set as in the second embodiment. certain loss passed by L 1 (dB), is passed through f LO2 -f IF1, f LO2 of -f IF2 signal (second harmonic images) at a constant loss L 2 (dB), f LO2 + f IF1 and f LO2 + f IF2 has a characteristic of blocking the signal (second harmonic), and this loss L 2 (dB) can be controlled by an attenuation control terminal.

図１３のハイパスフィルタの場合、第3の実施の形態と同様に、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)を遮断し、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)とfLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を一定のロスL1(dB)で通過させる特性を持っており、このロスL2(dB)を減衰量の制御端子により制御可能としている。 In the case of the high-pass filter of FIG. 13, as in the third embodiment, f LO1 -f IF1 and f LO1 -f IF2 (image signals) are blocked and f LO1 + f IF1 and f LO1 + f IF2 (main Signal) with a constant loss L 2 (dB), f LO2 -f IF1 , f LO2 -f IF2 signal (double wave image) and f LO2 + f IF1 , f LO2 + f IF2 signal ( 2nd harmonic) with a constant loss L 1 (dB), and this loss L 2 (dB) can be controlled by an attenuation control terminal.

ミキサブロックとフィルタの組み合わせにより、図１２の場合はfLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)は抑圧され、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)は一定のロス、L1(dB)で通過し、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)は一定のロスL2(dB)で通過し、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)は抑圧される。また、図１３の場合はfLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)は抑圧され、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)は一定のロス、L2(dB)で通過し、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)は一定のロスL1(dB)で通過し、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)は抑圧される。 In the case of Fig. 12, f LO1 -f IF1 and f LO1 -f IF2 (image signal) are suppressed, and f LO1 + f IF1 and f LO1 + f IF2 (main signal) are constant. Loss, passing through L 1 (dB), f LO2 -f IF1 , f LO2 -f IF2 signal (second harmonic image) passes with a constant loss L 2 (dB), f LO2 + f IF1 , The f LO2 + f IF2 signal (second harmonic) is suppressed. In the case of FIG. 13, f LO1 -f IF1 and f LO1 -f IF2 (image signal) are suppressed, f LO1 + f IF1 and f LO1 + f IF2 (main signal) are constant loss, L 2 (dB ) And f LO2 -f IF1 and f LO2 -f IF2 signals (second harmonic image) pass with a constant loss L 1 (dB), and f LO2 + f IF1 and f LO2 + f IF2 The signal (second harmonic) is suppressed.

次に図１２を使用して、本実施形態の動作の原理について説明する。この第7の実施の形態の動作原理の基本は第5の実施の形態と同一である。異なる点は、フィルタ1019、1020により、主信号と2倍波の出力ハ゜ワーが異なり、その減衰量が制御される点である。   Next, the principle of operation of the present embodiment will be described with reference to FIG. The basic operation principle of the seventh embodiment is the same as that of the fifth embodiment. The difference is that the output power of the main signal and the second harmonic is different by the filters 1019 and 1020, and the attenuation amount is controlled.

図１２のローパスフィルタ1019を使用する場合を説明する。この条件で第1の実施の形態の動作の説明に記載した(6)式と(7)式から(8)式を導出する過程を計算すると、まず、(7)式の条件が前記のフィルタの特性から(15)式の様に表される。   A case where the low-pass filter 1019 of FIG. 12 is used will be described. Under this condition, when the process of deriving the expression (8) from the expressions (6) and (7) described in the description of the operation of the first embodiment is calculated, first, the condition of the expression (7) It is expressed as shown in equation (15) from the characteristics of

Figure 0006016261
Figure 0006016261

この時、(8)式は、(16)式の様に算出される。   At this time, equation (8) is calculated as equation (16).

Figure 0006016261
Figure 0006016261

(16)式は、送信信号入力端子1000から入力される信号振幅に応じて、歪を最小とする最適な値がローカル信号源1007の振幅B2とkの積に存在することを意味している。第1の実施の形態の動作の説明に記載した様に、ローカル信号源1001、1007の振幅B1、B2は送信信号源の信号振幅に応じて変化させることはないため、(16)式は、送信信号入力端子から入力される信号振幅に応じてIMD3歪が最小となるkの値が存在することを示している。つまり、図１２の信号処理部1018で、検波器1017で検出した信号振幅に対応して、(16)式を満たす様にロスL2を制御することで、送信信号入力端子1000から入力される信号振幅に依存せず、IMD3を低減することが可能である。 Equation (16) means that the optimum value that minimizes distortion exists in the product of the amplitudes B 2 and k of the local signal source 1007 according to the signal amplitude input from the transmission signal input terminal 1000. Yes. As described in the explanation of the operation of the first embodiment, the amplitudes B 1 and B 2 of the local signal sources 1001 and 1007 are not changed according to the signal amplitude of the transmission signal source. Indicates that there exists a value of k that minimizes the IMD3 distortion in accordance with the signal amplitude input from the transmission signal input terminal. In other words, the signal processing section 1018 in FIG. 12, in response to the signal amplitude detected by the detector 1017 is input since a transmission signal input terminal 1000 for controlling the loss L 2 so as to satisfy the equation (16) It is possible to reduce IMD3 without depending on the signal amplitude.

上記では図１２のローパスフィルタの場合について述べたが、図１３のハイパスフィルタにおいても、同様の手法でIMD3の低減が可能である。以上の様に第7の実施の形態を用いることによりIMD3やACPR(ACLR)低減の効果を得ることができる。   Although the case of the low-pass filter of FIG. 12 has been described above, the IMD3 can be reduced by the same method in the high-pass filter of FIG. As described above, by using the seventh embodiment, an effect of reducing IMD3 or ACPR (ACLR) can be obtained.

上記に記載した本実施形態の実施の形態では、ローカル信号を2つ使用し、発生するIMD3の1つを相殺し低減したが、ローカル信号を3つ以上使用して個々の角周波数の歪を低減することも可能である。   In the embodiment of the present embodiment described above, two local signals are used and one generated IMD3 is canceled and reduced. However, three or more local signals are used to reduce distortion of individual angular frequencies. It is also possible to reduce.

また、本実施形態の実施の形態のブロック図(図1、図5から図13)では、実施形態の動作に必要な最小限度の素子しか含まれていない。実際の無線通信機の動作においては、これらの素子に加え、ミキサ(変調器を含む)やアンプやフィルタや減衰器やスイッチなどの素子が使用される場合がある。   Further, the block diagrams (FIG. 1, FIG. 5 to FIG. 13) of the embodiment of the present embodiment include only the minimum elements necessary for the operation of the embodiment. In actual operation of a wireless communication device, in addition to these elements, elements such as a mixer (including a modulator), an amplifier, a filter, an attenuator, and a switch may be used.

（付記１）
送信入力信号(周波数ｆIF)と第１のローカル信号(周波数をｆＬＯ)を用いて、ｆＬＯ＋ｆIFの周波数にアップコンバージョンするミキサを有し、該アップコンバージョンされた信号を増幅する非線形増幅器を有する無線通信装置において、
該ミキサに入力する第１のローカル信号に周波数２ｆＬＯ±ｆIFあるいは２ｆＬＯ±３ｆIFの第２のローカル信号を加えることを特徴とする、
歪低減機能を有する無線通信装置。
（付記２）
非線形性のため歪が発生する増幅器を有する無線通信装置において、
該無線通信装置が通信に使用する周波数の信号に、他の周波数の信号を加え、該非線形増幅器に入力することにより、
該通信に利用する周波数の信号から発生する３次の歪と、該通信に利用する周波数の信号と該他の周波数の信号から発生する２次の歪が相殺することを特徴とする
無線通信装置の歪低減手法。
（付記３）
付記２記載の無線通信装置において、
該他の周波数の信号を、該非線形増幅器より手前に配置されたミキサに入力するローカル信号に追加の信号を加えることにより実現することを特徴とする
無線通信装置の歪低減手法。
（付記４）
付記１記載の無線通信装置において、
該アップコンバージョンするミキサがイメージ信号を抑圧するミキサであることを特徴とする
歪低減機能を有する無線通信装置。
（付記５）
付記１記載の無線通信装置において、
ミキサと非線形増幅器の間に周波数をｆLO＋ｆIF通過させ、ｆLO−ｆIFの周波数を遮断するローパスフィルタを追加したことを特徴とする
歪低減機能を有する無線通信装置。
（付記６）
付記４記載の無線通信装置において、
ミキサと非線形増幅器の間に周波数をｆLO＋ｆIF通過させ、ｆLO−ｆIFの周波数を遮断するローパスフィルタを追加したことを特徴とする
歪低減機能を有する無線通信装置。
（付記７）
付記１、あるいは付記４、あるいは付記５記載の無線通信装置において、
該第２のローカル信号の周波数をｆLO２とした場合、
ミキサと非線形増幅器の間にｆLO２−ｆIFの周波数を通過させ、ｆLO２＋ｆIFの周波数を遮断するハイパスフィルタを追加したことを特徴とする
歪低減機能を有する無線通信装置。
（付記８）
付記５から６記載の無線通信装置において、
該フィルタが、第１のローカル信号によりアップコンバージョンされる信号と、第２のローカル信号によりアップコンバージョンされる信号、のいずれか一方の通過ロスを制御可能としたことを特徴とする
歪低減機能を有する無線通信装置。
（付記９）
付記８記載の無線通信装置において、
該フィルタの通過ロスを該送信入力信号の振幅に応じて、変化させることを特徴とする
歪低減機能を有する無線通信装置。 (Appendix 1)
A non-linear amplifier having a mixer that up-converts to a frequency of f LO + f IF using a transmission input signal (frequency f IF ) and a first local signal (frequency is f LO ), and amplifies the up-converted signal In a wireless communication device having
A second local signal having a frequency of 2f LO ± f IF or 2f LO ± 3f IF is added to the first local signal input to the mixer,
A wireless communication apparatus having a distortion reduction function.
(Appendix 2)
In a wireless communication apparatus having an amplifier that generates distortion due to nonlinearity,
By adding a signal of another frequency to a signal of a frequency used for communication by the wireless communication device and inputting the signal to the nonlinear amplifier,
A third-order distortion generated from a signal having a frequency used for communication and a second-order distortion generated from a signal having a frequency used for communication and a signal having another frequency cancel each other. Distortion reduction technique.
(Appendix 3)
In the wireless communication device according to attachment 2,
A method for reducing distortion of a wireless communication device, characterized in that the signal of the other frequency is realized by adding an additional signal to a local signal input to a mixer disposed before the nonlinear amplifier.
(Appendix 4)
In the wireless communication device according to attachment 1,
A radio communication apparatus having a distortion reduction function, wherein the up-converting mixer is a mixer that suppresses an image signal.
(Appendix 5)
In the wireless communication device according to attachment 1,
A wireless communication apparatus having a distortion reducing function, wherein a low-pass filter that passes a frequency f LO + f IF and blocks a frequency f LO -f IF is added between a mixer and a nonlinear amplifier.
(Appendix 6)
In the wireless communication device according to attachment 4,
A wireless communication apparatus having a distortion reducing function, wherein a low-pass filter that passes a frequency f LO + f IF and blocks a frequency f LO -f IF is added between a mixer and a nonlinear amplifier.
(Appendix 7)
In the wireless communication device according to appendix 1, or appendix 4, or appendix 5,
When the frequency of the second local signal is f LO2 ,
Between the mixer and the non-linear amplifier is passed through a frequency f LO2 -f IF, radio communication apparatus having a distortion reduction function, characterized in that adding a high-pass filter that blocks frequencies f LO2 + f IF.
(Appendix 8)
In the wireless communication device according to appendices 5 to 6,
A distortion reduction function characterized in that the filter can control a passage loss of either a signal up-converted by the first local signal or a signal up-converted by the second local signal. A wireless communication device.
(Appendix 9)
In the wireless communication device according to attachment 8,
A wireless communication apparatus having a distortion reduction function, characterized in that the pass loss of the filter is changed according to the amplitude of the transmission input signal.

1000 送信信号入力端子
1001 第１のローカル信号源
1002、1015、1016 ミキサ
1003 増幅器
1004 出力端子
1005、1012 信号合成素子
1006 位相器
1007 第２のローカル信号源
1008 ローパスフィルタ
1009 ハイパスフィルタ
1010 バンドパスフィルタ
1011、1013 90度位相器
1014 ミキサブロック
1017 検波器
1018 信号処理部
1019 減衰量可変ローパスフィルタ
1020 減衰量可変ハイパスフィルタ
1021 減衰量可変バンドパスフィルタ
1200 増幅器から発生するIMD3
1201 増幅器から発生するIMD2
1202 第１の実施の形態でのIMD3 1000 Transmission signal input terminal
1001 First local signal source
1002, 1015, 1016 mixer
1003 amplifier
1004 Output terminal
1005, 1012 Signal synthesis element
1006 Phaser
1007 Second local signal source
1008 Low pass filter
1009 High pass filter
1010 Bandpass filter
1011, 1013 90 degree phase shifter
1014 Mixer block
1017 detector
1018 Signal processor
1019 Variable attenuation low pass filter
1020 Variable attenuation high-pass filter
1021 Band-pass filter with variable attenuation
IMD3 generated from 1200 amplifier
1201 IMD2 generated from an amplifier
1202 IMD3 in the first embodiment

Claims (8)

第１局部周波数fLO1の第１局部信号を出力する第１局部発振器と、
第２局部周波数fLO2の第２局部信号を出力する第２局部発振器と、
前記第１局部信号と前記第２局部信号を加算する加算器と、
前記加算器の出力信号を用いて、周波数をfIFとする送信入力信号をアップコンバージョンするミキサと、
前記ミキサの出力信号を増幅する増幅器と、
を備え、
前記第２局部周波数fLO2は、2fLO1±fIF又は2fLO1±3fIFに設定される、
歪低減回路。 A first local oscillator that outputs a first local signal at a first local frequency f LO1 ;
A second local oscillator for outputting a second local signal having a second local frequency f LO2 ;
An adder for adding the first local signal and the second local signal;
Using the output signal of the adder, a mixer that up-converts a transmission input signal having a frequency of f IF ,
An amplifier for amplifying the output signal of the mixer;
With
The second local frequency f LO2 is set to 2f LO1 ± f IF or 2f LO1 ± 3f IF .
Distortion reduction circuit. 請求項１に記載の歪低減回路であって、
前記ミキサは、前記ミキサの前記出力信号に含まれるイメージ信号を抑圧可能に構成されている、
歪低減回路。 The distortion reduction circuit according to claim 1,
The mixer is configured to suppress an image signal included in the output signal of the mixer.
Distortion reduction circuit. 請求項１又は２に記載の歪低減回路であって、
前記ミキサと前記増幅器との間に、前記ミキサの前記出力信号のうち周波数がf LO2 -f IF である信号は通過させ、前記ミキサの前記出力信号のうち周波数がf LO2 +f IF である信号は遮断する、ローパスフィルタを更に備える、
歪低減回路。 The distortion reduction circuit according to claim 1 or 2,
Between the mixer and the amplifier, a signal whose frequency is f LO2 −f IF among the output signals of the mixer is passed, and a signal whose frequency is f LO2 + f IF among the output signals of the mixer Is further provided with a low-pass filter for blocking,
Distortion reduction circuit. 請求項３に記載の歪低減回路であって、The distortion reduction circuit according to claim 3,
前記ローパスフィルタは、前記ミキサによって前記第１局部信号を用いてアップコンバージョンされた信号と、前記ミキサによって前記第２局部信号を用いてアップコンバージョンされた信号と、のうち何れか一方の通過ロスを制御可能に構成されている、The low-pass filter is configured to reduce a passage loss of any one of a signal up-converted by the mixer using the first local signal and a signal up-converted by the mixer using the second local signal. Configured to be controllable,
歪低減回路。Distortion reduction circuit. 請求項４に記載の歪低減回路であって、The distortion reduction circuit according to claim 4,
前記ローパスフィルタは、前記送信入力信号の振幅に基づいて前記通過ロスを制御する、The low-pass filter controls the passage loss based on an amplitude of the transmission input signal;
歪低減回路。Distortion reduction circuit. 請求項１又は２に記載の歪低減回路であって、The distortion reduction circuit according to claim 1 or 2,
前記ミキサと前記増幅器との間に、前記ミキサの前記出力信号のうち周波数がfThe frequency of the output signal of the mixer is f between the mixer and the amplifier. LO1LO1 +f+ f IFIF である信号は通過させ、前記ミキサの前記出力信号のうち周波数がfAnd the frequency of the output signal of the mixer is f. LO1LO1 -f-f IFIF である信号は遮断する、ハイパスフィルタを更に備える、Further comprising a high-pass filter that blocks signals that are
歪低減回路。Distortion reduction circuit. 請求項６に記載の歪低減回路であって、The distortion reduction circuit according to claim 6,
前記ハイパスフィルタは、前記ミキサによって前記第１局部信号を用いてアップコンバージョンされた信号と、前記ミキサによって前記第２局部信号を用いてアップコンバージョンされた信号と、のうち何れか一方の通過ロスを制御可能に構成されている、The high-pass filter is configured to reduce a passage loss of one of a signal up-converted by the mixer using the first local signal and a signal up-converted by the mixer using the second local signal. Configured to be controllable,
歪低減回路。Distortion reduction circuit. 請求項７に記載の歪低減回路であって、The distortion reduction circuit according to claim 7,
前記ハイパスフィルタは、前記送信入力信号の振幅に基づいて前記通過ロスを制御する、The high-pass filter controls the passage loss based on an amplitude of the transmission input signal;
歪低減回路。Distortion reduction circuit.
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JPH03209927A (en) * 1990-01-12 1991-09-12 Fujitsu Ltd Heterodyne transmitter
JPH11234047A (en) * 1998-02-13 1999-08-27 Kokusai Electric Co Ltd Method and device for frequency conversion
JP2008017219A (en) * 2006-07-06 2008-01-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd Phase shifter and radio transmission device
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