JP2009267514A - Cartesian feedback transmitter - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、増幅器の非線形歪みが付加された出力の一部をベースバンド信号にフィードバックすることによって歪みを低減するカルテシアンフィードバック送信機に関するものである。 The present invention relates to a Cartesian feedback transmitter that reduces distortion by feeding back a part of an output with added nonlinear distortion of an amplifier to a baseband signal.
従来のカルテシアンフィードバック送信機として、入力されるベースバンド入力信号の同相成分及び直交成分を帰還信号と加算する加算器と、加算器を介したベースバンド信号を帯域制限する低域通過フィルタと、低域通過フィルタの出力信号を直交変調する直交変調器と、直交変調器により変調された変調信号を増幅する増幅器と、増幅器の出力信号を分岐する信号分岐手段と、信号分岐手段により分岐された増幅器の出力信号を直交復調して加算器に帰還信号として負帰還する直交復調器とを備え、低域通過フィルタの出力信号を直交変調器により直交変調した変調信号を増幅器に入力することにより増幅器で発生する非線形歪みの補償を行うものがある(例えば、特許文献1参照)。 As a conventional Cartesian feedback transmitter, an adder that adds in-phase and quadrature components of the input baseband input signal to the feedback signal, a low-pass filter that limits the band of the baseband signal via the adder, The quadrature modulator that quadrature modulates the output signal of the low-pass filter, the amplifier that amplifies the modulation signal modulated by the quadrature modulator, the signal branching means that branches the output signal of the amplifier, and the signal branching means A quadrature demodulator that quadrature demodulates the output signal of the amplifier and negatively feeds back as a feedback signal to the adder, and inputs the modulation signal obtained by orthogonally modulating the output signal of the low-pass filter by the quadrature modulator to the amplifier (For example, see Patent Document 1).
このカルテシアンフィードバック送信機において、ベースバンド信号入力端子より入力されたベースバンド入力信号の同相成分及び直交成分は、加算器に入力され、加算器により、直交復調器の出力である帰還信号と加算される。そして、この加算されたベースバンド信号は、低域通過フィルタで周波数帯域の制限が行われた後、直交変調器に入力されて変調され、変調信号の同相成分と直交成分に変換される。さらに、この変調信号は、増幅器により増幅された後、信号分岐手段を介して出力端子から出力される。 In this Cartesian feedback transmitter, the in-phase component and the quadrature component of the baseband input signal input from the baseband signal input terminal are input to the adder, and are added to the feedback signal which is the output of the quadrature demodulator by the adder. Is done. The added baseband signal is subjected to frequency band restriction by a low-pass filter, then input to a quadrature modulator, modulated, and converted into an in-phase component and a quadrature component of the modulated signal. Further, the modulated signal is amplified by an amplifier and then output from the output terminal via the signal branching means.
また、信号分岐手段により増幅器からの出力信号の一部は、帰還されて、直交復調器に入力される。直交復調器に入力された信号は、直交復調器によって復調されて帰還信号の同相成分と直交成分に変換される。そして、帰還信号の同相成分及び直交成分は、前記加算器に入力される。直交復調器の出力する帰還信号は、増幅器の非線形歪みを持っているが、この帰還信号を前述のように加算器に帰還することにより、非線形歪みを補償することができる。 A part of the output signal from the amplifier is fed back by the signal branching means and input to the quadrature demodulator. The signal input to the quadrature demodulator is demodulated by the quadrature demodulator and converted into the in-phase component and the quadrature component of the feedback signal. Then, the in-phase component and the quadrature component of the feedback signal are input to the adder. The feedback signal output from the quadrature demodulator has nonlinear distortion of the amplifier, but the nonlinear distortion can be compensated by feeding back this feedback signal to the adder as described above.
ところで、このカルテシアンフィードバック送信機では、あらかじめベースバンド入力信号が入力端子から入力されて帰還信号として加算器に戻ってくるループの位相回りが180度となるように設計されている。 By the way, this Cartesian feedback transmitter is designed so that the phase around a loop in which a baseband input signal is input from an input terminal and returned to the adder as a feedback signal is 180 degrees.
例えば、ベースバンド信号入力端子をPort1、信号分岐手段からの出力信号を出力する出力端子をPort2、直交復調器の出力に出力端子を設けて回路を切断した場合の出力端子をPort3とした場合、Port1からPort3までの経路を開ループと定義すると、Port3からの出力信号VFBは式(1)で表される。
For example, when the baseband signal input terminal is Port1, the output terminal that outputs the output signal from the signal branching means is Port2, and the output terminal when the circuit is disconnected by providing an output terminal at the output of the quadrature demodulator is Port3, When the path from
VFB=Re[A・Vin] (1)
ただし、式(1)において
A=a0・expjθ0 (2)
Vin=rin・expjφin (3)
V FB = Re [A · V in ] (1)
However, in Formula (1), A = a 0 · exp jθ0 (2)
V in = r in · exp jφin (3)
上式において、Aは開ループの複素利得であり、a0は開ループ利得、θ0は開ループ位相である。またrinは入力信号の振幅、φinは入力信号の位相である。図9に、開ループの複素利得Aの一例を示す。 In the above equation, A is the open loop complex gain, a 0 is the open loop gain, and θ 0 is the open loop phase. Also, r in is the amplitude of the input signal, and φ in is the phase of the input signal. FIG. 9 shows an example of an open-loop complex gain A.
今、図9のように開ループの複素利得Aを入力信号の位相φinの同相成分Ax及び直交成分Ayに分解すると、次式のようになる。
Ax=Re[A] =a0・cosθ0 (4)
Ay=Re[A] =a0・sinθ0 (5)
Now, as shown in FIG. 9, when the open-loop complex gain A is decomposed into the in- phase component A x and the quadrature component A y of the phase φ in of the input signal, the following equation is obtained.
A x = Re [A] = a 0 · cos θ 0 (4)
A y = Re [A] = a 0 · sin θ 0 (5)
上式において、入力信号と同相成分であるAxが1以上となる場合、ループが不安定である。つまり、ループが不安定となる条件は式(6)となる。
Ax ≧ 1 (6)
これをdB表示で表すと式(7)となる。
Ax ≧ 0(dB) (7)
In the above equation, if the input signal and the phase component A x is 1 or more, the loop is unstable. That is, the condition that makes the loop unstable is expressed by Equation (6).
A x ≧ 1 (6)
When this is expressed in dB, the equation (7) is obtained.
A x ≧ 0 (dB) (7)
図10に、従来のカルテシアンフィードバック送信機における開ループ利得a0及び位相θ0の周波数特性の一例を示す。図11は、開ループ利得a0及び入力信号の位相φinの同相成分Axを示している。Axは前述の式(4)を用いて求めており、例えば、A点では開ループ利得a0が約−22dB、開ループ位相θ0が約0degである。このとき、図11において、Axは約−22dBであることが分かる。図11より、このカルテシアンフィードバック送信機は、Ax <0dBであり、ループが不安定となる条件式(7)を満たさないため、安定に動作する。 FIG. 10 shows an example of frequency characteristics of the open loop gain a 0 and the phase θ 0 in the conventional Cartesian feedback transmitter. FIG. 11 shows the in- phase component A x of the open loop gain a 0 and the phase φ in of the input signal. A x is obtained using the above-described equation (4). For example, at point A, the open loop gain a 0 is about −22 dB and the open loop phase θ 0 is about 0 deg. At this time, in FIG. 11, A x is can be seen that about -22 dB. From FIG. 11, this Cartesian feedback transmitter operates stably because A x <0 dB and conditional expression (7) that makes the loop unstable is not satisfied.
しかしながら、より線形性が求められる増幅器にカルテシアンフィードバック送信機を適用しようとすると、歪み補償量を大きくするために、ループ利得を上げなければならず、ループが不安定になる周波数帯域がでてくる。例えば、歪み補償量を大きくするために、図12のようにループ利得を上げるとする。図13(a)は、開ループ利得a0及び入力信号の位相φinの同相成分Axを示しており、図13(b)は、図13(a)の拡大図である。図13(b)において、B−C間の周波数帯域は、Ax ≧0dBであり、式(7)を満たすため、ループが不安定となる。 However, if a Cartesian feedback transmitter is applied to an amplifier that requires more linearity, the loop gain must be increased in order to increase the distortion compensation amount, resulting in a frequency band where the loop becomes unstable. come. For example, in order to increase the distortion compensation amount, it is assumed that the loop gain is increased as shown in FIG. FIG. 13A shows the in- phase component A x of the open loop gain a 0 and the phase φ in of the input signal, and FIG. 13B is an enlarged view of FIG. 13A. In FIG. 13B, the frequency band between B and C is A x ≧ 0 dB and satisfies the formula (7), so the loop becomes unstable.
この発明は上述した点に鑑みてなされたもので、ループの安定性を維持したまま、歪み補償量を大きくすることができるカルテシアンフィードバック送信機を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above points, and an object thereof is to obtain a Cartesian feedback transmitter capable of increasing the distortion compensation amount while maintaining the stability of the loop.
この発明に係るカルテシアンフィードバック送信機は、入力されるベースバンド入力信号の同相成分及び直交成分を帰還信号と加算する加算器と、前記加算器を介したベースバンド信号を帯域制限する低域通過フィルタと、前記低域通過フィルタの出力信号を直交変調する直交変調器と、前記直交変調器により変調された変調信号を増幅する増幅器と、前記増幅器の出力信号を分岐する信号分岐手段と、前記信号分岐手段により分岐された前記増幅器の出力信号を直交復調して前記加算器に帰還信号として負帰還する直交復調器とを備えたカルテシアンフィードバック送信機において、前記加算器から前記信号分岐手段までの送信経路または前記信号分岐手段から前記加算器までの帰還経路のいずれかの信号伝送経路に負の群遅延回路を設けたことを特徴とする。 A Cartesian feedback transmitter according to the present invention includes an adder that adds an in-phase component and a quadrature component of an input baseband input signal to a feedback signal, and a low-pass signal that band-limits the baseband signal via the adder. A filter, a quadrature modulator that quadrature modulates the output signal of the low-pass filter, an amplifier that amplifies the modulation signal modulated by the quadrature modulator, a signal branching unit that branches the output signal of the amplifier, In a Cartesian feedback transmitter comprising an orthogonal demodulator that orthogonally demodulates the output signal of the amplifier branched by the signal branching means and negatively feeds back as a feedback signal to the adder, from the adder to the signal branching means A negative group delay circuit is provided in the signal transmission path of either the transmission path or the feedback path from the signal branching means to the adder It is characterized in.
この発明によれば、加算器から信号分岐手段までの送信経路または信号分岐手段から加算器までの帰還経路のいずれかの信号伝送経路に負の群遅延回路を設けることで、通常の低域通過フィルタ、直交変調器、増幅器及び直交復調器などのコンポーネントによって生じる位相遅れを、負の群遅延回路が有する位相進み特性を用いることで低減し、安定性を向上させることができ、さらに、安定性が向上することで、開ループ利得を上げることができるために、カルテシアンフィードバック送信機の安定性を維持したまま、歪み補償量を大きくできるという効果がある。 According to the present invention, by providing the negative group delay circuit in either the transmission path from the adder to the signal branching means or the feedback path from the signal branching means to the adder, a normal low-pass signal can be obtained. Phase delay caused by components such as filters, quadrature modulators, amplifiers, and quadrature demodulator can be reduced by using the phase lead characteristics of negative group delay circuits, and stability can be improved. Since the open loop gain can be increased by improving the distortion, the distortion compensation amount can be increased while maintaining the stability of the Cartesian feedback transmitter.
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1に係るカルテシアンフィードバック送信機の構成を示すブロック図である。図1に示す実施の形態1に係るカルテシアンフィードバック送信機は、入力されるベースバンド入力信号の同相成分I及び直交成分Qを帰還信号と加算する加算器20,21と、加算器20,21を介したベースバンド信号を帯域制限する低域通過フィルタ2,3と、低域通過フィルタ2,3の出力信号を直交変調する直交変調器4と、直交変調器4により変調された変調信号を増幅する増幅器6と、増幅器6の出力信号を分岐する信号分岐手段7と、信号分岐手段7により分岐された増幅器6からの出力信号の一部を減衰する減衰器8と、減衰器8を介した出力に対し負の群遅延を与える負の群遅延回路9と、負の群遅延回路9からの出力信号を減衰する減衰器10と、減衰器10を介した出力信号を直交復調して加算器20,21に帰還信号として負帰還する直交復調器100とを備えている。なお、1は入力端子であり、11は出力端子である。
1 is a block diagram showing a configuration of a Cartesian feedback transmitter according to
ここで、本実施の形態1の特徴とするところは、信号分岐手段7から直交復調器100への信号伝送経路に、負の群遅延回路9を備えたことにある。図2は、実施の形態1における負の群遅延回路9の構成を示す図である。負の群遅延回路9は、図2に示すように、インダクタLs、コンデンサCs及び抵抗Rsで構成される直列共振回路を、信号伝送経路に並列接続したもの2つと、インダクタLp、コンデンサCp及び抵抗Rpで構成される並列共振回路を、信号伝送経路に直列接続したもの1つをπ型に配置して構成している。
Here, the feature of the first embodiment is that a negative
次に動作について説明する。本実施の形態1のカルテシアンフィードバック送信機も、従来例によるカルテシアンフィードバック送信機と同様に、ベースバンド信号入力端子1より入力されたベースバンド入力信号の同相成分I及び直交成分Qは、加算器20及び21に入力される。加算器20および21は、この同相成分I及び直交成分Qから直交復調器100の出力である帰還信号を加算し、加算ベースバンド信号の同相成分I及び直交成分Qを出力する。この加算ベースバンド信号は、低域通過フィルタ2及び3で周波数帯域が低域に制限された後、直交変調器4に入力される。直交変調器4に入力された信号は、直交変調器4によって変調されて変調信号の同相成分Iと直交成分Qに変換される。この変調信号は、増幅器6へ入力される。
Next, the operation will be described. Similarly to the Cartesian feedback transmitter according to the conventional example, the Cartesian feedback transmitter according to
さらに、この変調信号は、増幅器6で増幅された後、信号分岐手段7を介して出力端子11から出力される。なお、信号分岐手段7により増幅器6からの出力信号の一部は、減衰器8で減衰された後、負の群遅延回路9に入力される。
Further, this modulated signal is amplified by the
ここで、図2に示す構成の負の群遅延回路9は、LC並列共振回路及びLC直列共振回路の共振現象を利用したもので、共振周波数の近傍で局所的に負の群遅延を生じる。例えば図3に、図2に示した負の群遅延回路9の振幅および位相特性を示す。図3において、横軸は周波数f、縦軸は通過特性S21の振幅及び位相特性である。図2に示した負の群遅延回路9では、図3のように、共振周波数(ここでは1GHz)の近傍で周波数fの増加に伴い、位相も増加するため、dθ/dfは正となる。
Here, the negative
ここで、群遅延GDは、式(8)より求めることができる。
GD=−dθ/dω= −dθ/d(2πf) (8)
式(8)において、dθ/df>0の場合に、負の群遅延が生じることが分かる。このため、図2に示す回路は共振周波数の近傍で負の群遅延を有する。
Here, the group delay GD can be obtained from Equation (8).
GD = −dθ / dω = −dθ / d (2πf) (8)
In equation (8), it can be seen that a negative group delay occurs when dθ / df> 0. For this reason, the circuit shown in FIG. 2 has a negative group delay in the vicinity of the resonance frequency.
なお、図2に示した負の群遅延回路9は、LC並列共振回路及びLC直列共振回路のπ型構成であるが、これをT型としても良い。また、LC並列共振回路及びLC直列共振回路を自由に組み合わせて多段化しても良い。また、LC並列共振回路またはLC直列共振回路のうち、どちらか一方を少なくとも1つ用いた構成でも良い。
The negative
図4に、本実施の形態1における開ループの利得及び位相の周波数特性の一例を示す。また、図8は、図4と比較して示す従来例による開ループ利得a0及び入力信号の位相φinの同相成分Axを示しており、図8(b)は、図8(a)の拡大図である。図8(b)において、従来のカルテシアンフィードバック送信機は、B−C間の周波数帯域では、Ax≧0dBであり、ループが不安定であったが、本実施の形態1では、Ax<0dBであり、B−C間においてもループが安定であることが分かる。 FIG. 4 shows an example of open loop gain and phase frequency characteristics in the first embodiment. FIG. 8 shows the in- phase component A x of the open loop gain a 0 and the phase φ in of the input signal according to the conventional example shown in comparison with FIG. 4, and FIG. FIG. In FIG. 8B, in the conventional Cartesian feedback transmitter, A x ≧ 0 dB in the frequency band between B and C, and the loop is unstable, but in the first embodiment, A x It can be seen that <0 dB and the loop is stable even between B and C.
図1に戻り、負の群遅延回路9の出力信号は、減衰器10を介して、直交復調器100に入力される。直交復調器100に入力された信号は、直交復調器100によって復調されて帰還信号の同相成分Iと直交成分Qに変換される。そして、帰還信号の同相成分I及び直交成分Qは、加算器20及び21に入力される。直交復調器100の出力する帰還信号は、増幅器6の非線形歪みを持っているが、この帰還信号を前述のように加算器20,21に帰還することにより、非線形歪みを補償する。
Returning to FIG. 1, the output signal of the negative
上述したように、実施の形態1によれば、負の群遅延回路9を備えることで、通常の低域通過フィルタ2,3、直交変調器4、増幅器6及び直交復調器100などのコンポーネントによって生じる位相遅れを、負の群遅延回路9が有する位相進み特性を用いることで低減し、安定性を向上させることにある。さらに、安定性が向上すると、図4のように開ループ利得を上げることができるために、カルテシアンフィードバック送信機の安定性を維持したまま、歪み補償量を大きくできるという効果がある。
As described above, according to the first embodiment, the negative
なお、上記実施の形態1では、負の群遅延回路9を、減衰器8と10との間の帰還経路に設けたが、加算器20,21から信号分岐手段7までの送信経路または信号分岐手段7から加算器20,21までの帰還経路のいずれかの信号伝送経路に設けてもよく、実施の形態1と同様な効果を奏する。
In the first embodiment, the negative
実施の形態2.
図6は、この発明の実施の形態2に係る負の群遅延回路9を説明するもので、図6(a)は負の群遅延回路9の構成を示す図、図6(b)は負の群遅延回路9の振幅および位相特性を示す図である。図6(a)に示すように、実施の形態2では、抵抗とマイクロストリップ線路で構成されたショートスタブの直列接続回路を、信号伝送線路に対して並列に接続することで、図1に示したカルテシアンフィードバック送信機における負の群遅延回路9を構成している。なお、図6(a)に示した負の群遅延回路9は、信号伝送線路に対して、抵抗とマイクロストリップ線路で構成されたショートスタブを並列に接続したものを1つ用いているが、これをいくつ組み合わせても良い。また、抵抗性成分を有するショートスタブのみで負の群遅延回路9を構成してもよい。
6A and 6B illustrate a negative
次に動作について説明する。図6(b)において、横軸は周波数f、縦軸は通過特性S21の振幅及び位相特性である。図6(a)に示した負の群遅延回路9では、図6(b)のように、共振周波数(ここでは2GHz、4GHz)の近傍で周波数fの増加に伴い、位相も増加するため、dθ/dfは正となる。このため、前記式(8)より負の群遅延が生じる。この負の群遅延回路9は、ショートスタブの線路長がl=λ/2,λ,3λ/2,・・・となる周波数の近傍で負の群遅延特性が得られる。
Next, the operation will be described. In FIG. 6B, the horizontal axis represents the frequency f, and the vertical axis represents the amplitude and phase characteristics of the pass characteristic S21. In the negative
本負の群遅延回路9を用いた場合の動作は実施の形態1と同様である。本実施の形態2における負の群遅延回路9を備えることで、簡易な構成でカルテシアンフィードバック送信機の安定性を維持したまま、歪み補償量を大きくできる。
The operation when the negative
実施の形態3.
図7は、この発明の実施の形態3に係る負の群遅延回路9を説明するもので、図7(a)は負の群遅延回路9の構成を示す図、図7(b)は負の群遅延回路9の振幅および位相特性を示す図である。図7(a)に示すように、実施の形態3では、抵抗とマイクロストリップ線路で構成されたオープンスタブの直列接続回路を、信号伝送線路に対して並列に接続することで、図1に示したカルテシアンフィードバック送信機における負の群遅延回路9を構成している。なお、図7(a)に示した負の群遅延回路9は、信号伝送線路に対して、抵抗とマイクロストリップ線路で構成されたオープンスタブを並列に接続したものを1つ用いているが、これをいくつ組み合わせても良い。また、抵抗性成分を有するオープンスタブのみで負の群遅延回路9を構成してもよい。
7A and 7B illustrate a negative
次に動作について説明する。図7(b)において、横軸は周波数f、縦軸は通過特性S21の振幅及び位相特性である。図7(a)に示した負の群遅延回路9では、図7(b)のように、共振周波数(ここでは1GHz、3GHz、5GHz)の近傍で周波数fの増加に伴い、位相も増加するため、dθ/dfは正となる。このため、前記式(8)より負の群遅延が生じる。この負の群遅延回路は、オープンスタブの線路長がl=λ/4,3λ/4,5λ/4,・・・となる周波数の近傍で負の群遅延特性が得られる。
Next, the operation will be described. In FIG. 7B, the horizontal axis represents the frequency f, and the vertical axis represents the amplitude and phase characteristics of the pass characteristic S21. In the negative
この負の群遅延回路を用いた場合の動作は実施の形態1と同様である。本実施の形態3における負の群遅延回路9を備えることで、簡易な構成でカルテシアンフィードバック送信機の安定性を維持したまま、歪み補償量を大きくできる。
The operation when this negative group delay circuit is used is the same as that of the first embodiment. By including the negative
実施の形態4.
図8は、この発明の実施の形態4に係る負の群遅延回路9の構成を示す図である。本実施の形態4では、線路長の異なる(l1≠l2)、すなわち共振周波数の異なるマイクロストリップ線路で構成されたオープンスタブと抵抗の直列接続回路を、信号伝送線路に対して並列に接続することで、図1に示したカルテシアンフィードバック送信機における負の群遅延回路9を構成している。
FIG. 8 shows a structure of negative
なお、実施の形態1及び2において、回路を多段化した場合にも、本実施の形態4のように共振周波数をそれぞれ異なる周波数に設定しても良い。本実施の形態4における動作は、実施の形態1と同様である。本実施の形態4における負の群遅延回路9を備えることで、線路長の異なるスタブと抵抗の直列接続回路を2つ以上用い、個々のスタブと抵抗の直列接続回路がもつdθ/dfが正となる周波数範囲をずらして、全体としてdθ/dfが正となる周波数帯域を広げることで、負の群遅延特性の広帯域化を図り、カルテシアンフィードバック送信機の安定性を維持したまま、歪み補償量を大きくできる。
In the first and second embodiments, even when the circuit is multistaged, the resonance frequencies may be set to different frequencies as in the fourth embodiment. The operation in the fourth embodiment is the same as that in the first embodiment. By including the negative
なお、この実施の形態4では、負の群遅延回路9として、抵抗とオープンスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものと、抵抗と前記オープンスタブとは線路長の異なるオープンスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものを用いたが、抵抗とショートスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものと、抵抗と前記ショートスタブとは線路長の異なるショートスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものを用いてもよく、同様な効果を奏する。
In the fourth embodiment, as the negative
1 ベースバンド信号入力端子、2,3 低域通過フィルタ、4 直交変調器、6 増幅器、7 信号分岐手段、8 減衰器、9 負の群遅延回路、10 減衰器、11 出力端子、100 直交復調器、20,21 加算器。 1 Baseband signal input terminal, 2, 3 low-pass filter, 4 quadrature modulator, 6 amplifier, 7 signal branching means, 8 attenuator, 9 negative group delay circuit, 10 attenuator, 11 output terminal, 100 quadrature demodulation , 20, 21 Adder.
Claims (10)
前記加算器を介したベースバンド信号を帯域制限する低域通過フィルタと、
前記低域通過フィルタの出力信号を直交変調する直交変調器と、
前記直交変調器により変調された変調信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器の出力信号を分岐する信号分岐手段と、
前記信号分岐手段により分岐された前記増幅器の出力信号を直交復調して前記加算器に帰還信号として負帰還する直交復調器と
を備えたカルテシアンフィードバック送信機において、
前記加算器から前記信号分岐手段までの送信経路または前記信号分岐手段から前記加算器までの帰還経路のいずれかの信号伝送経路に負の群遅延回路を設けた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。 An adder that adds the in-phase and quadrature components of the input baseband input signal to the feedback signal;
A low-pass filter for band-limiting the baseband signal via the adder;
A quadrature modulator for quadrature modulating the output signal of the low-pass filter;
An amplifier for amplifying the modulation signal modulated by the quadrature modulator;
Signal branching means for branching the output signal of the amplifier;
A Cartesian feedback transmitter comprising: an orthogonal demodulator that quadrature demodulates the output signal of the amplifier branched by the signal branching means and negatively feeds back as a feedback signal to the adder;
A Cartesian feedback transmission characterized in that a negative group delay circuit is provided in either the transmission path from the adder to the signal branching means or the feedback path from the signal branching means to the adder. Machine.
前記負の群遅延回路として、コンデンサ、インダクタ及び抵抗で構成される直列共振回路を信号伝送経路に対して並列接続したものを少なくとも1つ用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。 The Cartesian feedback transmitter of claim 1,
As the negative group delay circuit, at least one series resonance circuit composed of a capacitor, an inductor and a resistor connected in parallel to the signal transmission path is used.
前記負の群遅延回路として、インダクタ、コンデンサ及び抵抗で構成される並列共振回路を信号伝送経路に対して直列接続したものを少なくとも1つ用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。 The Cartesian feedback transmitter of claim 1,
The Cartesian feedback transmitter characterized by using at least one of the negative group delay circuits in which a parallel resonance circuit composed of an inductor, a capacitor and a resistor is connected in series to the signal transmission path.
前記負の群遅延回路として、コンデンサ、インダクタ及び抵抗で構成される直列共振回路を信号伝送経路に対して並列接続したものと、インダクタ、コンデンサ及び抵抗で構成される並列共振回路を信号伝送経路に対して直列接続したものとを、それぞれ少なくとも1つ以上用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。 The Cartesian feedback transmitter of claim 1,
As the negative group delay circuit, a series resonance circuit composed of a capacitor, an inductor and a resistor is connected in parallel to the signal transmission path, and a parallel resonance circuit composed of an inductor, a capacitor and a resistance is used as the signal transmission path. A Cartesian feedback transmitter characterized in that at least one of those connected in series is used.
前記負の群遅延回路として、抵抗とショートスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものを少なくとも1つ用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。 The Cartesian feedback transmitter of claim 1,
As the negative group delay circuit, at least one of a series connection circuit of a resistor and a short stub connected in parallel to the signal transmission path is used.
前記負の群遅延回路として、抵抗性成分を有するショートスタブを、信号伝送経路に対して並列接続したものを少なくとも1つ用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。 The Cartesian feedback transmitter of claim 1,
As the negative group delay circuit, at least one of a short stub having a resistive component and connected in parallel to a signal transmission path is used.
前記負の群遅延回路として、抵抗とオープンスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものを少なくとも1つ用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。 The Cartesian feedback transmitter of claim 1,
As the negative group delay circuit, at least one of a series connection circuit of a resistor and an open stub connected in parallel to the signal transmission path is used.
前記負の群遅延回路として、抵抗性成分を有するオープンスタブを、信号伝送経路に対して並列接続したものを少なくとも1つ用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。 The Cartesian feedback transmitter of claim 1,
As the negative group delay circuit, at least one of open stubs having resistive components connected in parallel to the signal transmission path is used.
前記負の群遅延回路として、抵抗とオープンスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものと、抵抗と前記オープンスタブとは線路長の異なるオープンスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものを用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。 The Cartesian feedback transmitter of claim 1,
As the negative group delay circuit, a series connection circuit of resistors and open stubs connected in parallel to the signal transmission path, and a series connection circuit of open stubs having different line lengths from the resistors and the open stubs, A Cartesian feedback transmitter characterized by using one connected in parallel to the signal transmission path.
前記負の群遅延回路として、抵抗とショートスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものと、抵抗と前記ショートスタブとは線路長の異なるショートスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものを用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。 The Cartesian feedback transmitter of claim 1,
As the negative group delay circuit, a series connection circuit of resistors and short stubs connected in parallel to the signal transmission path, and a series connection circuit of short stubs having different line lengths from the resistors and the short stubs, A Cartesian feedback transmitter characterized by using one connected in parallel to the signal transmission path.
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2008
- 2008-04-22 JP JP2008111573A patent/JP2009267514A/en active Pending
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