JPWO2016121393A1 - Ｃｎ比検出回路及び受信回路 - Google Patents

Abstract

ＣＮ比検出回路は、電圧検出部と、平均化部と、時間変動幅計算部と、ＣＮ比計算部とを有する。電圧検出部は、信号の入力電圧を測定する。平均化部は、所定時間内における入力電圧の平均値を算出する。時間変動幅計算部は、上記所定時間内における入力電圧の時間変動幅を算出する。ＣＮ比計算部は、入力電圧の平均値及び時間変動幅を用いて、信号のＣＮ比を算出する。

Description

本開示の一態様は、ＦＭなど振幅一定の変調方式の無線信号を受信する無線受信機などに備えられるＣＮ比検出回路及び受信回路に関する。

従来、ＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）放送を受信するカーラジオでは、受信した無線信号電圧に応じて、音声信号の出力電圧（音声出力電圧）を下げたり（ミュート）、音声の高周波数成分の電圧を下げたり（ハイカット）するなどの信号処理が一般的に行われている。その理由は、低電界の環境で耳障りとなる雑音を緩和するためである。

例えば、自動車で走行中にトンネルに入ると、カーラジオのアンテナ周囲の電界強度が突然低下する。このとき、トンネルに入る前とトンネル内とで音声出力電圧が同じであると、トンネル内では、トンネルに入る前と比較して非常に大きい雑音が聞こえてくることになり不快である。そのため、カーラジオでは、受信した無線信号電圧が下がったことを検出して、音声出力電圧を下げる信号処理（ミュート）が行われる。音声の高周波数成分の電圧を下げる信号処理（ハイカット）も同じ目的で行われている。

また、近年、カーラジオのアンテナとして、従来のロッドアンテナ（例えば、７５センチメートル程度の長さを持つ）だけでなく、シャークフィンアンテナなどの小型アンテナ（例えば、１０センチメートル程度の長さを持つ）が使われている。

小型アンテナの場合、アンテナ素子の小型化によるアンテナ素子の受信利得の低下を補うために、受信信号を増幅するアンテナアンプが併用されている。このようなアンテナアンプを伴うアンテナのことを、「アクティブアンテナ」と呼ぶ。アクティブアンテナのアンテナアンプは、放送波を含む無線信号だけでなく、雑音も増幅する。すなわち、アクティブアンテナでは、ロッドアンテナと比較して、ノイズフロアが上がるため、低電界環境でも無線信号電圧が下がりにくいという違いがある。

この無線信号電圧は、上述した音声信号処理の適用を判断する基準（動作点）として使用されることがある。無線信号電圧を表す指標として「Ｓメータ」がある。本明細書では、以降、無線受信機で同調、および復調する受信チャネルの無線信号電圧のことを「Ｓメータ」と呼ぶ。

アンテナアンプ有りの場合と、アンテナアンプ無しの場合とでは、受信信号の入力レベルが同程度であっても、アンテナアンプのゲインに起因して、無線信号電圧（Ｓメータ）に差が生じてしまう。したがって、無線受信機で音声信号処理を行うソフトウェアにおいて、アンテナアンプ無しのＳメータに対応する動作点に基づいて音声信号にミュートをかける設定となっていた場合、アンテナアンプ無しの場合にはミュートがかかるが、アンテナアンプ有りの場合にはミュートがかからない場合が生じる。

このため、例えば、アクティブアンテナ（アンテナアンプ有りの場合）では、トンネル内を走行時でも適切な信号処理が行われずに雑音がうるさくなってしまう等の問題が発生する。

この問題の対策として、アンテナアンプ使用時には、アンテナアンプのゲインに合わせて信号処理の動作点を変更すればよい。更には、単純な無線信号電圧であるＳメータではなく、受信した無線信号の品質を示す指標として搬送波対雑音比（ＣＮ比：Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を使用して、音声信号処理の制御を行うことが望ましい。

ＣＮ比を検出する従来技術として、受信したデジタル放送信号を復調して測定コンスタレーションを得て、復調された測定コンスタレーションと理論的コンスタレーションとの誤差分（電力比）を、ＣＮ比と１対１で対応する変調誤差比（ＭＥＲ：Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ）として測定する方法が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。

また、ＣＮ比を検出する別の従来技術として、入力信号を復調して得られるベースバンド信号から信号帯域外のノイズ成分を抽出し、抽出された雑音レベルに基づき入力電波の受信レベル（ＣＮ比に対応）を表示する方法が提案されている（例えば、特許文献２を参照）。

特開２００２−１２４９３１号公報 特開平５−６３５９３号公報

本開示は、ＦＭ放送の受信信号のＣＮ比を精度良く算出することができるＣＮ比検出回路及び受信回路を提供する。

本開示の一態様に係るＣＮ比検出回路は、電圧検出部と、平均化部と、時間変動幅計算部と、ＣＮ比計算部とを有する。電圧検出部は、信号の入力電圧を測定する。平均化部は、所定時間内における入力電圧の平均値を算出する。時間変動幅計算部は、上記所定時間内における入力電圧の時間変動幅を算出する。ＣＮ比計算部は、入力電圧の平均値及び時間変動幅を用いて、信号のＣＮ比を算出する。

本開示の一態様に係る受信回路は、復調部と、ＣＮ比検出回路と、音声信号処理部とを有する。復調部は、受信信号を復調する。ＣＮ比検出回路は、この受信信号のＣＮ比を算出する。音声信号処理部は、算出されたＣＮ比に従って、復調後の受信信号に対する音声信号処理を行う。上記ＣＮ比検出回路は、電圧検出部と、平均化部と、時間変動幅計算部と、ＣＮ比計算部とを含む。電圧検出部は、受信信号の入力電圧を測定する。平均化部は、所定時間内における入力電圧の平均値を算出する。時間変動幅計算部は、上記所定時間内における入力電圧の時間変動幅を算出する。ＣＮ比計算部は、入力電圧の平均値及び時間変動幅を用いて、ＣＮ比を算出する。

本開示によれば、ＦＭ放送の受信信号のＣＮ比を精度良く算出することができる。

本発明者らが検討した無線受信機の構成を示すブロック図 受信回路の無線信号電圧を測定する測定系のブロック図 本発明者らが検討した無線受信機におけるＳメータの測定結果を示す図 実施の形態１に係る無線受信機の構成を示すブロック図 実施の形態１におけるＣＮ比の測定結果を示す図 実施の形態２に係る無線受信機の構成を示すブロック図 実施の形態２における時間変動幅の補正処理の説明に供する図 実施の形態２におけるＳメータの標準偏差の測定結果を示す図 実施の形態２におけるＣＮ比の測定結果を示す図 実施の形態３に係る無線受信機の構成を示すブロック図 実施の形態３における６０％変調信号入力時のＳメータとＣＮ比の測定結果を示す図 実施の形態３における７０％変調信号入力時のＳメータとＣＮ比の測定結果を示す図 実施の形態３における８０％変調信号入力時のＳメータとＣＮ比の測定結果を示す図 実施の形態３におけるＳメータとＣＮ比との対応関係の説明に供する図 実施の形態３における判定処理及びスイッチ処理の説明に供する図 実施の形態３に係る無線受信機の他の構成を示すブロック図 実施の形態４におけるＣＮ比検出回路のブロック図 実施の形態４におけるＣＮ比とＳメータの測定結果を示す図

本発明の実施の形態の説明に先立ち、従来の技術における問題点を簡単に説明する。

特許文献１に開示された方法は、デジタル変調の無線方式を前提としており、同期検波を行ってコンスタレーションシンボルを求めている。そのため、アナログ変調の無線方式であるＦＭラジオ放送には適用できない。

また、特許文献２に開示された方法は、信号帯域外（高周波数側）の信号を帯域通過フィルタで抽出し、ＦＭ復調してノイズ電圧（ノイズ成分）として利用している。しかしながら、ＦＭラジオ放送の場合、受信チャネルに隣接したチャネル（つまり、信号帯域外）に強いレベルの妨害信号が存在する場合がある。このため、特許文献２のように受信チャネルの帯域外の信号電圧をノイズ成分として使用しても、ＣＮ比を精度良く測定することは困難である。

［本開示の一態様に係る発明に至った経緯］
次に、本開示の各実施の形態を説明する前に、本発明者が行った実験について説明する。

図１は、本発明者が検討した無線受信機の構成の一例を示すブロック図である。無線受信機１０において、アンテナ１１が受信した無線信号は、アンテナアンプ１２に入力され、アンテナアンプ１２の出力信号が受信回路１３に入力される。受信回路１３は、音声信号処理の出力である音声信号をスピーカ１４へ出力する。以上の構成により、無線受信機１０は、ＦＭラジオ放送を無線信号として受信し、放送内容の音声をスピーカ１４から出力する。

また、受信回路１３において、フロントエンド回路（Ｆ／Ｅ回路）１５は、アンテナアンプ１２から出力された無線信号の増幅、周波数変換、帯域通過フィルタを用いたフィルタリングなどを適宜行う。Ｆ／Ｅ回路１５は、最終的に、受信対象のチャネル（受信チャネル）の周波数の信号（ＦＭ変調信号）を、復調部１６及びＳメータ検出部１７へ出力する。

復調部１６は、Ｆ／Ｅ回路１５から入力された信号をＦＭ復調して、得られる音声信号を音声信号処理部１８へ出力する。

Ｓメータ検出部１７は、Ｆ／Ｅ回路１５から入力された信号から、Ｓメータを算出し、算出されたＳメータを音声信号処理部１８へ出力する。

音声信号処理部１８は、Ｓメータ検出部１７から入力されるＳメータに従って、復調部１６から入力された音声信号に対し、電圧を下げたり（ミュート）、高周波数成分の電圧のみを下げたり（ハイカット）するなどの音声信号処理を行う。すなわち、音声信号処理部１８は、Ｓメータを、音声信号処理の動作点（処理適用の判断基準）として利用する。

次に、本発明者が実験室にて確認実験をした結果について、図２、図３を参照しながら説明する。

図２は、図１に示す無線受信機１０の受信環境と等価である無線信号電圧の測定系２０を示す図である。測定系２０は、標準信号源２１、アンテナダミー回路２２、アンテナアンプ２３、受信回路２４から構成される。測定系２０では、標準信号源２１の出力がアンテナダミー回路２２の入力部に接続され、アンテナダミー回路２２の出力がアンテナアンプ２３の入力部に接続され、アンテナアンプ２３の出力が受信回路２４の入力部に接続される。

アンテナアンプ２３及び受信回路２４は、図１に示すアンテナアンプ１２及び受信回路１３にそれぞれ対応する。

図３は、受信回路２４における無線信号電圧（Ｓメータ）の測定結果である。図３では、比較のため、アンテナアンプを使用した場合の測定結果（Ｓメータ（アンプ有り））と、ロッドアンテナの模擬としてアンテナアンプを使用しない場合の測定結果（Ｓメータ（アンプ無し））を示す。

図３では、アンテナアンプ２３のゲインを１０ｄＢとする。このため、図３に示すように、アンテナアンプ使用時のＳメータは、アンテナアンプを使用しない場合の同一の入力レベルにおけるＳメータと比較して１０ｄＢ程度高くなっている。

また、図３に示すように、入力レベル（図２では、アンテナダミー回路２２の出力電圧に相当する）が−２０ｄＢμＶの近傍では、Ｓメータ（アンプ無し）は、−３ｄＢμＶまで低下するが、Ｓメータ（アンプあり）は、５ｄＢμＶまでしか低下しない。

したがって、Ｓメータを音声信号処理の適用の判断基準として用いると、音声信号処理（ミュート又はハイカット等）が動作する入力レベルがアンテナアンプの有無によって異なってしまう。

例えば、図３において、Ｓメータが８ｄＢμＶ以下の場合に音声信号処理を適用するよう音声信号処理のソフトウェアが設定されていたとする。この場合、アンテナアンプを使用しない場合には入力レベルが８ｄＢμＶ以下で音声信号処理が適用されるが、アンテナアンプ使用時には入力レベルが−５ｄＢμＶ以下で音声信号処理が適用される。すなわち、アンテナアンプの有無によって音声信号処理が動作する入力レベルがずれてしまう。

また、例えば、図３において、Ｓメータが０ｄＢμＶ以下の場合に音声信号処理を適用するよう音声信号処理のソフトウェアが設定されていたとする。この場合、アンテナアンプを使用しない場合には入力レベルが０ｄＢμＶ以下で音声信号処理が適用される。一方、アンテナアンプ使用時には、Ｓメータが０ｄＢμＶまで下がらないため、音声信号処理が適用されることはない。

以上のように、単純な無線信号電圧であるＳメータを用いるのでは、弱電界の環境において、アンテナアンプ使用時には、アンテナアンプを使用しない時と同等の音声信号処理を実施することができなってしまう。

そこで、本開示の各実施の形態では、弱電界の環境においてアンテナアンプを使う場合でも、アンテナアンプを使用しない時と同等の音声信号処理を実施するために、ＣＮ比を用いて音声信号処理の制御を行う方法について説明する。また、本開示の一態様に係る発明は、ＦＭなどのアナログ変調方式の無線信号についてもＣＮ比を精度良く算出することを目的とする。

以下、本開示の態様に係る種々の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
［無線受信機の構成］
図４は、本実施の形態に係る無線受信機の構成を示すブロック図である。なお、図４において、図１に示す無線受信機１０の構成部と同一の構成部には同一の符号を付し、その説明を省略する。

図４に示す無線受信機１００は、アンテナ１１、アンテナアンプ１２、受信回路１０１、スピーカ１４から構成される。

無線受信機１００において、アンテナ１１が受信した無線信号は、アンテナアンプ１２に入力され、アンテナアンプ１２の出力信号が受信回路１０１に入力される。受信回路１０１は、音声信号処理の出力である音声信号をスピーカ１４へ出力する。以上の構成により、無線受信機１００は、ＦＭラジオ放送を無線信号として受信し、放送内容の音声をスピーカ１４から出力する。

［受信回路の構成］
受信回路１０１は、Ｆ／Ｅ回路１５、復調部１６、ＣＮ比検出回路１０２、音声信号処理部１８から構成される。

ＣＮ比検出回路１０２は、Ｆ／Ｅ回路１５から入力された信号のＣＮ比を算出し、算出したＣＮ比を音声信号処理部１８へ出力する。

音声信号処理部１８は、ＣＮ比検出回路１０２から入力されるＣＮ比に従って、復調部１６から入力された音声信号に対し、電圧を下げたり（ミュート）、高周波数成分の電圧のみを下げたり（ハイカット）するなどの信号処理を行う。具体的には、音声信号処理部１８は、ＣＮ比検出回路１０２から入力されるＣＮ比を、音声信号処理の動作点として使用する。

［ＣＮ比検出回路の構成］
ＣＮ比検出回路１０２は、電圧検出部１０３、平均化部１０４、時間変動幅計算部１０５、ＣＮ比計算部１０６からなる。

ＣＮ比検出回路１０２には、Ｆ／Ｅ回路１５の出力信号が入力される。また、ＣＮ比検出回路１０２の計算結果であるＣＮ比が音声信号処理部１８へ出力される。

ＣＮ比検出回路１０２において、電圧検出部１０３は、入力電圧を測定する。電圧検出部１０３は、測定した入力電圧を平均化部１０４及び時間変動幅計算部１０５へ出力する。

ここで、電圧検出部１０３において得られる入力電圧は、受信信号の強度が反映された値であればよく、受信回路１０１中の特定の箇所での電圧値に限られるものではない。また、受信信号の入力電圧としては、測定した電圧値に、演算を加えた値でもよい。例えば、以下のような値を本実施の形態における受信信号の入力電圧として用いることができる。

すなわち、入力電圧は、Ｆ／Ｅ回路１５の後段におけるベースバンド信号の電圧でもよく、受信回路１０１のＦ／Ｅ回路１５の前段における無線信号電圧でもよい。例えば、無線信号電圧（Ｓメータ）は、ベースバンド信号の電圧に、Ｆ／Ｅ回路１５における処理（例えば、ＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）等）のゲイン又はロスを逆算した値として算出される。本実施の形態では、電圧検出部１０３は、入力電圧としてＳメータを計算する。

平均化部１０４は、電圧検出部１０３から入力されるＳメータ（入力電圧）について、所定時間Ｔ０の間だけ電圧を平均化し、所定時間Ｔ０内におけるＳメータの平均値Ｓ＿ａｖｅを算出する。平均化部１０４は、算出したＳメータの平均値Ｓ＿ａｖｅをＣＮ比計算部１０６へ出力する。

時間変動幅計算部１０５は、電圧検出部１０３から入力されるＳメータ（入力電圧）について、所定の時間Ｔ０内におけるＳメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖを算出する。時間変動幅計算部１０５は、算出したＳメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖをＣＮ比計算部１０６へ出力する。

ＣＮ比計算部１０６は、平均化部１０４から入力されるＳメータの平均値Ｓ＿ａｖｅ、及び、時間変動幅計算部１０５から入力されるＳメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖを用いてＣＮ比を計算する。例えば、ＣＮ比計算部１０６は、次式（１）のように、Ｓメータの平均値Ｓ＿ａｖｅの平方と、Ｓメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖの平方と定数Ｎの積と、の比をＣＮ比（Ｃ／Ｎ［ｄＢ］と表す）として算出する。なお、式（１）において、Ｓ＿ａｖｅ及びＳ＿ｄｅｖの単位をボルトとする。

式（１）において、Ｎは、Ｓメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖの計算方法に応じて変わる任意の定数である。例えば、Ｓメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖが標準偏差として求められる場合には、Ｎ＝２となる。また、例えば、Ｓメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖが、Ｓメータの最大値Ｓ＿ｍａｘ及び最小値Ｓ＿ｍｉｎの差（Ｓ＿ｍａｘ−Ｓｍｉｎ）として求められた場合には、Ｎ＝１／２程度となる。

例えば、Ｎ＝２において、Ｓメータの時間変動の標準偏差（以降、簡略化のため、「Ｓメータの標準偏差」とも呼ぶ）をＳ＿ｄｅｖｓｔと表す場合、式（１）に示すＣＮ比は、次式（２）で表される。

式（２）を用いてＣＮ比を計算できる理由は、雑音のエネルギーがＳメータの時間変動幅として求まるからである。

具体的には、Ｓメータの時間変動が電圧に対して正規分布していると仮定すれば、雑音の平均エネルギーは、２×（Ｓメータの標準偏差の平方）に比例する。式（２）においてＳメータの標準偏差Ｓ＿ｄｅｖｓｔの平方に係数Ｎ＝２をかける理由は、標準偏差が正規分布している母集団の平均値より上側又は下側の何れか一方へのばらつきの平均値を表すためである。つまり、Ｓメータが上がる方向の雑音電力と、Ｓメータが下がる方向の雑音電力のそれぞれが、Ｓメータの標準偏差の平方に比例し、それらは等しい。したがって、雑音の総電力は、Ｓメータが上がる方向の電力と下がる方向の電力との和になる。これより、雑音の総電力を求めるために、係数Ｎ＝２をＳメータの標準偏差の平方にかけている（参考文献：「コロナ社 ディジタル移動通信の電波伝搬基礎 （唐沢好男）」などを参照）。

また、計算時間Ｔ０を長くとるほど、時間変動幅計算部１０５における標準偏差の計算精度を向上させることができる。一方で、カーラジオの場合、周囲の電界変動に追従してＣＮ比を計算することも重要な要件として考慮する必要がある。また、デジタル処理により計算処理を行う場合には、データサンプル数によって計算精度が決まる。本発明者が評価したところでは、データ数を３０サンプル以上とすることで、ＣＮ比の計算誤差が２ｄＢ以上となる確率を１０％以下にすることができる結果を得ている。計算時間はサンプリングレートによって変わるものの、３０×１０００サンプル／秒（つまり、３０ｋＨｚ）以上のレートであれば、１ミリ秒以下で計算が可能となる。よって、平均化部１０４及び時間変動幅計算部１０５における計算時間Ｔ０としては、電界変動の追従及び計算精度を考慮すると、１ミリ秒以下に設定されることが好ましい。

［ＣＮ比検出回路の特性］
以上のようにして構成されたＣＮ比検出回路１０２の特性について説明する。

図５は、本実施の形態に係るＣＮ比検出回路１０２におけるＣＮ比の測定結果である。図５では、アンテナアンプ１２を使用した場合のＣＮ比と、アンテナアンプ１２を使用しない場合のＣＮ比を示す。また、アンテナアンプ１２のゲインは１０ｄＢである。

また、図５に示す測定結果は、本発明者がカーラジオチューナにＣＮ比検出回路１０２を搭載して実測した結果である。その際、電圧検出部１０３をベースバンド信号部内に設け、ＣＮ比検出回路１０２をマイクロコード化して実装した。

図５において、アンテナアンプを使用した場合のＣＮ比と、アンテナアンプを使用しない場合のＣＮ比とは、ＣＮ比５〜４０ｄＢにおいてよく一致していることが分かる。すなわち、ＣＮ比検出回路１０２では、アンテナアンプの使用の有無に依らず、同一の入力レベルに対してほぼ同一のＣＮ比が算出される。

上述したように、図３の無線受信機では、アンテナアンプの有無によって、同一の入力レベルに対するＳメータの値が異なるため、アンテナアンプの有無によって音声信号処理の内容が異なってしまう場合がある。これに対して、本実施の形態では、図５に示すＣＮ比を音声信号処理の動作点として用いることにより、音声信号処理部１８は、アンテナアンプの有無に依らず、アンテナアンプ使用時でもアンテナアンプを使用しない時と同等の音声信号処理を行うことができる。

以上のように、本実施の形態では、ＣＮ比検出回路１０２は、受信信号の入力電圧の平均値及び時間変動幅を用いて、当該受信信号のＣＮ比を算出する。すなわち、ＣＮ比検出回路１０２は、受信信号の入力電圧を用いてＣＮ比を算出する。これにより、本実施の形態では、変調方式（アナログ変調、デジタル変調）に依らず、ＣＮ比を求めることができる。

また、本実施の形態では、ＣＮ比検出回路１０２は、受信チャネルの受信信号を用いてＣＮ比を算出するので、特許文献２のように、ＦＭラジオ放送の場合の受信チャネル以外のチャネルにおいて別途雑音成分を抽出することなく、ＣＮ比を測定できる。これにより、本実施の形態では、受信チャネルにおけるＣＮ比を精度良く測定することができる。

よって、本実施の形態によれば、ＦＭ放送の受信信号のＣＮ比を精度良く算出することができる。

また、本実施の形態によれば、受信回路１０１は、ＣＮ比検出回路１０２において算出されるＣＮ比を用いて音声信号処理を行うことができるので、アンテナアンプ１２を使用する場合でも、アンテナアンプ１２を使用しない場合と同様にして、弱電界の音声信号処理を適切に行うことができる。

また、図５に示すように、アンテナアンプの使用の有無に依らず、同一の入力レベルに対してほぼ同一のＣＮ比を用いて音声信号処理を行うことができるので、本実施の形態では、アンテナアンプのゲインに合わせて音声信号処理の動作点を変更するような複雑な処理を回避することができる。

また、本実施の形態では、入力電圧（例えば、Ｓメータ）の代わりに、受信信号の品質を示すＣＮ比を用いて音声信号処理が行われるので、車両の電装品ノイズ又は車外の妨害電磁波を受信して雑音電圧が高い状態を検出できる。よって、受信回路１０１では、雑音電圧を考慮したＣＮ比に従って、ミュート及びハイカットなどの音声信号処理を適切に行うことができ、無線受信機１００ではスピーカ１４から出力される音声の違和感をなくすことができる。

なお、本実施の形態では、ＣＮ比検出回路１０２を、ベースバンド信号を扱うデジタル回路内に設ける場合について例示したが、中間周波数信号又は無線信号を扱うＲＦアナログ回路内にＣＮ比検出回路１０２を設けることも可能である。この場合、平均化部１０４及び時間変動幅計算部１０５は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）又はピークホールド回路等を用いて実現できる。

（実施の形態２）
［無線受信機の構成］
図６は、本実施の形態に係る無線受信機２００の構成を示すブロック図である。なお、図６において、実施の形態１（図４）と同様の構成については同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。

本実施の形態と実施の形態１との相違点は、Ｆ／Ｅ回路１５と復調部１６との間に帯域通過フィルタ２０１を設けた点と、ＣＮ比検出回路１０２内に時間変動幅補正部２０２を設けた点である。

無線受信機２００の受信回路１０１において、帯域通過フィルタ２０１は、Ｆ／Ｅ回路１５から出力されたＦＭ変調信号の中から、受信対象の周波数帯域（受信チャネル）の信号のみを抽出し、抽出した信号を復調部１６及びＣＮ比検出回路１０２へ選択的に出力する。また、帯域通過フィルタ２０１は、設定されている帯域幅ＢＰＦ＿ｂｗをＣＮ比検出回路１０２の時間変動幅補正部２０２に出力する。

ＣＮ比検出回路１０２において、電圧検出部１０３は、帯域通過フィルタ２０１の出力端に電気的に接続され、帯域通過フィルタ２０１から出力された電圧を測定し、実施の形態１と同様、Ｓメータに換算する。本実施形態においても、電圧検出部１０３にて算出したＳメータを入力電圧とする。

時間変動幅補正部２０２は、帯域通過フィルタ２０１から入力される帯域幅ＢＰＦ＿ｂｗに応じて、時間変動幅計算部１０５から入力されるＳメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖ（又はＳメータの標準偏差Ｓ＿ｄｅｖｓｔ）を補正し、Ｓメータの補正後の時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖ＿ｃｏｒ（又はＳメータの補正後の標準偏差Ｓ＿ｄｅｖｓｔ＿ｃｏｒ）をＣＮ比計算部１０６へ出力する。具体的には、時間変動幅補正部２０２は、Ｓメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖの値が、帯域幅ＢＰＦ＿ｂｗに応じて設定される基準値（以下、雑音レベル基準値Ｎ＿ｌｖとする）より低い場合には、Ｓメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖの値を雑音レベル基準値Ｎ＿ｌｖに補正する。

ＣＮ比計算部１０６は、平均化部１０４から入力されるＳメータの平均値Ｓ＿ａｖｅと、時間変動幅補正部２０２から入力されるＳメータの補正後の時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖ＿ｃｏｒ（又はＳメータの補正後の標準偏差Ｓ＿ｄｅｖｓｔ＿ｃｏｒ）を用いてＣＮ比を計算する。具体的には、ＣＮ比計算部１０６は、式（１）内のＳメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖを、Ｓメータの補正後の時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖ＿ｃｏｒに置き換えて用いればよい。又は、ＣＮ比計算部１０６は、式（２）内のＳメータの標準偏差Ｓ＿ｄｅｖｓｔを、Ｓメータの補正後の標準偏差Ｓ＿ｄｅｖｓｔ＿ｃｏｒに置き換えて用いればよい。

［時間変動幅の補正処理］
時間変動幅補正部２０２には、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅ＢＰＦ＿ｂｗに対応する雑音レベル基準値Ｎ＿ｌｖが予め設定されている。

そして、時間変動幅補正部２０２は、時間変動幅計算部１０５から入力されるＳメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖと、雑音レベル基準値Ｎ＿ｌｖの大小を比較する。図７は、時間変動幅補正部２０２におけるＳ＿ｄｅｖとＮ＿ｌｖとの比較結果、及び、比較結果に基づく出力値を示す。

すなわち、時間変動幅補正部２０２は、Ｓメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖが雑音レベル基準値Ｎ＿ｌｖ以上の場合、Ｓメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖをそのまま出力する（Ｃａｓｅ １：補正無し）。一方、時間変動幅補正部２０２は、Ｓメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖが雑音レベル基準値Ｎ＿ｌｖ未満の場合、Ｓメータの補正後の時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖ＿ｃｏｒとして雑音レベル基準値Ｎ＿ｌｖを出力する（Ｃａｓｅ ２：補正有り）。

時間変動幅補正部２０２においてＳメータの時間変動幅の補正を行う目的は、ＣＮ比の低い領域（低ＣＮ比領域）にまでＣＮ比の測定レンジを伸ばすことである。

具体的には、入力電圧（Ｓメータ）の時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖは、雑音電圧を表すので、原理的には、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅ＢＰＦ＿ｂｗで規定される熱雑音の電力（ｋＴＢ：ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、Ｂは帯域幅（すなわちＢＰＦ＿ｂｗ））から決まる電圧以下には下がらないはずである。

しかし、受信する無線信号電圧が下がり、低ＣＮ比領域（主にＣＮ比：１０ｄＢ以下）になると、Ｓメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖが下がってくる。図８は、Ｓメータの標準偏差Ｓ＿ｄｅｖｓｔの入力レベル特性の実測結果を示す。

Ｓメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖが、低ＣＮ比領域で下がってくる理由は、Ｓメータの値が電圧下限（０Ｖ）に近くなり、Ｓメータの時間変動の分布が正規分布からずれてくるためである。この状態では、Ｓメータの時間変動幅計算部１０５から出力されるＳメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖは、実際の雑音レベルを表していないと考えられる。

Ｓメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖが下がるほど、低ＣＮ比領域におけるＣＮ比は実際の値よりも高く表れてしまう。よって、低ＣＮ比領域では、他の領域と比較してＣＮ比の計算精度が劣化してしまう。

そこで、時間変動幅補正部２０２は、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅ＢＰＦ＿ｂｗで規定される熱雑音の電力から決まる電圧の下限値として雑音レベル基準値Ｎ＿ｌｖを予め設定し、Ｓメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖが適切な雑音レベルを表しているか否かを判断するための閾値として雑音レベル基準値Ｎ＿ｌｖを用いる。つまり、時間変動幅補正部２０２は、Ｓメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖが雑音レベル基準値Ｎ＿ｌｖ未満の場合、Ｓメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖの値が適切な値ではないと判断し、雑音レベル基準値Ｎ＿ｌｖをＳメータの補正後の時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖ＿ｃｏｒとして出力する。

図９は、本実施の形態に係るＣＮ比検出回路１０２におけるＣＮ比の測定結果である。図９では、比較のため、Ｓメータの時間変動幅の補正を行う場合のＣＮ比、及び、Ｓメータの時間変動幅の補正を行わない場合のＣＮ比を示す。また、図９では、アンテナアンプ１２の適用が無い場合について示す。

図９に示すように、低ＣＮ比領域（例えば、ＣＮ比：１０ｄＢ以下）において、Ｓメータの時間変動幅が未補正の場合にはＣＮ比の測定値が５ｄＢまでしか下がっていないのに対して、Ｓメータの時間変動幅を補正した場合には、ＣＮ比が２ｄＢ付近まで下がっていることが分かる。つまり、Ｓメータの時間変動幅を補正することにより、Ｓメータの時間変動幅が未補正の場合と比較して、実際の雑音レベルを正確に特定することができ、低ＣＮ比領域におけるＣＮ比の計算精度を向上させることができる。

以上より、本実施の形態では、時間変動幅補正部２０２においてＳメータの時間変動幅Ｓ＿ｄｅｖの補正を行うことにより、ＣＮ比の計算に使用するＳメータの時間変動幅（雑音レベル）の計算精度を向上させることができる。これにより、低ＣＮ比領域にまでＣＮ比の測定レンジを伸ばすことができ、低ＣＮ比領域における音声信号処理の動作点の設定を適切に行うことができる。

よって、本実施の形態によれば、実施の形態１と比較して、ＦＭ放送の受信信号のＣＮ比を更に精度良く算出することができる。

なお、本実施の形態において、受信回路１０１が、帯域幅の異なる複数の帯域通過フィルタ２０１を備え、受信状態に応じて帯域幅の異なる帯域通過フィルタ２０１を使い分ける構成を採ってもよい。

この場合、時間変動幅補正部２０２は、複数の帯域通過フィルタ２０１の帯域幅の各々に対応する雑音レベル基準値のテーブルを予め保持し、使用中の帯域通過フィルタ２０１の帯域幅に応じた雑音レベル基準値を使用すればよい。

このような構成にすることにより、弱電界又は隣接妨害信号が存在する場合に受信帯域幅を狭めたり、逆に受信帯域幅を広げたりした場合でも、ＣＮ比検出回路１０２は、低ＣＮ比領域においてもＣＮ比を精度良く検出することができる。

（実施の形態３）
図１０は、本実施の形態に係る無線受信機３００の構成を示すブロック図である。なお、図１０において、実施の形態１（図４）又は実施の形態２（図６）と同様の構成については同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。

本実施の形態と実施の形態１との相違点は、実施の形態２と同様にしてＦ／Ｅ回路１５と復調部１６との間に帯域通過フィルタ２０１を設けた点と、ＣＮ比検出回路１０２内に判定部３０１及びスイッチ３０２を設けた点である。

すなわち、ＣＮ比検出回路１０２において、電圧検出部１０３は、実施の形態２と同様、帯域通過フィルタ２０１から出力された電圧をＳメータに換算し、当該Ｓメータを入力電圧とする。

判定部３０１は、電圧検出部１０３から入力されるＳメータと、ＣＮ比計算部１０６から入力されるＣＮ比とを比較して、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態であるか否かを判定する。判定部３０１は、判定結果をスイッチ３０２に出力する。

スイッチ３０２は、２入力１出力のスイッチである。スイッチ３０２には、電圧検出部１０３から出力されるＳメータ、及び、ＣＮ比計算部１０６から出力されるＣＮ比が入力される。スイッチ３０２は、判定部３０１の判定結果に基づいて、Ｓメータ及びＣＮ比の何れか１つを選択し、選択した値を音声信号処理部１８へ出力する。

具体的には、スイッチ３０２は、判定部３０１において帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態であると判定された場合、Ｓメータを出力し、判定部３０１において帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態ではないと判定された場合、ＣＮ比を出力する。

［ＣＮ比検出回路１０２の出力切替］
次に、判定部３０１及びスイッチ３０２における出力切替処理の詳細について説明する。

帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態の場合、帯域通過フィルタ２０１により、入力信号の一部が欠落するため、音声の歪みが比較的大きい状態となる。また、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態の場合、入力信号の一部が欠落することにより、ＣＮ比検出回路１０２内の時間変動幅計算部１０５では、雑音レベルとして適切な時間変動幅を計算できなくなる。

つまり、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態の場合、ＣＮ比検出回路１０２において算出されるＣＮ比の精度は劣化してしまう。

以下、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態において算出されるＣＮ比について詳細に説明する。

無線受信機３００の受信信号はＦＭ信号であるので、搬送波の周波数は時間的に変動する。帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態の場合、搬送波の周波数は、帯域通過フィルタ２０１の通過帯域外に出たり、帯域通過フィルタ２０１の通過帯域内に戻ったり、を繰り返すことになる。

よって、帯域通過フィルタ２０１を通過した信号の電圧を測定する電圧検出部１０３では、測定される電圧も瞬間的に低下してしまう。この場合、電圧検出部１０３で測定される電圧は、入力信号の本来の電圧と比較して著しく低い値となるので、入力電圧（Ｓメータ）の時間変動幅は大きくなる。

すなわち、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態の場合、時間変動幅計算部１０５の出力値Ｓ＿ｄｅｖは、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より広がっている場合（通常の状態とする）よりも大きな値となる。

その結果、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態の場合、ＣＮ比計算部１０６でのＣＮ比の計算結果は、通常の状態でのＣＮ比の計算結果と比較して非常に小さい値となる。つまり、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態の場合に算出されるＣＮ比の精度は劣化しており、音声信号処理の制御に用いることには適さない。

そこで、判定部３０１は、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態であると判定した場合、スイッチ３０２に対してＳメータの選択を指示する制御信号（すなわち判定結果）を出力する。スイッチ３０２は、Ｓメータを音声信号処理部１８へ出力する状態に切り替える。

一方、判定部３０１は、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅以上であると判定した場合、スイッチ３０２に対してＣＮ比の選択を指示する制御信号（すなわち判定結果）を出力する。スイッチ３０２は、ＣＮ比を音声信号処理部１８へ出力する状態に切り替える。

［判定部３０１における判定処理］
次に、判定部３０１において、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態であるか否かを判定する方法について説明する。

図１１〜図１３は、通常の状態、及び、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態における、Ｓメータ及びＣＮ比の測定結果を示す。

一般に、ＦＭ変調信号の占有帯域幅Ｂは、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆｐを用いて、占有帯域幅Ｂ＝２×（最大周波数偏移Δｆ＋変調周波数ｆｐ）で表される。すなわち、この占有帯域幅Ｂが、帯域通過フィルタ２０１の必要帯域幅Ｂとなる。

例えば、ＦＭラジオ放送では、最大周波数偏移Δｆ［ｋＨｚ］＝７５［ｋＨｚ］×変調率ｒとなる（変調率ｒは、通常、百分率（％）で表す）。例えば、変調率ｒが３０％のＦＭ変調信号は、最大周波数偏移Δｆ＝７５×０．３＝２２．５ｋＨｚとなる。

また、ＦＭラジオ放送では、変調周波数ｆｐは、モノラル変調の場合には最大１５ｋＨｚ（音声の周波数帯域幅）であり、ステレオ変調の場合には最大５３ｋＨｚ（＝パイロット周波数１９ｋＨｚ×２＋音声の最大周波数１５ｋＨｚ）である。

図１１〜図１３のデータを取得した測定条件における帯域通過フィルタ２０１の帯域幅を１２０ｋＨｚとする。また、図１１〜図１３において、受信信号はＦＭモノラル変調（変調周波数ｆｐ＝１ｋＨｚ）であり、変調率をそれぞれ６０％、７０％、８０％とする。すなわち、図１１は変調率６０％（通常の状態とする）でのＳメータ及びＣＮ比の時間特性を示し、図１２は変調率７０％でのＳメータ及びＣＮ比の時間特性を示し、図１３は変調率８０％でのＳメータ及びＣＮ比の時間特性を示す。

ここで、変調率６０％における必要帯域幅Ｂ（６０％）＝２×（４５＋１）＝９２［ｋＨｚ］となり、変調率７０％における必要帯域幅Ｂ（７０％）＝２×（５２．５＋１）＝１０７［ｋＨｚ］となり、変調率８０％における必要帯域幅Ｂ（８０％）＝２×（６０＋１）＝１２２［ｋＨｚ］となる。すなわち、図１１、図１２は、通常の状態（帯域通過フィルタ２０１の帯域幅＞必要帯域幅Ｂ）を示し、図１３は、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が必要帯域幅Ｂよりも狭い状態を示す。

図１１に示すように、変調率６０％（必要帯域幅Ｂ＝９２ｋＨｚ）でのＣＮ比の時間変動は、おおよそ６ｄＢ程度であり、ＣＮ比とＳメータとの差分は最大６ｄＢ程度である。

一方、図１２に示すように、変調率７０％（必要帯域幅Ｂ＝１０７ｋＨｚ）でのＣＮ比は、瞬時の最小値として２０ｄＢ程度まで低下している。つまり、図１２に示すＣＮ比の時間変動はおおよそ２０ｄＢ程度あり、ＣＮ比とＳメータとの差分は最大２０ｄＢ程度である。

図１３に示すように、変調率８０％（必要帯域幅Ｂ＝１２２ｋＨｚ）でのＣＮ比は、瞬時の最小値として５ｄＢ程度まで低下している。つまり、図１３に示すＣＮ比の時間変動はおおよそ３５ｄＢ程度あり、ＣＮ比とＳメータとの差分は最大３５ｄＢ程度である。

なお、図１１〜図１３に示すように、Ｓメータも変調率に応じて時間変動はみられる。ただし、ＳメータにはＣＮ比ほど顕著な変化は見られない。

すなわち、図１１〜図１３に示すように、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅と入力信号の占有帯域幅（必要帯域幅Ｂ）との大小関係に応じて、測定されるＣＮ比の時間特性の変化は、Ｓメータの時間特性の変化と比較して顕著に表れる。具体的には、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅を一定として、入力信号の占有帯域幅（必要帯域幅Ｂ）が広くなるほど、ＣＮ比の時間変動（ＣＮ比とＳメータとの差分）はより大きくなる。

そこで、判定部３０１は、ＣＮ比の時間特性に着目し、算出されるＣＮ比が想定される範囲内であるか否かに応じて、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態であるか否かを判定する。

以下、ＳメータとＣＮ比との対応関係について説明する。

図１４は、アンプゲインの影響を考慮したＳメータとＣＮ比との関係を示す。図１４に示すように、ＳメータをＸ［ｄＢμＶ］とし、アンテナアンプ１２のゲインをＹ［ｄＢ］とし、アンテナアンプ１２の適用が無い場合の雑音レベル（アンテナアンプ１２のアンプゲインが０［ｄＢ］の場合の雑音レベルと考えても良い）をＳメータ換算でＺ［ｄＢμＶ］とする。なお、雑音レベルＺは、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅に依存する値である。

すなわち、図１４では、雑音レベルは、アンテナアンプ１２の適用が無い場合の雑音レベルＺを、アンテナアンプ１２のアンプゲインＹで増幅したレベル（Ｙ＋Ｚ）［ｄＢμＶ］となる。この場合、ＣＮ比は、雑音レベル（Ｙ＋Ｚ）に対するＳメータＸの比、すなわち、Ｘ−（Ｙ＋Ｚ）［ｄＢ］で表される。

また、ＳメータＸとＣＮ比（Ｘ−（Ｙ＋Ｚ））との差分は（Ｙ＋Ｚ）で表される。つまり、通常の状態では、ＳメータとＣＮ比との差分は、（Ｙ＋Ｚ）の値を採ることになる。換言すると、ＳメータとＣＮ比との差分が（Ｙ＋Ｚ）以上の値を採る場合には、ここでは帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態となっているために、ＣＮ比が小さくなっているものと判定することができる。すなわち、ＳメータとＣＮ比の差分が、閾値（Ｙ＋Ｚ）以下であるか、閾値（Ｙ＋Ｚ）を超えるかを検出することで、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態か否かを判定することができる。

例えば、図１４において、Ｘを３０［ｄＢμＶ］とし、Ｙを１５［ｄＢ］とし、Ｚを５［ｄＢμＶ］とした場合について説明する。この場合、通常の状態では、ＣＮ比は、Ｘ−（Ｙ＋Ｚ）として計算でき、１０［ｄＢ］となり、ＳメータＸとＣＮ比との差分は２０［ｄＢ］となる。つまり、瞬時的であっても、ＣＮ比が１０［ｄＢ］よりも低くなる場合（すなわち、ＳメータとＣＮ比との差分が２０［ｄＢ］を超える場合）には、通常の状態ではなく、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態となっているために、ＣＮ比が小さくなっているものと判定することができる。すなわち、ＳメータとＣＮ比の差分が、閾値２０［ｄＢ］以下であるか、閾値２０［ｄＢ］を超えるかを検出することで、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態か否かを判定することができる。

そこで、判定部３０１は、ＳメータとＣＮ比との差分を算出し、差分がアンテナアンプ１２のアンプゲインによって想定される範囲内の差分であるか否かに基づいて、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態であるか否かを判定する。つまり、判定部３０１は、ＳメータとＣＮ比との差分が所定の閾値を超える場合に、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態であると判定する。

図１５は、判定部３０１における、ＣＮ比とＳメータとの差分と、閾値との比較結果（つまり、上記差分が想定される範囲内であるか否かの判定結果）、及び、比較結果に基づくスイッチ３０２の出力を示す。

判定部３０１は、ＳメータとＣＮ比との差分が想定される範囲内である場合、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態ではないと判定する。この場合、スイッチ３０２は、ＣＮ比を音声信号処理部１８へ出力する。つまり、スイッチ３０２は、ＳメータとＣＮ比との差分が閾値以下の場合、ＣＮ比を出力する（Ｃａｓｅ ３）。

一方、判定部３０１は、ＳメータとＣＮ比との差分が想定される範囲を超える場合、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態であると判定する。この場合、スイッチ３０２は、Ｓメータを音声信号処理部１８に出力する。つまり、スイッチ３０２は、ＳメータとＣＮ比との差分が閾値より大きい場合、Ｓメータを出力する（Ｃａｓｅ ４）。

ただし、実際には、Ｓメータは時間領域において変動している。よって、判定部３０１において図１５に示すようなＳメータとＣＮ比との比較を行う際には、ＳメータとＣＮ比との差分に対して時間変動を考慮したマージンを加えた値が想定される範囲内であるか否かを判定すればよい。つまり、判定部３０１は、図１４において、ＳメータとＣＮ比との差分が、｛（Ｙ＋Ｚ）＋マージン｝の範囲内であるか否かを判定すればよい。すなわち、判定部３０１での判定に用いる閾値を｛（Ｙ＋Ｚ）＋マージン｝とすればよい。マージンは、Ｓメータの時間変動を考慮して、例えば、５［ｄＢ］と決めることができる。

以上のように、本実施の形態によれば、ＣＮ比検出回路１０２は、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態であるか否かを判定する。そして、ＣＮ比検出回路１０２は、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態でない場合には、実施の形態１と同様にして、ＣＮ比を音声信号処理部１８に出力する。一方、ＣＮ比検出回路１０２は、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態である場合には、Ｓメータを音声信号処理部１８に出力する。

こうすることで、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態である場合において、精度が劣化したＣＮ比を用いた音声信号処理の制御を行うことを回避し、Ｓメータを用いて音声信号処理の動作を安定化させることができる。

すなわち、本実施の形態によれば、判定部３０１及びスイッチ３０２を備えることにより、ＣＮ比検出回路１０２において、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態を検出することができ、検出した状態に適した値（音声信号処理の動作に用いる値）を音声信号処理部１８に提供することができる。

なお、判定部３０１における判定結果を帯域通過フィルタ２０１の帯域幅の制御に使用してもよい。図１６は、判定部３０１における判定結果を用いて帯域通過フィルタ２０１の帯域幅の制御を行う無線受信機３００ａの構成を示すブロック図である。図１６において、図１０と同様の構成については同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。無線受信機３００ａと無線受信機３００（図１０）との相違点は、判定部３０１の判定結果が帯域通過フィルタ２０１にも出力される点である。

例えば、帯域通過フィルタ２０１は、判定部３０１の判定結果が、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態であることを示す場合、使用する通過フィルタの帯域幅をより広く設定する。こうすることで、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態となることを回避することができる。つまり、無線受信機３００ａでは、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態となることを回避し、ＣＮ比を用いて音声信号処理を適切に実施することができる。これにより、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態のときに無線受信機３００ａにおいて劣化する音質の歪みを改善することができる。

また、本実施の形態では、判定部３０１がＳメータとＣＮ比との差分に基づいて帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態であるか否かを判定する場合について説明した。しかし、判定部３０１は、ＣＮ比の値に基づいて帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態であるか否かを判定してもよい。例えば、図１４において、判定部３０１は、ＣＮ比が、ＳメータＸと雑音レベル（Ｙ＋Ｚ）の比、すなわち、Ｘ−（Ｙ＋Ｚ）以上であれば通常の状態であると判定してもよい。一方、図１４において、判定部３０１は、ＣＮ比が、ＳメータＸと雑音レベル（Ｙ＋Ｚ）の比、すなわち、Ｘ−（Ｙ＋Ｚ）未満であれば、帯域通過フィルタ２０１の帯域幅が入力信号の占有帯域幅より狭い状態であると判定してもよい。また、上述したように、判定部３０１での判定に用いる閾値は、ＣＮ比の時間変動を考慮して、｛Ｘ−（Ｙ＋Ｚ）＋マージン｝としてもよい。

（実施の形態４）
［無線受信機の構成］
図１７は、本実施の形態に係る無線受信機４００の構成を示すブロック図である。なお、図１７において、実施の形態１（図４）と同様の構成については同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。

本実施の形態と実施の形態１との相違点は、ＣＮ比検出回路１０２内にブレンド部４０１を設けた点である。

ＣＮ比検出回路１０２において、ブレンド部４０１には、電圧検出部１０３から出力される入力電圧（ここでは、実施の形態１と同様、Ｓメータとする）と、ＣＮ比計算部１０６から出力されるＣＮ比が入力される。また、ブレンド部４０１は、ＣＮ比の適用上限値（ＣＮＲ＿ｌｉｍ）、及び、Ｓメータの適用下限値を示す閾値（Ｓ＿ｌｉｍ）を予め保持する。ここで、Ｓ＿ｌｉｍ＞ＣＮＲ＿ｌｉｍである。

ブレンド部４０１は、入力されるＣＮ比及びＳメータの値に応じて、ＣＮ比及びＳメータの選択又は補間を行い、得られるブレンド値を音声信号処理部１８へ出力する。

具体的には、ブレンド部４０１は、入力されるＣＮ比がＣＮＲ＿ｌｉｍ以下の場合には当該ＣＮ比をブレンド値として音声信号処理部１８に出力する。一方、ブレンド部４０１は、入力されるＣＮ比がＣＮＲ＿ｌｉｍより大きく、かつ、入力されるＳメータが閾値Ｓ＿ｌｉｍ以上の場合には、当該Ｓメータをブレンド値として音声信号処理部１８に出力する。

また、ブレンド部４０１は、ＣＮ比がＣＮＲ＿ｌｉｍより大きく、かつ、ＳメータがＳ＿ｌｉｍ未満の場合には、入力されるＣＮ比とＳメータとの補間値をブレンド値として音声信号処理部１８へ出力する。

音声信号処理部１８は、ブレンド部４０１から入力されるブレンド値を用いて、各種の音声信号処理を行う。

［ブレンド処理］
以下、ブレンド部４０１におけるブレンド処理の詳細について説明する。

ＣＮ比のダイナミックレンジの上限は、時間変動幅計算部１０５の計算精度によって決まる。ＣＮ比の値が大きくなると、桁落ちが発生し、計算精度が落ちるので、中電界（およそ４０ｄＢμＶ）以上ではＣＮ比が飽和する傾向がある。

図１８は、中電界（４０ｄＢμＶ）以上を含むＣＮ比及びＳメータの測定結果を示す。なお、図１８では、アンテナアンプの適用が有る場合の特性について示す。

入力レベルが０ｄＢμＶから７０ｄＢμＶの領域において、Ｓメータがリニアな特性を示している。これに対し、ＣＮ比は、入力レベル３０ｄＢμＶ以下ではリニアな特性を有するが、入力レベル４０〜７０ｄＢμＶでは、ＣＮ比４０ｄＢ程度で飽和してしまう。

すなわち、ＣＮ比検出回路１０２で検出するＣＮ比は、Ｓメータに比べ、ダイナミックレンジが狭いという課題がある。そのため、ＣＮ比検出回路１０２で検出するＣＮ比は、中電界以上では音声信号処理の指標としての使用には適さない。

つまり、中電界以上では音声信号処理の指標としては、ＣＮ比よりもＳメータを使用することが適切である。ただし、ＣＮ比及びＳメータが音声信号処理の指標としてそれぞれ別に使用されるのでは、音声信号処理部１８において入力レベルに応じた処理の切替が必要となり、音声信号処理の制御が複雑化してしまう。

そこで、ＣＮ比検出回路１０２において、ブレンド部４０１は、入力されるＣＮ比及びＳメータの値に応じて、両者のブレンドを行い、得られるブレンド値を出力する。すなわち、ブレンド部４０１は、入力されるＣＮ比及びＳメータの数値を、ブレンド値として一本化することで、音声信号処理部１８の制御が複雑化しないようにする。

ここで、ブレンド部４０１におけるブレンド処理の一例について説明する。

ブレンド部４０１は、まず、Ｓメータの適用下限値Ｓ＿ｌｉｍ、及び、ＣＮ比の適用上限値ＣＮＲ＿ｌｉｍを設定する。そして、ブレンド部４０１は、Ｓメータ及びＣＮ比の入力値について、（１）ＳメータがＳ＿ｌｉｍ以上であるか、（２）ＣＮ比がＣＮＲ＿ｌｉｍ以下であるか、（３）上記（１）、（２）の何れにもあてはまらないか、を判定する。

（１）の状態では、ブレンド部４０１は、Ｓメータを音声信号処理部１８へ出力する。

（２）の状態では、ブレンド部４０１は、ＣＮ比を音声信号処理部１８へ出力する。

（３）の状態では、ブレンド部４０１は、例えば、ＳメータとＳ＿ｌｉｍとの差分ΔＳ＝Ｓ＿ｌｉｍ−Ｓメータ、及び、ＣＮ比とＣＮＲ＿ｌｉｍとの差分ΔＣＮＲ＝ＣＮ比−ＣＮＲ＿ｌｉｍを計算する。次に、ブレンド部４０１は、内分比ｋを計算する。例えば、内分比はｋ＝ΔＣＮＲ／（ΔＳ＋ΔＣＮＲ）と表される。この場合、ブレンド部４０１は、ブレンド値＝ｋ×Ｓメータ＋（１−ｋ）×ＣＮ比を算出する。

図１８は、ブレンド部４０１の出力であるブレンド値の一例を示す。

図１８では、ブレンド部４０１は、ＣＮ比が３０ｄＢ以下（つまり、ＣＮＲ＿ｌｉｍ＝３０ｄＢ。（２）の状態）ではＣＮ比を選択し、Ｓメータが４０ｄＢμＶ以上（つまり、Ｓ＿ｌｉｍ＝４０ｄＢμＶ。（１）の状態）ではＳメータを選択する。また、ブレンド部４０１は、ＣＮ比が３０ｄＢより大きく、かつ、Ｓメータが４０ｄＢμＶ未満の領域（（３）の状態）では、ＣＮ比とＳメータとの線形補完値をブレンド値として算出している。

以上のように、本実施の形態では、ＣＮ比検出回路１０２は、入力されるＳメータ及びＣＮ比を１つの値（ブレンド値）にブレンドするブレンド部４０１を備える。ブレンド部４０１は、ＣＮ比が適用上限値ＣＮＲ＿ｌｉｍ以下の場合には当該ＣＮ比を出力し、ＣＮ比が適用上限値ＣＮＲ＿ｌｉｍより大きい場合には、入力電圧（Ｓメータ）、又は、ＣＮ比とＳメータとの補間値を出力する。

これにより、無線受信機４００は、低電界において、実施の形態１と同様、精度の良いＣＮ比に従って音声信号処理を行うことができる。また、無線受信機４００は、ＣＮ比の精度が劣化してしまう中電界以上においても、精度が劣化したＣＮ比のみの使用を回避し、Ｓメータ又は補間値に従って適切な音声信号処理が可能となる。

更に、ブレンド部４０１において、入力されるＳメータ及びＣＮ比が音声信号処理部１８に対する指標として１つの値にブレンドされるので、音声信号処理部１８の制御が複雑化することを回避できる。

よって、本実施の形態によれば、ブレンド部４０１を備えることにより、無線受信機４００は、中電界以上の音声信号処理及び弱電界の音声信号処理をスムーズに行うことができる。

なお、Ｓメータ及びＣＮ比のブレンド方法は、上述した方法に限定されない。例えば、ブレンド部４０１は、ＣＮ比からＳメータに切り替わるときの閾値と、ＳメータからＣＮ比に切り替わる閾値とを別とし、ヒステリシスを持たせてもよい。この場合、ブレンド値の時間変化を安定化させることができる。

以上、本開示の一態様に係る各実施の形態について説明した。

なお、上記実施の形態では、アナログＦＭ方式の無線信号を受信する無線受信機について説明したが、本実施の形態は、振幅一定のデジタル変調方式（ＦＳＫ（周波数シフトキーイング）、ＰＳＫ（位相シフトキーイング））の無線信号を受信する無線受信機にも適用可能である。

また、上記各実施の形態を任意に組み合わせてもよい。例えば、実施の形態３又は実施の形態４において、実施の形態２と同様にして、入力電圧（Ｓメータ）の時間変動幅を補正し、補正後の時間変動幅を用いてＣＮ比が計算されてもよい。

本開示は、振幅一定の変調方式の無線信号の受信機において、受信信号の品質を判定する回路として有用である。

１０，１００，２００，３００，３００ａ，４００ 無線受信機
１１ アンテナ
１２，２３ アンテナアンプ
１４ スピーカ
１５ フロントエンド回路（Ｆ／Ｅ回路）
１６ 復調部
１７ Ｓメータ検出部
１８ 音声信号処理部
２１ 標準信号源
２２ アンテナダミー回路
１３，２４，１０１ 受信回路
１０２ ＣＮ比検出回路
１０３ 電圧検出部
１０４ 平均化部
１０５ 時間変動幅計算部
１０６ ＣＮ比計算部
２０１ 帯域通過フィルタ
２０２ 時間変動幅補正部
３０１ 判定部
３０２ スイッチ
４０１ ブレンド部

Claims (8)

1. 信号の入力電圧を測定する電圧検出部と、
   所定時間内における前記入力電圧の平均値を算出する平均化部と、
   前記所定時間内における前記入力電圧の時間変動幅を算出する時間変動幅計算部と、
   前記平均値及び前記時間変動幅を用いて、前記信号のＣＮ比を算出するＣＮ比計算部と、を備えた、
   ＣＮ比検出回路。
2. 前記電圧検出部は、帯域通過フィルタの出力端に電気的に接続されて、前記帯域通過フィルタの出力信号の電圧を前記入力電圧として測定し、
   前記ＣＮ比検出回路は、前記時間変動幅の値が、前記帯域通過フィルタの帯域幅に応じて設定される基準値より低い場合に前記時間変動幅の値を前記基準値に補正する時間変動幅補正部を更に備え、
   前記ＣＮ比計算部は、前記時間変動幅の値が前記基準値より低い場合には、前記平均値、及び、前記時間変動幅補正部で補正された時間変動幅の値を用いて、前記ＣＮ比を算出する、
   請求項１に記載のＣＮ比検出回路。
3. 前記電圧検出部は、帯域通過フィルタの出力端に電気的に接続されて、前記帯域通過フィルタの出力信号の電圧を前記入力電圧として測定し、
   前記ＣＮ比検出回路は、
   前記入力電圧と前記ＣＮ比とを比較して、前記帯域通過フィルタの帯域幅が前記信号の占有帯域幅より狭い状態であるか否かを判定する判定部と、
   前記判定部において前記帯域通過フィルタの帯域幅が前記信号の占有帯域幅より狭い状態であると判定された場合に前記入力電圧を出力し、前記判定部において前記帯域通過フィルタの帯域幅が前記信号の占有帯域幅より狭い状態ではないと判定された場合に前記ＣＮ比を出力するスイッチと、を更に備えた、
   請求項１に記載のＣＮ比検出回路。
4. 前記入力電圧と前記ＣＮ比との差分が閾値以下であるか否かを判定する判定部と、
   前記差分が前記閾値より大きい場合、前記入力電圧を出力し、前記差分が前記閾値以下の場合、前記ＣＮ比を出力するスイッチを更に備えた、
   請求項１に記載のＣＮ比検出回路。
5. 前記ＣＮ比が第１閾値以下の場合には当該ＣＮ比を出力し、前記ＣＮ比が前記第１閾値より大きい場合には、前記入力電圧、又は、前記ＣＮ比と前記入力電圧との補間値を出力するブレンド部を更に備えた、
   請求項１に記載のＣＮ比検出回路。
6. 前記ブレンド部は、前記ＣＮ比が前記第１閾値より大きく、かつ、前記入力電圧が前記第１閾値より大きい第２閾値以上の場合には当該入力電圧を出力し、前記ＣＮ比が前記第１閾値より大きく、かつ、前記入力電圧が前記第２閾値未満の場合には前記補間値を出力する、
   請求項５に記載のＣＮ比検出回路。
7. 前記ＣＮ比計算部は、前記平均値の平方と、前記時間変動幅の平方と定数の積との比を前記ＣＮ比として算出する、
   請求項１に記載のＣＮ比検出回路。
8. 受信信号を復調する復調部と、
   前記受信信号のＣＮ比を算出するＣＮ比検出回路と、
   前記ＣＮ比に従って、前記復調後の受信信号に対する音声信号処理を行う音声信号処理部と、を備え、
   前記ＣＮ比検出回路は、
   前記受信信号の入力電圧を測定する電圧検出部と、
   所定時間内における前記入力電圧の平均値を算出する平均化部と、
   前記所定時間内における前記入力電圧の時間変動幅を算出する時間変動幅計算部と、
   前記平均値及び前記時間変動幅を用いて、前記ＣＮ比を算出するＣＮ比計算部と、を有する、
   受信回路。

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