JPWO2016104328A1 - Motor drive device - Google Patents

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Abstract

運転開始から高調波電流が制限値に達しないうちは、コンバータのスイッチングを停止する。その後、上記高調波電流が制限値に達した場合に、負荷が所定値未満であれば第１電圧値を昇圧の目標値として上記コンバータをスイッチング動作させ、上記負荷が所定値以上であれば第２電圧値（＞第１電圧値）を昇圧の目標値として上記コンバータをスイッチング動作させる。The converter switching is stopped before the harmonic current reaches the limit value from the start of operation. Thereafter, when the harmonic current reaches the limit value, if the load is less than a predetermined value, the converter is switched using the first voltage value as a target value for boosting, and if the load is equal to or greater than the predetermined value, The converter is switched by using two voltage values (> first voltage value) as a boost target value.

Description

本発明は、交流電源の電圧を直流に変換し、その直流電圧を所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧をモータの駆動電力として出力するモータ駆動装置に関する。   The present invention relates to a motor driving device that converts the voltage of an AC power source into DC, converts the DC voltage into an AC voltage having a predetermined frequency, and outputs the AC voltage as motor driving power.

交流電源の電圧をコンバータで直流に変換し、その直流電圧をインバータで所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧をモータの駆動電力として出力するモータ駆動装置が知られている。   2. Description of the Related Art A motor drive device is known that converts the voltage of an AC power source into DC with a converter, converts the DC voltage into an AC voltage of a predetermined frequency with an inverter, and outputs the AC voltage as motor drive power.

このモータ駆動装置は、受電設備（キュービクルともいう）に接続される。受電設備は、商用三相交流電源の電圧をモータ駆動装置などの機器の運転に見合う電圧に変換する。また、受電設備には、商用三相交流電源への高調波電流の流出量を制限するための規制値が設定される。この規制値の大きさは、受電設備の受電容量に対応する。   This motor drive device is connected to a power receiving facility (also referred to as a cubicle). The power receiving facility converts the voltage of the commercial three-phase AC power source into a voltage suitable for the operation of a device such as a motor drive device. Moreover, the regulation value for restrict | limiting the outflow amount of the harmonic current to a commercial three-phase alternating current power supply is set to the power receiving equipment. The size of this regulation value corresponds to the power receiving capacity of the power receiving facility.

この高調波電流の規制に伴い、高調波電流を抑制するための例えば高調波抑制装置がモータ駆動装置に搭載される。あるいは、モータ駆動装置のコンバータとして昇圧型のＰＷＭコンバータが採用され、そのＰＷＭコンバータのスイッチング制御によって高調波電流の発生量が抑制される。   With the regulation of the harmonic current, for example, a harmonic suppression device for suppressing the harmonic current is mounted on the motor driving device. Alternatively, a step-up PWM converter is employed as the converter of the motor drive device, and the amount of harmonic current generated is suppressed by switching control of the PWM converter.

特開２００４−２６３８８７号公報JP 2004-263887 A

しかしながら、高調波抑制装置は高額であるという問題がある。また、ＰＷＭコンバータはスイッチングによる電力損失が大きいため、ＰＷＭコンバータを採用した場合は電力変換効率の低下を招くという問題がある。また、駆動するモータが例えば空調装置の圧縮機モータである場合には、高い空調能力が求められる場合に圧縮機モータを高回転まで運転させる必要がある、しかしながら、圧縮機モータとして高効率のブラシレスＤＣモータを採用すると、ブラシレスＤＣモータ内の巻線に誘起する電圧が回転数が高まるにつれて上昇し、その誘起電圧とモータ駆動装置内の直流電圧とが釣り合ったところでそれ以上回転数を上げることができなくなるという問題がある。   However, there is a problem that the harmonic suppression device is expensive. In addition, since the PWM converter has a large power loss due to switching, there is a problem that when the PWM converter is employed, the power conversion efficiency is lowered. Further, when the motor to be driven is, for example, a compressor motor of an air conditioner, it is necessary to operate the compressor motor to a high speed when a high air conditioning capability is required. However, a highly efficient brushless as a compressor motor is required. When a DC motor is employed, the voltage induced in the winding in the brushless DC motor increases as the rotational speed increases, and when the induced voltage and the DC voltage in the motor drive device are balanced, the rotational speed can be further increased. There is a problem that it cannot be done.

本実施形態の目的は、コストの上昇や電力変換効率の低下を生じることなく高調波電流を抑制できるとともに、モータを高回転まで駆動することができるモータ駆動装置を提供することである。   An object of the present embodiment is to provide a motor drive device that can suppress harmonic current without causing an increase in cost or a decrease in power conversion efficiency and that can drive a motor to a high speed.

請求項１のモータ駆動装置は、コンバータ、インバータ、電流検出部、負荷検出部、および制御部を備える。コンバータは、交流電源の電圧を、スイッチングにより昇圧および直流変換し、スイッチング停止により全波整流する。インバータは、コンバータの出力電圧を交流電圧に変換しその交流電圧をモータの駆動用として出力する。電流検出部は、コンバータから流出する高調波電流を検出する。負荷検出部は、前記モータの負荷を検出する。制御部は、運転開始から前記電流検出部の検出結果が制限値に達しないうちは前記コンバータのスイッチングを停止し、その後、前記電流検出部の検出結果が前記制限値に達した場合に、前記負荷検出部の検出結果が所定値未満であれば第１電圧値を昇圧の目標値として前記コンバータをスイッチング動作させ、前記負荷検出部の検出結果が前記所定値以上であれば第２電圧値（＞第１電圧値）を昇圧の目標値として前記コンバータをスイッチング動作させる。   The motor drive device according to claim 1 includes a converter, an inverter, a current detection unit, a load detection unit, and a control unit. The converter boosts and converts DC voltage of the AC power supply by switching, and full-wave rectifies when switching is stopped. The inverter converts the output voltage of the converter into an AC voltage and outputs the AC voltage for driving the motor. The current detection unit detects a harmonic current flowing out from the converter. The load detection unit detects a load of the motor. The control unit stops switching of the converter before the detection result of the current detection unit reaches a limit value from the start of operation, and then when the detection result of the current detection unit reaches the limit value, If the detection result of the load detection unit is less than a predetermined value, the converter is switched using the first voltage value as a boost target value, and if the detection result of the load detection unit is equal to or greater than the predetermined value, the second voltage value ( > The first voltage value) is set to the target value for boosting, and the converter is switched.

一実施形態の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of one Embodiment. 一実施形態におけるコンバータの出力電圧と高調波電流との関係を示す図。The figure which shows the relationship between the output voltage of a converter and harmonic current in one Embodiment. 一実施形態に係るモータの負荷と高調波電流との関係を示す図。The figure which shows the relationship between the load of a motor and harmonic current which concern on one Embodiment. 一実施形態に係るモータの負荷と同実施形態における弱め界磁制御の進み角との関係を示す図。The figure which shows the relationship between the load of the motor which concerns on one Embodiment, and the advance angle of the field-weakening control in the same embodiment. 一実施形態に係るモータの負荷と同実施形態のコンバータの出力電圧との関係（動作例）を示す図。The figure which shows the relationship (example of operation | movement) of the load of the motor which concerns on one Embodiment, and the output voltage of the converter of the same embodiment.

以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
図１に示すように、商用三相交流電源１に受電設備２が接続され、その受電設備２に本実施形態のモータ駆動装置３が接続される。そして、モータ駆動装置３の出力端に、直流モータたとえばブラシレスＤＣモータ５が接続される。受電設備２には、商用三相交流電源１側への高調波電流の流出量を制限するための規制値が設定されている。この規制値の大きさは、受電設備２の受電容量に比例し、受電容量が大きければ大きくなる。ブラシレスＤＣモータ５は、設備機器たとえばヒートポンプ式熱源機の圧縮機を駆動するもので、複数の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有するステータ（電機子）５ａ、および複数たとえば４極の永久磁石が埋設されたロータ（回転子）５ｂを含む。ロータ５ｂは、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに電流が流れることにより生じる磁界とステータ５ａの各永久磁石が作る磁界との相互作用により、回転する。Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
As shown in FIG. 1, a power receiving facility 2 is connected to a commercial three-phase AC power source 1, and the motor driving device 3 of the present embodiment is connected to the power receiving facility 2. A DC motor, for example, a brushless DC motor 5 is connected to the output end of the motor driving device 3. The power receiving facility 2 is set with a regulation value for limiting the amount of harmonic current that flows to the commercial three-phase AC power source 1 side. The size of the regulation value is proportional to the power receiving capacity of the power receiving facility 2 and increases as the power receiving capacity increases. The brushless DC motor 5 drives a compressor of a facility device such as a heat pump heat source machine. An embedded rotor (rotor) 5b is included. The rotor 5b rotates by the interaction between the magnetic field generated by the current flowing through the phase windings Lu, Lv, and Lw and the magnetic field created by each permanent magnet of the stator 5a.

モータ駆動装置３は、ＰＷＭコンバータ１０、平滑コンデンサ３０、インバータ４０、コントローラ（ＭＣＵ）７０を含む。インバータ４０の出力端に、ブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗが接続される。   The motor driving device 3 includes a PWM converter 10, a smoothing capacitor 30, an inverter 40, and a controller (MCU) 70. The phase windings Lu, Lv, Lw of the brushless DC motor 5 are connected to the output terminal of the inverter 40.

ＰＷＭコンバータ１０は、リアクタ１１，１２，１３、これらリアクタ１１，１２，１３（および受電設備２）を介して商用三相交流電源１に接続されるダイオード２１ａ〜２６ａのブリッジ回路、これらダイオード２１ａ〜２６ａに並列接続されたスイッチング素子たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）２１〜２６を含み、商用三相交流電源１の電圧をＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチング（断続的なオン）により昇圧および直流変換する。また、ＰＷＭコンバータ１０は、ＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチング停止により、商用三相交流電源１の電圧をダイオード２１ａ〜２６ａで全波整流する。この出力電圧が平滑コンデンサ３０に印加される。なお、ダイオード２１ａ〜２６ａは、ＩＧＢＴ２１〜２６の回生用ダイオードである。   The PWM converter 10 includes reactors 11, 12, and 13, bridge circuits of diodes 21a to 26a connected to the commercial three-phase AC power source 1 through the reactors 11, 12, and 13 (and the power receiving facility 2), and diodes 21a to 21a. 26a includes switching elements connected in parallel to 26a, such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) 21 to 26, and boosts and DC converts the voltage of the commercial three-phase AC power supply 1 by switching (intermittently on) the IGBTs 21 to 26. Further, the PWM converter 10 performs full-wave rectification of the voltage of the commercial three-phase AC power supply 1 using the diodes 21a to 26a when the switching of the IGBTs 21 to 26 is stopped. This output voltage is applied to the smoothing capacitor 30. The diodes 21a to 26a are regenerative diodes for the IGBTs 21 to 26.

インバータ４０は、ＩＧＢＴ４１，４２を直列接続しそのＩＧＢＴ４１，４２の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｕに接続されるＵ相用直列回路、ＩＧＢＴ４３，４４を直列接続しそのＩＧＢＴ４３，４４の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｖに接続されるＶ相用直列回路、ＩＧＢＴ４５，４６を直列接続しそのＩＧＢＴ４５，４６の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｗに接続されるＷ相用直列回路を含み、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧（平滑コンデンサ３０の電圧）Ｖｃを各ＩＧＢＴのスイッチングにより所定周波数の三相交流電圧に変換して各ＩＧＢＴの相互接続点から出力する。なお、ＩＧＢＴ４１〜４６には、回生用ダイオード（フリー・ホイール・ダイオード）４１ａ〜４６ａが逆並列接続されている。   The inverter 40 includes IGBTs 41 and 42 connected in series, and the U-phase series circuit IGBTs 43 and 44 connected in series with the mutual connection point of the IGBTs 41 and 42 connected to the phase winding Lu of the brushless DC motor 5. Are connected in series to the phase winding Lv of the brushless DC motor 5, IGBTs 45 and 46 are connected in series, and the interconnection point of the IGBTs 45 and 46 is connected to the phase winding Lw of the brushless DC motor 5. Including a W-phase series circuit to be connected, the output voltage (voltage of the smoothing capacitor 30) Vc of the PWM converter 10 is converted into a three-phase AC voltage of a predetermined frequency by switching of each IGBT, and output from an interconnection point of each IGBT To do. Note that regenerative diodes (free wheel diodes) 41 a to 46 a are connected in reverse parallel to the IGBTs 41 to 46.

インバータ４０の出力端とブラシレスＤＣモータ５との間の通電路に、モータ電流（相巻線電流）検知用の電流センサ５１，５２，５３が配置される。受電設備２とリアクタ１１，１２，１３との間の通電路に、入力電流検知用の電流センサ６１，６２，６３が配設される。これら電流センサ６１〜６３の検知結果がコントローラ７０に供給される。なお、ここでは、電流センサ６１〜６３を各相ごとに設けているが、三相中の二相にのみ電流センサを設け、この二相の電流値から残りの一相の電流値を計算で算出してもよい。   Current sensors 51, 52, and 53 for detecting motor current (phase winding current) are arranged in a current path between the output terminal of the inverter 40 and the brushless DC motor 5. Current sensors 61, 62, and 63 for detecting input current are disposed in the energization path between the power receiving facility 2 and the reactors 11, 12, and 13. The detection results of these current sensors 61 to 63 are supplied to the controller 70. Here, the current sensors 61 to 63 are provided for each phase. However, current sensors are provided only for two of the three phases, and the current value of the remaining one phase can be calculated from the current values of the two phases. It may be calculated.

コントローラ７０は、電圧検出部７１、コンバータ制御部７２、インバータ制御部７３、負荷検出部７４、高調波電流検出部（電流検出部）７５、制限値設定部７６、昇圧値設定部７７を含む。   The controller 70 includes a voltage detection unit 71, a converter control unit 72, an inverter control unit 73, a load detection unit 74, a harmonic current detection unit (current detection unit) 75, a limit value setting unit 76, and a boost value setting unit 77.

電圧検出部７１は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを検出する。コンバータ制御部７２は、電圧検出部７１の検出電圧Ｖｃが目標値となるようにＰＷＭコンバータ１０のＩＧＢＴ２１〜２６を制御する。高調波電流検出部７５は、電流センサ６１〜６３の検知電流の変化をフーリエ展開することにより、制限が必要な次数の高調波電流の値を算出する。   The voltage detector 71 detects the output voltage Vc of the PWM converter 10. Converter control unit 72 controls IGBTs 21 to 26 of PWM converter 10 so that detection voltage Vc of voltage detection unit 71 becomes a target value. The harmonic current detection unit 75 calculates the value of the harmonic current of the order that needs to be limited by performing Fourier expansion on the change in the detection current of the current sensors 61 to 63.

インバータ制御部７３は、電流センサ５１，５２，５３の検知結果に基づいてブラシレスＤＣモータ５の回転数（回転速度ともいう）を推定し、その推定回転数が目標回転数となるようにインバータ４０におけるＩＧＢＴ４１〜４６のオン，オフデューティを制御するセンサレス・ベクトル制御を行う。すなわち、インバータ制御部７３は、目標回転数が低い低速度運転域ではオン，オフデューティを小さくしてインバータ４０の出力電圧を低下させ、中速度運転域から高速度運転域ではオン，オフデューティを大きくしてインバータ４０の出力電圧を高める制御を行う。また、インバータ制御部７３は、オン，オフデューティが制御の上限に達した場合、負の界磁成分電流−Ｉｄを注入する弱め界磁制御によりブラシレスＤＣモータ５のロータ位置に対する通電タイミングを速める（進み角θを増す）。これにより、ブラシレスＤＣモータ５における逆起電力に打ち勝つようにブラシレスＤＣモータ５に電流が流れ込み、ブラシレスＤＣモータ５の回転数が上昇する。   The inverter control unit 73 estimates the rotational speed (also referred to as rotational speed) of the brushless DC motor 5 based on the detection results of the current sensors 51, 52, 53, and the inverter 40 so that the estimated rotational speed becomes the target rotational speed. Sensorless vector control is performed to control the on / off duty of the IGBTs 41 to 46 in FIG. That is, the inverter control unit 73 reduces the output voltage of the inverter 40 by reducing the on / off duty in the low speed operation range where the target rotational speed is low, and the on / off duty in the medium speed operation range to the high speed operation range. Control to increase the output voltage of the inverter 40 is performed. Further, when the on / off duty reaches the upper limit of control, the inverter control unit 73 accelerates the energization timing for the rotor position of the brushless DC motor 5 by field weakening control in which a negative field component current -Id is injected. θ is increased). Thereby, a current flows into the brushless DC motor 5 so as to overcome the counter electromotive force in the brushless DC motor 5, and the rotation speed of the brushless DC motor 5 increases.

負荷検出部７４は、インバータ制御部７３における弱め界磁制御の制御量である進み角θに基づき、ブラシレスＤＣモータ５の負荷（大きさ）Ｌを検出する。モータの負荷は、一般的にモータトルクとモータ回転数との積で表わされる動力（＝トルク・回転数）に相当し、圧縮機モータであれば上記進み角θのほかにモータ回転数およびモータ電流（相巻線電流）とほぼ比例関係にある。したがって、負荷検出部７４は、電流センサ５１，５２，５３で検知されるモータ電流に基づいて負荷Ｌを検出してもよいし、電流センサ５１，５２，５３の検知結果などからモータ回転数を捕らえそのモータ回転数に基づいて負荷Ｌを検出してもよい。さらに、過渡期を除けば、モータの回転数は、モータの目標回転数とほぼ一致するため、モータの目標回転数に基づき負荷Ｌを検出することも可能である。高調波電流検出部７５は、ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側に流出する高調波電流Ｉｈを電流センサ６１〜６３の検知結果に基づいて検出する。なお、図示省略したが、この電流センサ６１〜６３の検知電流は、後述するＰＷＭコンバータのスイッチング制御にも用いられる。   The load detection unit 74 detects the load (size) L of the brushless DC motor 5 based on the advance angle θ which is a control amount of field weakening control in the inverter control unit 73. The motor load generally corresponds to the power (= torque / rotation speed) represented by the product of the motor torque and the motor rotation speed. In the case of a compressor motor, in addition to the above lead angle θ, the motor rotation speed and the motor It is almost proportional to the current (phase winding current). Therefore, the load detection unit 74 may detect the load L based on the motor current detected by the current sensors 51, 52, 53, and the motor rotation speed from the detection results of the current sensors 51, 52, 53, etc. The load L may be detected based on the motor rotation speed. Furthermore, since the rotational speed of the motor substantially matches the target rotational speed of the motor except for the transition period, the load L can be detected based on the target rotational speed of the motor. The harmonic current detection unit 75 detects the harmonic current Ih flowing out from the PWM converter 10 to the power receiving facility 2 (and the commercial three-phase AC power supply 1) based on the detection results of the current sensors 61-63. Although not shown, the currents detected by the current sensors 61 to 63 are also used for switching control of a PWM converter described later.

制限値設定部７６は、ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側への高調波電流Ｉｈの流出量を制限するための制限値Ｉｈｓを記憶する。この制限値Ｉｈｓは、受電設備２に対し設定される規制値の範囲内で割り当てられるもので、外部からの指令に応じて制限値設定部７６に可変設定される。この外部からの指令は、通信を用いた入力であってもよいし、設置時に設備業者が手動で設定してもよい。昇圧値設定部７７には、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧の目標値である第１電圧値Ｖｃ１および第２電圧値Ｖｃ２が記憶される（Ｖｃ１＜Ｖｃ２）。この昇圧の目標値である第１電圧値Ｖｃ１及び第２電圧値Ｖｃ２は、詳細を後述する高調波を低減するとともにロスを低減するために望ましい電圧値である。   Limit value setting unit 76 stores limit value Ihs for limiting the amount of harmonic current Ih flowing from PWM converter 10 to power receiving facility 2 (and commercial three-phase AC power supply 1). The limit value Ihs is assigned within the range of the limit value set for the power receiving facility 2, and is variably set in the limit value setting unit 76 in accordance with a command from the outside. This external command may be input using communication, or may be manually set by an equipment supplier at the time of installation. The boost value setting unit 77 stores a first voltage value Vc1 and a second voltage value Vc2 that are target values for boosting the PWM converter 10 (Vc1 <Vc2). The first voltage value Vc1 and the second voltage value Vc2 that are target values for the boosting are desirable voltage values for reducing harmonics and reducing loss, which will be described in detail later.

ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃは、ＰＷＭコンバータ１０への入力交流電圧が200Vで、かつＰＷＭコンバータ１０が無負荷状態でスイッチング停止により全波整流した場合に、約283Vとなる。この283Vの近傍の例えば280Vを、第１電圧値Ｖｃ１としている。より具体的には、第１電圧値Ｖｃ１は、ＰＷＭコンバータ１０が無負荷状態で全波整流した場合の出力電圧Ｖｃの値を基準値Ｖｆとした場合に、その基準値Ｖｆの９５％〜１０１％の範囲において選定することが望ましい。第２電圧値Ｖｃ２は、基準値Ｖｆの1.05倍以上であってできるだけ低い値である例えば300Vに設定される。   The output voltage Vc of the PWM converter 10 is about 283 V when the input AC voltage to the PWM converter 10 is 200 V, and full-wave rectification is performed when switching is stopped in a no-load state. For example, 280 V in the vicinity of 283 V is set as the first voltage value Vc1. More specifically, the first voltage value Vc1 is 95% to 101% of the reference value Vf when the output voltage Vc when the PWM converter 10 is full-wave rectified in a no-load state is the reference value Vf. It is desirable to select in the range of%. The second voltage value Vc2 is set to, for example, 300 V, which is 1.05 times or more the reference value Vf and is as low as possible.

受電設備２を介してＰＷＭコンバータ１０へ入力される交流電圧が400Vの場合、基準値Ｖｆは約566Vとなる。この場合、第１電圧値Ｖｃ１は基準値Ｖｆの近傍の例えば565Vに設定され、第２電圧値Ｖｃ２は基準値Ｖｆの1.05倍以上かつできるだけ低い例えば595Vに設定される。ＰＷＭコンバータ１０へ入力される交流電圧が200Vであるか400Vであるかを検出し、その検出結果に応じて第1および第２電圧値Ｖｃ１，Ｖｃ２を切替えて使用する構成としてもよい。あるいは、交流電圧200V用の第１および第２電圧値Ｖｃ１，Ｖｃ２が設定されたモータ駆動装置と、交流電圧400V用の第１および第２電圧値Ｖｃ１，Ｖｃ２が設定されたモータ駆動装置とを、別々に用意する構成としてもよい。   When the AC voltage input to the PWM converter 10 via the power receiving facility 2 is 400V, the reference value Vf is about 566V. In this case, the first voltage value Vc1 is set to, for example, 565 V in the vicinity of the reference value Vf, and the second voltage value Vc2 is set to, for example, 595 V, which is 1.05 times the reference value Vf and as low as possible. It may be configured to detect whether the AC voltage input to the PWM converter 10 is 200V or 400V, and switch between the first and second voltage values Vc1 and Vc2 according to the detection result. Alternatively, a motor driving device in which the first and second voltage values Vc1, Vc2 for AC voltage 200V are set, and a motor driving device in which the first and second voltage values Vc1, Vc2 for AC voltage 400V are set are provided. Alternatively, the configuration may be prepared separately.

以下、受電設備２を介してＰＷＭコンバータ１０へ入力される交流電圧が200Vである場合を例に説明する。   Hereinafter, a case where the AC voltage input to the PWM converter 10 via the power receiving facility 2 is 200 V will be described as an example.

上記コンバータ制御部７２は、高調波電流Ｉｈの抑制に関わる主要な機能として、第１比較部７２ａ、第１制御部７２ｂ、第２比較部７２ｃ、第２制御部７２ｄを含む。   The converter control unit 72 includes a first comparison unit 72a, a first control unit 72b, a second comparison unit 72c, and a second control unit 72d as main functions related to suppression of the harmonic current Ih.

第１制御部７２ｂは、コントローラ７０に入力される運転制御信号に応じたモータ駆動装置３の運転開始に際しては、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングを行わない。すなわち、ＰＷＭコンバータ１０がスイッチングしない場合、ＰＷＭコンバータ１０は全波整流を行う。   The first control unit 72 b does not perform switching of the PWM converter 10 when starting the operation of the motor drive device 3 in accordance with the operation control signal input to the controller 70. That is, when the PWM converter 10 is not switched, the PWM converter 10 performs full-wave rectification.

第１比較部７２ａは、運転開始後、高調波電流検出部７５の検出電流Ｉｈと制限値設定部７６内の制限値Ｉｈｓとを比較する。この第１比較部７２ａの比較結果が“Ｉｈ≦Ｉｈｓ”の場合、第１制御部７２ｂは、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの停止を継続する。   The first comparison unit 72 a compares the detection current Ih of the harmonic current detection unit 75 with the limit value Ihs in the limit value setting unit 76 after the operation is started. When the comparison result of the first comparison unit 72 a is “Ih ≦ Ihs”, the first control unit 72 b continues to stop switching of the PWM converter 10.

ある程度、ブラシレスＤＣモータ５の回転数が上昇して負荷Ｌが増加してくると、ＰＷＭコンバータ１０への入力電流が上昇し、これに伴い高調波電流Ｉｈが増加する。第２比較部７２ｃは、第１比較部７２ａの比較結果が“Ｉｈ＞Ｉｈｓ”となった場合に、負荷検出部７４で検出される負荷Ｌと所定値Ｌ2とを比較する。所定値Ｌ2は、インバータ制御部７３による弱め界磁制御の制御量である進み角θが上限の所定値θｓに達するときの負荷Ｌの値である。   When the rotational speed of the brushless DC motor 5 increases to some extent and the load L increases, the input current to the PWM converter 10 increases, and the harmonic current Ih increases accordingly. The second comparison unit 72c compares the load L detected by the load detection unit 74 with a predetermined value L2 when the comparison result of the first comparison unit 72a is "Ih> Ihs". The predetermined value L2 is the value of the load L when the advance angle θ, which is the control amount of field weakening control by the inverter control unit 73, reaches the upper limit predetermined value θs.

第２制御部７２ｄは、第２比較部７２ｃの比較結果が“Ｌ≦Ｌ2”の場合に、昇圧値設定部７７内の第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。第２比較部７２ｃの比較結果が“Ｌ＞Ｌ2”の場合、第２制御部７２ｄは、昇圧値設定部７７内の第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。   When the comparison result of the second comparison unit 72c is “L ≦ L2,” the second control unit 72d performs the switching operation of the PWM converter 10 using the first voltage value Vc1 in the boost value setting unit 77 as the boost target value. . When the comparison result of the second comparison unit 72c is “L> L2,” the second control unit 72d switches the PWM converter 10 using the second voltage value Vc2 in the boost value setting unit 77 as the boost target value.

ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側へ流出する高調波電流Ｉｈは、図２に示すように、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧ＶｃおよびブラシレスＤＣモータ５の負荷Ｌに応じて変化する。すなわち、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴って先ず減少し、出力電圧Ｖｃが無負荷時の全波整流出力である約280V（基準値Ｖｆ）に達したところで増加に転じる。その後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴って増加し、出力電圧Ｖｃが約290Vに達したところでピークとなって再び減少に転じる。以後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴い減少していく。そして、出力電圧Ｖｃが無負荷時の全波整流出力（約280V）の1.05倍程度である約300Vに達したところで、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃが無負荷時の全波整流出力である約280Vの場合と同じレベルまで低下する。すなわち、高調波電流Ｉｈのピーク値は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１（＝280V）と第２電圧値Ｖｃ２（＝300V）との間にあるときに、現われる。   The harmonic current Ih flowing out from the PWM converter 10 toward the power receiving facility 2 (and the commercial three-phase AC power supply 1) depends on the output voltage Vc of the PWM converter 10 and the load L of the brushless DC motor 5, as shown in FIG. Change. That is, the harmonic current Ih first decreases as the output voltage Vc increases, and starts increasing when the output voltage Vc reaches about 280 V (reference value Vf), which is a full-wave rectified output when there is no load. Thereafter, the harmonic current Ih increases as the output voltage Vc rises, reaches a peak when the output voltage Vc reaches about 290V, and starts decreasing again. Thereafter, the harmonic current Ih decreases as the output voltage Vc increases. When the output voltage Vc reaches about 300V, which is about 1.05 times the full-wave rectified output (about 280V) when there is no load, the harmonic current Ih is the full-wave rectified output when the output voltage Vc is no-load. It drops to the same level as in the case of about 280V. That is, the peak value of the harmonic current Ih appears when the output voltage Vc of the PWM converter 10 is between the first voltage value Vc1 (= 280V) and the second voltage value Vc2 (= 300V).

また、リアクタ１１〜１３のリアクタンス値は、ブラシレスＤＣモータ５が中負荷より高い定格負荷の領域もしくは定格負荷より高い領域で運転し且つＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作した場合に電力変換効率が最も良くなる値に、選定されている。この選定の結果、高調波電流Ｉｈは、負荷Ｌが定格負荷の領域もしくは定格負荷より高い領域にある場合に低下するとともに、負荷Ｌが中負荷より低い低負荷荷の領域にある場合に最も小さくなる。   Further, the reactance values of the reactors 11 to 13 have the best power conversion efficiency when the brushless DC motor 5 operates in a rated load region higher than the medium load or in a region higher than the rated load and the PWM converter 10 performs a boost operation. The value is selected. As a result of this selection, the harmonic current Ih decreases when the load L is in the rated load region or in a region higher than the rated load and is smallest when the load L is in the low load region lower than the medium load. Become.

さらに、リアクタ１１〜１３のリアクタンス値は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを基準値Ｖｆの近傍まで昇圧した場合に、ブラシレスＤＣモータ５の全負荷領域（後述する弱め界磁制御での進み角θが上限の所定値θｓを超える場合を除く）にわたり高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを下回る値に、設定されている。ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを上昇させる場合、ＰＷＭコンバータ１０におけるＩＧＢＴ２１〜２６のオン,オフデューティを増大させることになるが、ＰＷＭコンバータ１０の消費電力が増大する。ＰＷＭコンバータ１０の消費電力は、出力電圧Ｖｃが高いほど、大きくなる。このため、ＰＷＭコンバータ１０の消費電力を抑えながら高調波電流Ｉｈを抑制するためには、出力電圧Ｖｃをなるべく低い値にすべきであり、280V程度に制御することが望ましい。   Further, the reactance values of the reactors 11 to 13 are set such that when the output voltage Vc of the PWM converter 10 is boosted to the vicinity of the reference value Vf, the full load region of the brushless DC motor 5 (the advance angle θ in the field weakening control described later is the upper limit). The harmonic current Ih is set to a value lower than the limit value Ihs over a predetermined value θs). When the output voltage Vc of the PWM converter 10 is increased, the on / off duty of the IGBTs 21 to 26 in the PWM converter 10 is increased, but the power consumption of the PWM converter 10 is increased. The power consumption of the PWM converter 10 increases as the output voltage Vc increases. For this reason, in order to suppress the harmonic current Ih while suppressing the power consumption of the PWM converter 10, the output voltage Vc should be as low as possible, and it is desirable to control it to about 280V.

そこで、本実施形態では、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃに対する第１電圧値Ｖｃ１として、高調波電流Ｉｈが小さくなって、かつ昇圧が小さい無負荷時の全波整流出力である280Vが設定されている。上述のとおり、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが基準値Ｖｆの近傍である第１電圧値Ｖｃ１まで上昇すれば、ブラシレスＤＣモータ５の全負荷領域にわたり高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを下回るため、以後は、弱め界磁制御の進み角θが上限の所定値θｓを超える場合を除き、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧レベルを変更する必要はない。   Therefore, in the present embodiment, the first voltage value Vc1 with respect to the output voltage Vc of the PWM converter 10 is set to 280 V, which is a full-wave rectified output at no load when the harmonic current Ih is small and the boost is small. Yes. As described above, if the output voltage Vc of the PWM converter 10 rises to the first voltage value Vc1 in the vicinity of the reference value Vf, the harmonic current Ih falls below the limit value Ihs over the entire load region of the brushless DC motor 5, Thereafter, it is not necessary to change the boost level of the PWM converter 10 except when the advance angle θ of the field weakening control exceeds the upper limit predetermined value θs.

ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側へ流出する高調波電流Ｉｈは、図３に示すように、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧ＶｃおよびブラシレスＤＣモータ５の負荷Ｌに応じて変化する。負荷ＬがＬ0未満の低速度（低負荷）運転領域では、ＰＷＭコンバータ１０の全波整流だけでも、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達することはない。よって、負荷ＬがＬ0未満の低速度運転領域では、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを超えない限りＰＷＭコンバータ１０をスイッチング停止により全波整流させるほうが、ＰＷＭコンバータ１０の電力損失が少なくなる。つまり、モータ駆動装置３の電力変換効率が向上する。   The harmonic current Ih flowing out from the PWM converter 10 to the power receiving facility 2 (and the commercial three-phase AC power supply 1) depends on the output voltage Vc of the PWM converter 10 and the load L of the brushless DC motor 5, as shown in FIG. Change. In the low speed (low load) operation region where the load L is less than L0, the harmonic current Ih does not reach the limit value Ihs only by full-wave rectification of the PWM converter 10. Therefore, in the low-speed operation region where the load L is less than L0, the power loss of the PWM converter 10 is smaller when the PWM converter 10 is full-wave rectified by stopping switching unless the harmonic current Ih exceeds the limit value Ihs. That is, the power conversion efficiency of the motor drive device 3 is improved.

また、負荷Ｌと弱め界磁制御の進み角θとの関係を図４に示す。負荷Ｌの増加に対処するべくインバータ４０の出力電圧を高めるためのオン，オフデューティの増大が頭打ちになると、インバータ制御部７３が弱め界磁制御を実行する。ただし、弱め界磁制御の制御量である進み角θが過大な所定値θｓ以上になると、インバータ制御部７３のセンサレス・ベクトル制御が不安定となり、そのときの負荷Ｌに見合う電力を出力できなくなってブラシレスＤＣモータ５が失速（脱調）する可能性が生じる。   FIG. 4 shows the relationship between the load L and the advance angle θ of field weakening control. When the increase of the on / off duty for increasing the output voltage of the inverter 40 reaches the peak in order to cope with the increase in the load L, the inverter control unit 73 executes the field weakening control. However, if the advance angle θ, which is the control amount of the field weakening control, exceeds an excessively large predetermined value θs, the sensorless vector control of the inverter control unit 73 becomes unstable, and it becomes impossible to output electric power corresponding to the load L at that time and brushless. There is a possibility that the DC motor 5 may stall (step out).

この対策として、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃをさらに上昇させることにより、同じ進み角θであっても、ブラシレスＤＣモータ５を失速させることなくブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることができる。つまり、ブラシレスＤＣモータ５の回転数範囲を拡大することができる。これにより、ブラシレスＤＣモータ５が搭載されるヒートポンプ式熱源機の最大能力を上げることができる。ひいては、ヒートポンプ式熱源機の能力範囲の拡大に寄与することができる。   As a countermeasure against this, by further increasing the output voltage Vc of the PWM converter 10, the rotational speed of the brushless DC motor 5 can be increased without stalling the brushless DC motor 5 even at the same advance angle θ. That is, the rotation speed range of the brushless DC motor 5 can be expanded. Thereby, the maximum capacity | capacitance of the heat pump type heat source machine in which the brushless DC motor 5 is mounted can be raised. As a result, it can contribute to the expansion of the capability range of the heat pump heat source machine.

ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを上げる場合の電力変換効率の低下と、弱め界磁制御の進み角θを増すことで生じる電力変換効率の低下とを比較すると、弱め界磁制御の進み角θを増すことの方が、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを上げる場合よりも、電力変換効率の低下が少ない。   Comparing the decrease in power conversion efficiency when increasing the output voltage Vc of the PWM converter 10 and the decrease in power conversion efficiency caused by increasing the advance angle θ of the field weakening control, the direction of increasing the advance angle θ of the field weakening control However, the decrease in power conversion efficiency is smaller than when the output voltage Vc of the PWM converter 10 is increased.

したがって、進み角θが所定値θｓ以上となる前の段階でＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを上げる方法が、最も効率的であり、かつブラシレスＤＣモータ５の回転数を高い値まで到達させることができるようになる。   Therefore, the method of increasing the output voltage Vc of the PWM converter 10 at the stage before the advance angle θ becomes equal to or greater than the predetermined value θs is the most efficient, and allows the rotational speed of the brushless DC motor 5 to reach a high value. become able to.

以上の点を考慮しながら、コンバータ制御部７２が実行する制御を、図５を参照しながら説明する。   The control executed by the converter control unit 72 will be described with reference to FIG. 5 in consideration of the above points.

インバータ４０の運転開始時、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の停止状態を維持し、ＰＷＭコンバータ１０の全波整流のみで運転を開始する。その後、インバータ４０の出力周波数が上昇するのに伴って、インバータ４０の出力電流が増加する。図５中の負荷ＬがＬ0未満の低速度（低負荷）運転領域では、インバータ４０の出力電流が増えるにつれて、平滑コンデンサ３０からインバータ４０側に流れる電流が増加し、これに伴い直流電圧（ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧）Ｖｃが低下していく。   At the start of the operation of the inverter 40, the converter control unit 72 maintains the stopped state of the PWM converter 10 and starts the operation only by the full-wave rectification of the PWM converter 10. Thereafter, as the output frequency of the inverter 40 increases, the output current of the inverter 40 increases. In the low speed (low load) operation region where the load L in FIG. 5 is less than L0, as the output current of the inverter 40 increases, the current flowing from the smoothing capacitor 30 to the inverter 40 increases, and accordingly, the DC voltage (PWM) The output voltage Vc of the converter 10 decreases.

コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０から流出する高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達しないうちは（低速度運転領域；Ｌ＜Ｌ0）、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの停止を継続する。つまり、ＰＷＭコンバータ１０は、入力電圧を全波整流する。その後、ブラシレスＤＣモータ５の回転数の増加等により負荷Ｌが増加して、インバータ４０の出力電流がある程度大きくなると、高調波電流Ｉｈが増加してくる。   Converter control unit 72 continues to stop switching of PWM converter 10 as long as harmonic current Ih flowing out from PWM converter 10 does not reach limit value Ihs (low-speed operation region; L <L0). That is, the PWM converter 10 performs full-wave rectification on the input voltage. Thereafter, when the load L increases due to an increase in the rotational speed of the brushless DC motor 5 and the output current of the inverter 40 increases to some extent, the harmonic current Ih increases.

コンバータ制御部７２は、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達した場合（中速度運転領域；Ｌ≧Ｌ0）、第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値として、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチング動作を開始する。こうして、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１へと上昇することにより、中速度（中負荷）運転領域において、高調波電流Ｉｈを制限値Ｉｈｓ以下に維持することができる。   When harmonic current Ih reaches limit value Ihs (medium speed operation region; L ≧ L0), converter control unit 72 starts switching operation of PWM converter 10 using first voltage value Vc1 as a target value for boosting. . Thus, the output voltage Vc of the PWM converter 10 rises to the first voltage value Vc1, so that the harmonic current Ih can be maintained below the limit value Ihs in the medium speed (medium load) operation region.

負荷Ｌが所定値Ｌ1以上となる高速度（高負荷）運転領域では（Ｌ≧Ｌ1）、インバータ制御部７３において弱め界磁制御が実行される。そして、負荷Ｌが所定値Ｌ2以上となり、進み角θが所定値θｓに達する状況（弱め界磁制御が頭打ちとなる状況）において、コンバータ制御部７２は、第２電圧値Ｖｃ２を目標値として、ＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。ここで、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの目標値を第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２へとシフトすることにより、図２のように出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２との間にあるときにピーク値となる高調波電流Ｉｈの発生を回避するようにしている。   In the high speed (high load) operation region where the load L is equal to or greater than the predetermined value L1 (L ≧ L1), the inverter control unit 73 performs field weakening control. In a situation where the load L is equal to or greater than the predetermined value L2 and the advance angle θ reaches the predetermined value θs (a situation where the field weakening control reaches a peak), the converter control unit 72 sets the second voltage value Vc2 as the target value and the PWM converter 10 is switched. Here, by shifting the target value of the output voltage Vc of the PWM converter 10 from the first voltage value Vc1 to the second voltage value Vc2, the output voltage Vc becomes the first voltage value Vc1 and the second voltage as shown in FIG. Generation of the harmonic current Ih that becomes a peak value when it is between the value Vc2 is avoided.

なお、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２へと上昇させる際には、ＰＷＭコンバータ１０の制御上、実際には、出力電圧Ｖｃを徐々に上昇させることになる。このため、出力電圧Ｖｃは第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２との間を通過することになるが、出力電圧Ｖｃを早い変化速度で上昇させることで、大きな高調波電流Ｉｈの発生は極めて短時間に限定することができ、その高調波電流Ｉｈの影響を排除できる。   Note that when the output voltage Vc of the PWM converter 10 is increased from the first voltage value Vc1 to the second voltage value Vc2, the output voltage Vc is actually gradually increased for the control of the PWM converter 10. Become. For this reason, the output voltage Vc passes between the first voltage value Vc1 and the second voltage value Vc2, but when the output voltage Vc is increased at a rapid change rate, the generation of the large harmonic current Ih is not caused. It can be limited to a very short time, and the influence of the harmonic current Ih can be eliminated.

このように、出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２となるようにＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させることにより、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングによる電力損失をできるだけ抑えながら、ブラシレスＤＣモータ５を失速させることなくブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることができる。   In this way, by switching the PWM converter 10 so that the output voltage Vc becomes the second voltage value Vc2, the brushless DC motor 5 is not stalled while suppressing power loss due to switching of the PWM converter 10 as much as possible. The rotational speed of the DC motor 5 can be increased.

また、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２に上昇させることで、ブラシレスＤＣモータ５の回転数の上昇幅に余裕が生じ、進み角θを低減することができる。この点から、さらに、ブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させるに伴い、再び、進み角θを増加させていく。   Further, by increasing the output voltage Vc of the PWM converter 10 from the first voltage value Vc1 to the second voltage value Vc2, a margin is generated in the increase range of the rotation speed of the brushless DC motor 5, and the advance angle θ can be reduced. it can. From this point, the advance angle θ is increased again as the rotational speed of the brushless DC motor 5 is increased.

その後、負荷Ｌが所定値Ｌ3以上に増加した場合、出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２まで上昇させても、かつ進み角θを上限の所定値θｓまで進ませても、ブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることができなくなることがある。この場合、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２からさらに高い出力電圧となるように制御する。この結果、ブラシレスＤＣモータ５を所望の高回転数に至らえることができる。   Thereafter, when the load L increases to a predetermined value L3 or more, even if the output voltage Vc is increased to the second voltage value Vc2 and the advance angle θ is increased to the upper limit predetermined value θs, the brushless DC motor 5 It may not be possible to increase the rotational speed. In this case, the converter control unit 72 controls the output voltage Vc of the PWM converter 10 so that the output voltage is higher than the second voltage value Vc2. As a result, the brushless DC motor 5 can reach a desired high rotational speed.

以上の制御により、ＰＷＭコンバータ１０の採用に伴う電力変換効率の低下をできるだけ抑えながら、高調波電流Ｉｈの発生量を低減でき、高価な高調波抑制装置を搭載する必要がなく、コストの上昇を抑えることができる。また、モータの回転数を上げるための弱め界磁による進み角が大きくなったところで、昇圧を行うことで、効率よくブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることができる。   With the above control, the generation amount of the harmonic current Ih can be reduced while suppressing the decrease in power conversion efficiency due to the adoption of the PWM converter 10 as much as possible, and it is not necessary to mount an expensive harmonic suppression device, thereby increasing the cost. Can be suppressed. Further, when the advance angle due to the field weakening for increasing the rotation speed of the motor is increased, the rotation speed of the brushless DC motor 5 can be increased efficiently by boosting.

負荷検出部７４では、インバータ制御部７３における弱め界磁制御の制御量である進み角θ、またはブラシレスＤＣモータ５に流れる電流に基づいて負荷Ｌを検出したが、ブラシレスＤＣモータ５の回転数に基づいて負荷Ｌを検出してもよい。   The load detection unit 74 detects the load L based on the advance angle θ which is the control amount of the field weakening control in the inverter control unit 73 or the current flowing through the brushless DC motor 5, but based on the rotation speed of the brushless DC motor 5. The load L may be detected.

なお、上記実施形態では、高調波電流Ｉｈに対する制限値Ｉｈｓを受電設備２に設定される規制値の範囲内の値として定める構成としたが、受電設備２に設定される規制値とは関係なく独自に設定してもよい。また、モータ駆動装置の電源として商用三相電源を用いた場合を例にとって説明したが、三相電源であれば、自家発電設備を用いた電源に対しても適用が可能である。   In the above-described embodiment, the limit value Ihs for the harmonic current Ih is set as a value within the range of the regulation value set in the power receiving facility 2. However, regardless of the regulation value set in the power receiving facility 2. You may set your own. Moreover, although the case where the commercial three-phase power source was used as the power source of the motor driving device has been described as an example, the three-phase power source can be applied to a power source using private power generation equipment.

その他、上記実施形態および変形例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態や変形は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。   In addition, the said embodiment and modification are shown as an example and are not intending limiting the range of invention. The novel embodiments and modifications can be implemented in various other forms, and various omissions, rewrites, and changes can be made without departing from the spirit of the invention. In these embodiments and modifications, the scope of the invention is included in the gist, and is included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.

１…商用三相交流電源、２…受電設備、３…モータ駆動装置、５…ブラシレスＤＣモータ、１０…ＰＷＭコンバータ、１１〜１３…リアクタ、２１ａ〜２６ａ…ダイオード、２１〜２６…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、３０…平滑コンデンサ、４０…インバータ、４１〜４６…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、５１〜５３，６１〜６３…電流センサ、７０…コントローラ、７１…電圧検出部、７２…コンバータ制御部、７３…インバータ制御部、７４…負荷検出部、７５…高調波電流検出部、７６…制限値設定部、７７…上限値設定部   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Commercial three-phase alternating current power supply, 2 ... Power receiving equipment, 3 ... Motor drive device, 5 ... Brushless DC motor, 10 ... PWM converter, 11-13 ... Reactor, 21a-26a ... Diode, 21-26 ... IGBT (switching element) ), 30 ... smoothing capacitor, 40 ... inverter, 41 to 46 ... IGBT (switching element), 51 to 53, 61 to 63 ... current sensor, 70 ... controller, 71 ... voltage detector, 72 ... converter controller, 73 ... Inverter control unit, 74 ... load detection unit, 75 ... harmonic current detection unit, 76 ... limit value setting unit, 77 ... upper limit value setting unit

Claims (9)

交流電源の電圧をスイッチングにより昇圧および直流変換しスイッチング停止により全波整流するコンバータと、
前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換しその交流電圧をモータの駆動用として出力するインバータと、
前記コンバータから流出する高調波電流を検出する電流検出部と、
前記モータの負荷を検出する負荷検出部と、
運転開始から前記電流検出部の検出結果が制限値に達しないうちは前記コンバータのスイッチングを停止し、その後、前記電流検出部の検出結果が前記制限値に達した場合に、前記負荷検出部の検出結果が所定値未満であれば第１電圧値を昇圧の目標値として前記コンバータをスイッチング動作させ、前記負荷検出部の検出結果が前記所定値以上であれば第２電圧値（＞第１電圧値）を昇圧の目標値として前記コンバータをスイッチング動作させる制御部と、
を備えることを特徴とするモータ駆動装置。A converter that boosts and DC converts the voltage of the AC power supply by switching and performs full-wave rectification by stopping switching;
An inverter that converts the output voltage of the converter into an alternating voltage and outputs the alternating voltage for driving the motor;
A current detector for detecting a harmonic current flowing out of the converter;
A load detector for detecting the load of the motor;
The switching of the converter is stopped before the detection result of the current detection unit reaches the limit value from the start of operation, and then when the detection result of the current detection unit reaches the limit value, the load detection unit If the detection result is less than a predetermined value, the converter is switched using the first voltage value as a boost target value, and if the detection result of the load detection unit is equal to or greater than the predetermined value, the second voltage value (> first voltage) Value) as a target value for boosting, and a controller for switching the converter,
A motor drive device comprising: 前記モータは、直流モータであり、
前記制御部は、前記モータの回転数が目標回転数となるように前記インバータの出力電圧を制御し、その出力電圧が上限に達した場合に前記モータに対する弱め界磁制御を実行し、
前記負荷検出部は、前記弱め界磁制御の制御量である進み角から前記モータの負荷を検出する、
ことを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。The motor is a DC motor;
The control unit controls the output voltage of the inverter so that the rotation speed of the motor becomes a target rotation speed, and executes field-weakening control on the motor when the output voltage reaches an upper limit,
The load detection unit detects a load of the motor from an advance angle which is a control amount of the field weakening control.
The motor driving apparatus according to claim 1. 前記負荷検出部は、前記モータに流れる電流から前記モータの負荷を検出することを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。   The motor driving apparatus according to claim 1, wherein the load detection unit detects a load of the motor from a current flowing through the motor. 前記制限値を可変設定する制限値設定手段、をさらに備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか記載のモータ駆動装置。   4. The motor driving apparatus according to claim 1, further comprising limit value setting means for variably setting the limit value. 前記第１電圧値は、前記コンバータが無負荷状態で全波整流する場合にそのコンバータから出力される電圧の近傍の値であることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。   The motor driving device according to claim 1, wherein the first voltage value is a value in the vicinity of a voltage output from the converter when the converter performs full-wave rectification in a no-load state. 前記第２電圧値は、前記コンバータが無負荷状態で全波整流する場合にそのコンバータから出力される電圧の1.05倍以上の値であることを特徴とする請求項５記載のモータ駆動装置。   6. The motor driving apparatus according to claim 5, wherein the second voltage value is a value of 1.05 times or more of a voltage output from the converter when the converter performs full-wave rectification in a no-load state. 前記コンバータから流出する高調波電流のピーク値は、前記コンバータの出力電圧が前記第１電圧値と前記第２電圧値との間にあるときに現われることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。   The motor drive according to claim 1, wherein the peak value of the harmonic current flowing out of the converter appears when the output voltage of the converter is between the first voltage value and the second voltage value. apparatus. 前記コンバータは、パルス幅変調された所定周期のＰＷＭ信号により断続的にオンするスイッチング素子を有するＰＷＭコンバータであることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。   2. The motor driving apparatus according to claim 1, wherein the converter is a PWM converter having a switching element that is intermittently turned on by a PWM signal having a predetermined period subjected to pulse width modulation. 前記交流電源は、商用三相交流電源であることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。   The motor driving apparatus according to claim 1, wherein the AC power source is a commercial three-phase AC power source.
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