JPWO2015079678A1 - 角速度センサ駆動回路及び角速度センサ並びにその励振方法及び駆動ｉｃチップ - Google Patents

Abstract

本発明は、低消費電力でかつ小型化の角速度センサに関する。第１及び第２のセンサ部（２１，５１）は、第１及び第２の振動検出電極（２２ａ，５２ａ）及び第１及び第２の振動駆動電極（２２ｂ，５２ｂ）を有する複数個のセンサ部である。励振回路（２３）は、第１及び第２のセンサ部を励振する。第１及び第２の切替回路（２４，５４）は、励振回路の出力端子と、第１及び第２のセンサ部の第１及び第２の振動駆動電極との間に接続され、第１及び第２のセンサ部と励振回路との間で形成される励振ループを接続又は切断する。制御回路（２５）は、励振回路の出力信号である駆動信号の振幅が所定振幅よりも大きい場合、励振ループを切断するように第１及び第２の切替回路を制御する。

Description

本発明は、角速度センサ駆動回路及び角速度センサ並びにその励振方法及び駆動ＩＣチップに関し、より詳細には、携帯電話機などのポータブル機器や携帯ゲーム機及びデジタルカメラなどの携帯機器に用いられる角速度センサ駆動回路及び角速度センサ並びにその励振方法及び駆動ＩＣチップ関する。特に、ジャイロセンサに適用できる。

従来から角速度センサには、内部に変位可能な錘部を有し、この錘部を所定の周波数で振動させることで、系に角速度が加わったときに錘部に生じるコリオリ力によって発生する変位を検出することにより角速度を検出する方式のものがある。また、錘部の変位の検出方法には、錘部の変位による静電容量の変化を検出するものや、錘部の変位による応力の変化を圧電効果で検出するものなどがある。
また、外界からの物理量に応じた機械的変位量を電気信号に変換して物理量を検出する様々な物理量センサが知られている。この種の物理量センサとしては、例えば、加速度センサや角速度センサがあり、この角速度センサとしては、外界からの角速度により変位可能に支持された可動体と、この可動体の直交する２面に形成された２つの検出電極と、可動体を加振する駆動電極を有する検出素子と、駆動電極により生じる可動体の振動状態において加えられる角速度によるコリオリの作用により、２つの検出電極の容量の変化を検出する容量検出回路と、この容量検出回路の入力に接続された配線の周囲に配置され、低インピーダンスの直流電位に接続された配線とを有し、可動体の変位による検出電極の容量の変化を容量検出回路によって電気信号に変換して角速度を検出するものがある。

また、携帯電話機や携帯ゲーム機及びデジタルカメラなどの携帯機器に用いられる角速度センサは、変位可能な振動部を有している。この種の角速度センサは、振動部を所定の周波数で振動させておき、角速度センサに角速度が加わったときに振動部に生じるコリオリ力によって発生する変位を検出することにより角速度を検出する。振動部の変位の検出方法には、振動部の変位に基づく静電容量の変化を検出する方法や、振動部の変位による応力の変化を圧電効果で検出する方法などが知られている。
例えば、特許文献１には、静電容量型センサと容量・電圧（ＣＶ）変換器を備えた角速度センサが開示されている。

図１（ａ），（ｂ）は、特許文献１に記載されている角速度検出の原理を説明するための構成図で、図１（ａ）は、静止状態における錘部と電極間の静電容量の関係を示す図で、図１（ｂ）は、駆動状態における錘部と電極間の静電容量の関係を示す図である。なお、図中符号１０１は上部ガラス基板、１０２はＳＯＩ（Ｓｉｌｌｉｃｏｎ ｏｎ Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ）基板、１０３は下部ガラス基板を示している。
錘部１０４のＸ軸方向に力が加わると、錘部１０４は、梁部１０５乃至１０８により支持されている構造であることから、錘部１０４の質量中心に、梁部１０５，１０７を中心としたモーメントが働き、錘部１０４は、梁部１０５，１０７を軸に回転する。このときの回転角θは、Ｘ軸方向に加える力Ｆｘに比例する。錘部１０４が、梁部１０５，１０７を軸に回転すると、錘部１０４と固定電極Ｅ１乃至Ｅ４，Ｅ６乃至Ｅ９との電極間距離がそれぞれ変化するため、対応する静電容量Ｃ１乃至Ｃ１０それぞれの値が変化する。

そこで、例えば、静電容量Ｃ１＋Ｃ４と静電容量Ｃ２＋Ｃ３の差、あるいは静電容量Ｃ６＋Ｃ９と静電容量Ｃ７＋Ｃ８の差を検出すると、錘部１０４のＸ軸方向に加わっている力に比例した量を検出できる。Ｚ軸方向の変位を検出するには、例えば、静電容量Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３＋Ｃ４と静電容量Ｃ６＋Ｃ７＋Ｃ８＋Ｃ９の差を検出してやればよい。
角速度を検出するためには、駆動回路２０１により、上部固定電極Ｅ５に周波数ｆｄを有する交流電圧Ｖ１を印加する。また、下部固定電極Ｅ１０には、交流電圧Ｖ１と位相差が１８０度の交流電圧Ｖ２が、駆動回路２０１により印加される。すると錘部１０４には、上部固定電極Ｅ５との間及び下部固定電極Ｅ１０との間に、それぞれ同じ向きに、時間的に周波数ｆｄで振動するクーロン力が働くため、錘部１０４は、Ｚ軸方向に周波数ｆｚで振動する。錘部１０４のＺ軸方向の振動の周波数ｆｚは、駆動回路２０１により印加される交流電圧Ｖ１，Ｖ２の周波数ｆｄと同じである。

このように、錘部１０４がＺ軸方向に周波数ｆｚで振動している状態で、センサにＹ軸周りの角速度が加わると、錘部１０４にはＸ軸方向にコリオリ力が発生する。錘部１０４のＸ軸方向に加わるコリオリ力Ｆｘは、センサに加わっている角速度をΩｙ、錘部１０４の質量をｍ、錘部１０４のＺ軸方向の速度をＶｚとすると、Ｆｘ＝２ｍＶｚΩｙで表される。
錘部１０４は、Ｚ軸方向に周波数ｆｚで振動させているため、Ｖｚ＝Ｖ０ｓｉｎ（ｆｚ・ｔ）となる。したがって、錘部１０４に発生するコリオリ力は、周波数ｆｚで変調され、かつ、その振幅はセンサに加わっている角速度ΩｙとＺ軸方向の速さＶ０に比例する。この変調されたコリオリ力を、静電容量Ｃ１乃至Ｃ４ならびに静電容量Ｃ６乃至Ｃ１０の容量変化として検出する。駆動回路２０１によって、錘部１０４のＺ軸方向の振動の振幅が一定に保たれていれば、速さＶ０も一定となるので、角速度Ωｙを検出できる。
なお、Ｘ軸周りの角速度Ωｘにより、錘部１０４に発生するＺ軸方向の振動の周波数ｆｚで変調されたＹ軸方向のコリオリ力も、例えば、静電容量Ｃ１＋Ｃ２と静電容量Ｃ３＋Ｃ４の差を検出することによって同様に検出することができる。

図２は、上述した特許文献１に記載されている角速度センサを説明するためのブロック図である。この角速度センサ５００の駆動回路５０１は、入力信号である信号Ｚが所定の振幅となるように、センサの錘部１０４をＺ軸方向に周波数ｆｄで駆動するための交流電圧を出力する。ＣＶ変換器５０２は、所定の静電容量値を、所定の電圧値に変換する。移相器５０３は、入力信号の位相を所定の角度だけ変化させる。同期検波器５０４は、移相器５０３の出力を参照信号として、入力信号の同期検波を行う。ローパスフィルタ５０５は、入力信号に含まれる所定の周波数よりも高い周波数帯域の信号を減衰させる。

センサの静電容量（Ｃ１＋Ｃ２）−（Ｃ３＋Ｃ４）を、ＣＶ変換器５０２を使用して電圧値に変換した信号を信号Ｘとする。静電容量（Ｃ１＋Ｃ４）−（Ｃ２＋Ｃ３）を、ＣＶ変換器４０２を使用して電圧値に変換した信号を信号Ｙとする。また、静電容量（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３＋Ｃ４）−（Ｃ６＋Ｃ７＋Ｃ８＋Ｃ９）を、ＣＶ変換器５０２を使用して電圧値に変換した信号を信号Ｚとする。信号Ｘは、梁部１０６と１０８を軸とした錘部１０４の回転角に比例する。信号Ｙは、梁部１０５と１０７を軸とした錘部１０４の回転角に比例する。信号Ｚは錘部１０４のＺ軸方向の変位に比例する。
信号Ｘ＝（Ｃ１＋Ｃ２）−（Ｃ３＋Ｃ４）
信号Ｙ＝（Ｃ１＋Ｃ４）−（Ｃ２＋Ｃ３）
信号Ｚ＝（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３＋Ｃ４）−（Ｃ６＋Ｃ７＋Ｃ８＋Ｃ９）

次に、センサのＸ軸まわりに角速度がかかっているときについて考えると、信号Ｘは、角速度の大きさに比例したコリオリ力を周波数ｆｚで変調した信号を含んでいるので、この信号からコリオリ力の大きさを信号として取り出すためには、コリオリ力に同期した参照信号で同期検波してやればよい。
コリオリ力に同期した信号は、錘部１０４のＺ軸方向の変位信号である信号Ｚから作ることができる。コリオリ力は、錘部１０４の速度Ｖｚに比例する。速度Ｖｚは、錘部１０４の変位を微分したものである。つまり、錘部１０４のＺ軸方向の変位信号である信号Ｚを移相器５０３で信号Ｚに対して９０°又は−９０°だけ移相してやれば、コリオリ力に同期した参照信号として使用することができる。

信号Ｘを、移相器５０３の出力で同期検波してやり、所定の帯域に制限したローパスフィルタ５０５に通すことでコリオリ力を検出することができる。コリオリ力は、錘部１０４のＺ軸方向の速度Ｖｚと、センサにかかっている角速度Ωに比例する。いま錘部１０４のＺ軸方向の速度Ｖｚは振動部５０１により一定の振幅に制御されている。したがって、検出されるコリオリ力とかかっている角速度の間には比例関係が成り立つ。したがって、ローパスフィルタ５０５の出力に、予め測定されたＸ軸まわりの角速度感度を乗じて、角速度出力Ｘを得る。Ｙ軸まわりの角速度についても同様にして検出できる。

図３は、従来の角速度センサにおけるＣＶ変換回路の回路構成図である。演算増幅器１１２の非反転入力端子とＧＮＤ間には容量素子Ｃｓが接続され、反転入力端子にはＶｒｅｆが印加されている。また、非反転入力端子と出力端子間には抵抗Ｒと容量素子Ｃ_ＦＢが並列に接続されている。
容量素子Ｃｓに蓄積される電荷量は、Ｑ＝Ｃｓ・Ｖｒｅｆで、角速度が加わりＣｓが変化すると、Ｑ＝（Ｃｓ＋ΔＣ）・Ｖｒｅｆとなる。Ｓ１点で電荷バランスが保たれるので、Ｃ_ＦＢに−ΔＣ・Ｖｒｅｆのチャージが誘起される。Ｃｓの変化に比例して、Ｖｏｕｔ＝ΔＣ・Ｖｒｅｆ／Ｃ_ＦＢの出力が得られる。

また、例えば、特許文献２には、この種のＣＶ変換回路を備えた静電容量型ジャイロセンサが開示されている。この特許文献２に記載のジャイロセンサは、２次元平面内を変位可能な可動部を備えるセンシングエレメントと、センシングエレメントを駆動して、外部から可動部に加わった角速度を検出する検出回路とからなり、いわゆる振動ジャイロとして構成されたものである。
このように構成されたセンシングエレメントでは、可動電極と駆動電極との間の印加電圧を適宜制御することにより、可動部をｘ軸方向に沿って定常的に振動させることができる。そして、可動部を振動させた状態で、可動平面に直交する軸を中心とした回転がセンシングエレメントに加わると、可動部には、回転の角速度の大きさに応じたコリオリ力が作用して、ｙ軸方向に沿った振動が発生する。この時、ｘ軸方向の振動状態は、モニタ用可変容量キャパシタの容量変化となって現れ、また、ｙ軸方向の振動状態は、センス用可変容量キャパシタの容量変化となって現れる。

また、例えば、特許文献３に記載のものは、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）ジャイロスコープのためにパルス幅変調駆動信号を利用するもので、ジャイロスコープの動きがセンサ軸の方向に沿ってコリオリの加速度を生じさせ、試験質量とセンサ基板との間の距離及びキャパシタンスを変化させ、このキャパシタンスの変化を介して、試験質量のコリオリの加速度が計算され、ジャイロスコープの回転の角速度を計算するというものである。
このように、上述した特許文献１乃至３には、振動部の変位を静電容量の変化に基づいて検出する角速度センサ又はジャイロスコープが開示されている。また、特許文献１には、振動部の変位を静電容量の変化に基づいて検出する静電容量型センサと容量電圧変換回路とを備えた角速度センサが開示されている。また、特許文献２には、容量電圧変換回路を備えた静電容量型ジャイロセンサが開示されている。また、特許文献３には、パルス幅変調駆動信号を利用するＭＥＭＳジャイロスコープが開示されている。

特開２０１０−１８１１８６号公報 特開２００６−１７０６２０号公報 特表２００５−５２４０７７号公報

近年、携帯機器の小型化や低消費電力化が求められている。このため、携帯機器に用いられる角速度センサなどの電子部品には、小型化、小面積化及び低消費電力化が要求される。
しかしながら、上述した特許文献１には、静電容量型センサと容量・電圧（ＣＶ）変換器を備えた角速度センサが開示されているものの、複数個のセンサ部を振動させる具体的な構成については何ら開示されていない。
また、上述した特許文献２のものは、可変利得を実現するのにはギルバートセル回路を用いたＶＧＡ回路が知られているが、消費電力や実装面積面で不利であるという問題があった。

また、上述した特許文献３のものは、可変利得をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）波形で実現しているが、回路構成が複雑であり、また、矩形波特有の高周波ノイズが発生するという問題があった。
また、特にＱ値の高いセンサ部において、無振動から振動が安定に至るまでに数十から数百ｍｓの時間がかかるためコリオリ測定の命令を実行するまでにそれ以上の時間がかかることになる。これは常にセンサ部を振動させておくことによって回避できるが、振動制御回路は常時電力を消費するという問題があった。
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、回路構成が簡単で高周波ノイズが少なく、低消費電力でかつ小型の角速度センサ駆動回路及び角速度センサ並びにその励振方法及び駆動ＩＣチップを提供することにある。

本発明の一態様によれば、以下の構成を備えている。
（１）；振動検出電極、センサ駆動電極、及び、振動部を有するセンサ部と励振ループを形成する励振回路と、角速度の検出期間において、前記励振ループの形成が形成される状態と励振ループが形成されない状態とを切り替える切替回路とを備えてもよい。
（２）；（１）において、前記角速度の検出期間において、前記励振回路が出力する駆動信号の振幅又は前記振動検出電極の信号の振幅が正の上限値と正の下限値との間で増加と減少を繰り返すように、前記切替回路の切り替えを制御する制御回路をさらに備えてもよい。

（３）；（１）又は（２）において、前記切替回路は、前記励振ループの形成と切断とを切り替える、又は、前記励振回路が前記振動部を励振する励振信号を前記センサ駆動電極へ出力される状態と出力されない状態とを切り替えてもよい。
（４）；（３）において、前記励振ループが形成される状態、又は、前記励振回路がパワーアップされて前記励振信号が出力される状態において、前記励振回路が出力する駆動信号の振幅又は前記振動検出電極の信号の振幅が、第１の振幅よりも大きい場合、前記励振ループが切断される、又は、前記励振回路がパワーダウンされて前記励振信号が出力されない状態となるように、前記切替回路を制御する制御回路をさらに備えてもよい。

（５）；（３）において、前記励振ループが形成されて、又は、前記励振回路をパワーアップして前記励振信号が出力される状態から所定時間経過後に、前記励振ループが切断される、又は、前記励振回路がパワーダウンされるように前記切替回路を制御する制御回路をさらに備えてもよい。
（６）；（４）又は（５）において、前記制御回路が、前記励振ループが切断されて、又は、前記励振回路がパワーダウンされてから所定時間経過後に、前記励振ループが形成される、又は、前記励振回路がパワーアップされて前記励振信号が出力される状態となるように前記切替回路を制御してもよい。

（７）；（４）又は（５）において、前記制御回路が、前記励振ループが切断される状態、又は、前記励振回路がパワーダウンされて前記励振信号が出力されない状態において、前記励振回路が出力する駆動信号の振幅、又は、前記振動検出電極の信号の振幅が前記第１の振幅よりも小さな第２の振幅よりも小さい場合、前記励振ループが形成される、又は、前記励振回路がパワーアップされて前記励振信号が出力される状態となるように前記切替回路を制御してもよい。
（８）；（４）〜（７）のいずれかにおいて、前記制御回路が、前記励振ループが形成され、又は、前記励振回路がパワーアップされて前記励振信号が出力される状態から所定時間経過後に、前記励振ループが形成される、又は、前記励振回路をパワーアップして前記励振信号が出力される状態となるように前記切替回路を制御してもよい。

（９）；（１）〜（８）のいずれかにおいて、前記切替回路は、前記励振ループの形成と切断とを切り替え、前記励振回路の入力端子が、前記切替回路を介して、前記振動検出電極と接続され、前記励振回路の出力端子が、前記切替回路を介して、前記センサ駆動電極と接続されてもよい。
（１０）；（１）又は（２）において、前記センサ部は、振動検出電極、センサ駆動電極、及び、振動部を有するセンサ部をＮ個（Ｎは２以上の整数）備え、前記励振回路は、前記Ｎ個のセンサ部の各々とＮ個の第１〜第Ｎの励振ループを形成し、前記切替回路は、前記第１〜第Ｎの励振ループを選択的に切り替えてもよい。

（１１）；（１０）において、前記Ｎが３であり、前記第Ｎの振動部の振動方向は、それぞれ、Ｘ軸方向、Ｙ軸方向、Ｚ軸方向であってもよい。
（１２）；（１０）又は（１１）において、前記Ｎ個の第１〜第Ｎの励振ループを選択的に切り替える前記切替回路を制御する制御回路をさらに備えてもよい。
（１３）；（１２）において、前記制御回路は、前記Ｎ個の第１〜第Ｎの励振ループの内いずれか１個の励振ループが形成された状態、又は、いずれの励振ループも形成されていない状態となるように、前記切替回路の切り替えてもよい。

（１４）；（１２）又は（１３）において、前記制御回路は、前記Ｎ個の第１〜第Ｎの励振ループが、順に形成されるように、前記切替回路を制御してもよい。
（１５）；（１４）において、前記制御回路は、第ｋのセンサ部（１≦ｋ≦Ｎ）と第ｋの励振ループが形成され、前記励振回路が前記第ｋのセンサ部の前記センサ駆動電極へ出力する駆動信号の振幅又は前記振動検出電極の信号の振幅が所定の大きさになったら、前記第ｋの励振ループが解除される第ｋの励振区間と、いずれの励振ループも形成されない開放区間と、を、ｋ＝１〜Ｎまで順に繰り返すように前記切替回路を制御してもよい。

（１６）；（１４）において、前記制御回路は、第ｋのセンサ部（１≦ｋ≦Ｎ）と第ｋの励振ループが形成されてから所定時間経過後に、前記第ｋの励振ループが解除される第ｋの励振区間と、いずれの励振ループも形成されない開放区間と、を、ｋ＝１〜Ｎまで順に繰り返すように前記切替回路を制御してもよい。
（１７）；（１０）〜（１６）のいずれかにおいて、第ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）の励振ループが形成された時に、励振により単位時間あたりの振動振幅の増加を１次近似したときの増加する傾きをＫ１、前記第ｋの励振ループが解除された時に、単位時間あたりの振動振幅の減衰を１次近似したときの減衰する傾きを−Ｋ２とすると、Ｋ１／Ｋ２がＮ−１以上となるように前記励振回路の特性及び前記第１〜第Ｎのセンサ部の特性が調整されてもよい。

（１８）；（１０）〜（１７）のいずれかにおいて、前記切替回路は、前記第ｋのセンサ部（１≦ｋ≦Ｎ）と前記励振回路との間の前記第ｋの励振ループの形成と切断を切り替える第ｋの選択部を備えてもよい。
（１９）；（１８）において、前記励振回路の入力端子は、前記第ｋの選択部を介して、前記第ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）のセンサ部の振動検出電極と接続され、前記励振回路の出力端子は、前記第ｋの選択部を介して、前記第ｋのセンサ部のセンサ駆動電極と接続されてもよい。

（２０）；前記振動検出電極、前記センサ駆動電極、及び、前記振動部とを有する前記センサ部と、（１）〜（１９）のいずれかの角速度センサ駆動回路と、前記センサ部からコリオリ力を検出するコリオリ力検出部と、前記コリオリ力検出部の出力信号をデジタル信号に変換して出力する検出回路と、を備え、前記検出回路の検出データを出力するタイミングを決定する検出クロックと、前記励振回路の前記所定時間を決定する励振クロックとが同期していてもよい。
（２１）；振動検出電極及びセンサ駆動電極と振動部とを有するセンサ部の前記振動部の振動振幅が所定の振幅よりも小さいときに、前記センサ部に対して励振ループを形成し、前記振動部の振動振幅が前記所定の振幅よりも大きいときに、前記励振ループを切断する角速度センサの励振方法であってもよい。

（２２）；振動検出電極及びセンサ駆動電極と振動部とを有するセンサ部に対して励振ループを形成し、前記励振ループを切断し、前記センサ駆動電極へ出力される励振信号の振幅又は前記振動検出電極の信号の振幅が正の上限値と正の下限値との間で増加と減少を繰り返すように、前記励振ループの形成と前記励振ループの切断とを切り替える角速度センサの励振方法であってもよい。
（２３）；振動検出電極及びセンサ駆動電極と振動部とを有するセンサ部と接続されたときに、前記センサ部からの検出信号を入力する検出信号入力ＰＡＤと、前記検出信号を入力とし、前記センサ部への駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、前記駆動信号を前記センサ部へ出力する駆動信号出力ＰＡＤと、前記検出信号入力ＰＡＤから前記駆動信号出力ＰＡＤまでのパスの間に設けられた第１のスイッチと、を備える角速度センサの駆動ＩＣチップであってもよい。

（２４）；（２３）において、前記第１のスイッチは、前記駆動信号出力ＰＡＤの直前に設けられてもよい。
（２５）；（２３）又は（２４）において、前記第１のスイッチは、前記駆動信号出力ＰＡＤに、前記駆動信号を出力するか出力しないかを切り替えてもよい。
（２６）；（２３）〜（２５）のいずれかにおいて、前記検出信号入力ＰＡＤの直後に接続された第２のスイッチをさらに備え、前記検出信号入力ＰＡＤは、前記振動検出電極と接続されるように構成され、前記駆動信号出力ＰＡＤは、前記センサ駆動電極と接続されるように構成されてもよい。

（２７）；振動検出電極、センサ駆動電極、及び、振動部を有するセンサ部と、前記センサ部と励振ループを形成する励振回路と、前記励振ループの形成と切断を切り替える切替回路と、前記励振ループの形成又は切断のタイミングを決定する励振クロックに同期した検出クロックに基づいて、前記センサ部から角速度信号を検出する角速度検出部と、を備えてもよい。
（２８）；（２７）において、前記励振クロックに応じて前記励振ループの切り替えタイミングをカウントするカウンタをさらに備えてもよい。
（２９）；（２７）又は（２８）において、前記検出クロックに基づいて、前記角速度信号を格納する格納部と、をさらに備えてもよい。

本発明の一態様によれば、回路構成が簡単で高周波ノイズが少なく、低消費電力でかつ小面積な角速度センサ駆動回路及び角速度センサ並びにその励振方法及び駆動ＩＣチップを実現することができる。
また、本発明の一態様によれば、複数のセンサ部を振動させる場合でも、１組の振動制御回路ですむため、小型化、抵コスト化、特に低消費電力化が実現可能である。特に、センサ部のＱ値が高く減衰が遅いセンサ部に好適な角速度センサ駆動回路及び角速度センサ並びにその励振方法及び駆動ＩＣチップを実現することができる。
また、ＶＧＡ回路と比較するとスイッチ１つに置き換わるため、低消費電力かつ小面積であり、ＰＷＭ波形を生成せずに振動信号を増幅したものを返すため構造が簡単で高周波ノイズも少ない角速度センサ駆動回路及び角速度センサ並びにその励振方法及び駆動ＩＣチップを実現することができる。特に、センサ部のＱ値が高く、減衰が遅い角速度センサに好適である。

図１（ａ），（ｂ）は、特許文献１に記載されている角速度検出の原理を説明するための構成図である。 図２は、上述した特許文献１に記載されている角速度センサを説明するためのブロック図である。 図３は、従来の角速度センサにおけるＣＶ変換回路の回路構成図である。 図４は、本発明に係る角速度センサの実施形態１を説明するための回路構成図である。 図５は、図４に示した励振回路の回路構成図である。 ず６は、図４に示した制御回路の回路構成図である。 図７（ａ）乃至（ｊ）は、各回路構成における信号波形のフローチャートを示す図である。 図８は、本発明に係る角速度センサの実施形態２を説明するための回路構成図である。 図９は、本発明に係る角速度センサの実施形態３を説明するための回路構成図である。 図１０は、図９に示した励振回路の回路構成図である。 図１１は、図９に示した制御回路の他の回路構成図である。 図１２は、図９に示した制御回路の回路構成図である。 図１３（ａ）乃至（ｄ）は、各回路構成における信号波形のタイミングチャートを示す図である。 図１４は、本発明に係る角速度センサの実施形態４を説明するための回路構成図である。 図１５は、本発明に係る角速度センサの実施形態５を説明するための回路構成図である。 図１６は、本発明に係る角速度センサの実施形態６を説明するための回路構成図である。 図１７は、本発明に係る角速度センサの実施形態７を説明するための回路構成図である。 図１８は、図１７に示した励振回路の回路構成図である。 図１９は、図１７に示した制御回路のさらに他の回路構成図である。 図２０（ａ）乃至（ｅ）は、各回路構成における信号波形のタイミングチャートを示す図である。 図２１は、本発明に係る角速度センサの実施形態８を説明するための回路構成図である。 図２２は、本発明に係る角速度センサ及び角速度センサの駆動回路の実施形態９を説明するための回路構成図である。 図２３は、図２２に示した制御回路の回路構成図である。 図２４は、本発明に係る角速度センサの周波数特性を示すボード線図である。 図２５は、参考例による角速度センサ及び角速度センサの駆動回路の概略構成を示す回路構成図である。 図２６は、参考例による角速度センサの駆動回路の周波数特性を示すボード線図である。 図２７（ａ）乃至（ｈ）は、本発明に係る角速度センサ及び角速度センサの駆動回路の動作を示すタイミングチャートを示す図である。

以下の詳細な説明では、本発明の実施形態の完全な理解を提供するように多くの特定の細部について記載される。しかしながら、かかる特定の細部がなくても１つ以上の実施態様が実施できることは明らかであろう。他にも、図面を簡潔にするために、周知の構造及び装置が略図で示されている。
本実施形態１及び２の角速度センサは、第１の振動検出電極及び第１のセンサ駆動電極と第１の振動部とを有する第１のセンサ部と、第２の振動検出電極及び第２のセンサ駆動電極と第２の振動部とを有する第２のセンサ部と、第１のセンサ部と第１の励振ループを形成し、第２のセンサ部と第２の励振ループを形成する励振回路と、第１の励振ループと前記第２の励振ループとを選択的に切り替える切替回路とを備えている。

第１の励振ループを形成することにより第１のセンサ部を励振し、励振ループを選択的に切り替えて第２の励振ループを形成することにより第２のセンサ部を励振することで、複数のセンサ部を振動させることができる。
特に、切替回路による第１の励振ループと第２の励振ループとの切り替えを制御する制御回路をさらに備えてもよい。制御回路は、第１の励振ループが形成された状態、第２の励振ループが形成された状態、及びいずれの励振ループも形成されていない状態のうち、いずれかの状態になるように、切替回路の切り替えを制御する構成であってもよい。

また、制御回路は、各センサ駆動電極の振動振幅の大きさにより、各励振ループの形成と解除を選択的に切り替えるように構成されていてもよい。例えば、第１のセンサ駆動電極の振動振幅が所定の大きさになったら第１の励振ループが解除し、第２のセンサ駆動電極の振動振幅が所定の大きさになったら第２の励振ループが解除される形態、第１のセンサ駆動電極の振動振幅が所定の大きさよりも小さくなったら第１の励振ループが接続され、第２のセンサ駆動電極の振動振幅が所定の大きさよりも小さくなったら第２の励振ループが接続される形態等が挙げられる。

また、制御回路は、所定時間により、各励振ループの形成と解除を選択的に切り替えてもよい。さらに、上述の振動振幅と所定時間を組み合わせて、各励振ループの形成と解除を選択的に切り替える構成であってもよい。
さらに、第１の励振ループが形成され、第１のセンサ駆動電極の振動振幅が所定の大きさになったら第１の励振ループが解除される第１の励振区間と、いずれの励振ループも形成されない開放区間と、第２の励振ループを形成され、第２のセンサ駆動電極の振動振幅が所定の大きさになったら第２の励振ループが解除される第２の励振区間と、いずれの励振ループも形成されない開放区間と、を繰り返すように切替回路を制御する構成であってもよい。

第１の振動部と前記第２の振動部は、その振動方向が直交していることにより、複数方向の角速度を検出することができる。例えば、Ｘ軸とＹ軸、Ｘ軸とＺ軸、Ｙ軸とＺ軸方向に直交している形態が挙げられる。
各センサ部を振動させた状態で角速度が加わるとコリオリ力が生じ、そのコリオリ力を抵抗変化、静電容量変化、圧電効果等で電気信号に変換して角速度を検出することができる。本実施形態において、コリオリ力の検出方法（抵抗変化、静電容量変化、圧電効果等）はいずれの方法であってもよい。

また、本実施形態１及び２の角速度センサ駆動回路は、振動検出電極、センサ駆動電極、及び、振動部を有するセンサ部と励振ループを形成する励振回路と、角速度の検出期間において、前記励振ループの形成が形成される状態と励振ループが形成されない状態とを切り替える切替回路とを備えてもよい。
なお、「角速度の検出期間」とは、角速度センサの振動を立ち上げる時間以外において、角速度の検出を行うための期間である。具体的には、角速度センサを安定的に振動させた状態で角速度の検出を行うことができる期間である。

また、角速度の検出期間において、励振回路が出力する駆動信号の振幅又は振動検出電極の信号の振幅が正の上限値と正の下限値との間で増加と減少を繰り返すように、切替回路の切り替えを制御する制御回路をさらに備えてもよい。
また、切替回路は、励振ループの形成と切断とを切り替える、又は、励振回路が振動部を励振する励振信号をセンサ駆動電極へ出力される状態と出力されない状態とを切り替えてもよい。
また、励振ループが形成される状態、又は、励振回路がパワーアップされて励振信号が出力される状態において、励振回路が出力する駆動信号の振幅又は振動検出電極の信号の振幅が、第１の振幅よりも大きい場合、励振ループが切断される、又は、励振回路がパワーダウンされて励振信号が出力されない状態となるように、切替回路を制御する制御回路をさらに備えてもよい。

また、励振ループが形成されて、又は、励振回路をパワーアップして励振信号が出力される状態から所定時間経過後に、励振ループが切断される、又は、励振回路がパワーダウンされるように切替回路を制御する制御回路をさらに備えてもよい。
また、制御回路が、励振ループが切断されて、又は、励振回路がパワーダウンされてから所定時間経過後に、励振ループが形成される、又は、励振回路がパワーアップされて励振信号が出力される状態となるように切替回路を制御してもよい。
また、制御回路が、励振ループが切断される状態、又は、励振回路がパワーダウンされて励振信号が出力されない状態において、励振回路が出力する駆動信号の振幅、又は、振動検出電極の信号の振幅が前記第１の振幅よりも小さな第２の振幅よりも小さい場合、励振ループが形成される、又は、励振回路がパワーアップされて励振信号が出力される状態となるように前記切替回路を制御してもよい。

また、制御回路が、励振ループが形成され、又は、励振回路がパワーアップされて励振信号が出力される状態から所定時間経過後に、励振ループが形成される、又は、励振回路をパワーアップして励振信号が出力される状態となるように切替回路を制御してもよい。
また、切替回路は、励振ループの形成と切断とを切り替え、励振回路の入力端子が、切替回路を介して、振動検出電極と接続され、励振回路の出力端子が、切替回路を介して、センサ駆動電極と接続されていてもよい。
また、センサ部は、振動検出電極、センサ駆動電極、及び、振動部を有するセンサ部をＮ個（Ｎは２以上の整数）備え、励振回路は、Ｎ個のセンサ部の各々とＮ個の第１〜第Ｎの励振ループを形成し、切替回路は、第１〜第Ｎの励振ループを選択的に切り替えてもよい。

また、Ｎが３であり、第Ｎの振動部の振動方向は、それぞれ、Ｘ軸方向、Ｙ軸方向、Ｚ軸方向であってもよい。
また、Ｎ個の第１〜第Ｎの励振ループを選択的に切り替える切替回路を制御する制御回路をさらに備えてもよい。
また、制御回路は、Ｎ個の第１〜第Ｎの励振ループの内いずれか１個の励振ループが形成された状態、又は、いずれの励振ループも形成されていない状態となるように、切替回路の切り替えを制御してもよい。

また、制御回路は、Ｎ個の第１〜第Ｎの励振ループが、順に形成されるように、切替回路を制御してもよい。
また、制御回路は、第ｋのセンサ部（１≦ｋ≦Ｎ）と第ｋの励振ループが形成され、励振回路が第ｋのセンサ部のセンサ駆動電極へ出力する駆動信号の振幅又は振動検出電極の信号の振幅が所定の大きさになったら、第ｋの励振ループが解除される第ｋの励振区間と、いずれの励振ループも形成されない開放区間と、を、ｋ＝１〜Ｎまで順に繰り返すように切替回路を制御してもよい。

また、制御回路は、第ｋのセンサ部（１≦ｋ≦Ｎ）と第ｋの励振ループが形成されてから所定時間経過後に、第ｋの励振ループが解除される第ｋの励振区間と、いずれの励振ループも形成されない開放区間と、を、ｋ＝１〜Ｎまで順に繰り返すように切替回路を制御してもよい。
また、第ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）の励振ループが形成された時に、励振により単位時間あたりの振動振幅の増加を１次近似したときの増加する傾きをＫ１、第ｋの励振ループが解除された時に、単位時間あたりの振動振幅の減衰を１次近似したときの減衰する傾きを−Ｋ２とすると、Ｋ１／Ｋ２がＮ−１以上となるように励振回路の特性及び第１〜第Ｎのセンサ部の特性が調整されてもよい。

また、切替回路は、第ｋのセンサ部（１≦ｋ≦Ｎ）と励振回路との間の第ｋの励振ループの形成と切断を切り替える第ｋの選択部を備えてもよい。
また、励振回路の入力端子は、第ｋの選択部を介して、第ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）のセンサ部の振動検出電極と接続され、励振回路の出力端子は、第ｋの選択部を介して、第ｋのセンサ部のセンサ駆動電極と接続されてもよい。
また、振動検出電極、センサ駆動電極、及び、振動部とを有するセンサ部と、上記いずれかに記載の角速度センサ駆動回路と、センサ部からコリオリ力を検出するコリオリ力検出部と、コリオリ力検出部の出力信号をデジタル信号に変換して出力する検出回路と、を備え、検出回路の検出データを出力するタイミングを決定する検出クロックと、励振回路の所定時間を決定する励振クロックとが同期している角速度センサであってもよい。

また、振動検出電極、センサ駆動電極、及び、振動部を有するセンサ部と、センサ部と励振ループを形成する励振回路と、励振ループの形成と切断を切り替える切替回路と、励振ループの形成又は切断のタイミングを決定する励振クロックに同期した検出クロックに基づいて、センサ部から角速度信号を検出する角速度検出部と、を備える角速度センサであってもよい。励振クロックに基づいて励振ループを形成するタイミングを決定する構成であっても、励振ループを切断するタイミングを決定する構成であっても、その両方であってもよい。
さらに、励振クロックに応じて前記励振ループの切り替えタイミングをカウントするカウンタを備える角速度センサであってもよい。カウンタは、励振ループが形成された後にリセットされる構成でもよい。
さらに、検出クロックに基づいて角速度信号を格納する格納部を備える角速度センサであってもよい。

以下、図面を参照して本発明の各実施形態について説明する。
＜実施形態１＞
図４は、本発明に係る角速度センサの実施形態１を説明するための回路構成図である。図中符号２０は角速度センサ、２１は第１のセンサ部、２１ａは第１の振動部、２２ａは第１の振動検出電極（静電容量Ｃ１），２２ｂは第１のセンサ駆動電極（静電容量Ｃ２）、２３は励振回路、２４は第１の切替回路（スイッチ；ＳＷ）、２４ａは第１のスイッチ、２４ｂは第２のスイッチ、２５は制御回路、２６ａ，２６ａはスイッチ、５１は第２のセンサ部、５１ａは第２の振動部、５２ａは第２の振動検出電極（静電容量Ｃ１），５２ｂは第２のセンサ駆動電極（静電容量Ｃ２）、５４は第２の切替回路（スイッチ；ＳＷ）、５４ａは第１のスイッチ、５４ｂは第２のスイッチを示している。

第１及び第２のセンサ部２１，５１は、第１及び第２の振動検出電極２２ａ，５２ａ及び第１及び第２のセンサ駆動電極２２ｂ，５２ｂを有する複数個のセンサ部である。
また、励振回路２３は、第１及び第２のセンサ部２１，５１を励振するもので、センサ部２１，５１と接続されて励振ループを形成した場合に、第１及び第２のセンサ部２１，５１がセンサ部２１，５１の共振周波数で励振されるようになる１対の入出力端子を有する。
また、第１及び第２の切替回路２４，５４は、励振回路２３の入力端子と、第１及び第２のセンサ部２１，５１の第１及び第２の振動検出電極２２ａ，５２ａとの間に接続され、また、励振回路２３の出力端子と、第１及び第２のセンサ部２１，５１の第１及び第２のセンサ駆動電極２２ｂ，５２ｂとの間に接続される。切替回路は、第１及び第２のセンサ部２１，５１と励振回路２３との間で形成される各励振ループを接続又は切断するもので、励振回路２３の１対の入出力端子をどのセンサ部につなぐかどれにもつながないかを選択できるものである。図４はセンサ部が２個の例であり、センサ部が３個以上の場合は、切替回路はセンサ部の個数分必要になる。

さらに、第１及び第２の切替回路２４，５４は、励振回路２３の出力である駆動信号の振幅が所定振幅よりも大きい場合、励振ループを切断し、駆動信号の振幅が所定振幅よりも小さくなった場合か所定時間経過後に、励振ループを接続するように切り替え可能に構成されている。
なお、スイッチ２６ａ，２６ｂは、切替回路２４ｂ、５２ｂに対して相補的に接続、または切断され、センサ部２１，５１と励振回路２３との間で形成される励振ループが切断されている場合に、振動駆動電極２２ｂ，５２ｂをアナロググランドなどに接続して不要な振動による他回路へのクロストークを防ぐ役割をする。ただし、本発明の角速度センサの効果を実現することに対しては必須ではなく、なくても構わない。

また、制御回路２５は、第１及び第２の切替回路２４，５４を制御するもので、励振回路２３の出力信号である駆動信号の振幅が所定振幅よりも大きい場合か所定時間経過後に、励振ループを切断し、駆動信号の振幅が所定振幅よりも小さくなった場合か所定時間経過後に、励振ループを接続するように第１及び第２の切替回路２４，５４を制御するように構成されている。
切替回路２４でセンサ部２１と励振ループを形成した後に、切替回路５４でセンサ部５１と励振ループが形成される場合において、各励振ループの形成と切断の条件としては、例えば、下記の制御が挙げられる。

１）励振回路２３が出力する駆動信号の振幅が第１の振幅よりも大きい場合、励振ループが切断されるように切替回路２４，５４を制御するように構成されている場合について説明する。
１−１）上記１）の場合において、制御回路２５は、励振ループが切断されてから所定時間経過後に、励振ループが形成されるように切替回路２４，５４を制御するように構成されている。
１−２）上記１）の場合において、制御回路２５は、励振回路２３が出力する駆動信号の振幅が第１の振幅よりも小さな第２の振幅よりも小さい場合、励振ループが形成されるように切替回路２４，５４を制御するように構成されている。
１−３）上記１）の場合において、制御回路２５は、励振ループが前回形成されてから所定時間経過後に、励振ループが形成されるように切替回路２４，５４を制御するように構成されている。

２）制御回路２５は、励振ループが形成されてから所定時間経過後に、励振ループが切断されるように切替回路２４，５４を制御するように構成されている場合について説明する。
２−１）上記２）の場合において、制御回路２５は、励振ループが切断されてから所定時間経過後に、励振ループが形成されるように切替回路２４，５４を制御するように構成されている。
２−２）上記２）の場合において、制御回路２５は、励振回路２３が出力する駆動信号の振幅が第１の振幅よりも小さな第２の振幅よりも小さい場合、励振ループが形成されるように切替回路２４，５４を制御するように構成されている。
２−３）上記２）の場合において、制御回路２５は、励振ループが前回形成されてから所定時間経過後に、励振ループが形成されるように切替回路２４，５４を制御するように構成されている。

３）制御回路２５は、励振ループが前回切断されてから所定時間経過後に、励振ループが切断させるように切替回路２４，５４を制御するように構成されている場合について説明する。
３−１）上記３）の場合において、制御回路２５は、励振ループが切断されてから所定時間経過後に、励振ループが形成されるように切替回路２４，５４を制御するように構成されている。
３−２）上記３）の場合において、制御回路２５は、励振回路２３が出力する駆動信号の振幅が第１の振幅よりも小さな第２の振幅よりも小さい場合、励振ループが形成されるように切替回路２４，５４を制御するように構成されている。
３−３）上記３）の場合において、制御回路２５は、励振ループが前回形成されてから所定時間経過後に、励振ループが形成されるように切替回路２４，５４を制御するように構成されている。

その他にも、上述した構成を組み合わせた励振方法や、第１のセンサ部２１との励振ループが切断されてから、所定時間経過後又は直後に、第２のセンサ部５１との励振ループが形成されるように、切替回路２４，５４を制御する励振方法、第１のセンサ部２１と第２のセンサ部５１の励振条件が競合した場合に特定のセンサ部の励振を優先するように切替回路２４，５４を制御する励振方法等が挙げられる。
また、第１のセンサ部２１と第２のセンサ部５１の振幅で励振条件を定める場合、各センサ部２１，５１の振動検出電極２２ａ，５２ａからの信号に基づいて制御を行ってもよい。第１のセンサ部２１と第２のセンサ部５１とで、励振の条件を変更する場合は、制御回路の制御信号に基づいて、励振回路が励振条件を変更する構成であってもよい。

なお、第１のセンサ部２１と第２のセンサ部５１とで、共振周波数が異なる構成の場合、励振ループの切断として、例えば、切替回路２４，５４のスイッチ２４ｂ，５４ｂは接続したままで、スイッチ２４ａ，５４ａのみを切断するように制御する励振方法であってもよい。
また、励振回路２３の入力端子は、第１及び第２の切替回路２４，５４の第１のスイッチ２４ａ，５４ａを介して、第１及び第２の振動検出電極２２ａ，５２ａと接続され、励振回路２３の出力端子が、第１及び第２の切替回路２４，５４の第２のスイッチ２４ｂ，５４ｂを介して、第１及び第２のセンサ駆動電極２２ｂ，５２ｂと接続されている。

このようにして、第１のセンサ部２１と励振回路２３とを接続して振動振幅が所望な大きさになった後に接続が解除され、第２のセンサ部５１と励振回路２３とを接続して振動振幅が所望な大きさになった後に接続が解除され、これらのセンサ部２１，５１の数だけ順に行い繰り返すことによって複数個のセンサ部２１，５１の振動振幅を一定の範囲に保つようになっている。
なお、コリオリ力を検出する検出部がデジタル出力の場合、通常出力データレートが設定可能であるが、このデータの出力時間間隔を決定するクロックから、上記所定の時間間隔を生成することで、出力データと同期がとれ、内部の回路動作、主にＡＤコンバータなどのサンプリング動作をする回路との整合性をとることができる。
具体的には、センサ部２１，５１の振動に対して角速度が加わることにより、コリオリ力が発生し、そのコリオリ力をコリオリ力検出部で検出する。検出したコリオリ力を検出回路でデジタル信号として出力する。そのデジタル信号として出力する検出データ更新レートの間隔と、上述した励振ループを制御する所定時間とが関連している場合が挙げられる。

また、励振回路２３が接続された時に励振により単位時間あたりの振動振幅が増加する傾きをＫ１、励振回路２３が接続されていない時に単位時間あたりの振動振幅が減衰する傾きを−Ｋ２とし、センサ部の個数をＮとすると、Ｋ１／Ｋ２がＮ−１以上となるように励振回路２３の特性及びセンサ部２１，５１の特性が調整される。Ｋ１の調整は励振回路２３の利得、センサ部２１，５１の共振周波数での利得およびＱ値で調整し、励振ループを形成させた場合所望の振動振幅以上で安定になるように利得を大きくすることでループ形成時に振幅が成長することが可能である。Ｋ１を大きくするには、主にそれぞれの利得を高く設定することで実現可能である。Ｑ値を低くすることでも実現可能であるが、Ｋ２にもかかわるので全体的な調整が必要である。一方、Ｋ２については、励振ループが開放されているときの振動振幅の減衰は一般的には、ｆは共振周波数、ＱはＱ値、ｔは経過時間とすると、
ｅ＾（−πｆｔ／Ｑ）
の式で減衰することが知られている。したがって、共振周波数ｆは低く、Ｑ値は高くする方がＫ２は小さくできる。一般的にｆはオーディオデバイスなどとのクロストークを避けるために可聴帯域である２０ｋＨｚ以上のところに設定するため、Ｑ値をある程度高くとることで実現できる。
また、センサ部２１，５１は、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）で回路群を構成され、この回路群と１パッケージ化されていることが望ましい。

図５は、図４に示した励振回路の回路構成図である。図中符号３１はＣＶ変換回路、３１ａは演算増幅器、３２は位相シフト回路（９０°シフト）、３２ａ，３２ｂは演算増幅器、３３は出力バッファ回路、３３ａは演算増幅器を示している。
励振回路２３は、センサ部２１の容量変化を検出電圧に変換するＣＶ変換回路３１と、このＣＶ変換回路３１に接続され、センサ部２１とループを組んだ場合に安定発振となる条件を満たすべく、センサ部２１,５１で９０°シフトする位相を相殺する方向に９０°位相シフトを行う位相シフト回路３２と、この位相シフト回路３２に接続された出力バッファ回路３３とを備えている。つまり、励振回路２３は、センサ部２１の容量変化を検出電圧に変換するＣＶ変換回路３１と、このＣＶ変換回路３１に接続され、励振ループを安定発振させるため位相シフト回路３２と備えている。

ＣＶ変換回路３１は、第１のセンサ部２１には、後述する図７（ａ）に示すようなセンサ部の振動運動における振動部２１ａ，５１ａの位置を、振動検出電極２２a，５２ａの容量変化として検出し、電圧信号として変換する。演算増幅器３１ａの反転入力端子と通常ＧＮＤとなる振動部の電位の間には振動検出電極２２a，５２ａである静電容量Ｃ１があり、非反転入力端子にはＶｒｅｆが印加されている。また、非反転入力端子と出力端子間には、抵抗Ｒと容量素子Ｃ_ＦＢが並列に接続されている。
静電素子Ｃ１に蓄積される電荷量は、Ｑ＝Ｃ１・Ｖｒｅｆで、振動部２１aの振動運動での位置変化によりＣ１が変化すると、Ｑ＝（Ｃ１＋ΔＣ）・Ｖｒｅｆとなる。Ｓ１点で電荷バランスが保たれるので、Ｃ_ＦＢに−ΔＣ・Ｖｒｅｆのチャージが誘起される。Ｃ１の変化に比例して、Ｖｏｕｔ＝ΔＣ・Ｖｒｅｆ／Ｃ_ＦＢの出力が得られる。

センサ部２１，５１は機械的な構造上、Ｑ値、共振周波数などのパラメータを持つ。さらに振動駆動電極２２ｂ，５２ｂに入力する信号をＶＩＮとすると、共振周波数においてＶＩＮに対してΔＣは位相が９０°シフトする。
センサ部２１，５１のどちらかと励振回路２３との間で励振ループが形成された時に、安定的に発振を続けるためには、位相シフト回路３２で位相を相殺する方向に９０°シフトさせる。すなわち励振ループをある点で切断して観察した場合、入力位相に対して戻ってくる位相が０°となることが位相シフト回路３２の目的である。

またコリオリ力に同期した参照信号は、センサ部２１の錘部のＺ軸方向の変位信号である信号Ｚから作ることができる。コリオリ力は錘部の速度Ｖｚに比例する。速度Ｖｚは、錘部の変位を微分したものである。つまり、錘部のＺ軸方向の変位信号である信号Ｚを位相シフト回路３２で信号Ｚに対して９０°又は−９０°だけ位相シフトしてやれば、コリオリ力に同期した参照信号として使用することができる。
錘部がＺ軸方向に駆動されているとき、錘部にかかるコリオリ力による錘部の変位に伴う容量変化をＣＶ変換回路３１で検出した波形で信号Ｘに相当する。センサ部２１に角速度がかかっていないときには、コリオリ力は発生しないため、その出力はゼロである。センサ部２１のＸ軸まわりに角速度ωがかかっているとき、角速度出力信号Ｘは、角速度ωに比例する振幅を有し、信号Ｚと９０°ずれた位相で振動している。そのため、参照信号を得るために位相を９０°シフトさせる必要がある。このコリオリ力と同期した参照信号としても、位相シフト回路３２の出力信号は同時に利用可能である。

また、ＣＶ変換回路３１は、第２のセンサ部５１には、後述する図７（ｂ）に示すような振動部の振動運動における振動部５１ａの位置を振動検出電極２２aの容量変化を入力とし、上述した第１のセンサ部２１の場合の同様な動作を行う。
また、出力バッファ回路３３は、位相シフト回路３２ひいては励振回路２３全体でセンサ部２１の位相シフトを相殺する方向に位相を９０°シフトされた信号を制御回路２５に出力するものであり、かつ励振ループ形成時に振動部２１ａの振動が増幅するに十分な利得を得るためのものである。一定の振幅範囲に収める場合には、励振回路２３の出力信号は、後述する図７（ｃ）のようになる。なお、出力バッファ回路３３はコンパレータで構成しても実現可能である。この場合の図７の励振区間における図７（ｃ）、ひいては図７（ｉ），図７（ｊ）の包絡線は、コンパレータが２値を出力するため図のように台形ではなく長方形となる。コンパレータで励振させる場合アナログ波形のバッファと比較してＶＤＤ−ＧＮＤの２値のような大きな振幅を入力することができ、センサ駆動部をより強く励振させることができるため、励振区間はより短くすることができる。
なお励振回路２３の具体的な構成は、前述のとおり、振動検出電極２２ａ，５２ａの容量変化を電圧として検知し、センサ部２１，５２における共振周波数での位相シフトを相殺する方向に位相シフトし、励振ループ形成時に振動部２１ａ，５１ａの振動が増幅するに十分な利得を得るという３つの機能が実現できれば、この構成に限定されることはない。

図６は、図４に示した制御回路の回路構成図である。図中符号４１は全波整流回路、４２は比較回路、４２ａは比較器、４３はＳＲラッチ回路、４３ａは第１のＳＲラッチ回路、４３ｂは第２のＳＲラッチ回路を示している。図６はセンサ部が２個の例で、ＳＲラッチ回路はセンサ部の個数有する形態を図示している。
図７（ａ）乃至（ｊ）は、各回路構成における信号波形のタイミングチャートを示す図である。図７（ａ）は第１の振動部２１ａの振動運動包絡線で、図７（ｂ）は第２の振動部５１ａの振動運動包絡線である。図７（ｃ）に示す励振回路の出力信号を図６に示す比較器４２ａに入力し、この比較器４２ａの出力信号が、図７（ｆ）に示す第１のＳＲラッチ回路４３ａ及び第２のＳＲラッチ回路４３ｂの入力信号になり、その第１のＳＲラッチ回路４３ａ及び第２のＳＲラッチ回路４３ｂの出力信号が、図７（ｇ），（ｈ）に示すようになり、結果として、図７（ｉ），（ｊ）に示す振動駆動印加信号を得て第１及び第２の振動駆動電極２２ｂ,５２ｂに印加される。

制御回路２５は、全波整流回路４１と、この全波整流回路４１に接続された比較回路４２と、この比較回路４２に接続された第１のＳＲラッチ回路４３ａ及び第２のＳＲラッチ回路４３ｂとを備えている。
つまり、制御回路２５は、励振回路２３と接続され、第１のセンサ部２１の第１の切替回路２４を制御する信号を出力する第１のＳＲラッチ回路４３ａと、第２のセンサ部５１の第２の切替回路５４を制御する信号を出力する第２のＳＲラッチ回路４３ｂとを備えている。

また、全波整流回路４１は、励振回路２３からの出力信号を整流するためのもので、共振周波数で振動をするセンサ部２１，５１とその振動情報を電気信号に変換する励振回路２３の出力波形は共振周波数の正弦波であり、その正弦波の振幅を検知するためのものである。比較回路４２の基準電圧ＶＨと比較するための信号を出力する。
また、比較回路４２は、全波整流回路４１の出力信号と基準電圧ＶＨとを比較する比較器４２ａを備えている。また、比較器４２ａの出力は、図７（ｆ）に示す信号である。
第１のＳＲラッチ回路４３ａ及び第２のＳＲラッチ回路４３ｂは、論理素子を用いてラッチを作成する場合、最も基礎的なラッチが単純な「ＳＲラッチ」である。ここで、Ｓは「Ｓｅｔ」、Ｒは「Ｒｅｓｅｔ」を意味している。この回路は、１組のたすきがけになったＮＯＲ（ＮｏｔＯＲ）で構成することができる。保持されたｂｉｔの情報は、Ｑと表記されたポートから出力される。この第１のＳＲラッチ回路４３ａ及び第２のＳＲラッチ回路４３ｂの出力信号が、それぞれ図７（ｇ），（ｈ）、つまり、図７（ｉ），（ｊ）に示す振動駆動電極２２ａ，２２ｂの印加信号を得るための第１，２の切替回路２４，５４の制御信号になる。

図７（ｄ），（ｅ）は、センサの励振を開始するためのパルスであり、図７では一定時間ごとに励振が開始される例を示している。図７（ｄ）の立ち上がりタイミングから図７（ｅ）の立ち上がりタイミングまでが第１のセンサ部の励振が可能な区間であり、図７（ｅ）の立ち上がりタイミングから図７（ｄ）の立ち上がりタイミングまでが第２のセンサ部の励振が可能な区間である。ある任意の繰り返し単位の時間を設定するとして、この時間内で２個のセンサ部の励振を終了させることを考える。図７（ｄ）は繰り返し単位の最初におくとして図７（ｅ）はこの時間内のどこかで開始する必要があるが、例えば、図７の様に繰り返し単位の時間の半分でもよく、または第１のセンサ部の励振が終了したタイミングで第２のセンサ部の励振が始まるよう図７（ｅ）を調整してもよい。

＜実施形態２＞
図８は、本発明に係る角速度センサの実施形態２を説明するための回路構成図で、コリオリ力の検出について説明するための回路構成図である。図中符号５３は検出部、５３ａは第１のコリオリ力検出部、５３ｂは第２のコリオリ力検出部、５３ｃは検出回路、６１は駆動回路を示している。なお、図４と同じ機能を有する構成要素には同一の符号を付してある。
本実施形態２に係る角速度センサ２０は、第１の振動検出電極２２ａ及び第１のセンサ駆動電極２２ｂと第１の振動部２１ａとを有する第１のセンサ部２１と、第２の振動検出電極５２ａ及び第２のセンサ駆動電極５２ｂと第２の振動部５１ａとを有する第２のセンサ部５１と、このセンサ部２１，５１と励振ループを形成する励振回路２３と、励振ループの形成と切断及び選択を切り替える切替回路２４と、検出部５３とを備えている。駆動回路６１は、励振回路２３と切替回路２４と制御回路２５とで構成され、検出部５３は、第１及び第２のコリオリ力検出部５３ａ，５３ｂと検出回路５３ｃとから構成されている。

つまり、センサ部２１，５１からコリオリ力を検出するコリオリ力検出部５３ａ，５３ｂと、このコリオリ力検出部５３ａ，５３ｂの出力信号をデジタル信号に変換して出力する検出回路５３ｃとを備え、この検出回路５３ｃの検出データを出力するタイミングを決定する検出クロックと、励振回路２３の所定時間を決定する励振クロックとが同期している。
コリオリ力検出部５３ａ，５３ｂは、それぞれセンサ部２１，５１の振動部２１ａ，５１ａに角速度が加わったときのコリオリ力を検出し、検出回路５３ｃは、コリオリ力検出部５３ａ，５３ｂの出力信号をデジタル信号に変換して出力する。この検出回路５３ｃのデジタルデータの更新レートと、上述した制御回路２５の所定時間とが関連している形態でもよい。その場合、例えば、デジタルデータの更新レートを決定するクロック信号と、所定時間を決定するためのクロック信号とが、同一の発振器から生成されることが好ましい。それにより、両者の同期をとることができ、センサ部２１，５１の駆動と、センサ部２１，５１からの信号検出に相関をとることができる。

具体的には、検出回路５３ｃの検出データを出力するタイミングを決定する検出クロックと、励振回路２３の所定時間を決定する励振クロックとが、同期している形態である。図示しないが、角速度センサ２０が、検出クロックと励振クロックを生成するクロック生成回路を備え、励振クロックが検出クロックに基づいて生成される。このように構成すれば、コリオリ力を検出する際に、センサ部の振動が同程度である区間において、毎回検出を行うように検出タイミングを調整することができるため、検出精度がより向上する。
また、変形例として、振動検出電極及び振動駆動電極と振動部とを有するセンサ部と接続されたときに、第１のセンサ部からの検出信号を入力する第１検出信号入力ＰＡＤと、第２のセンサ部からの検出信号を入力する第２検出信号入力ＰＡＤと、検出信号を入力とし、センサ部への駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、駆動信号を第１のセンサ部へ出力する第１の駆動信号出力ＰＡＤと、駆動信号を第２のセンサ部へ出力する第２の駆動信号出力ＰＡＤと、第１の検出信号入力ＰＡＤから第１の駆動信号出力ＰＡＤまでのパスの間に設けられた第１のスイッチ部と、第２の検出信号入力ＰＡＤから第２の駆動信号出力ＰＡＤまでのパスの間に設けられた第２のスイッチ部と、を備える角速度センサの駆動ＩＣチップが挙げられる。

第１のスイッチ部は、第１の駆動信号出力ＰＡＤに、駆動信号を出力するか出力しないかを切り替える。第１のスイッチ部は、第１の駆動信号出力ＰＡＤの直前に設けられる形態であってもよい。
第２のスイッチ部は、第２の駆動信号出力ＰＡＤに、駆動信号を出力するか出力しないかを切り替える。第２のスイッチ部は、第２の駆動信号出力ＰＡＤの直前に設けられる形態であってもよい。
また、第１の検出信号入力ＰＡＤの直後に接続された第３のスイッチ部や、第２の検出信号入力ＰＡＤの直後に接続された第４のスイッチ部をさらに備えている。

各検出信号入力ＰＡＤは、各振動検出電極と接続されるように構成され、各駆動信号出力ＰＡＤは、各センサ駆動電極と接続されるように構成される上述した角速度センサの駆動ＩＣチップとすることもできる。
以上のように、本発明の角速度センサは、センサ部を複数集積する場合でも、１組の振動制御回路ですむため、小型化、抵コスト化、低消費電力化が実現可能で、特にセンサ部のＱ値が高く減衰が遅い（Ｋ２が小さい）センサ部に好適な角速度センサを実現することができる。

また、以下に説明する本実施形態３乃至６の角速度センサは、振動検出電極とセンサ駆動電極と振動部を有するセンサ部と、センサ部と励振ループを形成する励振回路と、振動部の振動振幅が第１の振幅よりも大きくなったときに、励振回路をパワーダウンさせる制御回路とを備えている。
励振ループが形成することによりセンサ部を励振し、振動部の振動振幅が第１の振幅よりも大きくなったときに、励振回路をパワーダウンしてセンサ部を励振しないとすることで、センサ部の振動を制御することができる。つまり、励振回路のパワーアップとパワーダウンを用いて、センサ部の振動を制御する。

制御回路が励振回路をパワーアップさせる条件としては、振動部の振動振幅が前記第１の振幅よりも小さな第２の振幅よりも小さくなったとき、パワーダウンしてから所定時間経過したとき、前回パワーアップしてから所定時間経過したとき、又は、その組み合わせ等が挙げられる。
また、他の本実施形態の角速度センサは、振動検出電極とセンサ駆動電極と振動部を有するセンサ部と、センサ部と励振ループを形成する励振回路と、励振ループが形成されてから所定時間経過後に、励振回路をパワーダウンさせる制御回路とを備えている。

制御回路が励振回路をパワーアップさせる条件としては、振動部の振動振幅が第２の振幅よりも小さくなったとき、パワーダウンしてから所定時間経過したとき、前回パワーアップしてから所定時間経過したとき、又は、その組み合わせ等が挙げられる。
また、パワーダウンしたときの励振回路の出力としては、電源電圧（ＶＤＤ）、接地電圧（ＶＳＳ）、所定電圧（Ｖｒｅｆ等）、又は、Ｈｉ−Ｚ等が挙げられるが、いずれであってもよい。
なお、パワーダウンは、励振回路全体をパワーダウンさせる形態であっても、励振回路の一部をパワーダウンさせる形態であっても、例えば、励振回路の出力バッファの増幅器を低消費電力モードとする形態であっても、いずれの形態であってもよい。

また、振動検出電極及びセンサ駆動電極と振動部とを有するセンサ部の振動部の振動振幅が所定の振幅よりも小さいときに、センサ部に対して励振ループを形成し、振動部の振動振幅が所定の振幅よりも大きいときに、励振ループを切断する角速度センサの励振方法であってもよい。
また、振動検出電極及びセンサ駆動電極と振動部とを有するセンサ部に対して励振ループを形成し、励振ループを切断し、センサ駆動電極へ出力される励振信号の振幅又は振動検出電極の信号の振幅が正の上限値と正の下限値との間で増加と減少を繰り返すように、励振ループの形成と励振ループの切断とを切り替える角速度センサの励振方法であってもよい。

＜実施形態３＞
図９は、本発明に係る角速度センサの実施形態３を説明するための回路構成図である。図中符号１２０は角速度センサ、１２１はセンサ部、１２１ａは振動部、１２２ａは振動検出電極（静電容量Ｃ１），１２２ｂはセンサ駆動電極（静電容量Ｃ２）、１２３は励振回路、１２５は制御回路、１２６はスイッチ、１５１は駆動回路を示している。
本実施形態３の角速度センサ１２０は、振動検出電極１２２ａ及びセンサ駆動電極１２２ｂと振動部１２１ａとを有するセンサ部１２１と、このセンサ部１２１と励振ループを形成する励振回路１２３と、所定の条件で励振回路をパワーダウンさせる制御回路とを備え、駆動回路１５１は、励振回路１２３と制御回路１２５とスイッチ１２６とで構成されている。
また、角速度センサ１２０の駆動回路１５１は、振動検出電極１２２ａ及びセンサ駆動電極１２２ｂと振動部１２１ａとを有するセンサ部１２１と励振ループを形成する励振回路１２３と、振動部１２１ａの振動振幅が第１の振幅よりも大きくなったときに、励振回路１２３をパワーダウンさせる制御回路１２５とを備えている。

センサ部１２１は、振動検出電極１２２ａ及びセンサ駆動電極１２２ｂと振動部１２１ａとを有している。また、励振回路１２３は、センサ部１２１を励振するもので１対の入出力端子を有している。
また、制御回路１２５は、励振回路１２３を制御するもので、励振回路１２３が励振動作を行っていないときには、励振回路１２３の励振動作がパワーダウンされるように制御する。
また、制御回路１２５は、励振回路１２３の出力である駆動信号の振幅が所定振幅よりも大きい場合か所定時間経過後に、励振回路をパワーダウンし、駆動信号の振幅が所定振幅よりも小さくくなった場合か所定時間経過後に、励振回路をパワーアップする。具体的には下記の制御が挙げられる。

１）励振回路１２３が出力する駆動信号の振幅が第１の振幅よりも大きい場合、励振回路をパワーダウンするように構成されている場合について説明する。
１−１）上記１）の場合において、制御回路１２５は、励振回路がパワーダウンされてから所定時間経過後に、励振回路をパワーアップするように構成されている。
１−２）上記１）の場合において、制御回路１２５は、励振回路１２３が出力する駆動信号の振幅が第１の振幅よりも小さな第２の振幅よりも小さい場合、励振回路をパワーアップするように構成されている。
１−３）上記１）の場合において、制御回路１２５は、励振回路が前回パワーアップされてから所定時間経過後に、励振回路がパワーアップするように構成されている。

２）制御回路１２５は、励振回路がパワーアップされてから所定時間経過後に、励振回路をパワーダウンするように構成されている場合について説明する。
２−１）上記２）の場合において、制御回路１２５は、励振回路１２３が出力する駆動信号の振幅が第１の振幅よりも小さな第２の振幅よりも小さい場合、励振回路をパワーアップするように構成されている。
３）制御回路１２５は、励振回路が前回パワーダウンされてから所定時間経過後に、励振回路がパワーダウンするように構成されている場合について説明する。
３−１）上記３）の場合において、制御回路１２５は、励振回路１２３が出力する駆動信号の振幅が第１の振幅よりも小さな第２の振幅よりも小さい場合、励振回路がパワーアップするように構成されている。

なお、制御回路は、励振回路をパワーアップ及びパワーダウンするときに、制御回路自身もパワーアップ及びパワーダウンするように構成されていてもよい。
また、励振回路１２３のパワーアップを第２の振幅よりも小さい場合する場合は、信号振幅を制御回路１２５に入力する必要があるため、制御回路１２５によってパワーアップ、パワーダウンが可能なのは励振回路内の一部の回路となる。例えば、上述１−２）場合は、後述する図１０のパワーダウン信号ｃが、位相シフト回路１３２と出力バッファ回路１３３に接続され、ＣＶ変換回路１３１には接続されない。制御回路１２５の入力は、このパワーアップダウン制御されないＣＶ変換回路１３１の出力をとることで実現可能である。

また、励振回路１２３の入力端子が、振動検出電極１２２ａと接続され、励振回路１２３の出力端子が、センサ駆動電極１２２ｂと接続されている。
このようにして、本実施形態３の角速度センサ１２０は、励振回路１２３の振動振幅が所望な大きさになった後に励振動作を解除し、特定の時間の後に再度励振動作を行うように制御回路１２５によって制御され、励振回路１２３の励振動作が行われていないときには、励振回路１２３の動作がパワーダウンされるように制御されるように構成されている。本実施形態３の角速度センサ１２０は、励振回路のパワーアップとパワーダウンにより、振動部の振動を制御する。

なお、コリオリ力を検出する検出部（図示せず）がデジタル出力の場合、通常出力データレートが設定可能であるが、このデータの出力時間間隔を決定するクロックから、上記所定の時間間隔を生成することで、出力データと同期がとれ、内部の回路動作、主にＡＤコンバータなどのサンプリング動作をする回路との整合性をとることができる。
具体的には、センサ部１２１の振動に対して角速度が加わることにより、コリオリ力が発生し、そのコリオリ力をコリオリ力検出部で検出する。検出したコリオリ力を検出回路でデジタル信号として出力する。そのデジタル信号として出力する検出データ更新レートの間隔と、上述の励振ループを制御する所定時間とが関連している場合が挙げられる。

また、センサ部１２１は、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）で回路群を構成され、この回路群と１パッケージ化されていることが望ましい。
図１０は、図９に示した励振回路の回路構成図である。図中符号１３１はＣＶ変換回路、１３１ａは演算増幅器、１３２は位相シフト回路（９０°シフト）、１３２ａ，１３２ｂは演算増幅器、１３３は出力バッファ回路、１３３ａは演算増幅器を示している。
励振回路１２３は、センサ部１２１の容量変化を検出電圧に変換するＣＶ変換回路１３１と、このＣＶ変換回路１３１に接続され、センサ部１２１と励振ループを組んだ場合に安定発振となる条件を満たすべく、センサ部１２１で９０°シフトする位相を相殺する方向に９０°位相シフトを行う位相シフト回路１３２と、この位相シフト回路１３２に接続された出力バッファ回路１３３とを備えている。つまり、励振回路１２３は、センサ部１２１の容量変化を検出電圧に変換するＣＶ変換回路１３１と、このＣＶ変換回路１３１に接続され、励振ループを安定発振させるため位相シフト回路１３２と備えている。

ＣＶ変換回路１３１は、後述する図１３（ａ）に示すようなセンサ部の振動運動における振動部１２１ａの位置を、振動検出電極１２２aの容量変化として検出し、電圧信号として変換する。演算増幅器１３１ａの反転入力端子と通常ＧＮＤとなる振動部の電位の間には振動検出電極１２２aである静電容量Ｃ１があり、非反転入力端子にはＶｒｅｆが印加されている。また、非反転入力端子と出力端子間には、抵抗Ｒと容量素子Ｃ_ＦＢが並列に接続されている。
静電容量Ｃ１に蓄積される電荷量は、Ｑ＝Ｃ１・Ｖｒｅｆで、振動部１２１aの振動運動での位置変化によりＣ１が変化すると、Ｑ＝（Ｃ１＋ΔＣ）・Ｖｒｅｆとなる。Ｓ１点で電荷バランスが保たれるので、Ｃ_ＦＢに−ΔＣ・Ｖｒｅｆのチャージが誘起される。Ｃ１の変化に比例して、Ｖｏｕｔ＝ΔＣ・Ｖｒｅｆ／Ｃ_ＦＢの出力が得られる。

センサ部１２１は機械的な構造上、Ｑ値、共振周波数などのパラメータを有している。さらに、センサ駆動電極１２２ｂに入力する信号をＶＩＮとすると、共振周波数において、ΔＣはＶＩＮに対して位相が９０°シフトする。
センサ部１２１と励振回路１２３との間で励振ループが形成された時に、安定的に発振を続けるためには、位相シフト回路１３２で位相を相殺する方向に９０°シフトさせる。すなわち、励振ループをある点で切断して観察した場合、入力位相に対して戻ってくる位相が０°となることが位相シフト回路１３２の目的である。

コリオリ力に同期した信号は、センサ部１２１の振動部（錘部）のＺ軸方向の変位信号である信号Ｚから作ることができる。コリオリ力は錘部の速度Ｖｚに比例する。速度Ｖｚは、錘部の変位を微分したものである。つまり、錘部のＺ軸方向の変位信号である信号Ｚを位相シフト回路１３２で信号Ｚに対して９０°又は−９０°だけ位相シフトしてやれば、コリオリ力に同期した参照信号として使用することができる。
錘部がＺ軸方向に駆動されているとき、錘部にかかるコリオリ力による錘部の変位に伴う容量変化をＣＶ変換回路１３１で検出した波形で信号Ｘに相当する。センサ部１２１に角速度がかかっていないときには、コリオリ力は発生しないため、その出力はゼロである。センサ部１２１のＸ軸まわりに角速度ωがかかっているとき、角速度出力信号Ｘは、角速度ωに比例する振幅を有し、信号Ｚと９０°ずれた位相で振動している。そのため、参照信号を得るために位相を９０°シフトさせる必要がある。このコリオリ力と同期した参照信号としても、位相シフト回路１３２の出力信号は同時に利用可能である。

また、出力バッファ回路１３３は、位相シフト回路１３２ひいては励振回路１２３全体でセンサ部１２１の位相シフトを相殺する方向に位相を９０°シフトされた信号を制御回路１２５に出力するものであり、かつ励振ループ形成時に振動部１２１ａの振動が増幅するに十分な利得を得るためのものである。一定の振幅範囲に収める場合には、励振回路１２３の出力信号は、後述する図１３（ｄ）のようになる。なお、出力バッファ回路１３３はコンパレータで構成しても実現可能である。この場合の図１３の励振区間における図１３（ｄ）の包絡線は、コンパレータが２値を出力するため図のように台形ではなく長方形となる。コンパレータで励振させる場合アナログ波形のバッファと比較してＶＤＤ−ＧＮＤの２値のような大きな振幅を入力することができ、センサ駆動部をより強く励振させることができるため、励振区間はより短くすることができる。

本実施形態３では、励振回路１２３の各増幅器（１３１ａ、１３２ａ、１３２ｂ、１３３ａ）に、制御回路の出力信号ｃによって、パワーダウンさせるように構成されている。
なお、励振回路１２３の具体的な構成は、上述したように、振動検出電極１２２ａの容量変化を電圧として検知し、センサ部１２１における共振周波数での位相シフトを相殺する方向に位相シフトし、励振ループ形成時に振動部１２１ａの振動が増幅するに十分な利得を得るという３つの機能が実現できれば、この構成に限定されることはない。
図１１は、図９に示した制御回路の回路構成図である。図中符号１４１は全波整流回路、１４１ａ，１４１ｂは演算増幅器、１４２は比較回路、１４２ａは第１の比較器、１４２ｂは第２の比較器、１４３はＳＲラッチ回路を示している。

制御回路１２５は、全波整流回路１４１と、この全波整流回路１４１に接続された比較回路１４２と、この比較回路１４２に接続されたＳＲラッチ回路１４３とを備えている。
全波整流回路１４１は、励振回路１２３からの出力信号を整流するためのもので、共振周波数で振動をするセンサ部１２１とその振動情報を電気信号に変換する励振回路１２３の出力波形は共振周波数の正弦波であり、その正弦波の振幅を検知するためのものである。第１の比較器１４２ａの第１の基準電圧ＶＨと比較するとともに、第２の比較器１４２ｂの第２の基準電圧ＶＬとを比較するための信号を出力する。

また、比較回路１４２は、振動振幅を一定の範囲内に収めるために、全波整流回路１４１の出力信号と第１の基準電圧ＶＨとを比較する第１の比較器１４２ａと、全波整流用回路１４１の出力信号と第２の基準電圧ＶＬとを比較する第２の比較器１４２ｂとを備えている。第１の比較器１４２ａは、振動振幅が基準電圧ＶＨより大きくなった場合にＨ信号を出力し、第２の比較器１４２ｂは、振動振幅が基準電圧ＶＬより小さくなった場合にＨ信号を出力する。
ＳＲラッチ回路１４３は、論理素子を用いてラッチを作成する場合、最も基礎的なラッチが単純な「ＳＲラッチ」である。ここで、Ｓは「Ｓｅｔ」、Ｒは「Ｒｅｓｅｔ」を意味している。この回路は、１組のたすきがけになったＮＯＲ（ＮｏｔＯＲ）で構成することができる。保持されたｂｉｔの情報は、Ｑと表記されたポートから出力される。ＳＲラッチ回路１４３の出力信号は、図１３（ｃ）に示されている。このＳＲラッチ回路１４３の出力信号が、図１３（ｄ）に示すセンサ駆動電極１２２ｂの印加信号になる。

このようにして制御回路１２５は、全波整流回路１４１で入力信号を整流し、比較回路１４２は振動振幅が基準電圧ＶＨ以上の時にＳＲラッチ回路１４３をＲｅｓｅｔ（Ｌ出力）し、基準電圧ＶＬ以下の時にＳｅｔ（Ｈ出力）させる。このＳＲラッチ回路１４３の出力信号Ｈ／Ｌに対して、それぞれ励振回路１２４のパワーＯＮ／ＯＦＦ、すなわち、励振ループの励振区間、開放区間を制御する。
以上により、励振ループは、振動振幅が基準電圧ＶＬと比べて小さくなったタイミングで励振回路をパワーアップすることで形成され、基準電圧ＶＨより大きくなったタイミングで励振回路をパワーダウンすることで開放される。

図１２は、図９に示した制御回路の他の回路構成図で、一定時間ごとに励振するための制御回路を示している。なお、図１１と同じ機能を有する構成要素には同一の符号を付してある。
全波制御回路１２５は、全波整流回路１４１と、この全波整流回路１４１に接続された比較回路１４２と、この比較回路１４２に接続されたＳＲラッチ回路１４３とを備え、励振回路１２３を一定時間ごとのに励起をするために、外部からのタイミング信号（ｂ−１）の入力を備えている。

第１の比較器１４２ａの出力は、図１３（ｂ−２）に示す信号で、ＳＲラッチ回路１４３のＲ端子の入力信号になり、ＳＲラッチ回路１４３のＳ端子には図１３（ｂ−１）に示される信号が入力される。ＳＲラッチ回路１４３の出力信号が、図１３（ｃ）に示される信号である。
このようにして制御回路１２５は、全波整流回路１４１で入力信号を整流し、比較回路１４２は振動振幅が基準電圧ＶＨ以上の時にＳＲラッチ回路１４３をＲｅｓｅｔ（Ｌ出力）し、一定時間ごと信号（ｂ−１）によりＳｅｔ（Ｈ出力）させる。このＳＲラッチ回路１４３の出力信号Ｈ／Ｌに対して、それぞれ励振回路１２４のパワーＯＮ／ＯＦＦ、すなわち、励振ループの励振区間、開放区間を制御する。以上より励振ループは一定時間ごとに形成され、基準電圧ＶＨより大きくなったタイミングで開放される。

図１３（ａ）乃至（ｄ）は、各回路構成における信号波形のタイミングチャートを示す図である。図１３（ａ）は、振動部１２１ａの振動運動包絡線であり、励振回路がパワーアップされる励振区間には振動が増大し、励振回路がパワーダウンされる開放区間は振動が減衰する。これを繰り返すことで、振動部の振動を一定の範囲に制御している。
図１３（ｂ−１）は、ＳＲラッチ回路１４３のＳ端子に入力される制御信号で、図１３（ｂ−２）は、ＳＲラッチ回路１４３のＲ端子に入力される比較回路１４２の出力信号である。ＳＲラッチ回路１４３の出力信号が図１３（ｃ）に示すようになり、結果として、図１３（ｄ）に示す振動駆動印加信号となってセンサ駆動電極１２２ｂに印加される。

また、図１３（ａ）乃至（ｄ）は、振動部１２１ａの振動振幅の大きさと所定時間間隔で励振区間に切り替える上述の１−３）に対応するタイミングチャートを示している。例えば、最大振幅がＶＨ（−ＶＨ）で励振回路をパワーダウンして開放区間となり、一定時間ごとに励振回路をパワーアップする場合を想定する。
励振区間において、励振回路の出力信号が、ＶＨを上回ったとき、図１３（ｂ−２）に示す通り第１の比較器１４２ａの出力信号ＲがＨｉｇｈとなり、制御回路のＳＲラッチ回路１４３の出力信号が図１３（ｃ）に示すとおり、励振回路をパワーダウンする制御信号ｃを励振回路に出力する。それにより、駆動電極に印加される信号は、図１３（ｄ）のとおりＯＦＦ（所定電圧）となり、振動が減衰する。

励振回路が前回パワーアップされた後、所定時間経過後に、図１３（ｂ−１）に示すとおりＳＥＴ＿ＰＵＬＳＥ信号ＳがＨｉｇｈとなり、制御回路のＳＲラッチ回路１４３の出力信号が図１３（ｃ）に示すとおり、励振回路をパワーアップする制御信号ｃを励振回路に出力する。それにより、駆動電極に印加される信号は、図１３（ｄ）のとおりとなり、振動が増大されるように駆動を行う。
なお、図１３では上述の１−３）の例を図示しているが、残りの組み合わせの例も同様にして実現可能である。

以上のように、本実施形態３の角速度センサは、振動制御回路、すなわち、励振回路と制御回路の消費電力を常時動作させる場合と比較して、励振ループを形成していない時間割合が大きいほど削減が可能であり、励振ループを形成していない時間割合をできるだけ大きくするには、励振ループ形成時間は励振回路のゲインを上げることによって振幅が早く大きくなるため短く、センサ部のＱ値を高くすることによって励振ループが形成されていない時に振幅の減少を小さくすることにより励振ループ形成時の時間を短くする。このようにしてより低消費電力な角速度センサを実現することができる。

＜実施形態４＞
図１４は、本発明に係る角速度センサの実施形態４を説明するための回路構成図である。図中符号１２４は切替回路、１２４ａは第１のスイッチ、１２４ｂは第２のスイッチを示している。なお、図９と同じ機能を有する構成要素には同一の符号を付してある。
本実施形態４の角速度センサは、センサ部１２１と励振回路１２３と制御回路１２５と切替回路１２４とを備えている。
センサ部１２１は、振動検出電極１２２ａ及びセンサ駆動電極１２２ｂを有している。また、励振回路１２３は、センサ部１２１を励振するもので、センサ部１２１と接続された場合に、このセンサ部１２１が励振されるようになる１対の入出力端子を有するものである。

また、切替回路１２４は、センサ部１２１の振動検出電極１２２ａ及びセンサ駆動電極１２２ｂと励振回路１２３との間で形成される励振ループを接続又は切断するもので、振動検出電極１２２ａと励振回路１２３との接続を選択する第１のスイッチ１２４ａと、センサ駆動電極１２２ｂと励振回路１２３との接続を選択する第２のスイッチ１２４ｂとを備えている。
さらに、切替回路１２４は、励振回路１２３の出力である駆動信号の振幅が所定振幅よりも大きい場合、励振ループを切断し、所定時間経過後に、励振ループを接続するように構成されている。

また、制御回路１２５は、切替回路１２４を制御するもので、励振回路１２３の出力信号である駆動信号の振幅が所定振幅よりも大きい場合、励振ループを切断するように切替回路１２４を制御するように構成されている。
また、励振回路１２３の入力端子が、第１のスイッチ１２４ａを介して、振動検出電極１２２ａと接続され、励振回路１２３の出力端子が、第２のスイッチ１２４ｂを介して、センサ駆動電極１２２ｂと接続されている。
このようにして、センサ部１２１と励振回路１２３とを接続して振動振幅が所望な大きさになった後に接続を解除し、特定の時間の後に再度接続されるように制御され、センサ部１２１と励振回路１２３が接続されていないときには、励振回路１２３の励振動作がパワーダウンされるように制御される。

＜実施形態５＞
図１５は、本発明に係る角速度センサの実施形態５を説明するための回路構成図で、上述した実施形態３において、コリオリ力の検出について説明するための回路構成図である。図中符号１５２は検出部、１５２ａはコリオリ力検出部、１５２ｂは検出回路を示している。なお、図９と同じ機能を有する構成要素には同一の符号を付してある。
本実施形態５に係る角速度センサ１２０は、振動検出電極１２２ａ及びセンサ駆動電極センサ１２２ｂと振動部１２１ａとを有するセンサ部１２１と、このセンサ部１２１と励振ループを形成する励振回路１２３と、励振回路をパワーアップ又はパワーダウンさせる制御回路１２５と、検出部１５２とを備えている。駆動回路１５１は、励振回路１２３と切替回路１２４と制御回路１２５とスイッチ１２６とで構成され、検出部１５２はコリオリ力検出部１５２ａと検出回路１５２ｂとから構成されている。

コリオリ力検出部１５２ａは、センサ部１２１の振動部１２１ａに角速度が加わったときのコリオリ力を検出し、検出回路１５２ｂは、コリオリ力検出部１５２ａの出力信号をデジタル信号に変換して出力する。この検出回路１５２ｂのデジタルデータの更新レートと、上述した制御回路１２５の所定時間とが関連している形態でもよい。その場合、例えば、デジタルデータの更新レートを決定するクロック信号と、所定時間を決定するためのクロック信号とが、同一の発振器から生成されることが好ましい。それにより、両者の同期をとることができ、センサ部１２１の駆動と、センサ部１２１からの信号検出に相関をとることができる。

具体的には、検出回路１５２ｂの検出データを出力するタイミングを決定する検出クロックと、励振回路１２３の所定時間を決定する励振クロックとが、同期している形態である。図示しないが、角速度センサ１２０が、検出クロックと励振クロックを生成するクロック生成回路を備え、励振クロックが検出クロックに基づいて生成される。このように構成すれば、コリオリ力を検出する際に、センサ部の振動が同程度である区間において、毎回検出を行うように検出タイミングを調整することができるため、検出精度がより向上する。例えば、励振ループを切断してから所定の時間経過後に検出を行うように検出回路を構成することで、振動部の振動運動の減少が同程度となる区間において、検出する形態などが挙げられる。

＜実施形態６＞
図１６は、本発明に係る角速度センサの実施形態６を説明するための回路構成図で、実施形態４において、コリオリ力の検出について説明するための回路構成図である。なお、図１４及び図１５と同じ機能を有する構成要素には同一の符号を付してある。検出部１５２はコリオリ力検出部１５２ａと検出回路１５２ｂとから構成されており、その動作は図１５と同様である。
また、以下に説明する本実施形態７及び８の角速度センサは、振動検出電極及びセンサ駆動電極と振動部とを有するセンサ部と、センサ部と励振ループを形成する励振回路と、励振ループの形成と切断を切り替える切替回路とを備えている。

励振ループを形成することによりセンサ部を励振し、励振ループを切断することでセンサ部を励振しないとすることで、センサ部の振動を制御することができる。
特に、振動部の振動振幅が所定の範囲にあるように、切替回路で励振ループの形成と切断を切り替えることで、効率良くセンサ部の振動を制御することができる。
なお、切替回路は、励振回路とセンサ部との間に形成される励振ループの形成と切断を切り替えることができるものであれば、励振回路の外であっても、励振回路の中に配置されていてもよい。
励振ループの形成と切断は、制御回路で切替回路を制御することができる。例えば、所定時間で励振ループの形成と切断を制御する形態や、振動部の振幅、センサ駆動電極への駆動信号、振動検出部からの検出信号等の振幅で励振ループの形成と切断を制御する形態や、それらを組み合わせた形態などが挙げられる。
センサ部を振動させた状態で角速度が加わるとコリオリ力が生じ、そのコリオリ力を静電容量変化、圧電効果等で電気信号に変換して角速度を検出することができる。本実施形態において、コリオリ力の検出方法（静電容量変化、圧電効果等）はいずれの方法であってもよい。

また、振動検出電極及びセンサ駆動電極と振動部とを有するセンサ部と接続されたときに、センサ部からの検出信号を入力する検出信号入力ＰＡＤと、検出信号を入力とし、センサ部への駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、駆動信号を前記センサ部へ出力する駆動信号出力ＰＡＤと、検出信号入力ＰＡＤから駆動信号出力ＰＡＤまでのパスの間に設けられた第１のスイッチと、を備える角速度センサの駆動ＩＣチップであってもよい。
また、第１のスイッチは、駆動信号出力ＰＡＤの直前に設けられてもよい。
また、第１のスイッチは、駆動信号出力ＰＡＤに、駆動信号を出力するか出力しないかを切り替えてもよい。
また、検出信号入力ＰＡＤの直後に接続された第２のスイッチをさらに備え、検出信号入力ＰＡＤは、振動検出電極と接続されるように構成され、駆動信号出力ＰＡＤは、センサ駆動電極と接続されるように構成されてもよい。

＜実施形態７＞
図１７は、本発明に係る角速度センサの実施形態７を説明するための回路構成図である。図中符号２２０は角速度センサ、２２１はセンサ部、２２１ａは振動部、２２２ａは振動検出電極（静電容量Ｃ１），２２２ｂはセンサ駆動電極（静電容量Ｃ２）、２２３は励振回路、２２４は切替回路（スイッチ；ＳＷ）、２２５は制御回路、２２６はスイッチ、２５１は駆動回路を示している。
本実施形態１に係る角速度センサ２２０は、振動検出電極２２２ａ及びセンサ駆動電極２２２ｂと振動部２２１ａとを有するセンサ部２２１と、このセンサ部２２１と励振ループを形成する励振回路２２３と、励振ループの形成と切断を切り替える切替回路２２４とを備え、駆動回路２５１は、励振回路２２３と切替回路２２４と制御回路２２５とスイッチ２２６とで構成されている。

また、切替回路２２４は、振動部２２１ａの振動振幅が所定の範囲にあるように、励振ループの形成と切断を切り替えるように構成されている。
励振回路２２３は、センサ部２２１を励振するもので、センサ部２２１と励振ループが形成された場合に、このセンサ部２２１がセンサ部２２１の共振周波数で励振されるようになる１対の入出力端子を有する。
切替回路２２４は、励振回路２２３の出力端子と、センサ部２２１のセンサ駆動電極２２２ｂとの間に接続されていて、センサ部２２１と励振回路２２３との間で形成される励振ループを接続又は切断するもので、励振回路２２３の１対の入出力端子もしくは出力端子をセンサ部２２１に接続の可否を選択できるものである。

さらに、切替回路２２４は、励振回路２２３の出力である駆動信号の振幅が所定振幅よりも大きい場合か所定時間経過後に、励振ループを切断し、駆動信号の振幅が所定振幅よりも小さくくなった場合か所定時間経過後に、励振ループを接続するように構成されている。
なお、スイッチ２２６は、切替回路２２４に対して相補的に接続又は切断され、センサ部２２１と励振回路２２３との間で形成される励振ループが切断されている場合に、センサ駆動電極２２２ｂをアナロググランドなどに接続して不要な振動による他回路へのクロストークを防ぐ役割をする。ただし本発明の効果を実現することに対しては必須ではなく、なくても構わない。
制御回路２２５は、励振回路２２３の出力である駆動信号の振幅が所定振幅よりも大きい場合か所定時間経過後に、励振ループを切断し、駆動信号の振幅が所定振幅よりも小さくくなった場合か所定時間経過後に、励振ループを接続するように切替回路２２４を制御する。具体的には下記の制御が挙げられる。

１）励振回路２２３が出力する駆動信号の振幅が第１の振幅よりも大きい場合、励振ループが切断されるように切替回路２２４を制御するように構成されている場合について説明する。
１−１）上記１）の場合において、制御回路２２５は、励振ループが切断されてから所定時間経過後に、励振ループが形成されるように切替回路２２４を制御するように構成されている。
１−２）上記１）の場合において、制御回路２２５は、励振回路２２３が出力する駆動信号の振幅が第１の振幅よりも小さな第２の振幅よりも小さい場合、励振ループが形成されるように切替回路２２４を制御するように構成されている。
１−３）上記１）の場合において、制御回路２２５は、励振ループが前回形成されてから所定時間経過後に、励振ループが形成されるように切替回路２２４を制御するように構成されている。

２）制御回路２２５は、励振ループが形成されてから所定時間経過後に、励振ループが切断されるように切替回路２２４を制御するように構成されている場合について説明する。
２−１）上記２）の場合において、制御回路２２５は、励振ループが切断されてから所定時間経過後に、励振ループが形成されるように切替回路２２４を制御するように構成されている。
２−２）上記２）の場合において、制御回路２２５は、励振回路２２３が出力する駆動信号の振幅が第１の振幅よりも小さな第２の振幅よりも小さい場合、励振ループが形成されるように切替回路２２４を制御するように構成されている。
２−３）上記２）の場合において、制御回路２２５は、励振ループが前回形成されてから所定時間経過後に、励振ループが形成されるように切替回路２２４を制御するように構成されている。

３）制御回路２２５は、励振ループが前回切断されてから所定時間経過後に、励振ループが切断させるように切替回路２２４を制御するように構成されている場合について説明する。
３−１）上記３）の場合において、制御回路２２５は、励振ループが切断されてから所定時間経過後に、励振ループが形成されるように切替回路２２４を制御するように構成されている。
３−２）上記３）の場合において、制御回路２２５は、励振回路２２３が出力する駆動信号の振幅が第１の振幅よりも小さな第２の振幅よりも小さい場合、励振ループが形成されるように切替回路２２４を制御するように構成されている。
３−３）上記３）の場合において、制御回路２２５は、励振ループが前回形成されてから所定時間経過後に、励振ループが形成されるように切替回路２２４を制御するように構成されている。

また、励振回路２２３の入力端子が、切替回路２２４を介して、振動検出電極２２２ａと接続され、励振回路２２３の出力端子が、切替回路２２４を介して、センサ駆動電極２２２ｂと接続されている形態であってもよい。つまり、２つの切替回路２２４により、励振ループを形成又は切断するように構成してもよい。
また、励振回路２２３の入力端子が、切替回路２２４を介して、振動検出電極２２２ａと接続され、その切替回路２２４で、励振ループを切断するようにすることも可能である。
なお、切替回路２２４は、励振回路の中身において、励振ループを形成又は切断できるように接続されていてもよい。

このようにして、センサ部２２１と励振回路２２３とを接続して振動振幅が所定の大きさになったあとか、所定時間間隔かのどちらかの方法により接続が解除され、その後、駆動信号の振幅が所定振幅よりも小さくなったあとか、所定時間間隔のどちらかの方法により再度センサ部２２１と励振回路２２３とを接続することを繰り返し、センサ部２２１の振動振幅を一定の範囲に保つようになっている。
なお、コリオリ力を検出する検出部がデジタル出力の場合、通常出力データレートが設定可能であるが、このデータの出力時間間隔を決定するクロックから、上記所定の時間間隔を生成することで、出力データと同期がとれ、内部の回路動作、主にＡＤコンバータなどのサンプリング動作をする回路との整合性をとることができる。

具体的には、センサ部２２１の振動に対して角速度が加わることにより、コリオリ力が発生し、そのコリオリ力をコリオリ力検出部で検出する。検出したコリオリ力を検出回路でデジタル信号として出力する。そのデジタル信号として出力する検出データ更新レートの間隔と、上述の励振ループを制御する所定時間とが関連している場合が挙げられる。
また、センサ部２１は、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）で回路群を構成され、この回路群と１パッケージ化されていることが望ましい。
また、角速度センサ２２０の駆動回路として、上述した構成と同じ構成を採用することができる。

また、本実施形態７に係る角速度センサ２２０の励振方法は、以下のとおりである。
振動検出電極２２２ａ及びセンサ駆動電極２２２ｂと振動部２２１ａとを有するセンサ部２２１の振動部２２１ａの振動振幅が所定の振幅よりも小さいときに、センサ部２２１に対して励振ループを形成し、振動部２２１ａの振動振幅が所定の振幅よりも大きいときに、励振ループを切断する。
また、振動検出電極２２２ａ及びセンサ駆動電極２２２ｂと振動部２２１ａとを有するセンサ部２２１に対して励振ループを形成し、励振ループを切断し、励振ループの形成と励振ループの切断とを繰り返す。
また、振動検出電極２２２ａ及びセンサ駆動電極２２２ｂと振動部２２１ａとを有するセンサ部２２１に対して励振ループを形成し、励振ループを切断し、振動部２２１ａの振動振幅が所定の範囲にあるように、励振ループの形成と励振ループの切断とを切り替える。

図１８は、図１７に示した励振回路の回路構成図の一例を示す図である。図中符号２３１はＣＶ変換回路、２３１ａは演算増幅器、２３２は位相シフト回路（９０°シフト）、２３２ａ，２３２ｂは演算増幅器、２３３は出力バッファ回路、２３３ａは演算増幅器を示している。
励振回路２２３は、センサ部２２１の容量変化を検出電圧に変換するＣＶ変換回路２３１と、このＣＶ変換回路２３１に接続され、センサ部２２１と励振ループを組んだ場合に安定発振となる条件を満たすべく、センサ部２２１で９０°シフトする位相を相殺する方向に９０°位相シフトを行う位相シフト回路２３２と、この位相シフト回路２３２に接続された出力バッファ回路２３３とを備えている。つまり、励振回路２２３は、センサ部２２１の容量変化を検出電圧に変換するＣＶ変換回路２３１と、このＣＶ変換回路２３１に接続され、励振ループを安定発振させるため位相シフト回路２３２と備えている。

ＣＶ変換回路２３１は、後述する図２０（ａ）に示すようなセンサ部の振動運動における振動部２２１ａの位置を、振動検出電極２２２aの容量変化として検出し、電圧信号として変換する。演算増幅器２３１ａの反転入力端子と通常ＧＮＤとなる振動部の電位の間には振動検出電極２２２aである静電容量Ｃ１があり、非反転入力端子にはＶｒｅｆが印加されている。また、非反転入力端子と出力端子間には、抵抗Ｒと容量素子Ｃ_ＦＢが並列に接続されている。
静電容量Ｃ１に蓄積される電荷量は、Ｑ＝Ｃ１・Ｖｒｅｆで、振動部２２１aの振動運動での位置変化によりＣ１が変化すると、Ｑ＝（Ｃ１＋ΔＣ）・Ｖｒｅｆとなる。Ｓ１点で電荷バランスが保たれるので、Ｃ_ＦＢに−ΔＣ・Ｖｒｅｆのチャージが誘起される。Ｃ１の変化に比例して、Ｖｏｕｔ＝ΔＣ・Ｖｒｅｆ／Ｃ_ＦＢの出力が得られる。

センサ部２２１は機械的な構造上、Ｑ値、共振周波数などのパラメータを有している。さらに、センサ駆動電極２２２ｂに入力する信号をＶＩＮとすると、共振周波数において、ΔＣはＶＩＮに対して位相が９０°シフトする。
センサ部２２１と励振回路２２３との間で励振ループが形成された時に、安定的に発振を続けるためには、位相シフト回路２３２で位相を相殺する方向に９０°シフトさせる。すなわち、励振ループをある点で切断して観察した場合、入力位相に対して戻ってくる位相が０°となることが位相シフト回路２３２の目的である。

また、コリオリ力に同期した信号は、センサ部２２１の振動部（錘部）のＺ軸方向の変位信号である信号Ｚから作ることもできる。コリオリ力は錘部の速度Ｖｚに比例する。速度Ｖｚは、錘部の変位を微分したものである。つまり、錘部のＺ軸方向の変位信号である信号Ｚを位相シフト回路２３２で信号Ｚに対して９０°又は−９０°だけ位相シフトしてやれば、コリオリ力に同期した参照信号として使用することができる。
錘部がＺ軸方向に駆動されているとき、錘部にかかるコリオリ力による錘部の変位に伴う容量変化をＣＶ変換回路２３１で検出した波形で信号Ｘに相当する。センサ部２２１に角速度がかかっていないときには、コリオリ力は発生しないため、その出力はゼロである。センサ部２２１のＸ軸まわりに角速度ωがかかっているとき、角速度出力信号Ｘは、角速度ωに比例する振幅を有し、信号Ｚと９０°ずれた位相で振動している。そのため、参照信号を得るために位相を９０°シフトさせる必要がある。このコリオリ力と同期した参照信号としても、位相シフト回路２３２の出力信号は同時に利用可能である。

また、出力バッファ回路２３３は、位相シフト回路２３２ひいては励振回路２２３全体でセンサ部２２１の位相シフトを相殺する方向に位相を９０°シフトされた信号を制御回路２２５に出力するものであり、かつ励振ループ形成時に振動部２２１ａの振動が増幅するに十分な利得を得るためのものである。一定の振幅範囲に収める場合には、励振回路２２３の出力信号は、後述する図２０（ｂ）のようになる。なお、出力バッファ回路２３３はコンパレータで構成しても実現可能である。この場合の図２０（ｂ）、ひいては、励振区間における包絡線の図２０（ｅ）、図２０（ｉ）は、コンパレータが２値を出力するため図のように台形ではなく長方形となる。コンパレータで励振させる場合アナログ波形のバッファと比較してＶＤＤ−ＧＮＤの２値のような大きな振幅を入力することができ、センサ駆動部をより強く励振させることができるため、励振区間はより短くすることができる。

なお、励振回路２２３の具体的な構成は、前述のとおり、振動検出電極２２２ａの容量変化を電圧として検知し、センサ部２２１における共振周波数での位相シフトを相殺する方向に位相シフトし、励振ループ形成時に振動部２２１ａの振動が増幅するに十分な利得を得るという３つの機能が実現できれば、この構成に限定されることはない。
なお、図１７に示した制御回路の他の回路構成図の一例は、上述した図１１と同じである。つまり、制御回路２２５は、全波整流回路１４１と、この全波整流回路１４１に接続された比較回路１４２と、この比較回路１４２に接続されたＳＲラッチ回路１４３とを備えている。

全波整流回路１４１は、励振回路１２３からの出力信号を整流するためのもので、共振周波数で振動をするセンサ部１２１とその振動情報を電気信号に変換する励振回路１２３の出力波形は共振周波数の正弦波であり、その正弦波の振幅を検知するためのものである。第１の比較器１４２ａの第１の基準電圧ＶＨと比較するとともに、第２の比較器１４２ｂの第２の基準電圧ＶＬとを比較するための信号を出力する。
また、比較回路１４２は、振動振幅を一定の範囲内に収めるために、全波整流回路１４１の出力信号と第１の基準電圧ＶＨとを比較する第１の比較器１４２ａと、整流用回路１４１の出力信号と第２の基準電圧ＶＬとを比較する第２の比較器１４２ｂとを備えている。第１の比較器１４２ａは、振動振幅が基準電圧ＶＨより大きくなった場合にＨ信号を出力し、第２の比較器１４２ｂは、振動振幅が基準電圧ＶＬより小さくなった場合にＨ信号を出力する。

第１の比較器１４２ａの出力は、図２０（ｃ−１）に示す信号で、第２の比較器１４２ｂの出力は、図２０（ｃ−２）に示す信号である。
ＳＲラッチ回路１４３は、論理素子を用いてラッチを作成する場合、最も基礎的なラッチが単純な「ＳＲラッチ」である。ここで、Ｓは「Ｓｅｔ」、Ｒは「Ｒｅｓｅｔ」を意味している。この回路は、１組のたすきがけになったＮＯＲ（ＮｏｔＯＲ）で構成することができる。保持されたｂｉｔの情報は、Ｑと表記されたポートから出力される。ＳＲラッチ回路４３の出力信号は、図２０（ｄ）に示されている。

このようにして制御回路２２５は、全波整流回路１４１で入力信号を整流し、比較回路１４２は振動振幅が基準電圧ＶＨ以上の時にＳＲラッチ回路１４３をＲｅｓｅｔ（Ｌ出力）し、基準電圧ＶＬ以下の時にＳｅｔ（Ｈ出力）させる。このＳＲラッチ回路１４３の出力信号Ｈ／Ｌに対して、それぞれ切替回路１２４のＯＮ／ＯＦＦ、すなわち、励振ループの励振区間、開放区間を制御する。以上により、励振ループは、振動振幅が基準電圧ＶＬと比べて小さくなったタイミングで形成され、基準電圧ＶＨより大きくなったタイミングで開放される。図２０（ｅ）に示す信号は、このような切替回路１２４の動作に応じてセンサ駆動電極１２２ｂへ印加される。

図１９は、図１７に示した制御回路の更に他の回路構成図で、一定時間ごとに励振するための制御回路を示している。
全波制御回路２２５は、全波整流回路２４１と、この全波整流回路２４１に接続された比較回路２４２と、この比較回路２４２に接続されたＳＲラッチ回路２４３とを備え、励振回路２２３を一定時間ごとのに励起をするために、外部からのタイミング信号である図２０（ｇ−２）の入力を備えている。
第１の比較器２４２ａの出力は、図２０（ｇ−１）に示す信号で、ＳＲラッチ回路２４３のＲ端子の入力信号になり、ＳＲラッチ回路２４３のＳ端子には図２０（ｇ−２）に示される信号が入力される。ＳＲラッチ回路２４３の出力信号が、図２０（ｈ）に示される信号である。

このようにして制御回路２２５は、全波整流回路２４１で入力信号を整流し、比較回路２４２は振動振幅が基準電圧ＶＨ以上の時にＳＲラッチ回路２４３をＲｅｓｅｔ（Ｌ出力）し、一定時間ごと信号（ｇ−２）によりＳｅｔ（Ｈ出力）させる。このＳＲラッチ回路２４３の出力信号Ｈ／Ｌに対して、それぞれ切替回路２２４のＯＮ／ＯＦＦ、すなわち、励振ループの励振区間、開放区間を制御する。以上より励振ループは一定時間ごとに形成され、基準電圧ＶＨより大きくなったタイミングで開放される。図２０（ｉ）に示す信号は、このような切替回路２２４の動作に応じてセンサ駆動電極２２２ｂへ印加される。

図２０（ａ）乃至（ｉ）は、各回路構成における信号波形のタイミングチャートを示す図である。図２０（ａ）は、振動部２２１ａの振動運動包絡線であり、励振ループが形成される励振区間には振動が増大し、励振ループが切断される開放区間は振動が減衰する。これを繰り返すことで、振動部の振動を一定の範囲に制御している。
また、図２０（ａ）乃至（ｅ）は、振動部２２１ａの振動振幅の大きさで励振区間と開放区間を切り替える上述の１−２）に対応するタイミングチャートを示している。例えば、最大振幅がＶＨ（−ＶＨ）で、最小振幅がＶＬ（−ＶＬ）とする場合を想定する。

開放区間において、励振回路の出力信号が、ＶＬを下回ったとき、図２０（ｃ−２）に示す通り第２の比較器２４２ｂの出力信号ＳがＨｉｇｈとなり、制御回路のＳＲラッチ回路２４３の出力信号が図２０（ｄ）に示す通り、励振ループを形成する制御信号ｄを切替回路２２４に出力する。それにより、駆動電極に印加される信号は図２０（ｅ）のとおりとなり、振動が増大されるように駆動を行う。
励振区間において、励振回路の出力信号が、ＶＨを上回ったとき、図２０（ｃ−１）に示す通り第１の比較器２４２ａの出力信号ＲがＨｉｇｈとなり、制御回路のＳＲラッチ回路２４３の出力信号が図２０（ｄ）に示す通り、励振ループを切断する制御信号ｄを切替回路２２４に出力する。それにより、駆動電極に印加される信号は図２０（ｅ）のとおりＯＦＦ（所定電圧）となり、振動が減衰する。

また、図２０（ｆ）乃至（ｉ）は、振動部２２１ａの振動振幅の大きさと所定時間間隔で励振区間に切り替える上述の１−３）に対応するタイミングチャートを示している。例えば、最大振幅がＶＨ（−ＶＨ）で励振ループを切断して開放区間となり、所定時間で励振ループを形成する場合を想定する。
励振区間において、励振回路の出力信号が、ＶＨを上回ったとき、図２０（ｇ−１）に示す通り第１の比較器２４２ａの出力信号ＲがＨｉｇｈとなり、制御回路のＳＲラッチ回路２４３の出力信号が図２０（ｈ）に示すとおり、励振ループを切断する制御信号ｄを切替回路２２４に出力する。それにより、駆動電極に印加される信号は、図２０（ｉ）のとおりＯＦＦ（所定電圧）となり、振動が減衰する。

励振ループが前回形成された後、所定時間経過後に、図２０（ｇ−２）に示すとおりＳＥＴ＿ＰＵＬＳＥ信号ＳがＨｉｇｈとなり、制御回路のＳＲラッチ回路２４３の出力信号が図２０（ｈ）に示すとおり、励振ループを形成する制御信号ｄを切替回路２２４に出力する。それにより、駆動電極に印加される信号は、図２０（ｉ）のとおりとなり、振動が増大されるように駆動を行う。
なお、図２０では上述の１−２），１−３）の計２例を図示している。残りの組み合わせの例も同様にして実現可能である。

＜実施形態８＞
図２１は、本発明に係る角速度センサの実施形態８を説明するための回路構成図で、コリオリ力の検出について説明するための回路構成図である。図中符号２５２は検出部、２５２ａはコリオリ力検出部、２５２ｂは検出回路を示している。なお、図１７と同じ機能を有する構成要素には同一の符号を付してある。
本実施形態８に係る角速度センサ２２０は、振動検出電極２２２ａ及びセンサ駆動電極２２２ｂと振動部２２１ａとを有するセンサ部２２１と、このセンサ部２２１と励振ループを形成する励振回路２２３と、励振ループの形成と切断を切り替える切替回路２２４と、検出部２５２とを備えている。駆動回路２５１は、励振回路２２３と切替回路２２４と制御回路２２５とスイッチ２２６とで構成され、検出部２５２はコリオリ力検出部２５２ａと検出回路２５２ｂとから構成されている。

コリオリ力検出部２５２ａは、センサ部２２１の振動部２２１ａに角速度が加わったときのコリオリ力を検出し、検出回路２５２ｂは、コリオリ力検出部２５２ａの出力信号をデジタル信号に変換して出力する。この検出回路２５２ｂのデジタルデータの更新レートと、上述した制御回路２２５の所定時間とが関連している形態でもよい。その場合、例えば、デジタルデータの更新レートを決定するクロック信号と、所定時間を決定するためのクロック信号とが、同一の発振器から生成されることが好ましい。それにより、両者の同期をとることができ、センサ部２２１の駆動と、センサ部２２１からの信号検出に相関をとることができる。

具体的には、検出回路２５２ｂの検出データを出力するタイミングを決定する検出クロックと、励振回路２２３の所定時間を決定する励振クロックとが、同期している形態である。図示しないが、角速度センサ２２０が、検出クロックと励振クロックを生成するクロック生成回路を備え、励振クロックが検出クロックに基づいて生成される。このように構成すれば、コリオリ力を検出する際に、センサ部の振動が同程度である区間において、毎回検出を行うように検出タイミングを調整することができるため、検出精度がより向上する。例えば、励振ループを切断してから所定の時間経過後に検出を行うように検出回路を構成することで、振動部の振動運動の減少が同程度となる区間において、検出する形態などが挙げられる。

また、変形例として、振動検出電極及びセンサ駆動電極と振動部とを有するセンサ部と接続されたときに、センサ部からの検出信号を入力する検出信号入力ＰＡＤと、検出信号を入力とし、センサ部への駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、駆動信号をセンサ部へ出力する駆動信号出力ＰＡＤと、検出信号入力ＰＡＤから駆動信号出力ＰＡＤまでのパスの間に設けられた第一のスイッチと、を備える角速度センサの駆動ＩＣチップが挙げられる。
第１のスイッチは、駆動信号出力ＰＡＤに、駆動信号を出力するか出力しないかを切り替える。第１のスイッチは、駆動信号出力ＰＡＤの直前に設けられる形態であってもよい。
また、検出信号入力ＰＡＤの直後に接続された第２のスイッチをさらに備える構成であってもよい。
検出信号入力ＰＡＤは、振動検出電極と接続されるように構成され、駆動信号出力ＰＡＤは、センサ駆動電極と接続されるように構成される上述した角速度センサの駆動ＩＣチップとすることもできる。

以上のように、本実施形態８の角速度センサは、ＶＧＡ回路と比較するとスイッチ１つに置き換わるため、低消費電力かつ小面積であり、ＰＷＭ波形を生成せずに振動信号を増幅したものを返すため構造が簡単で高周波ノイズも少なく、センサ部のＱ値が高く減衰が遅いため好適な角速度センサ及びその駆動回路及びその励振方法並びに駆動ＩＣチップを実現することができる。
また、以下に説明する本実施形態９による角速度センサ及び角速度センサ駆動回路について図２２乃至図６を用いて説明する。まず、本実施形態９による角速度センサ３０１及びそれに備えられた角速度センサ駆動回路（角速度センサの駆動回路の一例）３０３の概略構成について図２２及び図２３を用いて説明する。

＜実施形態９＞
図２２は、本発明に係る角速度センサ及び角速度センサ駆動回路の実施形態９を説明するための回路構成図である。
図２２に示すように、本実施形態９による角速度センサ３０１は、センサ部３０５、角速度センサ用駆動回路３０３及び検出部３１０を有している。角速度センサ３０１は、角速度センサ用駆動回路３０３を用いてセンサ部３０５に備えられた振動部３０５ａを所定周期で所定振幅の範囲内で振動するようになっている。検出部３１０は、振動させたセンサ部３０５に角速度が加わった場合に振動方向に直交して発生するコリオリ力を静電容量変化や圧電効果などで電気信号に変換して角速度を検出することができる。
角速度センサ３０１は、センサ部３０５と角速度センサ用駆動回路３０３と検出部３１０とが１つの基板上に集積されたＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）により構成されていることが望ましい。

図２２に示すように、角速度センサ用駆動回路３０３は、励振回路３０７と、フィルタ回路（特性打消部の一例）３１１と、制御回路３１５と、切替回路３１７，３１９とを有している。
励振回路３０７は、振動部３０５ａを有する角速度センサ３０１のセンサ部３０５（詳細は後述）と励振ループＬ１を形成するようになっている。励振回路３０７は、振動部３０５ａの振動に応じて流れる電流を、振動部３０５ａを駆動するための駆動電圧に変換する電流電圧変換回路３０８を有している。励振回路３０７は、電流電圧変換回路３０８において変換された駆動電圧の振幅の大きさに基づいて振動部３０５ａを励振するようになっている。

以下、電流電圧変換回路３０８が振動部３０５ａの振動に応じて流れる電流を変換して出力する電圧を「駆動電圧」の他に「出力電圧」と称する場合がある。また、電流電圧変換回路３０８が振動部３０５ａの振動に応じて流れる電流を変換して出力する信号を、「駆動電圧」に対応する「駆動信号」や「出力電圧」に対応する「出力信号」と称する場合がある。さらに、電流電圧変換回路３０８が出力する出力電圧（又は駆動電圧）は、励振回路３０７や後述する増幅器３０８ａが出力する出力電圧（又は駆動電圧）でもある。また、電流電圧変換回路３０８が出力する出力信号（又は駆動信号）は、励振回路３０７や後述する増幅器３０８ａが出力する出力信号（又は駆動信号）でもある。

電流電圧変換回路３０８は、増幅器３０８ａと帰還抵抗３０８ｂとを有している。増幅器３０８ａの非反転入力端子（＋）には、所定電圧レベルの共通電圧Ｖｃｏｍが入力され、増幅器３０８ａの反転入力端子（−）には、帰還抵抗３０８ｂの一端子が接続されている。共通電圧Ｖｃｏｍは、例えば、１Ｖ程度の定電圧である。帰還抵抗３０８ｂの他端子は、増幅器３０８ａの出力端子に接続されている。帰還抵抗３０８ｂは、増幅器３０８ａの反転入力端子（−）及び出力端子の間に接続されている。電流電圧変換回路３０８が出力する駆動電圧は、後述するフィルタ回路３１１及び切替回路３１７に入力するようになっている。また、帰還抵抗３０８ｂに並列に、位相補償などを目的とした帰還容量素子を持たせてもよい。この場合、後述する微分回路３０９の微分特性に影響のない比較的小さい容量値の帰還容量素子が選択される。

センサ部３０５は、振動部３０５ａと、振動検出用容量素子３０５ｂと、センサ駆動用容量素子３０５ｃとを有している。振動部３０５ａは、例えば、矩形状を有し、図示しないばね部材によりセンサ部３０５内に支持されている。振動部３０５ａは、振動部３０５ａの平面に沿った可動平面内において変位できるようにセンサ部３０５内に支持されている。振動部３０５ａは、角速度センサ３０１に電源投入した当初は電流電圧変換回路３０８が出力する出力信号の周波数に基づいて励振される。
電流電圧変換回路３０８が出力する出力信号の周波数は、センサ部３０５を励振するうちにセンサ部３０５が有する固有の発振周波数（以下、「共振周波数」と称する場合がある）に近づいていく。電流電圧変換回路３０８は、最終的に発振周波数の帯域で振動部３０５ａを励振するようになる。共振周波数はセンサ部３０５の物理的な設計により、可聴帯域などに干渉しない２０ｋＨｚから４０ｋＨｚとすることが一般的である。図示されていないが、以下、振動部３０５ａは、電気的には接地（グランド（ＧＮＤ）あるいは基準電位）されているとして説明する。すなわち、振動検出電極３０５ｂ−１及びセンサ駆動用容量素子３０５ｃ−１の一方の電極（いずれも後述）は、電気的に接地されている。

振動検出用容量素子３０５ｂは、振動部３０５ａと、電流電圧変換回路３０８との間に設けられている。振動検出用容量素子３０５ｂは、電流電圧変換回路３０８の入力側に設けられている。振動検出用容量素子３０５ｂは、振動部３０５ａの振動に応じて静電容量が変化する可変容量素子で構成されている。振動検出用容量素子３０５ｂの一方の電極は、振動部３０５ａの振動を検出する振動検出電極３０５ｂ−１である。振動検出電極３０５ｂ−１は、例えば、振動部３０５ａの一部で形成されている。振動検出用容量素子３０５ｂの他方の電極３０５ｂ−２は電流電圧変換回路３０８に備えられた増幅器３０８ａの反転入力端子（−）及び帰還抵抗３０８ｂの一端子に接続されている。

電流電圧変換回路３０８は、振動検出用容量素子３０５ｂとで微分回路３０９を構成する。図示は省略するが、振動検出用容量素子３０５ｂの振動検出電極３０５ｂ−１と他方の電極３０５ｂ−２とは対向して配置されている。両電極３０５ｂ−１，３０５ｂ−２間の距離及び両電極３０５ｂ−１，３０５ｂ−２の対向面積は、振動部３０５ａの振動に応じて変更される。これにより、振動検出用容量素子３０５ｂの静電容量は、振動部３０５ａの振動に応じて変化する。
センサ駆動用容量素子３０５ｃは、振動部３０５ａと電流電圧変換回路３０８との間に設けられている。センサ駆動用容量素子３０５ｃは、電流電圧変換回路３０８の出力側に設けられている。センサ駆動用容量素子３０５ｃの一方の電極３０５ｃ−１は、例えば、振動部３０５ａの一部で形成されている。センサ駆動用容量素子３０５ｃの他方の電極は、電流電圧変換回路３０８が出力する駆動電圧が入力されるセンサ駆動電極３０５ｃ−２である。センサ駆動電極３０５ｃ−２は、後述する切替回路３１７を介して増幅器３０８ａの出力端子に接続されている。

図示は省略するが、センサ駆動用容量素子３０５ｃは、振動検出用容量素子３０５ｂと同じ形状を有している。センサ駆動用容量素子３０５ｃの一方の電極３０５ｃ−１とセンサ駆動電極３０５ｃ−２とは対向して配置されている。センサ駆動用容量素子３０５ｃは、電流電圧変換回路３０８の出力電圧によりクーロン力Ｆを発生させ、振動部３０５ａに力を加えることによって振動させる。
センサ部３０５は、機械的な構造を備え、Ｑ値や共振周波数などのパラメータを有している。センサ部３０５は、センサ部３０５の共振周波数の周波数帯域において、センサ駆動電極３０５ｃ−２に入力される入力信号の位相に対して位相が９０°シフトした状態で振動する。振動検出用容量素子３０５ｂは、振動部３０５ａの振動に応じて振動と同位相で静電容量の増減を繰り返す。振動検出用容量素子３０５ｂに流れる電流は、静電容量が増加すると増加し、静電容量が減少すると減少する。

このように、電流は、振動検出用容量素子３０５ｂの静電容量の増減と同位相で増減する。したがって、振動検出用容量素子３０５ｂに流れる電流の位相は、電流電圧変換回路３０８が出力する駆動電圧に対して９０°シフトする。
励振回路３０７及びセンサ部３０５において、振動検出用容量素子３０５ｂ及び帰還抵抗３０８ｂに流れる電流をＩ（ｔ）とし、電流電圧変換回路３０８の出力電圧をＶｏｕｔ（ｔ）とすると、電流Ｉ（ｔ）及び出力電圧Ｖｏｕｔ（ｔ）は以下の式（１）及び式（２）により表される。

Ｉ（ｔ）＝ｄＱ（ｔ）／ｄｔ
＝（ｄＣｓ（ｔ）／ｄｔ）×Ｖｃｏｍ ・・・（１）
Ｖｏｕｔ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）×Ｒｆ＋Ｖｃｏｍ ・・・（２）
ここで、Ｑ（ｔ）は振動検出用容量素子３０５ｂに蓄積される電荷量を表し、Ｃｓ（ｔ）は振動検出用容量素子３０５ｂの静電容量を表し、Ｒｆは帰還抵抗３０８ｂの抵抗値を表し、ｔは時間を表している。本実施形態９では、振動検出用容量素子３０５ｂは、振動部３０５ａの振動に応じて静電容量が変化する可変容量素子であるため、静電容量や振動検出用容量素子３０５ｂに蓄積される電荷量は時間の関数として表される。

式（１）及び式（２）より、Ｖｏｕｔ（ｔ）は、以下の式（３）のように表すことができる。
Ｖｏｕｔ（ｔ）＝（ｄＣｓ（ｔ）／ｄｔ）×Ｖｃｏｍ×Ｒｆ＋Ｖｃｏｍ ・・・（３）
式（３）に示すように、本実施形態９による角速度センサ３０１では、振動検出用容量素子３０５ｂの静電容量が微分されることにより、励振回路３０７において電流の位相が９０°シフトされる。このため帰還素子が容量で構成される容量電圧変換回路の構成は、共振周波数では位相ずれがないため別途位相シフト回路を実装するが、本実施形態９では、その必要がない。また振動検出用容量素子３０５ｂ及び電流電圧変換回路３０８で構成される微分回路３０９は、ハイパスフィルタとしての機能を発揮して共振周波数より十分低い１００Ｈｚ程度の人間の動作などに起因する不要な加速度成分が除去される。

さらに、電流電圧変換回路３０８は、帰還抵抗３０８ｂによる抵抗フィードバックの構成を有しているため、前記容量電圧変換回路と比較して増幅器３０８ａ、角速度センサ用駆動回路３０３側の振動検出用容量素子３０５ｂの他方の電極３０５ｂ−２及びセンサ駆動電極３０５ｃ−２の動作点がずれない。このため、角速度センサ３０１は、帰還抵抗３０８ｂの抵抗値を調整するだけで、電流Ｉ（ｔ）の周波数によらず、センサ部３０５の共振周波数の帯域において動作することができる。
電流電圧変換回路３０８は、振動検出用容量素子３０５ｂの静電容量の変動に応じて流れる電流を変換した駆動電圧をセンサ駆動電極３０５ｃ−２に出力する。電流電圧変換回路３０８と振動検出用容量素子３０５ｂとで構成される微分回路３０９の出力電圧（すなわち、電流電圧変換回路３０８の駆動電圧）の位相は、微分回路３０９の帰還抵抗３０８ｂ及び振動検出用容量素子３０５ｂに流れる電流の位相に対して９０°遅れる。

したがって、駆動電圧と、振動検出用容量素子３０５ｂに流れる電流の位相（入力位相）との位相差は０°となる。これにより、励振ループＬ１において、電流電圧変換回路３０８は発振する。
角速度センサ３０１では、センサ部３０５との間で形成される励振ループＬ１が確立されているとき（励振ループＬ１が閉じられた状態のとき）に、励振回路３０７及びセンサ部３０５が安定的に発振し続け、振動部３０５ａをセンサ部３０５の共振周波数の帯域で振動させる必要がある。このため、微分回路３０９は、センサ部３０５の共振周波数の帯域の信号を通過可能なハイパスフィルタの機能を発揮するようになっている。

本実施形態９では、振動検出用容量素子３０５ｂの静電容量の変動範囲でセンサ部３０５の共振周波数の帯域の信号を通過できるように、帰還抵抗３０８ｂの抵抗値は設定されている。加えて目標とする振幅付近では励振ループＬ１が閉じられたときは必ず振幅が成長するように、帰還抵抗３０８ｂの抵抗値は、励振ループＬ１が仮に常に閉じられた状態では目標とする振動振幅より大きい振幅で発振するように設定されている。これは励振ループＬ１の利得を大きくすることによって実現でき、式（３）より帰還抵抗３０８ｂの値を大きめの値に設定することによって実現できる。または追加の増幅器を励振ループＬ１内に挿入、式（３）よりＶｃｏｍの値を高くするなどして実現してもよい。

このように、本実施形態９による角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３は、励振ループＬ１が確立されているときに、振動検出用容量素子３０５ｂに流れる電流に対して９０°位相の遅れた駆動電圧で振動部３０５ａを励振することができる。このとき、振動部３０５ａの振動周波数は、センサ部３０５の共振周波数となる。これにより、角速度センサ用駆動回路３０３は、振動部３０５ａをセンサ部３０５の共振周波数の帯域で安定して振動させ、かつ目標とする振幅付近では励振ループＬ１が閉じたときに振幅を成長させることができる。

励振回路３０７の出力側に設けられたフィルタ回路３１１は、電流電圧変換回路３０８が出力する駆動電圧を入力とし、センサ部３０５の発振周波数の帯域において、微分回路３０９の伝達関数の１次特性を打ち消す特性打消部に相当する。詳細は後述するが、励振回路３０７は、センサ部３０５が有する振動部３０５ａの振動を検出する微分特性の伝達関数を有している。すなわち、微分回路３０９の伝達関数は、帰還抵抗３０８ｂの抵抗値と振動検出用容量素子３０５ｂの静電容量との積に比例する１次特性を有している。
帰還抵抗３０８ｂの抵抗値は、周囲温度に応じて変化する。このため、微分回路３０９の伝達関数、すなわち、利得も周囲温度に応じて変化する。その結果、励振回路３０７は、振動部３０５ａの振動振幅の検出結果に温度特性を持ってしまう。

そこで、本実施形態９による角速度センサ用駆動回路３０３は、励振回路３０７を通ってセンサ部３０５から制御回路３１５に至る駆動振幅検出パスＰ１にフィルタ回路３１１を有している。フィルタ回路３１１は、センサ部３０５の発振周波数の帯域において、微分回路３０９の伝達関数の１次特性を打ち消すようになっている。このため、フィルタ回路３１１が出力する出力電圧は、周囲温度に応じて帰還抵抗３０８ｂの抵抗値が変化しても電圧値が変動し難くなる。角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３は、フィルタ回路３１１が出力した、周囲温度に影響され難い出力電圧に基づいて切替回路３１７の開閉を制御するので、周囲温度によらず振動部３０５ａの振幅を所定範囲に精度よく収めることができる。

図２２に示すように、フィルタ回路３１１は、ローパスフィルタ回路３１３を有している。ローパスフィルタ回路３１３は、増幅器３１３ａと、帰還抵抗３１３ｂと、帰還抵抗３１３ｂに並列接続された帰還容量素子３１３ｃと、抵抗３１３ｄとを有している。増幅器３１３ａの非反転入力端子（＋）には共通電圧Ｖｃｏｍが入力され、増幅器３１３ａの反転入力端子（−）には帰還抵抗３１３ｂの一端子及び帰還容量素子３１３ｃの一方の電極が接続されている。帰還抵抗３１３ｂの他端子及び帰還容量素子３１３ｃの他方の電極は増幅器３１３ａの出力端子に接続されている。抵抗３１３ｄの一端子は、電流電圧変換回路３０８に備えられた増幅器３０８ａの出力端子に接続されている。抵抗３１３ｄの他端子は、増幅器３１３ａの反転入力端子（−）、帰還抵抗３１３ｂの一端子及び帰還容量素子３１３ｃの一方の電極に接続されている。増幅器３１３ａが出力する出力信号は、制御回路３１５に入力するようになっている。

ローパスフィルタ回路３１３は、励振回路３０７が出力する出力信号に含まれる高周波成分を除去した出力信号を制御回路３１５に出力する。ローパスフィルタ回路３１３は、センサ部３０５の共振周波数の帯域より遮断周波数が低くなるように、帰還抵抗３１３ｂ及び抵抗３１３ｄの抵抗値並びに帰還容量素子３１３ｃの静電容量が設定されている。このため、ローパスフィルタ回路３１３が除去する高周波成分には、センサ部３０５の共振周波数と同じ周波数の周波数成分が含まれる。詳細は後述するが、ローパスフィルタ回路３１３の遮断周波数がセンサ部３０５の共振周波数の帯域より低く設定されることにより、フィルタ回路３１１は微分回路３０９の伝達関数の微分特性（すなわち、１次特性）を打ち消すことができるようになっている。

次に、制御回路３１５の概略構成について図２３を用いて説明する。
図２３は、図２２に示した制御回路の回路構成図である。制御回路３１５は、整流回路部３２１と、比較回路部３２３と、ＳＲ（セットリセット）ラッチ回路３２５と、反転回路３２７とを有している。
整流回路部３２１は、増幅器３２１ａ，３２１ｄと、帰還抵抗３２１ｂと、抵抗３２１ｃと、反転回路３２１ｅと、切替回路３２１ｆ，３２１ｇとを有している。増幅器３２１ａの非反転入力端子（＋）には共通電圧Ｖｃｏｍが入力され、増幅器３２１ａの反転入力端子（−）には帰還抵抗３２１ｂの一端子が接続されている。帰還抵抗３２１ｂの他端子は、増幅器３２１ａの出力端子、増幅器３２１ｄの反転入力端子（−）及び切替回路３２１ｆの入力端子に接続されている。抵抗３２１ｃの一端子は、増幅器３２１ｄの非反転入力端子（＋）及び切替回路３２１ｇの入力端子に接続されている。増幅器３２１ｄの他端子は、増幅器３２１ａの反転入力端子（−）及び帰還抵抗３２１ｂの一端子に接続されている。抵抗３２１ｃの一端子、増幅器３２１ｄの非反転入力端子（＋）及び切替回路３２１ｇの入力端子には、フィルタ回路３１１が出力した出力信号が入力するようになっている。

増幅器３２１ｄの出力端子は、反転回路３２１ｅの入力端子に接続されている。増幅器３２１ｄが出力する出力信号は、切替回路３２１ｇの開閉の切り替えを制御するための切替制御信号として用いられる。切替回路３２１ｇの出力端子は、切替回路３２１ｆの出力端子に接続されている。切替回路３２１ｆ，３２１ｇから出力された出力信号は、比較回路部３２３に入力する。反転回路３２１ｅが出力する出力信号は、切替回路３２１ｆの開閉の切り替えを制御するための切替制御信号として用いられる。
整流回路部３２１は、フィルタ回路３１１から出力された出力信号を共通電圧Ｖｃｏｍの電圧レベルを零点として全波整流し、比較回路部３２３に出力するようになっている。より具体的には、整流回路部３２１は、増幅器３２１ａ、帰還抵抗３２１ｂ及び抵抗３２１ｃにより構成された反転増幅回路によって、フィルタ回路３１１から出力された出力信号の位相を１８０°反転した反転信号を増幅器３２１ｄの非反転入力端子（−）に入力する。反転増幅回路の利得は、例えば、「１」に設定されている。増幅器３２１ｄの反転入力端子（−）には、フィルタ回路３１１から出力された出力信号が入力される。増幅器３２１ｄは、差動増幅器として機能し、非反転入力端子（＋）に入力した反転信号から反転入力端子（−）に入力した出力信号を差分した差分信号を出力する。

切替回路３２１ｆ，３２１ｇは、例えば、切替制御信号の電圧が高レベル（以下、電圧が高レベルを「高レベル電圧」と称する場合がある）の場合に閉状態（オン状態）となり切替制御信号の電圧が低レベル（以下、電圧が低レベルを「低レベル電圧」と称する場合がある）の場合に開状態（オフ状態）となる。ここで、高レベルは切替回路３２１ｆ，３２１ｇを構成するトランジスタの閾値電圧以上の電圧レベルであり、低レベルはトランジスタの閾値電圧よりも低い電圧レベルである。
フィルタ回路３１１から出力された出力信号が正の電圧（正の電圧を「＋Ｖ」と表す）の場合、増幅器３２１ａが出力する出力信号は負の電圧（負の電圧を「−Ｖ」と表す）となる。このため、増幅器３２１ｄが出力する差分信号は正の電圧（＋２Ｖ）（＝＋Ｖ−（−Ｖ））となる。差分信号は、切替回路３２１ｇを制御する切替制御信号であるため、切替回路３２１ｇは高レベル電圧の切替制御信号で制御されて閉状態となる。一方、反転回路３２１ｅで正負が反転された反転信号は、切替回路３２１ｆを制御する切替制御信号なので、切替回路３２１ｆは低レベル電圧の切替制御信号で制御されて開状態となる。これにより、フィルタ回路３１１から出力された出力信号が正の電圧の場合には、フィルタ回路３１１から出力された出力信号が比較回路部３２３に入力される。

一方、フィルタ回路３１１から出力された出力信号が負の電圧（−Ｖ）の場合、増幅器３２１ａが出力する出力信号は正の電圧（＋Ｖ）となる。このため、増幅器３２１ｄが出力する差分信号は負の電圧（−２Ｖ）（＝−Ｖ−（＋Ｖ））となる。切替回路３２１ｇは、低レベル電圧の切替制御信号で制御されて開状態となる。一方、切替回路３２１ｆは、反転回路３２１ｅで正負が反転された高レベル電圧の切替制御信号で制御されて閉状態となる。これにより、フィルタ回路３１１から出力された出力信号が負の電圧の場合には、増幅器３２１ａが出力した出力信号が比較回路部３２３に入力される。増幅器３２１ｄが出力した出力信号は、フィルタ回路３１１が出力した出力信号に対して位相が１８０°反転した正の電圧の信号である。
このように、整流回路部３２１は、フィルタ回路３１１から出力された出力信号を全波整流し、出力信号が正の電圧及び負の電圧のいずれの場合も、正の電圧の信号を比較回路部３２３に出力できる。

図２３に示すように、比較回路部３２３は、２個の比較器３２３ａ，３２３ｂを有している。
比較器３２３ａの入力端子（＋）は、切替回路３２１ｆ，３２１ｇのそれぞれの出力端子に接続されている。比較器３２３ａの入力端子（−）は、基準電圧入力端子３２３ｃに接続されている。比較器３２３ａの出力端子は、ＳＲラッチ回路３２５のリセット端子（Ｒ）に接続されている。
比較器３２３ｂの入力端子（−）は、整流回路部３２１に備えられた切替回路３２１ｆ，３２１ｇのそれぞれの出力端子に接続されている。比較器３２３ｂの入力端子（＋）は、基準電圧入力端子３２３ｄに接続されている。比較器３２３ｂの出力端子は、ＳＲラッチ回路３２５のセット端子（Ｓ）に接続されている。

基準電圧入力端子３２３ｃ，３２３ｄは、図示しない基準電圧生成回路に接続されている。基準電圧生成回路で生成された基準電圧ＶＨが基準電圧入力端子３２３ｃから出力され、比較器３２３ａの入力端子（−）に入力する。一方、基準電圧生成回路で生成された基準電圧ＶＬが基準電圧入力端子３２３ｄから出力され、比較器３２３ｂの入力端子（＋）に入力する。基準電圧ＶＨは、基準電圧ＶＬよりも電圧レベルの高い電圧である。
比較器３２３ａは、整流回路部３２１において全波整流された、フィルタ回路３１１からの出力信号の電圧レベルと、基準電圧ＶＨの電圧レベルとを比較する。比較器３２３ａは、全波整流された出力信号の電圧レベルが基準電圧ＶＨの電圧レベルより高い場合には高レベル電圧の出力信号を出力し、全波整流された出力信号の電圧レベルが基準電圧ＶＨの電圧レベルより低い場合には低レベル電圧の出力信号を出力する。

比較器３２３ｂは、整流回路部３２１において全波整流された、フィルタ回路３１１からの出力信号の電圧レベルと、基準電圧ＶＬの電圧レベルとを比較する。比較器３２３ｂは、全波整流された出力信号の電圧レベルが基準電圧ＶＬの電圧レベルより高い場合には低レベル電圧の出力信号を出力し、全波整流された出力電圧の電圧レベルが基準電圧ＶＬの電圧レベルより低い場合には高レベル電圧の出力信号を出力する。
本実施形態９による角速度センサ用駆動回路３０３では、比較回路部３２３は、整流回路部３２１から出力された出力信号の電圧レベルが基準電圧ＶＨ及び基準電圧ＶＬの範囲内に収まっているか否かを判定し、判定結果を出力できるようになっている。
比較回路部３２３は、電圧レベルが基準電圧ＶＨ及び基準電圧ＶＬの間にある場合には、ＳＲラッチ回路３２５のリセット端子（Ｒ）及びセット端子（Ｓ）に低レベル電圧の出力信号を出力する。一方、比較回路部３２３は、電圧レベルが基準電圧ＶＨよりも高くなったら、ＳＲラッチ回路３２５のリセット端子（Ｒ）に高レベル電圧の出力信号を出力し、電圧レベルが基準電圧ＶＬよりも低くなったら、ＳＲラッチ回路３２５のセット端子（Ｓ）に高レベル電圧の出力信号を出力する。

このように、比較回路部３２３は、整流回路部３２１から出力された出力信号の電圧レベルが基準電圧ＶＨ及び基準電圧ＶＬの間に収まっているか否かによって出力信号の電圧レベルを異ならせることにより判定結果を出力するようになっている。
ＳＲラッチ回路３２５は、リセット端子（Ｒ）に高レベル電圧が入力し、セット端子（Ｓ）に低レベルの電圧が入力すると、出力端子（Ｑ）から低レベル電圧の出力信号を出力する。また、ＳＲラッチ回路３２５は、リセット端子（Ｒ）に低レベルの電圧が入力し、セット端子（Ｓ）に高レベルの電圧が入力すると、出力端子（Ｑ）から高レベル電圧の出力信号を出力する。また、ＳＲラッチ回路３２５は、リセット端子（Ｒ）及びセット端子（Ｓ）のいずれにも低レベルの電圧が入力すると、現状の電圧レベルを維持した出力信号を出力する。

したがって、ＳＲラッチ回路３２５は、整流回路部３２１から出力された出力信号の電圧レベルが基準電圧ＶＬよりも低くなってセット端子（Ｓ）に高レベル電圧の信号が入力すると、高レベル電圧の出力信号を出力端子（Ｑ）から出力する。ＳＲラッチ回路３２５はその後、整流回路部３２１から出力された出力信号の電圧レベルが基準電圧ＶＨよりも高くなってリセット端子（Ｒ）に高レベル電圧の信号が入力するまで、高レベル電圧の出力信号を出力端子（Ｑ）から出力し続ける。ＳＲラッチ回路３２５は、さらにその後、整流回路部３２１から出力された出力信号の電圧レベルが基準電圧ＶＨよりも高くなってリセット端子（Ｒ）に高レベル電圧の信号が入力すると、低レベル電圧の出力信号を出力端子（Ｑ）から出力する。

このように、ＳＲラッチ回路３２５は、整流回路部３２１から出力された出力信号、すなわち、フィルタ回路３１１から出力された出力信号の振幅が所定の大きさより小さくなると、高レベル電圧の出力信号を出力端子（Ｑ）から出力し、フィルタ回路３１１から出力された出力信号の振幅が所定の大きさより大きくなると、低レベル電圧の出力信号を出力端子（Ｑ）から出力する。
ＳＲラッチ回路３２５の出力端子（Ｑ）は切替回路３１７（図２２参照）の切替信号入力端子（図示せず）と、反転回路３２７の入力端子に接続されている。反転回路３２７の出力端子は切替回路３１９（図２２参照）の切替信号入力端子（図示せず）に接続されている。これにより、ＳＲラッチ回路３２５の出力端子（Ｑ）から出力される出力信号は、切替回路３１７，３１９の開閉状態を切り替えるための切替信号として用いることができる。

ＳＲラッチ回路３２５の出力端子（Ｑ）から出力される出力信号は、フィルタ回路３１１が出力する出力信号の電圧レベル、すなわち、振幅レベルに応じて電圧レベルが異なる。したがって、制御回路３１５は、フィルタ回路３１１の出力信号の振幅レベルに応じて異なる電圧レベルの切替信号を出力することにより、切替回路３１７，３１９の開閉の状態を切り替えるようになっている。
本実施形態９による角速度センサ用駆動回路３０３では、出力信号の電圧レベルが基準電圧の範囲内に収まっているか否かを判定し、判定結果を出力できる構成であるが、電圧レベルだけでなく、励振ループＬ１の閉状態又は開状態から所定時間経過により、判定結果が出力される形態であってもよい。

切替回路３１７は、フィルタ回路３１１の出力信号の振幅レベルに応じて、励振回路３０７とセンサ部３０５との間で形成される励振ループＬ１の閉状態と開状態とを切り替えるようになっている。切替回路３１７の入力端子は、電流電圧変換回路３０８に備えられた増幅器３０８ａの出力端子、帰還抵抗３０８ｂの他端子及びフィルタ回路３１１に備えられた抵抗３１３ｄの一端子に接続されている。切替回路３１７の出力端子は、センサ駆動用容量素子３０５ｃのセンサ駆動電極３０５ｃ−２に接続されている。
切替回路３１７，３１９は、例えば、切替信号入力端子（図示せず）に入力する切替信号の電圧が高レベルの場合に閉状態（オン状態）となり、電圧が低レベルの場合に開状態（オフ状態）となる。高レベルは、切替回路３１７，３１９を構成するトランジスタの閾値電圧以上の電圧レベルであり、低レベルは、トランジスタの閾値電圧よりも低い電圧レベルである。

切替回路３１７が閉状態となると、励振ループＬ１は閉状態となって確立された状態に切り替えられる。励振ループＬ１が閉状態になり、励振回路３０７がセンサ部３０５を励振することにより、振動部３０５ａの振動振幅は大きくなる。振動部３０５ａの振動振幅が大きくなると、振動検出用容量素子３０５ｂに流れる電流が大きくなるので、電流電圧変換回路３０８が出力する出力信号の振幅も大きくなる。フィルタ回路３１１の出力信号は、位相が異なるものの振幅の大きさは上述のとおり周囲温度に影響され難い、より正確に振動部３０５ａの振動振幅を電圧に変換した出力電圧である。このため、励振ループＬ１が閉状態になってから所定時間が経過し、電流電圧変換回路３０８が出力する出力信号の振幅が大きくなり、駆動電圧の電圧レベルが高くなると、フィルタ回路３１１の出力信号の電圧が基準電圧ＶＨよりも高くなる。

これにより、制御回路３１５に備えられたＳＲラッチ回路３２５の出力端子（Ｑ）が出力する出力信号（すなわち、切替制御信号）の電圧は低レベルとなり、切替回路３１７は開状態となる。
切替回路３１７が開状態になると、励振ループＬ１は開状態となって確立されていない状態となる。励振ループＬ１が開状態になると、励振回路３０７は、センサ部３０５を励振しなくなるので、振動部３０５ａは、自励により振動し続けるものの振動振幅の大きさは徐々に小さくなる。この結果、振動検出用容量素子３０５ｂに流れる電流は徐々に小さくなるので、電流電圧変換回路３０８が出力する駆動電圧の電圧レベルも徐々に低くなる。

これにより、フィルタ回路３１１の出力信号の振幅も徐々に小さくなり、励振ループＬ１が開状態になってから所定時間が経過すると、フィルタ回路３１１が出力する出力信号の電圧レベルが基準電圧ＶＬよりも低くなる。その結果、制御回路３１５に備えられたＳＲラッチ回路３２５の出力端子（Ｑ）が出力する出替信号（すなわち、切替制御信号）の電圧は高レベルになるので、切替回路３１７は閉状態となって励振ループＬ１は閉状態に切り替わる。これにより、励振回路３０７は、センサ部３０５の励振を再開する。
このように、角速度センサ用駆動回路３０３は、振動部３０５ａの振動振幅の大きさが所定の大きさを上回ると、励振回路３０７によるセンサ部３０５の励振を停止して、振動部３０５ａの振動を抑制する。一方、角速度センサ用駆動回路３０３は、振動振幅の大きさが所定の大きさを下回ると、励振回路３０７によるセンサ部３０５の励振を開始して、振動部３０５ａの振動を助長する。これにより、角速度センサ用駆動回路３０３は、振動部３０５ａの振動振幅を一定の範囲内に抑え、振動部３０５ａをセンサ部３０５の共振周波数で安定して振動することができる。また、角速度センサ用駆動回路３０３は、励振回路３０７によるセンサ部３０５の励振を一時的に停止することができるので、低消費電力化を図ることができる。

切替回路３１９の入力端子には共通電圧Ｖｃｏｍが入力され、出力端子は、切替回路３１７の出力端子及びセンサ駆動用容量素子３０５ｃのセンサ駆動電極３０５ｃ−２に接続されている。切替回路３１９は、反転回路３２７（図２３参照）の出力信号により開閉制御されるので、切替回路３１７が閉状態の場合には開状態になり、切替回路３１７が開状態の場合には閉状態となる。切替回路３１９は、切替回路３１７が開状態のときに、センサ駆動電極３０５ｃ−２に共通電圧Ｖｃｏｍを印加することにより、センサ駆動電極３０５ｃ−２に発生する不要な振動信号が他回路へカップリングすることを防止する。切替回路３１７はこのようなカップリングに対して有効であるが、本構成上において設けられていなくてもかまわない。切替回路３１７が設けられていない場合に励振ループＬ１が開状態になると、センサ駆動電極３０５ｃ−２はハイインピーダンス状態となる。

図２２に示すように、検出部３１０は、コリオリ力検出部３１０ａと検出回路３１０ｂとを有している。コリオリ力検出部３１０ａは、振動部３０５ａに角速度が加わったときのコリオリ力を検出するようになっている。また、コリオリ力検出部３１０ａは、電流電圧変換回路３０８の出力信号を参照信号として入力し、検出したコリオリ力に基づくセンサ信号と参照信号とを同期検波するようになっている。より具体的には、コリオリ力検出部３１０ａは、センサ信号に参照信号をかけ合わせる。
これにより、振動部３０５ａの振動の直交成分（９０°位相シフト）であるコリオリ信号の成分がＤＣ成分に変調され、振動部３０５ａの振動起因で混入してしまうノイズが共振周波数の２倍以上の成分に変調される。コリオリ力検出部３１０ａは、このＤＣ成分を最終的にローパスフィルタ（図示せず）などで取り出して出力信号として出力する。また、検出回路３１０ｂは、コリオリ力検出部３１０ａが出力した出力信号をデジタル信号に変換して出力する。これにより、角速度センサ３０１における角速度検出は完了する。

次に、本実施形態による角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３の温度補償について図２２及び図２３を参照しつつ図２４を用いて説明する。
上述のとおり、振動部３０５ａの振動振幅の大きさは、制御回路３１５が切替回路３１７の開閉状態を切り替えることによって制御される。制御回路３１５は、制御回路３１５に入力する入力信号の振幅の大きさに基づいて切替回路３１７の開閉を切り替える切替制御信号を出力する。このため、振動部３０５ａの振幅を所定範囲に精度よく収めるためには、制御回路３１５に入力する入力信号の振幅が周囲温度に応じて変動し難いことが望ましい。センサ部３０５から制御回路３１５に至る駆動振幅検出パスＰ１における角速度センサ３０１の利得が周囲温度に応じて変動し難いと、制御回路３１５に入力する入力信号の振幅も周囲温度に応じて変動し難くなる。

ここで、駆動振幅検出パスＰ１における角速度センサ３０１の利得、すなわち、伝達関数について説明する。まず、微分回路３０９の伝達関数Ｈｄ（ｓ）は、以下の式（４）で表すことができる。
Ｈｄ（ｓ）＝−Ｒ１×Ｃ１×ｓ ・・・（４）
ここで、Ｃ１は、振動検出用容量素子３０５ｂの静電容量を表し、Ｒ１は、帰還抵抗３０８ｂの抵抗値を表し、ｓは、ｊω（ｊは虚数単位、ωは角周波数）を表している。なお、以下で説明する各伝達関数において、「ｓ」は「ｊω」を表す。振動検出用容量素子３０５ｂのある状態における静電容量Ｃ１は固定の値となり、帰還抵抗３０８ｂの抵抗値Ｒ１も固定の値であるので、式（４）に示すように、微分回路３０９の伝達関数Ｈｄ（ｓ）は、角周波数（あるいは周波数）の一次関数となる。

図２４は、本発明に係る角速度センサの周波数特性を示すボード線図で、駆動振幅検出パスＰ１における角速度センサ３０１の周波数特性を示すボード線図である。横軸は周波数ｆを示し（対数目盛表示）、縦軸は伝達関数の絶対値｜Ｈ｜を示している（［ｄＢ］表示）。破線で示す直線ＦＣ１，ＦＣ１（＋），ＦＣ１（−）は、微分回路３０９の伝達関数の絶対値の周波数特性を示し、実線で示す曲線ＦＣ２、ＦＣ２（＋），ＦＣ２（−）は、駆動振幅検出パスＰ１における角速度センサ３０１の伝達関数の絶対値の周波数特性を示している。
なお、理解を容易にするため、図２４では、周波数ｆが０からローパスフィルタ回路３１３の遮断周波数ｆｃ（詳細は後述）までの周波数範囲で本来重なり合っている微分回路３０９の周波数特性及び角速度センサ３０１の周波数特性をずらして図示している。

上述のとおり、微分回路３０９の伝達関数Ｈｄ（ｓ）は角周波数の一次関数となるので、微分回路３０９の伝達関数｜Ｈｄ（ｓ）｜の周波数特性は、図２４の図中に直線ＦＣ１として示すように、周波数の増加とともに単調に増加する一次関数で表される。
ところで、帰還抵抗３０８ｂの抵抗値は、周囲温度の変動に応じて変動し易いのに対し、振動検出用容量素子３０５ｂの静電容量は、周囲温度の変動に応じて変動し難い。このため、角速度センサ３０１の周囲温度が高温になると、帰還抵抗３０８ｂの抵抗値Ｒ１は高くなるのに対し、振動検出用容量素子３０５ｂの静電容量Ｃ１は現状の値を維持する。このため、図２４の図中に直線ＦＣ１（＋）として示すように、微分回路３０９の伝達関数｜Ｈｄ（ｓ）｜の周波数特性（漸近ボード線図）は、周波数の増加とともに単調に増加する一次関数であって、周囲温度変化前と傾きが同じであり、かつ縦軸の切片が大きい関数で表される。

一方、角速度センサ３０１の周囲温度が低温になり帰還抵抗３０８ｂの抵抗値Ｒ１が低くなると、帰還抵抗３０８ｂの抵抗値Ｒ１は低くなるのに対し、振動検出用容量素子３０５ｂの静電容量Ｃ１は現状の値を維持する。このため、図２４の図中に直線ＦＣ１（−）として示すように、微分回路３０９の伝達関数｜Ｈｄ（ｓ）｜の周波数特性（漸近ボード線図）は、周波数の増加とともに単調に増加する一次関数であって、周囲温度変化前と傾きが同じであり、かつ縦軸の切片が小さい関数で表される。
微分回路３０９の伝達関数｜Ｈｄ（ｓ）｜の周波数特性は、周囲温度の変動に応じて変動するので、周囲温度が異なるとセンサ部３０５の共振周波数ｆｑの帯域において、微分回路３０９の伝達関数、すなわち、利得にばらつきが生じる。これにより、微分回路３０９は、振動検出用容量素子３０５ｂに流れる電流が同一であったとしても、角速度センサ３０１の周囲温度が異なると、異なる電圧レベルの出力信号を出力してしまう。制御回路３１５が周囲温度に影響された出力信号に基づいて切替回路３１７を制御すると、励振回路３０７がセンサ部３０５を励振するか否かが周囲温度に依存してしまい、角速度センサ用駆動回路３０３は、振動部３０５ａの振動振幅を所望の範囲に精度よく収め難くなる。

そこで、本実施形態９による角速度センサ用駆動回路３０３は、励振回路３０７と制御回路３１５との間に、センサ部３０５の共振周波数ｆｑの帯域において微分回路３０９の伝達関数の１次特性を打ち消すフィルタ回路３１１を有している。フィルタ回路３１１、すなわち、ローパスフィルタ回路３１３の伝達関数Ｈｌｐ（ｓ）は、以下の式（５）で表すことができる。

ここで、Ｃ２は、帰還容量素子３１３ｃの静電容量を表し、Ｒ２は、抵抗３１３ｄの抵抗値を表し、Ｒ３は、帰還抵抗３１３ｂの抵抗値を表している。式（５）に示すように、ローパスフィルタ回路３１３の極（ポール）は、１／（Ｒ３×Ｃ２）となり、この「１／（Ｒ３×Ｃ２）」がローパスフィルタ回路３１３の遮断周波数ｆｃとなる。
式（４）及び式（５）より、駆動振幅検出パスＰ１における角速度センサ３０１の伝達関数（以下、単に「角速度センサ３０１の伝達関数」と称する場合がある）Ｈａ（ｓ）は、以下の式（６）で表すことができる。

ローパスフィルタ回路３１３の遮断周波数ｆｃは、センサ部３０５の共振周波数ｆｑの周波数帯域よりも低くなるように設定されている。このため、図２４の図中に曲線ＦＣ２として示すように、角速度センサ３０１の伝達関数｜Ｈａ（ｓ）｜の周波数特性は、周波数が０からｆｃまでは線形増加の特性となり、遮断周波数ｆｃにおいて折れ曲がり、遮断周波数ｆｃより高い周波数範囲では周波数によらず一定の特性となる。周波数が０からｆｃまでの線形増加の特性は微分回路３０９の伝達関数｜Ｈｄ（ｓ）｜の周波数特性である。遮断周波数ｆｃより高い周波数範囲での一定値は、（Ｒ１×Ｃ１）／（Ｒ２×Ｃ４）で決定される。角速度センサ３０１の伝達関数｜Ｈａ（ｓ）｜は、一次のハイパスフィルタの周波数特性を有する。

このように、角速度センサ３０１は、フィルタ回路３１１を備えることにより、微分回路３０９の遮断周波数ｆｃよりも高い周波数範囲において、微分回路３０９の微分特性を打ち消すことができる。
角速度センサ３０１の周囲温度が変動すると、帰還抵抗３０８ｂ，３１３ｂ及び抵抗３１３ｄの抵抗値が変動する。このため、図２４の図中に曲線ＦＣ２，ＦＣ２（＋），ＦＣ２（−）として示すように、角速度センサ３０１の伝達関数｜Ｈａ（ｓ）｜は、周波数が０からｆｃの範囲内では、帰還抵抗３０８ｂの抵抗値Ｒ１のばらつきにより周波数特性に変動が生じる。しかしながら、遮断周波数ｆｃより高い周波数帯域では、帰還抵抗３０８ｂの抵抗値Ｒ１のばらつきは、抵抗３１３ｄの抵抗値Ｒ４のばらつきにより相殺される。また、振動検出用容量素子３０５ｂは温度依存性が小さい。このため、角速度センサ３０１の伝達関数｜Ｈａ（ｓ）｜は、ローパスフィルタ回路３１３の遮断周波数ｆｃより高い周波数帯域では周囲温度の影響を受け難くなる。

遮断周波数ｆｃよりも高い周波数帯域における伝達関数｜Ｈａ（ｓ）｜のばらつきは、周囲温度が原因ではなく素子マッチングによるばらつきとなる。帰還抵抗３０８ｂや抵抗３１３ｄの素子マッチングによる抵抗値のばらつきは、周囲温度による抵抗値のばらつきと比較して極めて小さい。センサ部３０５の共振周波数ｆｑの帯域は、ローパスフィルタ回路３１３の遮断周波数ｆｃよりも高い。また、角速度センサ３０１の動作点はセンサ部３０５の共振周波数の帯域である。このため、角速度センサ３０１は、センサ部３０５の共振周波数ｆｑの帯域において、振動検出用容量素子３０５ｂに流れる電流の電流量が同一であれば、周囲温度に影響されずに同一の電圧レベルの出力信号をフィルタ回路３１１から出力できる。制御回路３１５は、周囲温度の影響がない信号に基づいて、切替回路３１７の開閉を制御できる。これにより、角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３は、振動部３０５ａの振動振幅を所望の範囲内に高精度に収めることができる。

次に、本実施形態９による角速度センサ及び角速度センサの駆動回路の効果について、参考例としての角速度センサ及び角速度センサ用駆動回路と対比して説明する。
図２５は、参考例による角速度センサ及び角速度センサの駆動回路の概略構成を示す回路構成図である。
図２５に示すように、参考例による角速度センサ４０１は、角速度センサ用駆動回路４０３と、センサ部４０５とを有している。角速度センサ４０１は、本実施形態９による角速度センサ３０１と同様に、振動させたセンサ部４０５に角速度が加わった場合に発生するコリオリ力を静電容量変化や圧電効果などで電気信号に変換して角速度を検出するようになっている。

図２５に示すように、角速度センサ用駆動回路４０３は、励振回路４０７と、制御回路４１５とを有している。励振回路４０７は、容量電圧変換回路４０８と、ハイパスフィルタ回路４０９と、可変利得回路４１７と、位相シフト回路４２３とを有している。
容量電圧変換回路４０８は、増幅器４０８ａと、帰還抵抗４０８ｂと、帰還抵抗４０８ｂに並列接続された帰還容量素子４０８ｃとを有している。増幅器４０８ａの非反転入力端子（＋）には共通電圧Ｖｃｏｍが入力され、増幅器４０８ａの反転入力端子（−）には帰還抵抗４０８ｂの一端子及び帰還容量素子４０８ｃの一方の電極が接続されている。共通電圧Ｖｃｏｍは、例えば、１Ｖ程度の定電圧である。帰還抵抗４０８ｂの他端子及び帰還容量素子４０８ｃの他方の電極は増幅器４０８ａの出力端子に接続されている。並列接続された帰還抵抗４０８ｂ及び帰還容量素子４０８ｃは、増幅器４０８ａの反転入力端子（−）と出力端子との間に接続されている。

センサ部４０５は、振動部４０５ａと、振動検出用容量素子４０５ｂと、センサ駆動用容量素子４０５ｃとを有している。振動部４０５ａは、振動部４０５ａの平面に沿った可動平面内において変位できるように、図示しないばね部材によりセンサ部４０５内に支持されている。振動部４０５ａは、角速度センサ４０１に電源投入した当初は励振回路４０７に備えられた容量電圧変換回路４０８が出力する駆動電圧の周波数に基づいて励振される。容量電圧変換回路４０８が出力する駆動電圧の周波数は、振動部４０５ａを励振するうちにセンサ部４０５が有する固有の発振周波数に近づいていく。容量電圧変換回路４０８は、最終的に発振周波数の帯域で振動部４０５ａを励振するようになる。

共振周波数は、センサ部４０５の物理的な設計により、可聴帯域などに干渉しない２０ｋＨｚ〜４０ｋＨｚとすることが一般的である。図示されていないが、以下、振動部４０５ａは、電気的には接地（グランド（ＧＮＤ）あるいは基準電位）されているとして説明する。すなわち、振動検出電極４０５ｂ−１及びセンサ駆動用容量素子４０５ｃ−１の一方の電極（いずれも後述）は、電気的に設置されている。
振動検出用容量素子４０５ｂは、振動部４０５ａと、容量電圧変換回路４０８との間に設けられている。振動検出用容量素子４０５ｂは、容量電圧変換回路４０８の入力側に設けられている。振動検出用容量素子４０５ｂは、振動部４０５ａの振動に応じて静電容量が変化する可変容量素子で構成されている。振動検出用容量素子４０５ｂの一方の電極は、振動部４０５ａの振動を検出する振動検出電極４０５ｂ−１である。振動検出電極４０５ｂ−１は、例えば、振動部４０５ａの一部で形成されている。振動検出用容量素子４０５ｂの他方の電極４０５ｂ−２は、容量電圧変換回路４０８に備えられた増幅器４０８ａの反転入力端子（−）、帰還抵抗４０８ｂの一端子及び帰還容量素子４０８ｃの一方の電極に接続されている。

センサ駆動用容量素子４０５ｃは、振動部４０５ａと容量電圧変換回路４０８との間に設けられている。センサ駆動用容量素子４０５ｃは、容量電圧変換回路４０８の出力側に設けられている。センサ駆動用容量素子４０５ｃの一方の電極４０５ｃ−１は、例えば、振動部４０５ａの一部で形成されている。センサ駆動用容量素子４０５ｃの他方の電極は、後述するハイパスフィルタ回路４０９、可変利得回路４１７及び位相シフト回路４２３を介して容量電圧変換回路４０８が出力する駆動電圧が入力されるセンサ駆動電極４０５ｃ−２である。センサ駆動電極４０５ｃ−２は、可変利得回路４１７及び位相シフト回路４２３を介して容量電圧変換回路４０８に設けられた増幅器４０８ａの出力端子に接続されている。センサ駆動用容量素子４０５ｃは、位相シフト回路４２３の出力電圧によりクーロン力Ｆを発生させ、振動部４０５ａに力を加えることによって振動させる。

振動検出用容量素子４０５ｂの静電容量をＣ１とすると、振動検出用容量素子４０５ｂに蓄積される電荷量Ｑは、Ｑ＝Ｃ１×Ｖｃｏｍで表される。振動運動での振動部４０５ａの位置変化により振動検出用容量素子４０５ｂの静電容量Ｃ１が変化する。静電容量が変化した場合に振動検出用容量素子４０５ｃに蓄積される電荷量Ｑは、静電容量の変化量をΔＣと表すと、Ｑ＝（Ｃ１＋ΔＣ）×Ｖｃｏｍとなる。容量電圧変換回路４０８の時定数を大きくするため、帰還抵抗４０８ｂの抵抗値は、帰還容量素子４０８ｃのインピーダンス値と比較して十分高く設定されている。このため、共振周波数において帰還抵抗４０８ｂは開放状態と等価であると考えることができる。そうすると、帰還抵抗４０８ｂから電荷が漏洩しないため、振動検出用容量素子４０５ｂの他方の電極と、帰還容量素子４０８ｃの一方の電極との間で電荷バランスが保たれるので、帰還容量素子４０８ｃには、−ΔＣ・Ｖｃｏｍの電荷が誘起される。

帰還容量素子４０８ｃの静電容量をＣ２とすると、容量電圧変換回路４０８の出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝ΔＣ・Ｖｃｏｍ／Ｃ２となる。このように、容量電圧変換回路４０８の出力電圧は、振動検出用容量素子４０５ｂの静電容量の変化に比例する。共振周波数において、容量電圧変換回路４０８での位相シフトは０（正確には１８０°）である。
センサ部４０５は機械的な構造を備え、Ｑ値や共振周波数などのパラメータを有している。センサ部４０５は、センサ部４０５の共振周波数の周波数帯域において、センサ駆動電極４０５ｃ−２に入力される入力信号に対して位相が９０°シフトした状態で振動する。したがって、センサ部４０５の振動に基づいて変動する振動検出用容量素子４０５ｂの静電容量の位相は、共振周波数の帯域において、センサ駆動電極４０５ｃ−２に入力する駆動電圧の位相に対して９０°シフトする。

センサ部４０５と励振回路４０７との間で形成される励振ループＬ２が確立しているとき（閉じている状態のとき）に、センサ部４０５及び励振回路４０７が安定的に発振を続けるためには、閉状態の励振ループＬ２上の各点（例えば、容量電圧変換回路４０８の増幅器４０８ａの出力端子やセンサ駆動電極４０５ｃ−２など）での信号の位相が常に同位相となる必要がある。
そこで、角速度センサ用駆動回路４０３は、容量電圧変換回路４０８とセンサ駆動用容量素子４０５ｃとの間に位相調整用の回路として、位相シフト回路４２３とを有している。これにより、角速度センサ用駆動回路４０３は、センサ部４０５における位相シフトを位相シフト回路４２３で位相を相殺する方向にシフトできる。

図２５に示すように、ハイパスフィルタ回路４０９は、増幅器４０９ａと、帰還抵抗４０９ｂと、帰還抵抗４０９ｂに並列接続された帰還容量素子４０９ｃと、抵抗４０９ｄと、容量素子４０９ｅとを有している。増幅器４０９ａの非反転入力端子（＋）には共通電圧Ｖｃｏｍが入力され、増幅器４０９ａの反転入力端子（−）には帰還抵抗４０９ｂの一端子及び帰還容量素子４０９ｃの一方の電極が接続されている。帰還抵抗４０９ｂの他端子及び帰還容量素子４０９ｃの他方の電極は、増幅器４０９ａの出力端子に接続されている。並列接続された帰還抵抗４０９ｂ及び帰還容量素子４０９ｃは、増幅器４０９ａの反転入力端子（−）と出力端子との間に接続されている。

容量素子４０９ｅの一方の電極は、容量電圧変換回路４０８に備えられた増幅器４０８ａの出力端子、帰還抵抗４０８ｂの他端子及び帰還容量素子４０８ｃの他方の電極に接続されている。容量素子４０９ｅの他方の電極は、抵抗４０９ｄの一端子に接続されている。抵抗４０９ｄの他端子は、増幅器４０９ａの反転入力端子（−）、帰還抵抗４０９ｂの一端子及び帰還容量素子４０９ｃの一方の電極に接続されている。
ハイパスフィルタ回路４０９の遮断周波数は、センサ部４０５の共振周波数の帯域よりも低い周波数に設定されている。したがって、共振周波数での位相シフトは０（１８０°）である。これにより、ハイパスフィルタ回路４０９は、容量電圧変換回路４０８が出力し、共振周波数の帯域の出力信号を位相シフト回路４２３や制御回路４１５に出力できる。

図２５に示すように、位相シフト回路４２３は、励振ループＬ２において直列接続された２つのローパスフィルタ回路４２３ａ，４２３ｂ（図２５では、ローパスフィルタ回路を「ＬＰＦ」と略記して図示している）を有している。具体的な回路構成の図示は省略するが、ローパスフィルタ回路４２３ａ，４２３ｂは、例えば、アクティブ型のローパスフィルタで構成されている。ローパスフィルタ回路４２３ａ，４２３ｂは、センサ部４０５の共振周波数の帯域に遮断周波数を有している。
これにより、ローパスフィルタ回路４２３ａ，４２３ｂは、ハイパスフィルタ回路４０９が出力し、共振周波数の帯域の出力信号をセンサ駆動用容量素子４０５ｃの駆動信号としてセンサ駆動電極４０５ｃ−２に出力できる。ローパスフィルタ回路４２３ａ，４２３ｂは、それぞれ、入力信号に対して４５°位相がシフトした出力信号を出力する。このため、位相シフト回路４２３が出力する出力信号は、位相シフト回路４２３に入力する入力信号に対して位相が９０°進んだ信号となる。

励振ループＬ２上の各点について、センサ駆動電極４０５ｃ−２を例にとると、センサ駆動電極４０５ｃ−２に入力する入力信号（すなわち、位相シフト回路４２３が出力する出力信号）の位相は、センサ部４０５の共振周波数での９０°の位相シフトを位相シフト回路４２３で相殺させる。これにより、センサ部４０５及び励振回路４０７は、センサ部４０５の共振周波数の周波数帯域において安定的に発振し続けることができる。
可変利得回路４１７は信号利得を制御することができ、制御回路４１５は、ハイパスフィルタ回路４０９から出力される出力信号の振幅レベルが所定範囲に収まっているか否かを判定し、振幅レベルが所定範囲の上限よりも高い場合には、可変利得回路４１７の利得を下げ、反対に低い場合は可変利得回路４１７の利得を上げる制御をし、両方で一定振幅に調整する働きをする。
このように、角速度センサ用駆動回路４０３は、センサ部４０５に設けられた振動部４０５ａを所定の振動振幅であり、かつセンサ部４０５の共振周波数の帯域で安定して振動させることができる。

次に、角速度センサ用駆動回路４０３に備えられた励振回路４０７の伝達関数について説明する。上述のとおり、振動部４０５ａの振動振幅は、可変利得回路４１７によって制御される。制御回路４１５は、制御回路４１５に入力する入力信号の振幅に基づいて利得制御信号を出力する。このため、振動部４０５ａの振幅を所定範囲に精度よく収めるためには、制御回路４１５に入力する入力信号の振幅が周囲温度に応じて変動し難いことが望ましい。センサ部４０５から制御回路４１５に至る駆動振幅検出パスＰ２における励振回路４０７の利得が周囲温度に応じて変動し難いと、制御回路４１５に入力する入力信号の振幅も周囲温度に応じて変動し難くなる。
駆動振幅検出パスＰ２に存在する回路は、容量電圧変換回路４０８と、ハイパスフィルタ回路４０９である。容量電圧変換回路４０８の伝達関数Ｈｃｖ（ｓ）は、以下の式（７）で表すことができる。

ここで、Ｃ１は、振動検出用容量素子４０５ｂの静電容量を表し、Ｃ２は、帰還容量素子４０８ｃの静電容量を表し、Ｒ１は、帰還抵抗４０８ｂの抵抗値を表している。式（７）に示すように、容量電圧変換回路４０８の極（ポール）は、１／（Ｒ１×Ｃ１）となり、この「１／（Ｒ１×Ｃ１）」が容量電圧変換回路４０８の遮断周波数ｆｃ１となる。
また、ハイパスフィルタ回路４０９の伝達関数Ｈｈｐ（ｓ）は、以下の式（８）で表すことができる。

ここで、Ｃ３は、容量素子４０９ｅの静電容量を表し、Ｒ２は、抵抗４０９ｄの抵抗値を表し、Ｒ３は、帰還抵抗４０９ｂの抵抗値を表している。なお、帰還容量素子４０９ｃのインピーダンス値は帰還抵抗４０９ｂの抵抗値に対して非常に高いため、式（８）では、帰還容量素子４０９ｃの静電容量は考慮されていない。式（８）に示すように、ハイパスフィルタ回路４０９の極（ポール）は、１／（Ｒ２×Ｃ３）となり、この「１／（Ｒ２×Ｃ３）」がハイパスフィルタ回路４０９の遮断周波数ｆｃ２となる。
また、駆動振幅検出パスＰ２における励振回路４０７の伝達関数Ｈ（ｓ）は、式（７）及び式（８）より、以下の式（９）で表すことができる。

式（９）に示すように、駆動振幅検出パスＰ２における励振回路４０７の伝達関数Ｈ（ｓ）は、２次のハイパスフィルタの伝達関数となる。
図２６は、参考例による角速度センサの駆動回路の周波数特性を示すボード線図で、駆動振幅検出パスＰ２における励振回路４０７の周波数特性を示すボード線図である。横軸は駆動振幅検出パスＰ２を通る信号の周波数ｆを示し、縦軸は伝達関数の絶対値｜Ｈ｜を示している。図２６に示すように、励振回路４０７は、容量電圧変換回路４０８及びハイパスフィルタ回路４０９のそれぞれの極（ポール）と等しい周波数で折れ曲がる周波数特性を有している。本例では、１／（Ｒ１×Ｃ１）＜１／（Ｒ２×Ｃ３）の関係を満たすように、抵抗値Ｒ１，Ｒ２及び静電容量Ｃ１，Ｃ３の値が設定されている。

図２６に示すように、励振回路４０７の伝達関数｜Ｈ｜の周波数特性において、容量電圧変換回路４０８の極（ポール）及びハイパスフィルタ回路４０９の極（ポール）は、それぞれ励振回路の周波数特性における極（ポール）となる。このため、励振回路４０７の伝達関数｜Ｈ｜の周波数特性は、周波数ｆが０から１／（Ｒ１×Ｃ１）までの周波数帯域において一定割合で線形増加し、周波数ｆが１／（Ｒ１×Ｃ１）から１／（Ｒ２×Ｃ３）までの周波数帯域において一定割合よりも低い割合で線形増加し、周波数ｆが１／（Ｒ２×Ｃ３）より高い周波数帯域において一定となる。周波数ｆが１／（Ｒ２×Ｃ３）より高い周波数帯域における伝達関数の一定値は、（Ｒ３×Ｃ１）／（Ｒ２×Ｃ２）によって決まる。

センサ部４０５の共振周波数ｆｑは、伝達関数｜Ｈ｜がほぼ一定となる周波数帯域に含まれる。１／（Ｒ２×Ｃ３）より高い周波数帯域においておける一定値は、（Ｒ３×Ｃ１）／（Ｒ２×Ｃ２）によって決まるので、帰還抵抗４０９ｂの抵抗値Ｒ３のばらつきと抵抗４０９ｅの抵抗値Ｒ２のばらつきとは互いに相殺される。このため、本実施形態と同様に、参考例による角速度センサ４０１及び角速度センサ用駆動回路４０３は、周囲温度に依存されず振動部４０５ａの振動を所望の範囲に収めることができる。
このように、参考例による角速度センサ用駆動回路４０３は、センサ部４０５の共振周波数の帯域において所定の振動振幅の範囲内で振動部４０５ａを安定して発振し続けることができる。しかしながら、角速度センサ用駆動回路４０３は、振動部４０５ａを安定して発振するために、容量電圧変換回路４０８、ハイパスフィルタ回路４０９、可変利得回路４１７及び位相シフト回路４２３を必要とし、回路規模が大きくなったり、消費電力が増加してしまうという問題を有している。また、角速度センサ用駆動回路４０３を備えた角速度センサ４０１も同様の問題を有している。

これに対し、本実施形態９による角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３は、ローパスフィルタ回路を用いずに、電流電圧変換回路３０８を備えた励振回路３０７によって励振ループＬ１における位相を調整し、センサ部３０５の共振周波数で振動部３０５ａを振動させることができる。さらに、角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３は、電流電圧変換回路３０８を含む微分回路３０９と、微分回路３０９の微分特性を打ち消す特性打消部としてのフィルタ回路３１１とを駆動振幅検出パスＰ１に設けることにより、周囲温度に影響されずに、センサ部３０５の振動部３０５ａの振動振幅を所定の範囲に高精度に収めることができる。
このため、角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３は、参考例による角速度センサ４０１及び角速度センサ用駆動回路４０３と比較して、部品点数の削減を図ることができる。これにより、角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３は、小型かつ小面積であって消費電力の削減を図ることができる。

次に、本実施形態９による角速度センサ及び角速度センサの駆動回路の動作について、図２２及び図２３を参照しつつ、図２７を用いて説明する。
図２７（ａ）乃至（ｈ）は、本発明に係る角速度センサ及び角速度センサの駆動回路の動作を示すタイミングチャートを示す図である。
タイミングチャートは、振動部３０５ａがセンサ部３０５の共振周波数とほぼ同じ周波数であってほぼ一定振幅で安定した状態で振動し続けている状態を示している。
図２７（ａ）は、点ＰＴ１（図２２参照）、すなわち、電流電圧変換回路３０８の出力端子での電圧波形の一例を模式的に示している。図２７（ｂ）は、点ＰＴ２（図２３参照）、すなわち、整流回路部３２１の出力端子での電圧波形を模式的に示している。図２７（ｃ）は、点ＰＴｓ（図２３参照）、すなわち、ＳＲラッチ回路３２５のセット端子（Ｓ）での電圧波形を示している。図２７（ｄ）は、点ＰＴｒ（図２３参照）、すなわち、ＳＲラッチ回路３２５のリセット端子（Ｒ）での電圧波形を示している。図２７（ｅ）は、点ＰＴｑ（図２３参照）、すなわち、ＳＲラッチ回路３２５の出力端子（Ｑ）での電圧波形を示している。図２７（ｆ）は、点ＰＴ３（図２２参照）、すなわち、センサ駆動電極３０５ｃ−２での電圧波形を示している。図２７（ｇ）は、点ＰＴ４（図２２参照）、すなわち、振動部３０５ａの中心位置の変位軌跡を模式的に示している。図２７（ｈ）は、励振ループＬ１の開閉状態を示している。第１段から第６段目までの縦軸は電圧レベルを示し、「Ｏ」は中心電圧を示している。第７段目の縦軸は位置を示し、「Ｏ」は中心位置を示している。横軸は時間ｔを示し、図中左から右に向かって時の経過が示されている。

図２７（ａ）乃至（ｈ）に示すように、励振ループＬ１の開状態Ｏｐｎｐｄが続き（図２７（ｈ）のＬ１参照）、振動部３０５ａの振動振幅の大きさが徐々に減少すると（図２７（ｇ）のＰＴ４参照）、振動検出用容量素子３０５ｂに流れる電流も減少する。このため、電流電圧変換回路３０８が電流を変換した駆動電圧の振幅が徐々に小さくなり、電圧レベルＥＵ，ＥＬの電位差も小さくなる（図２７（ａ）のＰＴ１参照）。振動部３０５ａの変位軌跡の波形は、図中に示す軌跡γのような形状を有しているが、説明の便宜上、変位軌跡の波形の位置ＰＴＳ，ＰＴＬは、振動軌跡の軌跡γの包絡線の位置を示す。

なお、位置ＰＴＳは、振動部３０５ａが振動検出用容量素子３０５ｂの両電極３０５ｂ−１，３０５ｂ−２が最も近付いて静電容量が最大になった位置を示している。位置ＰＴＬは、振動部３０５ａが振動検出用容量素子３０５ｂの両電極３０５ｂ−１，３０５ｂ−２が最も遠ざかって静電容量が最小になった位置を示している。また、駆動電圧の信号波形は、図中に示す信号αのような波形を有しているが、説明の便宜上、駆動電圧の電圧レベルＥＵ，ＥＬは、駆動電圧の信号αの包絡線の電圧レベルを示す。なお、電圧レベルＥＵは高電圧レベルを示し、電圧レベルＥＬは低電圧レベルを示している。

励振ループＬ１が開状態Ｏｐｎｐｄとなってから所定時間経過後の時刻ｔ１において、整流回路部３２１が出力する出力電圧の電圧レベルＥＲが基準電圧ＶＬより低くなると（図２７（ｂ）のＰＴ２参照）、比較回路部３２３から高電圧レベルの電圧パルスがＳＲラッチ回路３２５のセット端子（Ｓ）に入力され（図２７（ｃ）のＰＴｓ参照）、ＳＲラッチ回路３２５の出力端子（Ｑ）から高電圧レベルの出力信号が出力される（図２７（ｅ）のＰＴｑ参照）。図２７において、整流回路部３２１が出力する出力電圧の電圧波形は、例えば、図中に示す全波整流された信号βのような波形を有しているが、説明の便宜上、整流回路部３２１が出力する出力電圧レベルＥＲは、信号βの包絡線の電圧レベルを示す。

ＳＲラッチ回路３２５の出力端子（Ｑ）から高電圧レベルの出力信号が出力されると、切替回路３１７が閉状態となり、切替回路３１９が開状態となるので、励振ループＬ１が閉状態Ｃｌｓｐｄとなる。センサ駆動電極３０５ｃ−２における電圧印加状態は、Ｖｃｏｍ印加状態から電流電圧変換回路３０８が出力する駆動電圧が印加される状態に変化する。これにより、振動部３０５ａの振動振幅が大きくなり始める（図２７（ａ）のＰＴ１、図２７（ｇ）のＰＴ４参照）。
整流回路部３２１が出力する出力電圧の電圧レベルＥＲが基準電圧ＶＬより高くなると（図２７（ｂ）のＰＴ２参照）、比較回路部３２３から低電圧レベルの電圧がＳＲラッチ回路３２５のセット端子（Ｓ）に入力されるが（図２７（ｃ）のＰＴｓ参照）、ＳＲラッチ回路３２５のリセット端子（Ｒ）にも低電圧レベルの電圧が入力されているため（図２７（ｄ）のＰＴｒ参照）、ＳＲラッチ回路３２５の出力端子（Ｑ）から高電圧レベルの出力信号が出力され続ける（図２７（ｅ）のＰＴｑ参照）。

励振回路３０７によるセンサ部３０５の励振が再開されると、振動部３０５ａの振動振幅が徐々に大きくなり、振動検出用容量素子３０５ｂに流れる電流が徐々に上昇する。このため、電流電圧変換回路３０８が電流を変換した駆動電圧の振幅が徐々に大きくなり、電圧レベルＥＵ，ＥＬの電位差も徐々に大きくなる（図２７（ａ）のＰＴ１参照）。励振回路３０７によるセンサ部３０５の励振が再開されてから所定時間経過後の時刻ｔ２において、整流回路部３２１が出力する出力電圧の電圧レベルＥＲが基準電圧ＶＨより高くなると（図２７（ｂ）のＰＴ２参照）、比較回路部３２３から高電圧レベルの電圧パルスがＳＲラッチ回路３２５のリセット端子（Ｒ）に入力され（図２７（ｄ）のＰＴｒ参照）、ＳＲラッチ回路３２５の出力端子（Ｑ）から低電圧レベルの出力信号が出力される（図２７（ｅ）のＰＴｑ参照）。

ＳＲラッチ回路３２５の出力端子（Ｑ）から低電圧レベルの出力信号が出力されると、切替回路３１７が開状態となり、切替回路３１９が閉状態となるので、励振ループＬ１が開状態Ｏｐｎｐｄとなる。センサ駆動電極３０５ｃ−２における電圧印加状態は、電流電圧変換回路３０８が出力する駆動電圧が印加される状態からＶｃｏｍ印加状態に変化する。
これにより、励振回路３０７によるセンサ部３０５の励振は中断され、振動部３０５ａは自励による振動を再開する（第６段目のＰＴ３参照）。但し、振動部３０５ａは、駆動電圧が印加されなくなっても、駆動電圧に基づいて振動部３０５ａに作用していた慣性力などにより一定時間、振動振幅が大きくなりながら振動を継続する。しかしながら、振動部３０５ａは、センサ部３０５の内部から受ける摩擦力などの抵抗により、振動振幅が小さくなり始める（図２７（ａ）のＰＴ１、図２７（ｇ）のＰＴ４参照）。

整流回路部３２１が出力する出力電圧の電圧レベルＥＲが基準電圧ＶＨより低くなると（図２７（ｂ）のＰＴ２参照）、比較回路部３２３から低電圧レベルの電圧がＳＲラッチ回路３２５のリセット端子（Ｒ）に入力されるが（図２７（ｄ）のＰＴｒ参照）、ＳＲラッチ回路３２５のセット端子（Ｓ）にも低電圧レベルの電圧が入力されているため（図２７（ｃ）のＰＴｓ参照）、ＳＲラッチ回路３２５の出力端子（Ｑ）から低電圧レベルの出力信号が出力され続ける（図２７（ｅ）のＰＴｑ参照）。
振動部３０５ａの自励による振動が再開されると、センサ部３０５の内部から受ける摩擦力などの抵抗により、振動部３０５ａの振動振幅が徐々に小さくなり、振動検出用容量素子３０５ｂに流れる電流が徐々に減少するため、電流電圧変換回路３０８が電流を変換した駆動電圧の振幅が徐々に小さくなり、電圧レベルＥＵ，ＥＬの電位差も徐々に小さくなる（図２７（ａ）のＰＴ１参照）。振動部３０５ａの自励による振動が再開されてから所定時間経過後の時刻ｔ３において、整流回路部３２１が出力する出力電圧の電圧レベルＥＲが基準電圧ＶＬより低くなると（図２７（ｂ）のＰＴ２参照）、比較回路部３２３から高電圧レベルの電圧パルスがＳＲラッチ回路３２５のセット端子（Ｓ）に入力され（図２７（ｃ）のＰＴｓ参照）、ＳＲラッチ回路３２５の出力端子（Ｑ）から高電圧レベルの出力信号が出力される（図２７（ｅ）のＰＴｑ参照）。

これにより、角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３は、時刻ｔ１におけるのと同様に動作し、励振回路３０７によるセンサ部３０５の励振を開始する。角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３は、時刻ｔ３以降において時刻ｔ１以降と同様に動作し、励振回路３０７によるセンサ部３０５の励振と、振動部３０５ａによる自励とを繰り返す。
このように、本実施形態９による角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３は、励振回路３０７による駆動を停止しても振動部３０５ａの自励が直ちに停止しないという特性を利用して、振動部３０５ａの自励による期間では、励振回路３０７とセンサ部３０５とを電気的に切り離し、励振回路３０７でセンサ部３０５を駆動しない期間を設けることができる。これにより、角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３は、低消費電力化を図ることができる。

本発明は、上述した実施形態９に限らず、種々の変形が可能である。
上述した実施形態９では、フィルタ回路３１１は、ローパスフィルタ回路３１３を有しているが本発明はこれに限られない。フィルタ回路３１１は、ローパスフィルタ回路３１３に代えて、バンドパスフィルタ回路及びノッチフィルタ回路のいずれかを有していてもよい。この場合、バンドパスフィルタ回路及びノッチフィルタ回路のそれぞれの上側及び下側の遮断周波数は、センサ部３０５の共振周波数よりも低周波に設定される。これにより、フィルタ回路３１１に備えられたバンドパスフィルタ回路又はノッチフィルタ回路は、微分回路３０９の伝達関数の微分特性を打ち消すことができるので、上記実施形態による角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３と同様の効果が得られる。

また、制御回路３１５の内容も全波整流ではなく、半波整流としたり、整流回路部を持たずに比較回路部の−ＶＨ，−ＶＬと比較する比較器を追加して機能的に全波整流と同じ結果を得られるようにしてもよい。
また、上述した実施形態９による角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３は、励振回路３０７とセンサ駆動電極３０５ｃ−２との間に切替回路３１７，３１９を有しているが、本発明はこれに限られない。例えば、切替回路３１７，３１９は、電流電圧変換回路３０８の増幅器３０８ａの非反転入力端子（−）と帰還抵抗３０８ｂの一端子との接続点と、振動検出用容量素子３０５ｂの他方の電極との間に設けられていても、上述した実施形態９による角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３と同様の効果が得られる。

また、上述した実施形態９による角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３は、切替回路３１７，３１９を相補的に切り替えるように構成されているが、本発明はこれに限られない。例えば、切替回路３１７と切替回路３１９とが同時に閉状態となる期間がなければ、切替回路３１７，３１９が相補的に切り替わるように構成されていなくても、上記実施形態による角速度センサ３０１及び角速度センサ用駆動回路３０３と同様の効果が得られる。
以上のように、特定の実施形態を参照して本発明を説明したが、これらの説明によって発明を限定することを意図するものではない。本発明の説明を参照することにより、当業者には、開示された実施形態の種々の変形例とともに本発明の他の実施形態も明らかである。従って、特許請求の範囲は、本発明の技術的範囲及び要旨に含まれるこれらの変形例又は実施形態も網羅すると解すべきである。

２０ 角速度センサ
２１，５１ センサ部
２１ａ，５１ａ 第１及び第２の振動部
２２ａ，５２ａ 第１及び第２の振動検出電極（静電容量Ｃ１）
２２ｂ，５２ｂ 第１及び第２のセンサ駆動電極（静電容量Ｃ２）
２３ 励振回路
２４，５４ 第１及び第２の切替回路
２４ａ，５４ａ 第１のスイッチ（ＳＷ）
２４ｂ，５４ｂ 第２のスイッチ（ＳＷ）
２５ 制御回路
２６ａ，２６ｂ スイッチ
３１ ＣＶ変換回路
３１ａ，３２ａ，３２ｂ，３３ａ，４１ａ，４１ｂ 演算増幅器
３２ 位相シフト回路（９０°シフト）
３３ 出力バッファ回路
４１ 全波整流回路
４２ 比較回路
４２ａ 比較器
４３ａ 第１のＳＲラッチ回路
４３ｂ 第２のＳＲラッチ回路
５３ 検出部
５３ａ 第１のコリオリ力検出部
５３ｂ 第２のコリオリ力検出部
５３ｃ 検出回路
６１ 駆動回路
１０１ 上部ガラス基板
１０２ ＳＯＩ基板
１０３ 下部ガラス基板
１０４ 錘部
１０５乃至１０８ 梁部
１１２ 演算増幅器
１２０，２２０ 角速度センサ
１２１，２２１ センサ部
１２１ａ，２２１ａ 振動部
１２２ａ，２２２ａ 振動検出電極（容量素子Ｃ１）
１２２ｂ，２２２ｂ センサ駆動電極（容量素子Ｃ２）
１２３，２２３ 励振回路
１２４，２２４，２２６ 切替回路（スイッチ；ＳＷ）
１２４ａ 第１のスイッチ
１２４ｂ 第２のスイッチ
１２５，２２５ 制御回路
１３１，２３１ ＣＶ変換回路
１３１ａ，１３２ａ，１３２ｂ，１３３ａ，１４１ａ，１４１ｂ，２３１ａ，２３２ａ，２３２ｂ，２３３ａ，２４１ａ，２４１ｂ 演算増幅器
１３２，２３２ 位相シフト回路（９０°シフト）
１３３，２３３ 出力バッファ回路
１４１，２４１ 全波整流回路
１４２，２４２ 比較回路
１４２ａ，２４２ａ 第１の比較器
１４２ｂ，２４２ｂ 第２の比較器
１４３，２４３ ＳＲラッチ回路
１５１，２５１ 駆動回路
１５２，２５２ 検出部
１５２ａ，２５２ａ コリオリ力検出部
１５２ｂ，２５２ｂ 検出回路
２０１ 駆動回路
３０１，４０１ 角速度センサ
３０３，４０３ 角速度センサ用駆動回路
３０５，４０５ センサ部
３０５ａ，４０５ａ 振動部
３０５ｂ，４０５ｂ 振動検出用容量素子
３０５ｂ−１ 振動検出電極
３０５ｂ−２，３０５ｃ−２ 他方の電極
３０５ｃ，４０５ｃ センサ駆動用容量素子
３０５ｃ−１ センサ駆動電極
３０７，４０７ 励振回路
３０８ 電流電圧変換回路
３０８ａ，３１３ａ，３２１ａ，３２１ｄ，４０８ａ，４０９ａ 増幅器
３０８ｂ、３１３ｂ，３２１ｂ，４０８ｂ，４０９ｂ 帰還抵抗
３０９ 微分回路
３１０ 検出部
３１０ａ コリオリ力検出回路
３１０ｂ 検出回路
３１１ フィルタ回路
３１３ ローパスフィルタ回路
３１３ｃ，４０８ｃ，４０９ｃ 帰還容量素子
３１３ｄ，３２１ｃ，４０９ｅ 抵抗
３１５，４１５ 制御回路
３１７，３１９，３２１ｆ，３２１ｇ 切替回路
３２１ 整流回路部
３２１ｅ，３２７ 反転回路
３２３ 比較回路部
３２３ａ，３２３ｂ 比較器
３２３ｃ，３２３ｄ 基準電圧入力端子
３２５ ＳＲラッチ回路
４０８ 容量電圧変換回路
４０９ ハイパスフィルタ回路
４１７ 可変利得回路
４２３ 位相シフト回路
４２３ａ，４２３ｂ ローパスフィルタ回路
４０９ｅ 容量素子
５００ 角速度センサ
５０１ 駆動回路
５０２ ＣＶ変換器
５０３ 移相器
５０４ 同期検波器
５０５ ローパスフィルタ

Claims (29)

1. 振動検出電極、センサ駆動電極、及び、振動部を有するセンサ部と励振ループを形成する励振回路と、
   角速度の検出期間において、前記励振ループの形成が形成される状態と励振ループが形成されない状態とを切り替える切替回路と
   を備えている角速度センサ駆動回路。
2. 前記角速度の検出期間において、前記励振回路が出力する駆動信号の振幅又は前記振動検出電極の信号の振幅が正の上限値と正の下限値との間で増加と減少を繰り返すように、前記切替回路の切り替えを制御する制御回路をさらに備える請求項１に記載の角速度センサ駆動回路。
3. 前記切替回路は、前記励振ループの形成と切断とを切り替える、又は、前記励振回路が前記振動部を励振する励振信号を前記センサ駆動電極へ出力される状態と出力されない状態とを切り替える請求項１又は２に記載の角速度センサ駆動回路。
4. 前記励振ループが形成される状態、又は、前記励振回路がパワーアップされて前記励振信号が出力される状態において、前記励振回路が出力する駆動信号の振幅又は前記振動検出電極の信号の振幅が、第１の振幅よりも大きい場合、前記励振ループが切断される、又は、前記励振回路がパワーダウンされて前記励振信号が出力されない状態となるように、前記切替回路を制御する制御回路をさらに備える請求項３に記載の角速度センサ駆動回路。
5. 前記励振ループが形成されて、又は、前記励振回路をパワーアップして前記励振信号が出力される状態から所定時間経過後に、前記励振ループが切断される、又は、前記励振回路がパワーダウンされるように前記切替回路を制御する制御回路をさらに備える請求項３に記載の角速度センサ駆動回路。
6. 前記制御回路が、
   前記励振ループが切断されて、又は、前記励振回路がパワーダウンされてから所定時間経過後に、前記励振ループが形成される、又は、前記励振回路がパワーアップされて前記励振信号が出力される状態となるように前記切替回路を制御する請求項４又は５に記載の角速度センサ駆動回路。
7. 前記制御回路が、
   前記励振ループが切断される状態、又は、前記励振回路がパワーダウンされて前記励振信号が出力されない状態において、前記励振回路が出力する駆動信号の振幅、又は、前記振動検出電極の信号の振幅が前記第１の振幅よりも小さな第２の振幅よりも小さい場合、前記励振ループが形成される、又は、前記励振回路がパワーアップされて前記励振信号が出力される状態となるように前記切替回路を制御する請求項４又は５に記載の角速度センサ駆動回路。
8. 前記制御回路が、
   前記励振ループが形成され、又は、前記励振回路がパワーアップされて前記励振信号が出力される状態から所定時間経過後に、前記励振ループが形成される、又は、前記励振回路をパワーアップして前記励振信号が出力される状態となるように前記切替回路を制御する請求項４〜７のいずれか一項に記載の角速度センサ駆動回路。
9. 前記切替回路は、前記励振ループの形成と切断とを切り替え、前記励振回路の入力端子が、前記切替回路を介して、前記振動検出電極と接続され、前記励振回路の出力端子が、前記切替回路を介して、前記センサ駆動電極と接続されている請求項１〜８のいずれか一項に記載の角速度センサ駆動回路。
10. 前記センサ部は、振動検出電極、センサ駆動電極、及び、振動部を有するセンサ部をＮ個（Ｎは２以上の整数）備え、
    前記励振回路は、前記Ｎ個のセンサ部の各々とＮ個の第１〜第Ｎの励振ループを形成し、
    前記切替回路は、前記第１〜第Ｎの励振ループを選択的に切り替える請求項１又は２に記載の角速度センサ駆動回路。
11. 前記Ｎが３であり、前記第Ｎの振動部の振動方向は、それぞれ、Ｘ軸方向、Ｙ軸方向、Ｚ軸方向である請求項１０に記載の角速度センサ駆動回路。
12. 前記Ｎ個の第１〜第Ｎの励振ループを選択的に切り替える前記切替回路を制御する制御回路をさらに備える請求項１０又は１１に記載の角速度センサ駆動回路。
13. 前記制御回路は、
    前記Ｎ個の第１〜第Ｎの励振ループの内いずれか１個の励振ループが形成された状態、又は、いずれの励振ループも形成されていない状態となるように、前記切替回路の切り替えを制御する請求項１２に記載の角速度センサ駆動回路。
14. 前記制御回路は、
    前記Ｎ個の第１〜第Ｎの励振ループが、順に形成されるように、前記切替回路を制御する請求項１２又は１３に記載の角速度センサ駆動回路。
15. 前記制御回路は、
    第ｋのセンサ部（１≦ｋ≦Ｎ）と第ｋの励振ループが形成され、前記励振回路が前記第ｋのセンサ部の前記センサ駆動電極へ出力する駆動信号の振幅又は前記振動検出電極の信号の振幅が所定の大きさになったら、前記第ｋの励振ループが解除される第ｋの励振区間と、いずれの励振ループも形成されない開放区間と、を、ｋ＝１〜Ｎまで順に繰り返すように前記切替回路を制御する請求項１４に記載の角速度センサ駆動回路。
16. 前記制御回路は、
    第ｋのセンサ部（１≦ｋ≦Ｎ）と第ｋの励振ループが形成されてから所定時間経過後に、前記第ｋの励振ループが解除される第ｋの励振区間と、いずれの励振ループも形成されない開放区間と、を、ｋ＝１〜Ｎまで順に繰り返すように前記切替回路を制御する請求項１４に記載の角速度センサ駆動回路。
17. 第ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）の励振ループが形成された時に、励振により単位時間あたりの振動振幅の増加を１次近似したときの増加する傾きをＫ１、前記第ｋの励振ループが解除された時に、単位時間あたりの振動振幅の減衰を１次近似したときの減衰する傾きを−Ｋ２とすると、Ｋ１／Ｋ２がＮ−１以上となるように前記励振回路の特性及び前記第１〜第Ｎのセンサ部の特性が調整されている請求項１０〜１６のいずれか一項に記載の角速度センサ駆動回路。
18. 前記切替回路は、前記第ｋのセンサ部（１≦ｋ≦Ｎ）と前記励振回路との間の前記第ｋの励振ループの形成と切断を切り替える第ｋの選択部を備える請求項１０〜１７のいずれか一項に記載の角速度センサ駆動回路。
19. 前記励振回路の入力端子は、前記第ｋの選択部を介して、前記第ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）のセンサ部の振動検出電極と接続され、
    前記励振回路の出力端子は、前記第ｋの選択部を介して、前記第ｋのセンサ部のセンサ駆動電極と接続されている請求項１８に記載の角速度センサ駆動回路。
20. 前記振動検出電極、前記センサ駆動電極、及び、前記振動部とを有する前記センサ部と、
    請求項１〜１９のいずれか一項に記載の角速度センサ駆動回路と、
    前記センサ部からコリオリ力を検出するコリオリ力検出部と、
    前記コリオリ力検出部の出力信号をデジタル信号に変換して出力する検出回路と、を備える角速度センサ。
21. 振動検出電極及びセンサ駆動電極と振動部とを有するセンサ部の前記振動部の振動振幅が所定の振幅よりも小さいときに、前記センサ部に対して励振ループを形成し、
    前記振動部の振動振幅が前記所定の振幅よりも大きいときに、前記励振ループを切断する角速度センサの励振方法。
22. 振動検出電極及びセンサ駆動電極と振動部とを有するセンサ部に対して励振ループを形成し、
    前記励振ループを切断し、
    前記センサ駆動電極へ出力される励振信号の振幅又は前記振動検出電極の信号の振幅が正の上限値と正の下限値との間で増加と減少を繰り返すように、前記励振ループの形成と前記励振ループの切断とを切り替える角速度センサの励振方法。
23. 振動検出電極及びセンサ駆動電極と振動部とを有するセンサ部と接続されたときに、前記センサ部からの検出信号を入力する検出信号入力ＰＡＤと、
    前記検出信号を入力とし、前記センサ部への駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、
    前記駆動信号を前記センサ部へ出力する駆動信号出力ＰＡＤと、
    前記検出信号入力ＰＡＤから前記駆動信号出力ＰＡＤまでのパスの間に設けられた第１のスイッチと、
    を備える角速度センサの駆動ＩＣチップ。
24. 前記第１のスイッチは、前記駆動信号出力ＰＡＤの直前に設けられる請求項２３に記載の角速度センサの駆動ＩＣチップ。
25. 前記第１のスイッチは、前記駆動信号出力ＰＡＤに、前記駆動信号を出力するか出力しないかを切り替える請求項２３又は２４に記載の角速度センサの駆動ＩＣチップ。
26. 前記検出信号入力ＰＡＤの直後に接続された第２のスイッチをさらに備え、
    前記検出信号入力ＰＡＤは、前記振動検出電極と接続されるように構成され、前記駆動信号出力ＰＡＤは、前記センサ駆動電極と接続されるように構成される請求項２３〜２５のいずれか一項に記載の角速度センサの駆動ＩＣチップ。
27. 振動検出電極、センサ駆動電極、及び、振動部を有するセンサ部と、
    前記センサ部と励振ループを形成する励振回路と、
    前記励振ループの形成と切断を切り替える切替回路と、
    前記励振ループの形成又は切断のタイミングを決定する励振クロックに同期した検出クロックに基づいて、前記センサ部から角速度信号を検出する角速度検出部と、を備える角速度センサ。
28. 前記励振クロックに応じて前記励振ループの切り替えタイミングをカウントするカウンタをさらに備える請求項２７に記載の角速度センサ。
29. 前記検出クロックに基づいて、前記角速度信号を格納する格納部と、をさらに備える請求項２７又は２８に記載の角速度センサ。

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