JPWO2015052838A1 - Decoupling circuit - Google Patents
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Abstract
AルートとBルートとの結合振幅が等しくなるように、分配回路1,2における信号分配比及び振幅位相調整回路5における振幅調整量が設定され、AルートとBルートとの結合位相が逆位相になるように、振幅位相調整回路5における位相調整量が設定されているように構成する。これにより、使用周波数帯域内で、アンテナ間の結合振幅及び結合位相が大きく変化する場合でも、使用周波数帯域の全体に亘って入出力端子11と入出力端子21間の結合を低減することができる。The signal distribution ratio in the distribution circuits 1 and 2 and the amplitude adjustment amount in the amplitude phase adjustment circuit 5 are set so that the coupling amplitudes of the A route and the B route are equal, and the coupling phase of the A route and the B route is opposite in phase. Thus, the phase adjustment amount in the amplitude phase adjustment circuit 5 is set. Thereby, even when the coupling amplitude and the coupling phase between the antennas greatly change within the use frequency band, the coupling between the input / output terminal 11 and the input / output terminal 21 can be reduced over the entire use frequency band. .
Description
この発明は、例えば、無線通信装置等に搭載される複数のアンテナ間を接続する減結合回路に関し、特に、2本のアンテナ間の結合を低減する減結合回路に関するものである。 The present invention relates to a decoupling circuit that connects a plurality of antennas mounted on, for example, a wireless communication apparatus, and more particularly to a decoupling circuit that reduces coupling between two antennas.
近年、無線通信システムの高速化や高品質化に伴って、ダイバーシチやMIMO(Multiple Input Multiple Output)を適用するために、複数のアンテナを用いるマルチアンテナ技術への要求が高まっている。
ダイバーシチやMIMOが十分な効果を発揮するには、複数のアンテナ間の結合を出来る限り小さくして、アンテナ相関を低くする必要がある。 In recent years, with the increase in speed and quality of wireless communication systems, there is an increasing demand for multi-antenna technology using a plurality of antennas in order to apply diversity and MIMO (Multiple Input Multiple Output).
In order for diversity and MIMO to exhibit sufficient effects, it is necessary to reduce the coupling between a plurality of antennas as much as possible to lower the antenna correlation.
しかし、一般的には、複数のアンテナを小型の通信端末等の狭い領域に搭載する際には、アンテナ間の距離を十分に確保することができないため、アンテナ間の結合が強くなって通信性能が劣化することがある。
アンテナ間の結合が強くなる問題を回避する方法として、複数のアンテナ間に減結合回路を接続し、空間を介するアンテナ間の結合を当該減結合回路で打ち消す方法が知られている。 However, in general, when multiple antennas are mounted in a small area such as a small communication terminal, the distance between the antennas cannot be sufficiently secured, so that the coupling between the antennas is increased and the communication performance is increased. May deteriorate.
As a method for avoiding the problem of strong coupling between antennas, a method is known in which a decoupling circuit is connected between a plurality of antennas, and the coupling between antennas via a space is canceled by the decoupling circuit.
例えば、以下の非特許文献1には、2つの伝送線路と、2つの伝送線路間を接続するリアクタンス素子とで構成されている減結合回路が開示されており、この減結合回路によって、アンテナ間の相互結合を低減している。
なお、以下の特許文献1には、アンテナ間を接続回路で接続することで、アンテナ間の結合を低減する方法が開示されている。For example, the following Non-Patent
The following
従来の減結合回路は以上のように構成されているので、原理的に1つの周波数で結合を低減するものである。このため、使用する周波数帯域が広い場合には、使用周波数帯域の全体で結合を低減させることができない課題があった。
特に、使用周波数帯域内で、アンテナ間の結合位相が大きく変化する場合には、使用周波数帯域の全体で結合を低減させることができない課題があった。Since the conventional decoupling circuit is configured as described above, in principle, the coupling is reduced at one frequency. For this reason, when the frequency band to be used is wide, there existed a subject which cannot reduce coupling in the whole use frequency band.
In particular, when the coupling phase between the antennas greatly changes within the used frequency band, there is a problem that the coupling cannot be reduced over the entire used frequency band.
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、使用周波数帯域内で結合位相が大きく変化する場合でも、使用周波数帯域の全体で結合を低減させることができる減結合回路を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a decoupling circuit capable of reducing the coupling in the entire used frequency band even when the coupling phase greatly changes in the used frequency band. For the purpose.
この発明に係る減結合回路は、第1の入出力端子から入力された信号を第2及び第3の入出力端子に分配する第1の信号分配手段と、第4の入出力端子から入力された信号を第5及び第6の入出力端子に分配する第2の信号分配手段と、第3の入出力端子と第6の入出力端子との間に接続され、第1の信号分配手段又は第2の信号分配手段により分配された信号の振幅及び位相を調整する振幅位相調整手段とを備え、第1の入出力端子から第2及び第5の入出力端子を通じて第4の入出力端子に至る第1の信号経路と、第1の入出力端子から振幅位相調整手段を通じて第4の入出力端子に至る第2の信号経路との結合位相が逆位相になるように、振幅位相調整手段における位相調整量が設定されているようにしたものである。 The decoupling circuit according to the present invention has a first signal distribution means for distributing a signal input from the first input / output terminal to the second and third input / output terminals, and a signal input from the fourth input / output terminal. The second signal distribution means for distributing the received signal to the fifth and sixth input / output terminals, and the third signal input means or the sixth input / output terminal. Amplitude and phase adjusting means for adjusting the amplitude and phase of the signal distributed by the second signal distributing means, from the first input / output terminal to the fourth input / output terminal through the second and fifth input / output terminals. In the amplitude phase adjustment means, the coupling phase of the first signal path to the second signal path from the first input / output terminal to the fourth input / output terminal through the amplitude phase adjustment means is opposite in phase. The phase adjustment amount is set.
この発明によれば、第1の信号経路と第2の信号経路との結合位相が逆位相になるように、振幅位相調整手段における位相調整量が設定されているように構成したので、使用周波数帯域内で結合位相が大きく変化する場合でも、使用周波数帯域の全体で結合を低減させることができる効果がある。 According to the present invention, since the phase adjustment amount in the amplitude phase adjustment means is set so that the coupling phase of the first signal path and the second signal path is opposite, the frequency used Even when the coupling phase changes greatly within the band, there is an effect that the coupling can be reduced over the entire use frequency band.
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1による減結合回路を示す構成図である。
図1において、第1の信号分配手段である分配回路1は、高周波信号の入出力端子11(第1の入出力端子)、接続点である入出力端子12(第2の入出力端子)及び入出力端子13(第3の入出力端子)と接続されており、入出力端子11から入力された高周波信号を2分配し、分配後の一方の高周波信号を入出力端子12に出力して、分配後の他方の高周波信号を入出力端子13に出力する。入出力端子12にはアンテナ3(第1のアンテナ)が接続されている。Hereinafter, in order to explain the present invention in more detail, modes for carrying out the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
1 is a block diagram showing a decoupling circuit according to
In FIG. 1, a
第2の信号分配手段である分配回路2は、高周波信号の入出力端子21(第4の入出力端子)、接続点である入出力端子22(第5の入出力端子)及び入出力端子23(第6の入出力端子)と接続されており、入出力端子21から入力された高周波信号を2分配し、分配後の一方の高周波信号を入出力端子22に出力して、分配後の他方の高周波信号を入出力端子23に出力する。入出力端子22にはアンテナ4(第2のアンテナ)が接続されている。
振幅位相調整回路5は入出力端子13と入出力端子23の間に接続されており、分配回路1又は分配回路2により分配された高周波信号の振幅及び位相を調整する処理を実施する。なお、振幅位相調整回路5は振幅位相調整手段を構成している。The
The amplitude /
この実施の形態1では、入出力端子11〜分配回路1〜入出力端子12〜アンテナ3〜空間〜アンテナ4〜入出力端子22〜分配回路2〜入出力端子21の信号経路(第1の信号経路)をAルートと称し、入出力端子11〜分配回路1〜入出力端子13〜振幅位相調整回路5〜入出力端子22〜分配回路2〜入出力端子21の信号経路(第2の信号経路)をBルートと称する。
このとき、AルートとBルートとの結合振幅が等しくなるように、分配回路1,2における信号分配比及び振幅位相調整回路5における振幅調整量が設定されており、また、AルートとBルートとの結合位相が逆位相になるように、振幅位相調整回路5における位相調整量が設定されている。In the first embodiment, the signal path (first signal) of the input /
At this time, the signal distribution ratio in the
図2はこの発明の実施の形態1による減結合回路の振幅位相調整回路5を示す構成図である。
図2において、振幅位相調整回路5は、伝送線路31と、伝送線路31に対してシャントに接続された並列共振回路32とから構成されており、伝送線路31の一端は入出力端子13と接続され、他端は入出力端子23と接続されている。
並列共振回路32は集中定数素子であるキャパシタ32a及びインダクタ32bから構成されている。FIG. 2 is a block diagram showing an amplitude
In FIG. 2, the amplitude /
The
次に動作について説明する。
分配回路1は、入出力端子11から高周波信号が入力されると、その高周波信号を2分配して、分配後の一方の高周波信号を入出力端子12に出力し、分配後の他方の高周波信号を入出力端子13に出力する。
分配回路1から入出力端子12に出力された高周波信号はアンテナ3に供給され、その高周波信号による電磁波がアンテナ3から空間に放射される。
このとき、アンテナ3から空間に放射された電磁波の一部は、アンテナ4によって受信され、その電磁波に係る高周波信号が入出力端子22を介して分配回路2に入力される。Next, the operation will be described.
When a high frequency signal is input from the input /
The high frequency signal output from the
At this time, a part of the electromagnetic wave radiated from the antenna 3 to the space is received by the
また、分配回路1から入出力端子13に出力された高周波信号は、振幅位相調整回路5を通過し、入出力端子23を介して分配回路2に入力される。
分配回路2は、アンテナ4から入出力端子22を介して入力された高周波信号(Aルートを通る高周波信号)と、振幅位相調整回路5から入出力端子23を介して入力された高周波信号(Bルートを通る高周波信号)とを合成し、合成後の高周波信号を入出力端子21に出力する。The high frequency signal output from the
The
図3は高周波信号がAルートを通る際の入出力端子11と入出力端子21間の結合振幅の周波数特性(アンテナ単体の特性)の一例を示す説明図である。
また、図4は高周波信号がAルートを通る際の入出力端子11と入出力端子21間の結合位相の周波数特性(アンテナ単体の特性)の一例を示す説明図である。
Aルートの結合は、アンテナ3,4の特性、配置や周囲の空間の条件によって様々に変わる。
ここでは、Aルートの結合SA(f)を下記の式(1)のように定義する。
SA(f)=sA(f)exp(jφA(f)) (1)
式(1)において、fは周波数、sA(f)はAルートの周波数fにおける結合の振幅、φA(f)はAルートの周波数fにおける結合の位相である。
また、jは虚数単位であり、j2=−1である。位相の単位は(°)である。FIG. 3 is an explanatory diagram showing an example of frequency characteristics of the coupling amplitude between the input /
FIG. 4 is an explanatory diagram showing an example of the frequency characteristic of the coupling phase between the input /
The coupling of the A route varies depending on the characteristics of the
Here, the combination A A (f) of the A route is defined as the following formula (1).
S A (f) = s A (f) exp (jφ A (f)) (1)
In Equation (1), f is the frequency, s A (f) is the amplitude of coupling at the frequency f of the A route, and φ A (f) is the phase of coupling at the frequency f of the A route.
J is an imaginary unit, and j 2 = −1. The unit of phase is (°).
一方、Bルートの結合は、振幅位相調整回路5の設計値によって様々に変わる。
ここでは、Bルートの結合SB(f)を下記の式(2)のように定義する。
SB(f)=sB(f)exp(jφB(f)) (2)
式(2)において、fは周波数、sB(f)はBルートの周波数fにおける結合の振幅、φB(f)はBルートの周波数fにおける結合の位相である。On the other hand, the coupling of the B route varies depending on the design value of the amplitude /
Here, the combination S B (f) of the B route is defined as the following equation (2).
S B (f) = s B (f) exp (jφ B (f)) (2)
In equation (2), f is the frequency, s B (f) is the amplitude of coupling at the frequency f of the B route, and φ B (f) is the phase of coupling at the frequency f of the B route.
ここで、使用周波数帯域の全体に亘って、Bルートの結合がAルートの結合と等振幅逆位相となるように、振幅位相調整回路5が設計された場合、下記の式(3)に示すような関係が成立する。
SB(f)=sB(f)exp(jφB(f))
=sA(f)exp(j(φA(f)−180°)) (3)
したがって、上記のように、振幅位相調整回路5が設計された場合、分配回路2において、Aルートの結合SA(f)とBルートの結合SB(f)を合成すると、下記の式(4)に示すように、その合成結果が0になる。
SA(f)+SB(f)
=sA(f){exp(jφA(f))+exp(j(φA(f)−180°))}
=0 (4)Here, when the amplitude
S B (f) = s B (f) exp (jφ B (f))
= S A (f) exp (j (φ A (f) −180 °)) (3)
Therefore, when the amplitude /
S A (f) + S B (f)
= S A (f) {exp (jφ A (f)) + exp (j (φ A (f) −180 °))}
= 0 (4)
この結果は、入出力端子11と入出力端子21間の結合が0になっていることを示している。
したがって、使用周波数帯域の全体に亘って、Bルートの結合がAルートの結合と等振幅逆位相となるように、振幅位相調整回路5が設計された場合、入出力端子11と入出力端子21間の結合をほぼ0に低減することができる。This result indicates that the coupling between the input /
Therefore, when the amplitude
図2は振幅位相調整回路5の構成例を示しているが、伝送線路31に対してシャントに接続された並列共振回路32は、バンドパスフィルタとして働くことが知られている。
並列共振回路32のキャパシタ32aのキャパシタンスをCp(F)、インダクタ32bのインダクタンスをLp(H)とすると、並列共振回路32の共振周波数frと、Cp,Lpの関係は、下記の式(5)のように表される。
Lp=1/((2×fr×π)2Cp) (5)
また、共振の鋭さを表すQ値は、伝送線路31の特性インピーダンスをRとすると、下記の式(6)のように表される。
Q=R/(2×π×fr×Lp)=2×π×fr×Cp×R (6)FIG. 2 shows a configuration example of the amplitude /
When the capacitance of the
Lp = 1 / ((2 × fr × π) 2 Cp) (5)
Further, the Q value representing the sharpness of resonance is represented by the following equation (6), where R is the characteristic impedance of the
Q = R / (2 × π × fr × Lp) = 2 × π × fr × Cp × R (6)
アンテナ3,4と空間を介するAルートの結合は、一般的にバンドパス特性を有するため、並列共振回路32の共振周波数frとQ値を適切に設定すれば、Aルートの結合SA(f)とBルートの結合SB(f)をほぼ同一にすることができる。
例えば、並列共振回路32の共振周波数frとして、Aルートの結合SA(f)が使用周波数帯域内で最大となる周波数fAmaxに設定することが考えられる。
また、並列共振回路32の共振周波数frとして、使用周波数帯域の中心周波数に設定することも考えられる。The coupling of the A route via the
For example, it is conceivable that the resonance frequency fr of the
It is also conceivable that the resonance frequency fr of the
使用周波数帯域の上限をfH、下限をfLとして、結合振幅差Δs(f)を下記の式(7)のように定義する。
Δs(f)=s(fr)−s(f) (7)
この場合、並列共振回路32のQ値として、例えば、ΔsA(fH)=ΔsB(fH)、ΔsA(fL)=ΔsB(fL)を満足するように決定することが考えられる。
また、並列共振回路32の通過振幅特性sLPF(f)の変化がsA(f)と最も近くなるQ値を最小二乗法などで探す方法も考えられる。
もちろん、並列共振回路32の構成のし易さやsA(f)の分布など、その他の要望を勘案して、Lp,Cpの値を設計者が適切に選択しても構わない。The coupling amplitude difference Δs (f) is defined as in the following equation (7), where the upper limit of the use frequency band is f H and the lower limit is f L.
Δs (f) = s (fr) −s (f) (7)
In this case, the Q value of the
Further, a method of searching for the Q value at which the change of the pass amplitude characteristic s LPF (f) of the
Of course, the designer may appropriately select the values of Lp and Cp in consideration of other requirements such as the ease of configuration of the parallel
図5は伝送線路31に対してシャントに接続された並列共振回路32の通過特性の一例を示す説明図である。
図5の例では、並列共振回路32の共振周波数frを使用周波数帯域内の最大周波数fAmaxに一致させるとともに、Q値を59.7に設定している。伝送線路31の特性インピーダンスRは50Ωである。
図5より、使用周波数帯域内における通過振幅特性sLPF(f)の変化の仕方が、図3に示されているAルートの結合SA(f)の変化の仕方に近いことが確認される。
ただし、通過振幅特性sLPF(f)の絶対値と、Aルートの結合SA(f)の絶対値は、分配回路1,2の特性によって調整すればよく、ここでは使用周波数帯域内での変化の仕方のみを一致させればよい。
なお、並列共振回路32が伝送線路31にシャントに接続された際の通過位相特性φLPF(f)は図6のようになる。FIG. 5 is an explanatory diagram showing an example of the pass characteristics of the parallel
In the example of FIG. 5, the resonance frequency fr of the
From FIG. 5, it is confirmed that the way of changing the pass amplitude characteristic s LPF (f) within the used frequency band is close to the way of changing the coupling A A (f) of the A route shown in FIG. .
However, the absolute value of the pass amplitude characteristic s LPF (f) and the absolute value of the coupling A A (f) of the A route may be adjusted according to the characteristics of the
The passing phase characteristic φ LPF (f) when the parallel
次に、分配回路1及び分配回路2における高周波信号の分配比の決定方法について説明する。
ここでは、分配回路1において、入出力端子11から入出力端子13への通過振幅をP1(dB)、入出力端子11から入出力端子12への通過振幅をP2(dB)とする。
また、分配回路2において、入出力端子21から入出力端子23への通過振幅をP1(dB)、入出力端子21から入出力端子22への通過振幅をP2(dB)とする。
なお、分配回路1,2における端子間の通過特性は対称の関係にあり、例えば、入出力端子13から入出力端子11への通過振幅もP1(dB)であり、入出力端子23から入出力端子21への通過振幅もP1(dB)である。Next, a method for determining the distribution ratio of high-frequency signals in the
Here, in the
In the
Note that the pass characteristics between the terminals in the
使用周波数帯域の全体に亘ってAルートの結合SA(f)とBルートの結合SB(f)をほぼ同振幅とするために、例えば、下記の式(8)(9)を満足するように分配比を決定することが考えられる。
分配回路1,2の分配比と、伝送線路31に対してシャントに接続された並列共振回路32の通過振幅特性より、Bルートの結合SB(f)が決定される。To substantially the same amplitude coupling S B (f) of the coupling S A (f) and B routes A route throughout the frequency band, for example, to satisfy the equation (8) (9) below Thus, it is conceivable to determine the distribution ratio.
The B route coupling S B (f) is determined from the distribution ratio of the
使用周波数帯域の全体に亘ってAルートの結合位相φA(f)とBルートの結合位相φB(f)を一致させるためには、使用周波数帯域の全体に亘って、下記の式(10)を満足するように、振幅位相調整回路5が設計されている必要がある。
φB(f)=φA(f)−180° (10)To match the throughout the frequency band A route combined phase phi A (f) and B routes combined phase phi B (f) is over the entire frequency band, the following equation (10 The amplitude /
φ B (f) = φ A (f) −180 ° (10)
以下では、分配回路1において、入出力端子11から入出力端子13への通過位相特性であるφ11−13(f)が0、分配回路2において、入出力端子23から入出力端子21への通過位相特性であるφ23−21(f)が0であるとして説明を行うが、これらが値を持つ場合も同様に考えることができる。
通過位相特性φ11−13(f),φ23−21(f)が0である場合、振幅位相調整回路5の通過位相特性φp(f)と、Bルートの結合位相φB(f)とが等しくなるので、下記の式(11)を満足するように、振幅位相調整回路5を設計すればよいことになる。
φp(f)=φB(f)=φA(f)+180° (11)Hereinafter, in
When the passing phase characteristics φ 11-13 (f), φ 23-21 (f) are 0, the passing phase characteristics φ p (f) of the amplitude
φ p (f) = φ B (f) = φ A (f) + 180 ° (11)
次に、使用周波数帯域内の最大周波数fAmaxでの伝送線路31の電気長θを決定する方法の一例を説明する。
伝送線路31の電気長θは、以下の条件(1)(2)を満足するように設定する。
(1)使用周波数帯域内の最大周波数fAmaxにおいて、Aルートの結合位相φA(fAmax)と、Bルートの結合位相φB(fAmax)がほぼ逆相となる。
(2)ΔφA=φA(fL)−φA(fH)がΔφB=φB(fL)−φB(fH)とほぼ等しくなる。
よって、下記の式(12)から、上記の条件(1)(2)を満足するような伝送線路31の電気長θを決定することができる。
式(12)において、
ΔφLPF=−(φLPF(fH)−φLPF(fL))
Next, an example of a method for determining the electrical length θ of the
The electrical length θ of the
(1) at the maximum frequency f Amax in the used frequency band, A route combined phase phi A and (f Amax), combined phase phi B of Route B (f Amax) is substantially opposite phase.
(2) Δφ A = φ A (f L ) −φ A (f H ) is substantially equal to Δφ B = φ B (f L ) −φ B (f H ).
Therefore, the electrical length θ of the
In equation (12),
Δφ LPF = − (φ LPF (f H ) −φ LPF (f L ))
図7は使用周波数帯域内の最大周波数fAmaxで電気長444°の長さを有する伝送線路31に対して、図5の特性を有する並列共振回路32をシャントに接続した場合の振幅位相調整回路5の通過位相特性φp(f)を示す説明図である。
振幅位相調整回路5の通過位相特性φp(f)は、図4に示しているAルートの結合位相φA(f)と比較すると、使用周波数帯域の全体に亘って、ほぼ180°位相が異なっていることが分かる。FIG. 7 shows an amplitude and phase adjustment circuit when a parallel
Compared with the combined phase φ A (f) of the A route shown in FIG. 4, the passing phase characteristic φ p (f) of the amplitude
以上のように設計された分配回路1、分配回路2及び振幅位相調整回路5を組み合わせることで、使用周波数帯域内で入出力端子11と入出力端子21間の結合を低減することができる。
図8は実施の形態1による減結合回路の効果を示す説明図である。
図8では、図3に示しているアンテナ単体の特性も一緒に記述している。
本発明を適用することで、使用周波数帯域内での入出力端子間の結合の最悪値が、減結合回路が無い場合と比較して、約−20dB(100分の1)となっており、使用周波数帯域の全体に亘って結合を低減するという本発明の効果が確認される。By combining the
FIG. 8 is an explanatory diagram showing the effect of the decoupling circuit according to the first embodiment.
In FIG. 8, the characteristics of the single antenna shown in FIG. 3 are also described.
By applying the present invention, the worst value of the coupling between the input and output terminals within the used frequency band is about −20 dB (1/100) compared to the case where there is no decoupling circuit, The effect of the present invention to reduce the coupling over the entire use frequency band is confirmed.
以上で明らかなように、この実施の形態1によれば、AルートとBルートとの結合振幅が等しくなるように、分配回路1,2における信号分配比及び振幅位相調整回路5における振幅調整量が設定され、AルートとBルートとの結合位相が逆位相になるように、振幅位相調整回路5における位相調整量が設定されているように構成したので、使用周波数帯域内で、アンテナ間の結合振幅及び結合位相が大きく変化する場合でも、使用周波数帯域の全体に亘って入出力端子11と入出力端子21間の結合を低減することができる効果を奏する。
なお、分配回路1,2及び振幅位相調整回路5の全てを同一基板上に作製することは特に困難ではない。また、振幅位相調整回路5が共振回路を実装しており、通過振幅及び通過位相差の変化が大きくなるため、回路の小型化を図ることができる。As apparent from the above, according to the first embodiment, the signal distribution ratio in the
It is not particularly difficult to manufacture all of the
この実施の形態1では、1つの並列共振回路が伝送線路31にシャントに接続されている振幅位相調整回路5を示したが、振幅位相調整回路5における振幅調整量及び位相調整量が適切に設計されていれば、振幅位相調整回路5は他の構成であってもよい。
例えば、通過振幅と位相差の変化が極めて急峻な振幅位相調整回路5を構成するには、Q値が極端に高い共振回路が求められる。Q値が極端に高い共振回路を実現することは困難であるが、複数の共振回路を組み合わせることで、同様の通過特性となる振幅位相調整回路5を構成することができる。 In the first embodiment, the amplitude
For example, in order to configure the amplitude
また、振幅位相調整回路5の別の構成として、図9に示すように、直列共振回路35が伝送線路33,34に直列に接続されている振幅位相調整回路5であってもよい。
図9の例では、直列共振回路35は、インダクタ35aとキャパシタ35bが直列に接続されて構成されている。
振幅位相調整回路5を図9のように構成する場合も、直列共振回路35の共振周波数とQ値を適切に設定すれば、Aルートの結合SA(f)とBルートの結合SB(f)をほぼ同一にすることができる。Further, as another configuration of the amplitude
In the example of FIG. 9, the
Even when the amplitude /
直列共振回路35のインダクタ35aのインダクタンスをLs(H)、キャパシタ35bのキャパシタンスをCs(F)とすると、直列共振回路35の共振周波数frと、Cs,Lsの関係は、下記の式(13)のように表される。
Ls=1/((2×fr×π)2Cs) (13)
また、共振の鋭さを表すQ値は、伝送線路33,34の特性インピーダンスをRとすると、下記の式(14)のように表される。
Q=(2×π×fr×Ls)/R=1/(2×π×fr×Cs×R)
(14)
なお、振幅位相調整回路5は、並列共振回路32と直列共振回路35の双方を備えるものであってもよい。When the inductance of the
Ls = 1 / ((2 × fr × π) 2 Cs) (13)
Further, the Q value representing the sharpness of resonance is represented by the following equation (14), where R is the characteristic impedance of the
Q = (2 × π × fr × Ls) / R = 1 / (2 × π × fr × Cs × R)
(14)
The amplitude /
実施の形態2.
図10はこの発明の実施の形態2による減結合回路を示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
第1の信号分配手段である方向性結合器6(第1の方向性結合器)は入出力端子11、入出力端子12、入出力端子13及び入出力端子14と接続されており、入出力端子11から入力された高周波信号を2分配し、分配後の一方の高周波信号を入出力端子12に出力して、分配後の他方の高周波信号を入出力端子13に出力する。入出力端子14は終端抵抗41を介してGND導体43に接続されている。
第2の信号分配手段である方向性結合器7(第2の方向性結合器)は入出力端子21、入出力端子22、入出力端子23及び入出力端子24と接続されており、入出力端子21から入力された高周波信号を2分配し、分配後の一方の高周波信号を入出力端子22に出力して、分配後の他方の高周波信号を入出力端子23に出力する。入出力端子24は終端抵抗42を介してGND導体43に接続されている。
10 is a block diagram showing a decoupling circuit according to
A directional coupler 6 (first directional coupler) which is a first signal distribution means is connected to the input /
The directional coupler 7 (second directional coupler) as the second signal distribution means is connected to the input /
上記実施の形態1では、分配回路1,2が入出力端子11,21から入力された高周波信号を2分配し、分配後の一方の高周波信号を入出力端子12,22に出力して、分配後の他方の高周波信号を入出力端子13,23に出力するものを示したが、図10に示すように、方向性結合器6,7が入出力端子11,21から入力された高周波信号を2分配し、分配後の一方の高周波信号を入出力端子12,22に出力して、分配後の他方の高周波信号を入出力端子13,23に出力するようにしてもよい。
In the first embodiment, the
方向性結合器6では、入出力端子11と入出力端子14の結合量が非常に小さく、入出力端子12と入出力端子13の結合量が非常に小さくなっている。
また、方向性結合器7では、入出力端子21と入出力端子24の結合量が非常に小さく、入出力端子22と入出力端子23の結合量が非常に小さくなっている。
このため、方向性結合器6において、入出力端子12と入出力端子13間のアイソレーションが確保され、方向性結合器7において、入出力端子22と入出力端子23間のアイソレーションが確保されるので、分配回路1,2と同様の方法で、分配比などを容易に設計することができる。
なお、終端抵抗41,42の抵抗値は、一般に、方向性結合器6,7を設計する規格化インピーダンスと同一とするが(例えば、50Ω)、その抵抗値は、これに限定するものではない。 In the
In the
Therefore, in the
The resistance values of the
この実施の形態2によれば、上記実施の形態1と同様に、使用周波数帯域内で、アンテナ間の結合振幅及び結合位相が大きく変化する場合でも、使用周波数帯域の全体に亘って入出力端子11と入出力端子21間の結合を低減することができる効果を奏する。また、設計が容易な減結合回路が得られる効果を奏する。
According to the second embodiment, as in the first embodiment, even when the coupling amplitude and the coupling phase between the antennas greatly change within the use frequency band, the input / output terminals over the entire use frequency band. 11 and the input /
実施の形態3.
上記実施の形態1では、Aルートの結合SA(f)とBルートの結合SB(f)が一致するように並列共振回路32のQ値を設定するものを示したが、その際、振幅位相調整回路5の通過位相特性φp(f)と、Aルートの結合位相φA(f)とが等しくなるように、並列共振回路32のQ値を設定するようにしてもよい。
並列共振回路32のQ値が、φA(f)=φp(f)となるように設定する場合、伝送線路31の電気長θ(f)は、例えば、下記の式(15)で決定される。ただし、式(15)では、φA(fr)+180°とφB(fr)を一致させているが、基準とする周波数は、共振周波数frに限るものではない。
φB(fr)=θ(fr)=φA(fr)+180° (15)
φA(f)の範囲は、[−180°,180°]であるため、θ(f)の範囲は[0°,360°]となる。Embodiment 3 FIG.
In the first embodiment, the Q value of the parallel
When the Q value of the parallel
φ B (fr) = θ (fr) = φ A (fr) + 180 ° (15)
Since the range of φ A (f) is [−180 °, 180 °], the range of θ (f) is [0 °, 360 °].
以上のように、振幅位相調整回路5の通過位相特性φp(f)と、Aルートの結合位相φA(f)とが等しくなるように、並列共振回路32のQ値を設定することで、伝送線路31の電気長θ(f)を最大でも360°とすることができる。
このことにより、広帯域に亘ってアンテナ間の結合を低減することができるとともに、小型な減結合回路が得られる効果が得られる。As described above, the Q value of the
As a result, it is possible to reduce the coupling between the antennas over a wide band and to obtain an effect of obtaining a small decoupling circuit.
実施の形態4.
図11はこの発明の実施の形態4による減結合回路の振幅位相調整回路5を示す構成図であり、図において、図2と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ショートスタブ36は伝送線路31にシャントに接続されている分布定数線路であり、伝送線路31に対する並列共振回路を実現している。
この実施の形態4では、ショートスタブ36が、多層基板の内層に作製されたトリプレート線路で実現されるものを想定しているが、ショートスタブ36の作製方法は、これに限定されるものではなく、例えば、基板上のマイクロストリップ線路で実現されるものであってもよい。
FIG. 11 is a block diagram showing an amplitude /
The
In the fourth embodiment, it is assumed that the
上記実施の形態1では、Aルートの結合SA(f)とBルートの結合SB(f)が一致するように並列共振回路32のQ値を設定するものを示したが、並列共振回路32のQ値によっては、キャパシタ32aやインダクタ32bの素子値を実現することが困難な場合があり、このような場合には、集中定数素子であるキャパシタ32aやインダクタ32bによって、並列共振回路32を構成することが困難であることが予想される。
一方、分布定数線路によって構成されたスタブ構造は、共振回路として利用できることが知られている。 In the first embodiment, the Q value of the
On the other hand, it is known that a stub structure constituted by distributed constant lines can be used as a resonance circuit.
そこで、この実施の形態4では、伝送線路31に対してショートスタブ36をシャントに接続することで、振幅位相調整回路5を構成するようにしている。
図11に示すように、ショートスタブ36が並列共振回路を担うことで、集中定数素子の値による制限を受けることなく、Q値を自由に決定することができる。
そのため、Aルートの結合SA(f)とBルートの結合SB(f)をより厳密に一致させることができる効果が得られる。Therefore, in the fourth embodiment, the amplitude /
As shown in FIG. 11, the
Therefore, effects that can be matched coupling S A of Route A a (f) and B root of binding S B (f) more precisely can be obtained.
ショートスタブ36の作製方法は、上述したように、特に問わないが、トリプレート線路で実現する場合、マイクロストリップ線路で実現する場合よりもスタブの特性インピーダンスを下げることができるので、より高いQ値の並列共振回路を作ることができる。
また、多層基板を用いれば、複数のスタブを重ねて配置することができるので、回路の小面積化を実現することができる。As described above, the method for producing the
In addition, if a multilayer substrate is used, a plurality of stubs can be arranged in an overlapping manner, so that the circuit area can be reduced.
図11の例では、伝送線路31に対してショートスタブ36をシャントに接続しているが、ショートスタブ36の代わりに、オープンスタブを用いてもよい。
また、複数の共振回路を用いる場合、一部又は全部の共振回路をスタブによって実現するようにしてもよい。
なお、この実施の形態4では、分布定数線路によって構成されたスタブ構造を並列共振回路32として利用するものを示したが、分布定数線路によって構成されたスタブ構造を直列共振回路35として利用するようにしてもよい。In the example of FIG. 11, the
When a plurality of resonance circuits are used, some or all of the resonance circuits may be realized by stubs.
In the fourth embodiment, the stub structure constituted by the distributed constant line is used as the parallel
実施の形態5.
図12はこの発明の実施の形態5による減結合回路の振幅位相調整回路5を示す構成図であり、図において、図2と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
メアンダライン37は一端が入出力端子13と接続され、他端が入出力端子23と接続されている伝送線路である。
FIG. 12 is a block diagram showing the amplitude
The
上記実施の形態1では、入出力端子13と入出力端子23の間を伝送線路31で接続しているものを示したが、図12に示すように、伝送線路31をメアンダライン37で構成してもよい。
伝送線路31をメアンダライン37で構成することで、伝送線路の小型化を図ることができる効果を奏する。In the first embodiment, the input /
By configuring the
ここでは、図2の振幅位相調整回路5における伝送線路31をメアンダライン37で構成する例を示しているが、図9の振幅位相調整回路5における伝送線路33,34をメアンダライン37で構成するようにしてもよいし、図11の振幅位相調整回路5における伝送線路31をメアンダライン37で構成するようにしてもよい。
Here, an example in which the
実施の形態6.
図13はこの発明の実施の形態6による減結合回路の振幅位相調整回路5を示す構成図であり、図において、図2と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
図13の例では、直列に接続されている複数の集中定数素子51(例えば、キャパシタ、インダクタ)と、集中定数素子51とシャントに接続されている複数の集中定数素子52(例えば、キャパシタ、インダクタ)とからT型の移相回路が構成されており、複数の移相回路が伝送線路を担っている。
このように、複数の移相回路を組み合わせることで、移相量を大きくすることができる。
図13では、集中定数素子51,52のみで移相回路を構成しているので、回路の小型化を図ることができる。
また、図13では、T型の移相回路を示しているが、Π型の移相回路であってもよい。
FIG. 13 is a block diagram showing the amplitude
In the example of FIG. 13, a plurality of lumped constant elements 51 (for example, capacitors and inductors) connected in series and a plurality of lumped constant elements 52 (for example, capacitors and inductors) connected to the lumped
Thus, the amount of phase shift can be increased by combining a plurality of phase shift circuits.
In FIG. 13, since the phase shift circuit is configured only by the lumped
Further, although a T-type phase shift circuit is shown in FIG. 13, it may be a saddle type phase shift circuit.
上記実施の形態1〜6では、入出力端子12,22に対してアンテナ4,5が接続されており、アンテナ間の結合を低減する例を示したが、アンテナ間の結合を低減するものに限るものではなく、何らかの伝搬媒質を介して、入出力端子11と入出力端子21の間に結合が存在する場合、本発明を適用することで、その結合を低減することができる。
In the first to sixth embodiments, the
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。 In the present invention, within the scope of the invention, any combination of the embodiments, or any modification of any component in each embodiment, or omission of any component in each embodiment is possible. .
この発明に係る減結合回路は、例えば、2本のアンテナ間の結合を低減することで、ダイバーシチやMIMOの十分な効果を発揮できるようにする必要性が高いものに適している。 The decoupling circuit according to the present invention is suitable, for example, for a circuit that has a high need to exhibit sufficient effects of diversity and MIMO by reducing coupling between two antennas.
1 分配回路(第1の信号分配手段)、2 分配回路(第2の信号分配手段)、3 アンテナ(第1のアンテナ)、4 アンテナ(第2のアンテナ)、5 振幅位相調整回路(振幅位相調整手段)、6 方向性結合器(第1の方向性結合器、第1の信号分配手段)、7 方向性結合器(第2の方向性結合器、第2の信号分配手段)、11 入出力端子(第1の入出力端子)、12 入出力端子(第2の入出力端子)、13 入出力端子(第3の入出力端子)、14 入出力端子、21 入出力端子(第4の入出力端子)、22 入出力端子(第5の入出力端子)、23 入出力端子(第6の入出力端子)、24 入出力端子、31 伝送線路、32 並列共振回路、32a キャパシタ、32b インダクタ、33,34 伝送線路、35 直列共振回路、35a インダクタ、35b キャパシタ、36 ショートスタブ、37 メアンダライン、41,42 終端抵抗、43 GND導体、51,52 集中定数素子。
DESCRIPTION OF
この発明に係る減結合回路は、第1の入出力端子から入力された信号を第2及び第3の入出力端子に分配する第1の信号分配手段と、第4の入出力端子から入力された信号を第5及び第6の入出力端子に分配する第2の信号分配手段と、第3の入出力端子と第6の入出力端子との間に接続され、第1の信号分配手段又は第2の信号分配手段により分配された信号の振幅及び位相を調整する振幅位相調整手段とを備え、振幅位相調整手段は、共振回路と伝送線路から構成されており、共振回路のQ値は、第1の信号経路と第2の信号経路の高周波信号のQ値が等しくなるように設定されており、伝送線路の長さは、第1の信号経路と第2の信号経路の高周波信号の位相が使用周波数帯域全体で逆位相になるように設定されており、第1の入出力端子から第2及び第5の入出力端子を通じて第4の入出力端子に至る第1の信号経路を通る高周波信号と、第1の入出力端子から振幅位相調整手段を通じて第4の入出力端子に至る第2の信号経路を通る高周波信号のQ値を等しくし、かつ使用周波数帯域全体に渡って逆位相になるように、振幅調整量と位相調整量が設定されているようにしたものである。 The decoupling circuit according to the present invention has a first signal distribution means for distributing a signal input from the first input / output terminal to the second and third input / output terminals, and a signal input from the fourth input / output terminal. The second signal distribution means for distributing the received signal to the fifth and sixth input / output terminals, and the third signal input means or the sixth input / output terminal. Amplitude phase adjustment means for adjusting the amplitude and phase of the signal distributed by the second signal distribution means, the amplitude phase adjustment means comprises a resonance circuit and a transmission line, the Q value of the resonance circuit is The Q values of the high-frequency signals of the first signal path and the second signal path are set to be equal, and the length of the transmission line is the phase of the high-frequency signal of the first signal path and the second signal path There are set to have opposite phases in the entire frequency band, a first input-output A high frequency signal passing through the first signal path to the fourth output terminal through the second and fifth output terminal from the child, the fourth output terminal through an amplitude phase adjusting means from the first input-output terminal The amplitude adjustment amount and the phase adjustment amount are set so that the Q values of the high-frequency signals passing through the second signal path to reach the same value and have the opposite phase over the entire use frequency band. .
この発明によれば、第1の信号経路を通る高周波信号と第2の信号経路を通る高周波信号のQ値を等しくし、かつ使用周波数帯域全体に渡って逆位相になるように、振幅位相調整手段における振幅調整量と位相調整量が設定されているように構成したので、使用周波数帯域内で結合振幅と結合位相が大きく変化する場合でも、使用周波数帯域の全体で結合を低減させることができる効果がある。 According to the present invention, the amplitude and phase adjustment is performed so that the high-frequency signal passing through the first signal path and the high-frequency signal passing through the second signal path have the same Q value and are in opposite phases over the entire use frequency band. Since the amplitude adjustment amount and the phase adjustment amount are set in the means, even when the coupling amplitude and the coupling phase change greatly in the used frequency band, the coupling can be reduced in the entire used frequency band. effective.
この発明に係る減結合回路は、第1の入出力端子から入力された信号を第2及び第3の入出力端子に分配する第1の信号分配手段と、第4の入出力端子から入力された信号を第5及び第6の入出力端子に分配する第2の信号分配手段と、第3の入出力端子と第6の入出力端子との間に接続され、第1の信号分配手段又は第2の信号分配手段により分配された信号の振幅及び位相を調整する振幅位相調整手段とを備え、振幅位相調整手段が、共振回路と伝送線路とを備えており、共振回路のQ値が、第1の入出力端子から第2及び第5の入出力端子を通じて第4の入出力端子に至る第1の信号経路を高周波信号が通る際の第1の入出力端子と第4の入出力端子との間の結合振幅と、第1の入出力端子から振幅位相調整手段を通じて第4の入出力端子に至る第2の信号経路を高周波信号が通る際の第1の入出力端子と第4の入出力端子との間の結合振幅とが等しくなるように、かつ、伝送線路の長さが、第1の信号経路を高周波信号が通る際の第1の入出力端子と第4の入出力端子との間の結合位相と、第2の信号経路を高周波信号が通る際の第1の入出力端子と第4の入出力端子との間の結合位相とが使用周波数帯域の全体で逆位相になるように、振幅位相調整手段における振幅調整量と位相調整量が設定されているようにしたものである。 The decoupling circuit according to the present invention has a first signal distribution means for distributing a signal input from the first input / output terminal to the second and third input / output terminals, and a signal input from the fourth input / output terminal. The second signal distribution means for distributing the received signal to the fifth and sixth input / output terminals, and the third signal input means or the sixth input / output terminal. and a amplitude and phase adjusting means for adjusting the amplitude and phase of the second signal the signal that has been distributed by the distribution means, the amplitude and phase adjusting means comprises a resonant circuit and the transmission line, the Q value of the resonance circuit, The first input / output terminal and the fourth input / output terminal when the high-frequency signal passes through the first signal path from the first input / output terminal to the fourth input / output terminal through the second and fifth input / output terminals. the fourth output through coupling amplitude and the amplitude phase adjusting means from the first input-output terminal between the A second signal path to the child so that the coupling amplitude between the first input-output terminal and the fourth output terminal when passing through the high-frequency signal becomes equal, and the length of the transmission line, The coupling phase between the first input / output terminal and the fourth input / output terminal when the high-frequency signal passes through the first signal path, and the first input / output when the high-frequency signal passes through the second signal path The amplitude adjustment amount and the phase adjustment amount are set in the amplitude phase adjustment means so that the coupling phase between the terminal and the fourth input / output terminal is in the opposite phase over the entire use frequency band. It is.
この発明によれば、共振回路のQ値が、第1の入出力端子から第2及び第5の入出力端子を通じて第4の入出力端子に至る第1の信号経路を高周波信号が通る際の第1の入出力端子と第4の入出力端子との間の結合振幅と、第1の入出力端子から振幅位相調整手段を通じて第4の入出力端子に至る第2の信号経路を高周波信号が通る際の第1の入出力端子と第4の入出力端子との間の結合振幅とが等しくなるように、かつ、伝送線路の長さが、第1の信号経路を高周波信号が通る際の第1の入出力端子と第4の入出力端子との間の結合位相と、第2の信号経路を高周波信号が通る際の第1の入出力端子と第4の入出力端子との間の結合位相とが使用周波数帯域の全体で逆位相になるように、振幅位相調整手段における振幅調整量と位相調整量が設定されているように構成したので、使用周波数帯域内で結合振幅と結合位相が大きく変化する場合でも、使用周波数帯域の全体で結合を低減させることができる効果がある。 According to this invention, the Q value of the resonant circuit is such that the high-frequency signal passes through the first signal path from the first input / output terminal to the fourth input / output terminal through the second and fifth input / output terminals. A high frequency signal passes through the second signal path from the first input / output terminal to the fourth input / output terminal through the amplitude phase adjusting means, and the coupling amplitude between the first input / output terminal and the fourth input / output terminal. The length of the transmission line is such that the high-frequency signal passes through the first signal path so that the coupling amplitude between the first input / output terminal and the fourth input / output terminal when passing through is equal. The coupling phase between the first input / output terminal and the fourth input / output terminal, and between the first input / output terminal and the fourth input / output terminal when the high-frequency signal passes through the second signal path. Amplitude adjustment amount and phase adjustment amount in the amplitude phase adjustment means so that the combined phase is in the opposite phase in the entire operating frequency band Since it is configured as has been set, even if the coupling amplitude as binding phase in the frequency band is greatly changed, there is an effect that it is possible to reduce the coupling in the entire frequency band.
Claims (11)
第4の入出力端子から入力された信号を第5及び第6の入出力端子に分配する第2の信号分配手段と、
前記第3の入出力端子と前記第6の入出力端子との間に接続され、前記第1の信号分配手段又は前記第2の信号分配手段により分配された信号の振幅及び位相を調整する振幅位相調整手段とを備え、
前記第1の入出力端子から前記第2及び第5の入出力端子を通じて前記第4の入出力端子に至る第1の信号経路と、前記第1の入出力端子から前記振幅位相調整手段を通じて前記第4の入出力端子に至る第2の信号経路との結合位相が逆位相になるように、前記振幅位相調整手段における位相調整量が設定されていることを特徴とする減結合回路。First signal distribution means for distributing a signal input from the first input / output terminal to the second and third input / output terminals;
Second signal distribution means for distributing a signal input from the fourth input / output terminal to the fifth and sixth input / output terminals;
An amplitude which is connected between the third input / output terminal and the sixth input / output terminal and adjusts the amplitude and phase of the signal distributed by the first signal distribution means or the second signal distribution means. Phase adjustment means,
A first signal path from the first input / output terminal through the second and fifth input / output terminals to the fourth input / output terminal; and from the first input / output terminal through the amplitude phase adjusting means. The decoupling circuit, wherein the phase adjustment amount in the amplitude phase adjusting means is set so that the coupling phase with the second signal path leading to the fourth input / output terminal is opposite in phase.
前記第2の信号分配手段は、前記第4の入出力端子から入力された信号を2分配し、分配後の一方の信号を前記第5の入出力端子に出力して、分配後の他方の信号を前記第6の入出力端子に出力する分配回路から構成されていることを特徴とする請求項1記載の減結合回路。The first signal distribution means distributes a signal input from the first input / output terminal into two, outputs one signal after distribution to the second input / output terminal, and outputs the other signal after distribution to the other A distribution circuit for outputting a signal to the third input / output terminal;
The second signal distribution means distributes the signal input from the fourth input / output terminal into two, outputs one signal after distribution to the fifth input / output terminal, and outputs the other signal after distribution to the other 2. The decoupling circuit according to claim 1, comprising a distribution circuit that outputs a signal to the sixth input / output terminal.
前記第2の信号分配手段は、前記第4の入出力端子から入力された信号を2分配し、分配後の一方の信号を前記第5の入出力端子に出力して、分配後の他方の信号を前記第6の入出力端子に出力する第2の方向性結合器から構成されており、
前記第1及び第2の方向性結合器における信号を出力しない端子は接地されていることを特徴とする請求項1記載の減結合回路。The first signal distribution means distributes a signal input from the first input / output terminal into two, outputs one signal after distribution to the second input / output terminal, and outputs the other signal after distribution to the other A first directional coupler for outputting a signal to the third input / output terminal;
The second signal distribution means distributes the signal input from the fourth input / output terminal into two, outputs one signal after distribution to the fifth input / output terminal, and outputs the other signal after distribution to the other A second directional coupler that outputs a signal to the sixth input / output terminal;
2. The decoupling circuit according to claim 1, wherein a terminal that does not output a signal in the first and second directional couplers is grounded.
前記共振回路のQ値が前記第1の信号経路と前記第2の信号経路との結合振幅が等しくなるように設定されており、
前記伝送線路の長さが前記第1の信号経路と前記第2の信号経路との結合位相が逆位相になるように設定されていることを特徴とする請求項2記載の減結合回路。The amplitude phase adjusting means is composed of a resonance circuit and a transmission line,
The Q value of the resonant circuit is set so that the coupling amplitudes of the first signal path and the second signal path are equal;
3. The decoupling circuit according to claim 2, wherein the length of the transmission line is set so that a coupling phase between the first signal path and the second signal path is opposite.
前記第5の入出力端子には第2のアンテナが接続されていることを特徴とする請求項1記載の減結合回路。A first antenna is connected to the second input / output terminal,
The decoupling circuit according to claim 1, wherein a second antenna is connected to the fifth input / output terminal.
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