JPWO2013140763A1 - 広帯域無線通信装置および逆フーリエ変換方法 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数スペクトラムの利用効率を低下させることなくＯＦＤＭ信号の広帯域化が容易になる広帯域無線通信装置および逆フーリエ変換方法を提供する。【解決手段】送信信号を所定数のサブキャリアごとに分割し複数の分割ＯＦＤＭ信号を出力するサブキャリア分割部（１）と、複数の分割送信信号をそれぞれ逆フーリエ変換して複数の第一ＩＦＦＴ信号を出力する複数の逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ＃１−ＩＦＦＴ＃ｍ）と、複数の第一ＩＦＦＴ信号から不要周波数成分をそれぞれ除去して複数の第二ＩＦＦＴ信号を出力する複数のフィルタ（Ｆ＃１−Ｆ＃ｍ）と、複数の第二ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムを集約してＩＦＦＴ信号を生成する集約部（２）とを有する。【選択図】図６

Description

本発明は広い周波数帯を効率よく利用するための広帯域無線通信装置および逆フーリエ変換方法に関する。

ワイドバンドで構成される周波数帯を利用する無線通信システムにおいて、広帯域性の利点を損なうことなくデータ伝送を安価に実現する方法がいくつか検討されてきた。

キャリア合成法では、図１に示すように、広帯域な周波数幅Ｗを複数の周波数帯に分割し、各周波数帯で変調処理を行った後に変調信号を合成することにより、広帯域性から得られる高速伝送を安価に実現する。しかしながら、この方法では、それぞれの変調信号には帯域制限用のロールオフフィルタが掛けられているために、ロールオフファクタαの領域に実際の情報伝送に寄与しない部分が生じる。このロールオフファクタαは、小さくすると等化処理に負担がかかるために、あまり小さく出来ない。この他にガードバンドを変調信号間に入れる場合もある。従って広い帯域Ｗがあるにもかかわらず、ガードバンドやロールオフファクタによりスペクトラム効率が低下している。

ＵＷＢ（Ultra Wide Band）と呼ばれる広帯域無線通信方式におけるマルチバンドＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重)では、周波数軸上に直交する複数のサブキャリアを束ねて一つのバンドを構成し、このバンドを周波数ホッピングさせてデータ伝送を行う。したがって、この方式では、瞬時で見れば全ての帯域を使っているわけではなく、広帯域性の恩恵を十分活用出来ていない。

ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）およびＩＦＦＴ（Inverse FFT：高速逆フーリエ変換）を用いたＯＦＤＭ通信システムは種々提案されている（たとえば特許文献１など）。このＯＦＤＭベースで広帯域無線通信を実現しようとすれば、ＯＦＤＭの主要な処理であるＦＦＴ／ＩＦＦＴなどのバースバンド処理におけるサンプリングレートが高くなることが問題となる。即ち、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域とサンプリングレートは比例関係にあり、広帯域になればなる程ベースバンド処理のサンプリングレートが高くなる。この関係を基に、占有周波数帯域とＦＦＴサイズとＦＦＴのサンプリングレートとの関係を示すと下表の様になる。ただし、簡単のために、ＦＦＴブロックの先頭に付加するＣＰ(Cyclic Prefix)は無視している。

ところで、一般に、ＦＰＧＡ(Field Programmable Gate Array)で構成されたＩＦＦＴやＦＦＴの最大動作周波数は200〜300MHz程度であるから、上記表における占有周波数帯域が500MHzより高い部分は実現できないことになる。この500MHzより高い部分を実現するために、上述したキャリア合成法のように、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域を複数のキャリア周波数に分割することで、一つ当たりの帯域を狭くしベースバンドのサンプリングレートを低くすることが出来る。ベースバンド処理のサンプリングレートの最小値はナイキストレートであるから、ナイキストレートならば安価なデバイスで構成することが可能である。ＩＦＦＴ出力をナイキストレートで処理した場合のＩＦＦＴ出力の周波数スペクトラムを図２に示す。

図２に示すように、ＩＦＦＴ出力の周波数スペクトラムには、元々のＩＦＦＴの所望信号の他にイメージ周波数が発生し、そのイメージ信号が所望信号に漏れ込んでくる（ただし、ここではアパーチャ効果は説明の都合上省略する。）。より詳しくは、図３に示すように、単一のサブキャリアの周波数スペクトラムは、中央のいちばん大きいローブ（メインローブ）とその両側に広がるローブ（サイドローブ）とを有する。したがって、図４に示すように、複数のサブキャリアを重畳して出来たＯＦＤＭ信号は、両側にサイドローブによるスペクトラムの広がりが生じていることがわかる。図２におけるイメージ周波数についても同様のことが言え、イメージ周波数のサイドローブがＩＦＦＴの所望信号に漏れ込んでいる。

これらのイメージ周波数による漏れ込みを防止するために、内挿フィルタを用いたオーバサンプリングにより、イメージ周波数をＩＦＦＴの所望信号より遠ざける方法がある。図５は内挿フィルタを用いた２倍のオーバサンプリングによる処理を模式的に示した周波数スペクトラム図である。２倍で十分でなければ４倍のオーバサンプリングとなる。このようにして周波数軸上でイメージ周波数を遠くに離すことで、図５に示す様にフィルタでイメージ周波数のサイドローブも含めて除去することができる。サイドローブが重なるようであれば更にオーバサンプリングレートを高くしてイメージ周波数軸上の距離を稼いでフィルタリングすればよい。このような処理を分割した周波数帯のそれぞれで行い、後は必要に応じて合成するのがこれまでのやり方である。

特開２０１０−２３２８５７号公報

しかしながら、内挿フィルタを用いたオーバサンプリングによる方法では、ベースバンドのサンプリングレートを２倍、更に４倍と上げなければならず、サンプリングレートが高くなればなるほど、安価なデバイスを用いることができないだけでなく、上記表に示した様にＯＦＤＭ信号の広帯域化を実現することもできなくなる。逆に言えば、安価なデバイスを用いるためには、サンプリングレートを下げる必要がある。

上記キャリア合成法を援用して広帯域を分割することでサンプリングレートを下げる方法も考えることができるが、上述したように周波数帯域の利用効率が低下するという難点がある。さらに、大規模集積回路の微細化による恩恵を得る為には、なるべくデジタル信号処理を維持し、アナログ処理をできるだけ少なくするのが望ましい。アナログ処理は微細化の恩恵が得られないからである。したがって、分割数を増やすことは、周波数変換やフィルタなどのアナログ処理を増やす要因となるので好ましくない。

このように、ＯＦＤＭ信号の広帯域化を達成するために、オーバサンプリングを利用することはデバイスのスペックの関係で広帯域化が困難となり、さらにデバイスが高価になるという問題がある。また、広帯域を分割してサンプリングレートを下げても、周波数帯域の利用効率が低下するといった問題がある。

そこで、本発明の目的は、周波数スペクトラムの利用効率を低下させることなくＯＦＤＭ信号の広帯域化が容易になる広帯域無線通信装置および逆フーリエ変換方法を提供することにある。

本発明による広域無線通信装置は、複数のサブキャリアからなる送信信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によって生成する機能を有する広帯域無線通信装置であって、前記送信信号を所定数のサブキャリアごとに分割し複数の分割送信信号を出力するサブキャリア分割手段と、前記複数の分割送信信号をそれぞれ逆フーリエ変換して複数の第一ＩＦＦＴ信号を出力する複数の逆フーリエ変換手段と、前記複数の第一ＩＦＦＴ信号から不要周波数成分をそれぞれ除去して複数の第二ＩＦＦＴ信号を出力する複数のフィルタ手段と、前記複数の第二ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムを集約して前記送信信号を逆フーリエ変換したＩＦＦＴ信号を生成する集約手段と、を有することを特徴とする。

本発明による逆フーリエ変換方法は、広帯域無線通信装置における複数のサブキャリアからなる送信信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によって生成する方法であって、前記送信信号を所定数のサブキャリアごとに分割して複数の分割送信信号を生成し、複数の逆フーリエ変換手段により前記複数の分割送信信号をそれぞれ逆フーリエ変換して複数の第一ＩＦＦＴ信号を生成し、複数のフィルタ手段により前記複数の第一ＩＦＦＴ信号から不要周波数成分をそれぞれ除去して複数の第二ＩＦＦＴ信号を生成し、前記複数の第二ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムを集約して前記送信信号を逆フーリエ変換したＩＦＦＴ信号を生成する、ことを特徴とする。

本発明により、周波数スペクトラムの利用効率を低下させることなくＯＦＤＭ信号の広帯域化が容易になる。

図１は帯域分割によるキャリア合成法を説明するための周波数スペクトラム図である。 図２はＩＦＦＴ出力をナイキストレートで処理した場合の周波数スペクトラム図である。 図３は単一のサブキャリアの周波数スペクトラム図である。 図４はサブキャリアを重畳して出来たＯＦＤＭ信号の周波数スペクトラム図である。 図５は内挿フィルタと２倍のオーバサンプリングの周波数スペクトラムとフィルタリング特性を示す周波数スペクトラム図である。 図６（Ａ）は本発明による無線通信装置の基本的構成を示すブロック図であり、図６（Ｂ）は内挿フィルタとオーバサンプリングによる無線通信装置を比較例として示すブロック図である。 図７は本発明の第１実施形態による無線通信装置の概略的構成を示すブロック図である。 図８は図７における無線通信装置の観測点５Ｂにおける集約ＯＦＤＭ信号の周波数スペクトラム図である。 図９は図７に示す無線通信装置のより詳細な構成を示すブロック図である。 図１０は図９に示す無線通信装置の第１サブキャリア処理部の構成および信号の周波数スペクトラムを示すブロック図である。 図１１は図９に示す無線通信装置の第２サブキャリア処理部の構成および信号の周波数スペクトラムを示すブロック図である。 図１２は図９に示す無線通信装置の第３サブキャリア処理部の構成および信号の周波数スペクトラムを示すブロック図である。 図１３は図９に示す無線通信装置の第４サブキャリア処理部の構成および信号の周波数スペクトラムを示すブロック図である。 図１４は本実施形態によるＩＦＦＴ処理と比較例のＩＦＦＴ処理とのそれぞれの時間波形を示すタイムチャートである。 図１５は図９に示す無線通信装置におけるフィルタの一例を示す回路図である。 図１６は図９に示す無線通信装置におけるフィルタの他の例を示す回路図である。 図１７は本発明の第２実施形態による無線通信装置の概略的構成を示すブロック図である。 図１８は本発明の第３実施形態による無線通信装置の概略的構成を示すブロック図である。 図１９は図９に示す無線通信装置における周波数変換部の他の例を示す回路図である。 図２０は図９に示す無線通信装置の第１サブキャリア処理部における観測点１Ａのアパーチャ効果も含めた周波数スペクトラム図である。 図２１はアパーチャ補正を考慮したフィルタ特性の一例を示すグラフである。

本発明の実施形態によれば、広帯域にわたるＯＦＤＭ信号の複数のサブキャリアを分割し、それぞれに対してＩＦＦＴ処理、不要成分の除去およびサブキャリアの周波数軸上での集約を行うことで、周波数スペクトラムの利用効率を低下させることなくＯＦＤＭ信号の広帯域化を容易にすることができる。以下、このような構成をＯＦＤＭ集約(OFDM Aggregation)構成と記すものとする。図６を参照しながら、本発明の概略を説明する。

図６（Ａ）に示すように、本発明の一実施形態による無線通信装置は、Ｎ個のサブキャリアからなる広帯域の送信信号を複数（ｍ個）のサブキャリア群に分割して分配するサブキャリア分割部１と、Ｎ／ｍ個のサブキャリアからなる分割送信信号をそれぞれ入力するＩＦＦＴ処理部＃１〜＃ｍと、各ＩＦＦＴ処理部の出力から不要成分（イメージ周波数成分）を除去するフィルタＦ＃１〜Ｆ＃ｍと、ｍ個のフィルタＦ＃１〜Ｆ＃ｍの出力を直交性を維持しつつ周波数軸上でメインローブを隙間なく連結するように集約して合成されたＩＦＦＴ信号を出力する集約部２と、を有する。後述するように、各ＩＦＦＴ処理部のＦＦＴサイズは、入力するＮ／ｍ個のサブキャリアのメインローブが存在する帯域より広い帯域を示す値に設定されており、さらにフィルタＦ＃１〜Ｆ＃ｍはイメージ周波数のメインローブを除去するだけでよい。

図６（Ｂ）は、比較例として、ＦＦＴサイズがＮの１つのＩＦＦＴ処理部と、オーバサンプリング処理部と内挿フィルタとからなる装置構成を示しており、図５で説明したようにオーバサンプリングと内挿フィルタを利用してイメージ周波数成分を除去している。

図６（Ａ）に示す無線通信装置では、低いサンプリングレート（ここでは最も低いナイキストレート）で各ＩＦＦＴ処理部を動作させることができるのに対し、図６（Ｂ）ではイメージ周波数成分を除去するためにＩＦＦＴ出力をオーバサンプリングする必要がある。図６（Ａ）に示すＯＦＤＭ集約構成は、図６（Ｂ）に示す単一ＩＦＦＴ処理部の構成よりもＩＦＦＴ処理部およびフィルタの要求条件が緩和され、しかも、結果的に得られる出力の周波数スペクトラムは両者で同等である。

以下、本発明の実施形態について詳細に説明する。ここでは、数Ｇｂｐｓの広帯域無線伝送をワイドバンドの周波数帯域で構成が可能なＥ−ｂａｎｄと呼ばれる周波数帯で行う場合を説明する。本実施形態は、Ｅ−ｂａｎｄで得られた周波数の広帯域性を活かすための構成であるが、周波数帯域がベースバンドのサンプリングレートよりも高い場合に適用可能で有り、Ｅ−ｂａｎｄに限定するものではない。なお、説明を簡略化するために、１６ポイントのＩＦＦＴ処理（ＦＦＴサイズ＝１６）を行う場合を例示し、アパーチャ効果については後述するものとして、ここでは省略する。

１．第１実施形態
本発明の第１実施形態においても、基本的には、上述したように、ＩＦＦＴのサンプリングレートよりも遙かに高い周波数帯域を網羅するＯＦＤＭ信号を、動作周波数を上げるのではなく低サンプリングレートのＩＦＦＴベースバンド処理で実現する。その為に使用するのは、ＩＦＦＴのデジタル信号処理とフィルタやアナログ処理である周波数変換処理であり、図６（Ｂ）に示すような大規模のＦＦＴと等価な処理をアナデジ混在構成によって実現する。以下、説明を容易にするために、ＯＦＤＭ信号を４分割して４つのサブキャリアずつＩＦＦＴベースバンド処理されるものとする。

図７に示すように、本実施形態による無線通信装置は、サブキャリア分割部１０、４つのサブキャリア処理部１１−１４、合成部１５、およびローカル信号発生部１６を有する。サブキャリア分割部１０は、サブキャリア処理部１１−１４へそれぞれＯＦＤＭ信号のサブキャリアを４つずつ合計１６個分配する。なお、各サブキャリアの送信信号は、送信変調信号あるいは変調波信号の形で分配されてもよいし、ビットの形で分配され、サブキャリア処理部１１−１４においてそれぞれ変調に用いられてもよい。後述するように、サブキャリア処理部１１−１４では、ＩＦＦＴ処理、デジタル−アナログ(digital-to-analog)変換（ＤＡＣ）、フィルタリング、および必要に応じた周波数変換の各処理が行われる。この周波数変換は、ローカル信号発生部１６が供給する周波数が異なるローカル信号ｆ₂−ｆ_４に従って実行され、ローカル信号の周波数はサブキャリア処理部１１−１４からそれぞれ出力される信号が周波数軸上で隙間なく連結する（集約する）ように調整される。従って、周波数変換には、集約させるための精度が要求される。

合成部１５の出力点を観測点５Ｂとすれば、この観測点５Ｂでの周波数スペクトラムは図８に示すようになるが、これは図６（Ｂ）に示すような大規模ＩＦＦＴ処理による結果と同等である。

１．１）構成および動作
図９に示すように、図７に示すサブキャリア処理部１１は、ＩＦＦＴ処理部１０１、ＤＡＣ１０２、フィルタ１０３、および増幅器１０４からなる。図７に示すサブキャリア処理部１２−１４はそれぞれ、ＩＦＦＴ処理部２０１−４０１、ＤＡＣ２０２−４０２、フィルタ２０３−４０３、周波数変換部２０５−４０５、および増幅器２０４−３０４からなる。なお、図６（Ａ）に示す集約部２の集約機能は、図９における周波数変換部２０５−４０５および合成部１５により実現される。以下、各サブキャリア処理部の構成および動作について説明する。

図１０に示すように、サブキャリア処理部１１のＩＦＦＴ処理部１０１は、ＦＰＧＡで構成され、ＦＦＴサイズが８ポイントであり、このシンボル長をＴｓとすれば８／Ｔｓのサンプリングレートで動作する。ＩＦＦＴ処理部１０１のデジタル出力はＤＡＣ１０２によりアナログ信号へ変換される。従って、ＤＡＣ１０２の出力（観測点１Ａ）の周波数スペクトラムにはイメージ周波数成分が含まれる。また、ＩＦＦＴ処理部１０１のＦＦＴサイズによって決定される帯域よりも狭い帯域に所望信号のメインローブは存在する。ＤＡＣ１０２の出力にはフィルタ１０３が接続され、フィルタ１０３によりイメージ周波数が除去される。ここで、注意を要するのは、フィルタ１０３はイメージ周波数のメインローブのみの除去を行い、サイドローブまで除去するものではないことである。フィルタ１０３の出力は増幅器１０４を通して合成部１５へ出力される。従って、サブキャリア処理部１１の出力（観測点１Ｂ）の周波数スペクトラムには、イメージ信号のメインローブは除去されているがサイドローブは残っている。すなわち、ナイキストレートで処理されているので、メインローブは除去できるが、サイドローブについては所望信号とイメージ周波数の距離が離れておらず除去できずに残存しているのである。

図１１に示すように、サブキャリア処理部１２のＩＦＦＴ処理部２０１は、ＦＰＧＡで構成され、ＦＦＴサイズが８ポイントであり、このシンボル長をＴｓとすれば８／Ｔｓのサンプリングレートで動作する。ＩＦＦＴ処理部２０１のデジタル出力はＤＡＣ２０２によりアナログ信号へ変換される。従って、ＤＡＣ２０２の出力（観測点２Ａ）の周波数スペクトラムにはイメージ周波数成分が含まれる。また、ＩＦＦＴ処理部２０１のＦＦＴサイズによって決定される帯域よりも狭い帯域に所望信号のメインローブは存在する。ＤＡＣ２０２の出力にはフィルタ２０３が接続され、フィルタ２０３によりイメージ周波数が除去される。フィルタ２０３はイメージ周波数のメインローブのみの除去を行い、サイドローブまで除去するものではない。フィルタ２０３の出力は周波数変換部２０５によりｆ_２＝４／Ｔｓだけ周波数シフトし、増幅器２０４を通して合成部１５へ出力される。周波数変換部２０５の周波数操作は、第１のサブキャリア処理部１１の出力（図１０の観測点１Ｂ）を基準として周波数軸上でメインローブが隙間なく連結されるように設定される。ここでは、ｆ_２＝４／Ｔｓだけ周波数シフトする（観測点２Ｂの周波数スペクトラムに示す矢印）。

図１２に示すように、サブキャリア処理部１３のＩＦＦＴ処理部３０１は、ＦＰＧＡで構成され、ＦＦＴサイズが８ポイントであり、このシンボル長をＴｓとすれば８／Ｔｓのサンプリングレートで動作する。ＩＦＦＴ処理部３０１のデジタル出力はＤＡＣ３０２によりアナログ信号へ変換される。従って、ＤＡＣ３０２の出力（観測点３Ａ）の周波数スペクトラムにはイメージ周波数成分が含まれる。また、ＩＦＦＴ処理部３０１のＦＦＴサイズによって決定される帯域よりも狭い帯域に所望信号のメインローブは存在する。ＤＡＣ３０２の出力にはフィルタ３０３が接続され、フィルタ３０３によりイメージ周波数が除去される。フィルタ３０３はイメージ周波数のメインローブのみの除去を行い、サイドローブまで除去するものではない。フィルタ３０３の出力は周波数変換部３０５によりｆ_２＝８／Ｔｓだけ周波数シフトし、増幅器３０４を通して合成部１５へ出力される。周波数変換部３０５の周波数操作は、第１のサブキャリア処理部１１の出力（図１０の観測点１Ｂ）を基準とし、上述したに第２のサブキャリア処理部１２の出力（図１１の観測点２Ｂ）に周波数軸上でメインローブが隙間なく連結されるように設定される。ここでは、ｆ_２＝８／Ｔｓだけ周波数シフトする（観測点３Ｂの周波数スペクトラムに示す矢印）。

図１３に示すように、サブキャリア処理部１４のＩＦＦＴ処理部４０１は、ＦＰＧＡで構成され、ＦＦＴサイズが８ポイントであり、このシンボル長をＴｓとすれば８／Ｔｓのサンプリングレートで動作する。ＩＦＦＴ処理部４０１のデジタル出力はＤＡＣ４０２によりアナログ信号へ変換される。従って、ＤＡＣ４０２の出力（観測点４Ａ）の周波数スペクトラムにはイメージ周波数成分が含まれる。また、ＩＦＦＴ処理部３０１のＦＦＴサイズによって決定される帯域よりも狭い帯域に所望信号のメインローブは存在する。ＤＡＣ４０２の出力にはフィルタ４０３が接続され、フィルタ４０３によりイメージ周波数が除去される。フィルタ４０３はイメージ周波数のメインローブのみの除去を行い、サイドローブまで除去するものではない。フィルタ４０３の出力は周波数変換部４０５によりｆ_２＝１２／Ｔｓだけ周波数シフトし、増幅器４０４を通して合成部１５へ出力される。周波数変換部４０５の周波数操作は、第１のサブキャリア処理部１１の出力（図１０の観測点１Ｂ）を基準とし、上述したに第３のサブキャリア処理部１３の出力（図１２の観測点３Ｂ）に周波数軸上でメインローブが隙間なく連結されるように設定される。ここでは、ｆ_２＝１２／Ｔｓだけ周波数シフトする（観測点４Ｂの周波数スペクトラムに示す矢印）。

以上述べたように、サブキャリア処理部１１−１４のそれぞれの出力（図１０−図１３の観測点１Ｂ、２Ｂ、３Ｂ、４Ｂ）が合成部１５で合成され、図８に示すように、合成部１５の出力（観測点５Ｂ）において周波数軸上で隙間なく連結した周波数スペクトラムが得られる。注意すべきは、上述したように、サブキャリア処理部１１−１４ではイメージ周波数のメインローブのみの除去を行いサイドローブについては除去対象としていない。そのために、図８に示す様に観測点５Ｂの周波数スペクトラムでは、イメージ信号のメインローブは除去されているが、サイドローブは残ったままである。ナイキストレートでの処理の為、メインローブは除去できるがサイドローブについては所望信号とイメージ周波数の距離が稼げていないので除去出来ずに残っているのである。それにも拘わらずメインローブの信号点では、必ずサイドローブが零になり、直交していることが分かる。即ち、上述の周波数変換部２０５、３０５および４０５によって周波数軸上の位置合わせが行われ、所望信号である複数のメインローブが存在する範囲が直交性を維持しつつ重畳して隙間なく連結されるのである。

図８に示す観測点５Ｂの周波数スペクトラムは、フィルタの影響で若干のバラツキがあるが、直交性は保たれており、１６ポイントＩＦＦＴ処理部と等価な処理をアナデジ混在構成で実現出来ていることがわかる。フィルタに起因するバラツキはフィルタ設計か補正によって等化できる。

１．２）効果
図１４は、目的としている１６ポイントＩＦＦＴ処理と、本実施形態によるＯＦＤＭ集約ＩＦＦＴ処理との時間波形を比較したものである。１６ポイントＩＦＦＴ処理のサンプリングは破線で、本実施形態によるアナデジ混在構成で実現したＯＦＤＭ集約ＩＦＦＴのサンプリングは実線でそれぞれ示している。同図より、ＯＦＤＭ集約の場合、アナデジ混在構成のＩＦＦＴによってサンプリングレートを半分に出来ていることが分かる。この実施形態の場合、ＩＦＦＴの半分をフィルタの切れの為に犠牲にしているので効率よくできていないが、実際に使われるサブキャリア数とフィルタの切れの良さによってもっと効率よく構成することが出来る。例えば２０％程度のサブキャリアをフィルタの為に犠牲にした場合、以下の様なサンプリングレートとなる。

表１と比較して、ＩＦＦＴ／ＦＦＴの最大動作周波数によって使うことが出来なかった500MHz以上の部分も、分割数を増やすことによって使えるようになることが分かる。しかもスペクトラム効率は大規模ＦＦＴを使ったＯＦＤＭと等価である。
以上説明した様に、本実施形態による無線通信方法および装置は、ベースバンドのサンプリングレートよりも遙かに高い周波数帯域を網羅するＯＦＤＭ信号を 必要最小限度のサンプリングレートであるナイキストレートで実現することが出来る。即ち、各フィルタはメインローブのみを除去しサイドローブは除去対象としていないので、従来の様にオーバサンプリングレートを高くしてイメージ周波数軸上の距離を稼いでフィルタリングすることなく、イメージ信号を除去することができる。すなわち、本実施形態により、大規模なＩＦＦＴ処理と等価な処理を、低レートのＩＦＦＴ処理と周波数変換により実現することができ、小型、低価格で周波数利用効率のよい変調方法を実現することが可能となる。

１．３）フィルタの実施例
サブキャリア処理部１１−１４で用いられるフィルタ１０３，２０３，３０３および４０３としては、アナログフィルタあるいは離散フィルタを用いることができる。

図１５に例示するようなアナログフィルタを採用することができる。アナログフィルタは一般的に周波数選択の能力が低い。本実施形態によるＯＦＤＭ集約構成の場合、ナイキストレートで動作することでＩＦＦＴ信号のイメージ周波数が生成し、それをフィルタによりメインローブのみを除去し、サイドローブは除去していない。それでも、各サブキャリア処理部の周波数変換によって周波数シフト量を調整することで、サブキャリア処理部１１−１４の各出力の信号存在範囲を直交性を維持しつつ重複して隙間無く連結することができる。従って、周波数選択の能力の低いアナログのフィルタであっても、メインローブの除去のみでサイドローブが残っていても問題ない。信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑに対して共に同じフィルタを用いる。なお、本実施形態の説明では複素演算を前提に一系統で記載したが、実際の装置ではＩ成分とＱ成分で構築していくことになる。即ち、一系統でも内容はＩとＱの二系統が存在する。図１５のアナログフィルタはそのＩ成分およびＱ成分の両方に用いる。

図１６に例示するスイッチトキャパシタフィルタで構築した離散フィルタを用いることもできる。図１６における丸印はスイッチング素子を表す。離散フィルタは、アナログのフィルタと違って、周波数選択の能力が高く、且つ正確なフィルタリングが出来る。従って、例えばベースバンドのＩＦＦＴのサンプリングクロックに同期したクロックをノッチフィルタのスイッチングクロックに用いればノッチ周波数を正確に決定することが出来る。この時、イメージ周波数のメインローブの中心に合わせる様にノッチ周波数を設計すると、低域フィルタと縦続接続することで、所望信号であるＩＦＦＴ信号の複数のメインローブから成る帯域をＦＦＴサイズによって決定される帯域と同等か若干狭い帯域にしただけで、ナイキストレートによる処理で実現出来る。この他にデジタルフィルタによって構成することも可能である。

２．第２実施形態
上述した第１実施形態では、サブキャリア処理部１２−１４における周波数変換部２０５，３０５，４０５は、ローカル信号発生部１６が供給するローカル信号ｆ₂−ｆ_４に従って周波数変換を行い、サブキャリア処理部１１−１４からそれぞれ出力される信号が周波数軸上で隙間なく連結する（集約する）ように調整される必要がある。従って、ローカル信号発生部１６が供給するローカル信号ｆ₂−ｆ_４には最終的に集約を成功させるための精度が要求される。このような高精度のローカル信号は、より安価なＰＬＬ(Phase-locked Loop)を用いてサブキャリア処理部内で生成することもできる。

図１７に示すように、ＰＬＬ回路１７は、基準信号ＲＥＦに基づいてＩＦＦＴ処理部２１−２４のクロックとなる８／Ｔｓ周波数と周波数変換用周波数を生成する基準となる４／Ｔｓ周波数とを生成する。サブキャリア処理部２１は、図９のサブキャリア処理部１１と同様に周波数シフトを行わないので（ｆ_１＝０）、ＰＬＬ回路１７から８／Ｔｓ周波数のクロックのみを入力する。サブキャリア処理部２２は、８／Ｔｓ周波数クロックと周波数変換用のｆ_２＝４／Ｔｓ周波数とを用いるので、図９のサブキャリア処理部１２と同様に、ＰＬＬ回路１７から８／Ｔｓ周波数のクロックとｆ_２＝４／Ｔｓ周波数の基準信号とを入力する。したがって、サブキャリア処理部２１および２２は、図９のサブキャリア処理部１１および１２と同じ構成を有する。

サブキャリア処理部２３は、図９のサブキャリア処理部１３の構成に加えて、位相比較器ＰＤ、電圧制御発振器（ＶＣＯ）および２分周器（１／２）から構成されるＰＬＬ回路を具備し、位相比較器ＰＤの一方の入力にＰＬＬ回路１７からｆ_２＝４／Ｔｓ周波数の基準信号が供給される。これによってＶＣＯから周波数変換用のｆ_３＝８／Ｔｓ周波数を出力され、上述したように周波数変換部３０５へ出力される。なお、８／Ｔｓ周波数クロックはすでに述べたようにＩＦＦＴ処理部３０１へ供給される。

サブキャリア処理部２４は、図９のサブキャリア処理部１４の構成に加えて、位相比較器ＰＤ、電圧制御発振器（ＶＣＯ）および３分周器（１／３）から構成されるＰＬＬ回路を具備し、位相比較器ＰＤの一方の入力にＰＬＬ回路１７からｆ_２＝４／Ｔｓ周波数の基準信号が供給される。これによってＶＣＯから周波数変換用のｆ_４＝１２／Ｔｓ周波数を出力され、上述したように周波数変換部４０５へ出力される。なお、８／Ｔｓ周波数クロックはすでに述べたようにＩＦＦＴ処理部４０１へ供給される。

３．第３実施形態
上述した第１および第２実施形態では、ゼロＩＦ周波数で構成された場合を示したが、予め決められた中間周波数を基準として構成することもできる。以下、中間周波数をｆ_ＩＦを記して説明するが、各サブキャリア処理部の内部構成は、図９におけるサブキャリア処理部１２−１４と同じであるから、詳細は省略する。

一般にフィルタは扱う信号の波長に比例してそのサイズが決まるので、周波数が高くなるほど小型化が可能である。各サブキャリア処理部における周波数変換部の出力周波数をフィルタに都合の良い中間周波数で構成することで、より小型化が可能となる。

図１８に示すように、サブキャリア処理部３１−３４の各々は、図９におけるサブキャリア処理部１２−１４と同様にＩＦＦＴ処理部、ＤＡＣ、フィルタ、周波数変換部および増幅器からなる。上述の第１実施形態では、サブキャリア処理部１１で周波数シフトがなかったので、周波数変換部が不要であったが、本実施形態による中間周波数構成ではｆ_１＝ｆ_ＩＦのローカル信号が供給されるので周波数変換部が設けられる。

ローカル信号発生部１８は、サブキャリア処理部３１−３４のそれぞれの周波数変換部に対して、周波数ｆ_１＝ｆ_ＩＦ、ｆ_２＝ｆ_ＩＦ＋４／Ｔｓ、ｆ_３＝ｆ_ＩＦ＋８／Ｔｓ、およびｆ_４＝ｆ_ＩＦ＋１２／Ｔｓのローカル信号をそれぞれ供給する。したがって、上述した図１０〜図１３に示す周波数スペクトラムはいずれも中間周波数ｆ_ＩＦ分だけシフトする。したがって、サブキャリア処理部３１−３４のそれぞれのフィルタはバンドパスフィルタとなり、都合の良い中間周波数での構成が可能となり、小型化が実現できる。また、ＩＦ周波数合成部１９は合成部１５に対応するが、中間周波数で合成を行う。

なお、本実施形態では説明のし易さから個別のローカル周波数ｆ_１、ｆ_２、ｆ_３、ｆ_４で説明したが、第２実施形態と同様に、各サブキャリア処理部の内部にＰＬＬを構成して、１つの基準信号を入力することで各サブキャリア処理部の内部で必要なローカル周波数を生成することも可能である。

４．周波数変換部の他の例
上述した実施形態において、サブキャリア処理部における周波数変換部は、ローカル周波数を用いた複素ミキシングとして複素正弦波を変換対象のキャリアに乗算することにより、入力されたローカル周波数に相当する周波数シフトを実現している。これ以外に、同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）を有する直交変調器を用いて安価な周波数変換を実現することもできる。

図１９に示すように、直交変調は位相が９０°異なる２つの正弦波を生成して、それらを独立にＩ成分とＱ成分の情報と乗算することで変調する方法であり、複素正弦波による変換と等価である。ミキサと呼ばれる乗算器にてＩ成分とＱ成分を正弦波に載せて正弦波の周波数に相当する周波数シフトを行う。この直交変調器を本発明に適用することで、安価な周波数変換部が実現出来る。これにより、高レートで大規模なＩＦＦＴ処理と等価な処理を低レートのＩＦＦＴ処理により小型、低価格で周波数利用効率のよく実現できる。

５．アパーチャ補正
ここまで、アパーチャ効果は説明の都合上省略してきた。ここではアパーチャ効果も含めて説明する。アパーチャ効果とは、デジタルアナログ変換（Ｄ／Ａ）を実行する際にその出力波形が矩形波となるため高域周波数特性が低下する現象をいう。

図２０は、アパーチャ効果も含めたサブキャリア処理部における観測点１Ａの周波数スペクトラムである。このように高域のサブキャリアの振幅が減衰していることが分かる。そこで、フィルタ特性を図２１の様に高域強調を行って所望波のメインローブが存在する領域で図２０のアパーチャ効果の逆特性を持たせる様に補正する。これによってフィルタ出力のスペクトラムが平坦化される。このように各サブキャリア処理部のフィルタをアパーチャ効果の逆特性を持たせるように設定することで高域周波数特性の低下を相殺することができる。

６．効果
以上説明したように、本発明の実施形態によれば、複数のサブキャリアのＯＦＤＭ信号を複数のＩＦＦＴ処理部へ分配し、ＩＦＦＴ処理部とデジタルアナログ変換ＤＡＣとをナイキストレートにより動作させる。各ＩＦＦＴ処理部のＦＦＴサイズによって決定される帯域はＩＦＦＴ信号の複数のメインローブから成る帯域より広い。さらに、ＩＦＦＴ出力にフィルタを接続し、ナイキストレート処理によって発生したイメージ周波数のメインローブを除去する。こうして得られたフィルタ出力のメインローブが周波数軸上で直交性を維持しつつ隙間なく連結するように周波数変換を行い合成する。このように合成することで、無駄なスペクトルを排除でき、さらに広帯域な周波数を分割することで一つ当たりの処理を軽減することができる。これによってベースバンドのサンプリングレートよりも遙かに高い周波数帯域を網羅するＯＦＤＭ信号を、必要最小限度のサンプリングレートであるナイキストレートで実現することが出来る。言い換えれば、各フィルタはメインローブのみを除去しサイドローブを除去対象としていないので、オーバサンプリングレートを高くしてフィルタリングする必要がない。即ち、大規模なＩＦＦＴ処理と等価な処理を、低レートのＩＦＦＴ処理と周波数変換に置き換えることで、小型、低価格で周波数利用効率のよい変調方法を実現できる。

更に、除去対象がメインローブだけでありサイドローブは残っていても問題ないため、フィルタに周波数選択の能力の低いアナログのフィルタを用いることができる。また、周波数選択の能力が高く且つ正確なフィルタリングができる離散的フィルタを用いることもできる。

また、複数の周波数変換部の出力周波数を予め決められた中間周波数を基準として生成することで、イメージ周波数のメインローブを除去するフィルタを都合の良い中間周波数で構成することができ、フィルタの小型化が可能となる。

また、複数のサブキャリア処理部における周波数変換部に対して、共通の参照信号を用いたＰＬＬにより生成される周波数を供給することで、各周波数変換部の周波数シフト亮の相対誤差を無くすることが出来る。従って、精度の良い高価な発振子を用いた周波数変換器を用いることなく、フィルタ出力に対して周波数軸上で正確な位置を行うことができる。

周波数変換部に安価な直交変調器を用いることもできる。また、各フィルタにアパーチャ補正を行う機能を設けることで、アパーチャ効果による特定の周波数の信号レベルの減衰を抑制することができる。

７．付記
上述した実施形態の一部あるいは全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、これらに限定されるものではない。
（付記１）
複数のサブキャリアからなる送信信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によって生成する機能を有する広帯域無線通信装置であって、
前記送信信号を所定数のサブキャリアごとに分割し複数の分割送信信号を出力するサブキャリア分割手段と、
前記複数の分割送信信号をそれぞれ逆フーリエ変換して複数の第一ＩＦＦＴ信号を出力する複数の逆フーリエ変換手段と、
前記複数の第一ＩＦＦＴ信号から不要周波数成分をそれぞれ除去して複数の第二ＩＦＦＴ信号を出力する複数のフィルタ手段と、
前記複数の第二ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムを集約して前記送信信号を逆フーリエ変換したＩＦＦＴ信号を生成する集約手段と、
を有することを特徴とする広帯域無線通信装置。
（付記２）
前記集約手段は前記複数の第二ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムが連結するように周波数調整を行い、周波数調整後に前記複数の第二ＩＦＦＴ信号を合成することを特徴とする付記１に記載の広帯域無線通信装置。
（付記３）
前記集約手段は前記複数の第二ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムにおけるメインローブが直交性を維持しつつ隙間なく連結するように周波数調整を行うことを特徴とする付記２に記載の広帯域無線通信装置。
（付記４）
前記フィルタ手段は前記第一ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムにおける不要周波数成分のメインローブのみを除去するフィルタであることを特徴とする付記１−３のいずれか１項に記載の広帯域無線通信装置。
（付記５）
前記フィルタ手段はアナログフィルタあるいは離散的フィルタであることを特徴とする付記１−４のいずれか１項に記載の広帯域無線通信装置。
（付記６）
前記フィルタ手段により除去される不要周波数成分はイメージ周波数信号であることを特徴とする付記１−５のいずれか１項に記載の広帯域無線通信装置。
（付記７）
前記フィルタ手段はアパーチャ効果の逆特性を有することを特徴とする付記１−６のいずれか１項に記載の広帯域無線通信装置。
（付記８）
前記複数の逆フーリエ変換手段のフーリエ変換サイズにより定まる帯域は、前記分割送信信号の所定数のサブキャリアのメインローブが存在する帯域より広いことを特徴とする付記１−７のいずれか１項に記載の広帯域無線通信装置。
（付記９）
前記複数の逆フーリエ変換手段からそれぞれ出力される前記複数の第一ＩＦＦＴ信号はデジタル信号であることを特徴とする付記１−８のいずれか１項に記載の広帯域無線通信装置。
（付記１０）
前記複数の逆フーリエ変換手段はナイキストレートで動作することを特徴とする付記１−９のいずれか１項に記載の広帯域無線通信装置。
（付記１１）
広帯域無線通信装置における複数のサブキャリアからなる送信信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によって生成する方法であって、
前記送信信号を所定数のサブキャリアごとに分割して複数の分割送信信号を生成し、
複数の逆フーリエ変換手段により前記複数の分割送信信号をそれぞれ逆フーリエ変換して複数の第一ＩＦＦＴ信号を生成し、
複数のフィルタ手段により前記複数の第一ＩＦＦＴ信号から不要周波数成分をそれぞれ除去して複数の第二ＩＦＦＴ信号を生成し、
前記複数の第二ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムを集約して前記送信信号を逆フーリエ変換したＩＦＦＴ信号を生成する、
ことを特徴とする逆フーリエ変換方法。
（付記１２）
前記複数の第二ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムが連結するように周波数調整を行い、周波数調整後に前記複数の第二ＩＦＦＴ信号を合成することで前記送信信号を逆フーリエ変換したＩＦＦＴ信号を生成することを特徴とする付記１１に記載の逆フーリエ変換方法。
（付記１３）
前記複数の第二ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムにおけるメインローブが直交性を維持しつつ隙間なく連結するように周波数調整を行うことを特徴とする付記１２に記載の逆フーリエ変換方法。
（付記１４）
前記フィルタ手段は前記第一ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムにおける不要周波数成分のメインローブのみを除去するフィルタであることを特徴とする付記１１−１３のいずれか１項に記載の逆フーリエ変換方法。
（付記１５）
前記フィルタ手段はアナログフィルタあるいは離散的フィルタであることを特徴とする付記１１−１４のいずれか１項に記載の逆フーリエ変換方法。
（付記１６）
前記フィルタ手段により除去される不要周波数成分はイメージ周波数信号であることを特徴とする付記１１−１５のいずれか１項に記載の逆フーリエ変換方法。
（付記１７）
前記フィルタ手段はアパーチャ効果の逆特性を有することを特徴とする付記１１−１６のいずれか１項に記載の逆フーリエ変換方法。
（付記１８）
前記複数の逆フーリエ変換手段のフーリエ変換サイズにより定まる帯域は、前記分割送信信号の所定数のサブキャリアのメインローブが存在する帯域より広いことを特徴とする付記１１−１７のいずれか１項に記載の逆フーリエ変換方法。
（付記１９）
前記複数の逆フーリエ変換手段からそれぞれ出力される前記複数の第一ＩＦＦＴ信号はデジタル信号であることを特徴とする付記１１−１８のいずれか１項に記載の逆フーリエ変換方法。
（付記２０）
前記複数の逆フーリエ変換手段はナイキストレートで動作することを特徴とする付記１１−１９のいずれか１項に記載の逆フーリエ変換方法。

本発明は無線送信機のデジタル変調器、基地局間や基地局とコアーネットワークを無線で接続するモバイルバックホールなどに適用可能である。

１ サブキャリア分割部
２ 集約部
１０ サブキャリア分割部
１１−１４、２１−２４、３１−３４ サブキャリア処理部
１５ 合成部
１６、１８ ローカル信号発生部
１７ ＰＬＬ回路
１９ ＩＦ周波数合成部
１０１、２０１，３０１、４０１ ＩＦＦＴ処理部
１０２，２０２，３０２，４０２ ＤＡＣ
１０３、２０３、３０３、４０３ フィルタ
１．４，２０４，３０４、４０４ 増幅器
２０５，３０５、４０５ 周波数変換部

Claims (10)

1. 複数のサブキャリアからなる送信信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によって生成する機能を有する広帯域無線通信装置であって、
   前記送信信号を所定数のサブキャリアごとに分割し複数の分割送信信号を出力するサブキャリア分割手段と、
   前記複数の分割送信信号をそれぞれ逆フーリエ変換して複数の第一ＩＦＦＴ信号を出力する複数の逆フーリエ変換手段と、
   前記複数の第一ＩＦＦＴ信号から不要周波数成分をそれぞれ除去して複数の第二ＩＦＦＴ信号を出力する複数のフィルタ手段と、
   前記複数の第二ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムを集約して前記送信信号を逆フーリエ変換したＩＦＦＴ信号を生成する集約手段と、
   を有することを特徴とする広帯域無線通信装置。
2. 前記集約手段は前記複数の第二ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムが連結するように周波数調整を行い、周波数調整後に前記複数の第二ＩＦＦＴ信号を合成することを特徴とする請求項１に記載の広帯域無線通信装置。
3. 前記集約手段は前記複数の第二ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムにおけるメインローブが直交性を維持しつつ隙間なく連結するように周波数調整を行うことを特徴とする請求項２に記載の広帯域無線通信装置。
4. 前記フィルタ手段は前記第一ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムにおけるイメージ周波数信号のメインローブのみを除去するフィルタであることを特徴とする請求項１−３のいずれか１項に記載の広帯域無線通信装置。
5. 前記複数の逆フーリエ変換手段のフーリエ変換サイズにより定まる帯域は、前記分割送信信号の所定数のサブキャリアのメインローブが存在する帯域より広いことを特徴とする請求項１−４のいずれか１項に記載の広帯域無線通信装置。
6. 前記複数の逆フーリエ変換手段はナイキストレートで動作することを特徴とする請求項１−５のいずれか１項に記載の広帯域無線通信装置。
7. 広帯域無線通信装置における複数のサブキャリアからなる送信信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によって生成する方法であって、
   前記送信信号を所定数のサブキャリアごとに分割して複数の分割送信信号を生成し、
   複数の逆フーリエ変換手段により前記複数の分割送信信号をそれぞれ逆フーリエ変換して複数の第一ＩＦＦＴ信号を生成し、
   複数のフィルタ手段により前記複数の第一ＩＦＦＴ信号から不要周波数成分をそれぞれ除去して複数の第二ＩＦＦＴ信号を生成し、
   前記複数の第二ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムを集約して前記送信信号を逆フーリエ変換したＩＦＦＴ信号を生成する、
   ことを特徴とする逆フーリエ変換方法。
8. 前記複数の第二ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムが連結するように周波数調整を行い、周波数調整後に前記複数の第二ＩＦＦＴ信号を合成することで前記送信信号を逆フーリエ変換したＩＦＦＴ信号を生成することを特徴とする請求項７に記載の逆フーリエ変換方法。
9. 前記複数の第二ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムにおけるメインローブが直交性を維持しつつ隙間なく連結するように周波数調整を行うことを特徴とする請求項８に記載の逆フーリエ変換方法。
10. 前記フィルタ手段は前記第一ＩＦＦＴ信号の周波数スペクトラムにおけるイメージ周波数信号のメインローブのみを除去することを特徴とする請求項７−９のいずれか１項に記載の逆フーリエ変換方法。