JPWO2011136143A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

気象状況等に応じて出力電力が変動する太陽電池や風力発電機などの直流電源から出力される電力を、蓄電池の特性に応じて効率的に蓄電する。本装置は、最大電力点を有する直流電源から出力される電力を蓄電する蓄電池に流れる電流の電流値を検出する蓄電池電流検出回路と、直流電源からの出力電圧をDC/DC変換して、蓄電池に出力するD/Dコンバータと、D/Dコンバータの出力電圧に応じて、最大電力点を追跡するようにD/Dコンバータの制御を行う電圧制御回路と、蓄電池電流検出回路に検出された電流値に応じて、電流値が一定になるようにD/Dコンバータの制御を行う定電流制御回路と、蓄電池が充電中で且つ蓄電池電流検出回路に検出された電流値が所定値未満であれば電圧制御回路の制御を有効化し、蓄電池が充電中で且つ蓄電池電流検出回路に検出された電流値が所定値以上であれば定電流制御回路の制御を有効化する制御切換回路とを有する。

Description

本発明は、最大電力点を有する直流電源から供給される電力を蓄電池に蓄電するための技術に関する。
図１（ａ）に一般的な太陽電池の出力電流−出力電圧特性、図１（ｂ）に出力電流−出力電力特性を示す。図１（ａ）に示すように、太陽電池の出力電圧は、出力電流が増加すると徐々に減少するが、出力電流が所定の値を超えると急激に減少するような特性を有している。このような特性から、図１（ｂ）に示すように、出力電力Ｐ（＝出力電圧Ｖ×出力電流Ｉ）は、出力電流が所定の値になるまでは増加するが、所定の値を超えると急激に減少する。電圧を基準に考えた場合にも、所定の電圧値を超えると急激に出力電力Ｐが減少することになる。
このような特性を有する太陽電池などの直流電源は、出力される電力を効率的に利用する必要がある。このため、前述の直流電源は、電力極大値である最大電力点において蓄電池などの負荷に電力を伝えることが必要となる。すなわち、最大電力点追跡（Maximum Power Point Tracking）制御が必要となり、そのための技術が幾つか存在している。
例えば特開昭６３−５７８０７号公報には、太陽電池の出力電圧と出力電流を検出し、出力電圧の微分値を利用した最大点追尾方法が開示されている。この技術は、最大電力点での微分値がゼロであることを利用する方法で、現動作点での制御信号に微少変位を与えたときの電圧及び電流を検出し、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換した後、演算により電力の微分値を求め、この電力の微分値がゼロになるように制御する。この技術には、Ａ／Ｄ変換や演算のためにマイコンやＤＳＰ(Digital Signal Processor）が必要となるため、高価となる。
また、特開昭６２−８５３１２号公報には、いわゆる山登り法での最大電力点追尾方法が開示されている。この方法は、２点の電圧及び電流値を測定し、各点での電力を算出した後、電力値を比較し、電力値が大きい方に制御点を移動して行き、制御点移動方向が交互に上昇下降する点で安定させる制御方法である。この制御方法では、制御点の移動量分、最大電力点を挟んで、変動をし続けることになり、移動量を大きく出来ない。また、移動量を小さくしすぎると、最大電力点付近まで制御点を移動するのに時間がかかり、太陽電池の出力電力特性の変化に追従できなくなってしまう。
さらに、特開平７−０７２９４１号公報では、３点以上の電圧電流点を検出しそれぞれの電力を算出した後近似式にて最大電力点を推測し、この推測点で制御する方法が開示されている。この方法は、太陽電池の特性変化に従って、３点以上の電圧電流値から各々の電力を算出し、近似式で暫定最大電力点を見つけ出す手法である。しかし、この方法によれば、少なくとも１点の電圧電流点が最大電力点を越えたところの点であり、且つ少なくとも１点の電圧電流点が最大電力点を越えていないところの点である必要がある。従って、このような電圧電流点に制御点を移動させる必要があり、そのための制御回路が複雑且つ高価になる。
また、特開平７−１２９２６４号公報には、太陽電池の出力電圧と電力変換部の出力電流の変動傾向から動作点位置を検出して最大電力点を追尾する方法が開示されている。この方法では、太陽電池の出力電圧と電力変換部の出力電流の変動傾向から、電力変換部を制御する指令値に対し、ΔＶだけ増減させるため、電力変換部の出力変化量は、デジタル的な変動をすることになる。このことは、太陽電池の、日射量変化等による特性変化に対し、ΔＶが大きければ、電力変換部の出力変化量が大きくなるためばたつきが発生し、ΔＶが小さければ、安定するのに時間がかかることになり、固定のΔＶでは、素早く且つ安定に制御できないという問題がある。また、変動傾向から太陽電池の動作位置を検出した後、指令値を変化させるため、遅延が大きくなり応答性が悪い。
また、太陽電池などには鉛蓄電池やリチウムイオン二次電池などの蓄電池が接続されることが多いが、蓄電池に効率よく蓄電する技術については検討されていない。
特開昭６３−５７８０７号公報 特開昭６２−８５３１２号公報 特開平７−０７２９４１号公報 特開平７−１２９２６４号公報
以上述べたように、従来技術には、気象状況等に応じて出力電力が変動する太陽電池や風力発電機などの直流電源から出力される電力を、蓄電池の特性に応じて効率的に蓄電するような方式は述べられていない。
従って、本発明の目的は、気象状況等に応じて出力電力が変動する太陽電池や風力発電機などの直流電源から出力される電力を、蓄電池の特性に応じて効率的に蓄電する技術を提供することである。
本発明の一側面に係る電力変換装置は、（Ａ）最大電力点を有する直流電源からの出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換して、蓄電池に出力するＤ／Ｄコンバータ回路と、（Ｂ）Ｄ／Ｄコンバータ回路から出力される電力を蓄電する蓄電池に流れる電流の電流値を検出する蓄電池充電電流検出回路と、（Ｃ）Ｄ／Ｄコンバータ回路の出力電圧に応じて、最大電力点を追跡するようにＤ／Ｄコンバータ回路の制御を行う電圧制御回路と、（Ｄ）蓄電池充電電流検出回路に検出された電流値に応じて、電流値が一定になるようにＤ／Ｄコンバータ回路の制御を行う定電流制御回路と、（Ｅ）蓄電池が充電中で且つ蓄電池充電電流検出回路に検出された電流値が所定値未満であれば電圧制御回路の制御を有効化し、蓄電池が充電中で且つ蓄電池充電電流検出回路によって検出された電流値が所定値以上であれば定電流制御回路の制御を有効化する制御切換回路とを有する。
このような制御の切換を行うことによって、直流電源から十分な電力が供給される場合だけではなく、直流電源から電力が十分に供給されない場合においても、効率よく充電を行うことができるようになる。
また、上で述べた電力変換装置は、蓄電池の出力電圧を検出する蓄電池電圧検出回路をさらに有するようにしてもよい。その場合、上で述べた制御切換回路が、蓄電池充電電流検出回路により検出された電流値が所定値以上であって且つ蓄電池電圧検出回路により検出された出力電圧が第２の所定値以上であれば電圧制御回路の制御を有効化し、蓄電池充電電流検出回路により検出された電流値が所定値以上であって且つ蓄電池電圧検出回路により検出された出力電圧が第２の所定値未満であれば定電流制御回路の制御を有効化するようにしてもよい。
直流電源から十分な電力が供給される場合においても、満充電と充電中では制御を切り換えることが好ましい。
さらに、上で述べた電力変換装置は、蓄電池の出力電圧を検出する蓄電池電圧検出回路をさらに有するようにしてもよい。この際、蓄電池が充電中であることを、蓄電池電圧検出回路により検出された出力電圧が第２の所定値未満であることで特定するようにしてもよい。このようにすれば、正しく充電状態を検出することができる。
さらに、上で述べた電力変換装置は、Ｄ／Ｄコンバータ回路の出力電圧に応じた電圧の出力信号を出力する出力電圧検出回路をさらに有するようにしてもよい。そして、上で述べた電圧制御回路が、出力電圧検出回路の出力信号の電圧と基準となる比較電圧との差に応じて、Ｄ／Ｄコンバータ回路を制御する定電圧制御回路と、定電圧制御回路による制御にも拘わらず出力電圧検出回路の出力信号の電圧が低下すると、出力電圧検出回路の出力信号の電圧と基準となる比較電圧との電位差を強制的に狭める調整回路とを有するようにしてもよい。
このような電圧制御回路を採用することによって、安価な回路にて最大電力点追跡が可能になる。
さらに、上で述べた調整回路が、出力電圧検出回路の出力信号の電圧低下に応じてＤ／Ｄコンバータ回路に含まれるスイッチのスイッチングを制御する信号のデューティー比が所定の最大値となる状態を検出するデューティー比最大検出回路と、デューティー比最大検出回路から所定期間内に検出信号が出力される頻度又は割合に従って出力電圧検出回路の出力信号の電圧又は基準となる比較電圧を変化させる電圧調整回路とを有するようにしてもよい。
このようにデューティー比最大検出回路を導入することによって、直流電源から最大電力点を超えて電力を引き出している状況を簡単に特定することができるようになる。また、デューティー比最大検出回路から所定期間内に検出信号が出力される頻度又は割合は、最大電力点を超えた程度に相当するため、出力電圧検出回路の出力信号の電圧又は基準電圧を適切に調整することができるようになる。
また、上で述べた電圧調整回路が、デューティー比最大検出回路から検出信号が所定期間内に出力される頻度又は割合に応じた期間、放電回路からの放電に切り換える回路を含むようにしてもよい。放電回路の時定数によって滑らかに調整が行われる。
さらに、上で述べた電圧調整回路が、出力電圧検出回路の出力信号の極性を反転させる第１の反転回路と、第１の反転回路の出力信号の電圧を、デューティー比最大検出回路から検出信号が所定期間内に出力される頻度又は割合に従って引き下げる反転信号調整回路と、反転信号調整回路によって電圧が引き下げられた第１の反転回路の出力信号の極性を反転させる第２の反転回路とを有するようにしてもよい。このようにすれば、出力電圧検出回路の出力信号の電圧を適切に調整することができるようになる。
また、上で述べた調整回路が、デューティー比最大検出回路から検出信号が出力されると、Ｄ／Ｄコンバータ回路に含まれるスイッチのスイッチングを制御して供給される電力を出力制限させる制限回路をさらに含むようにしてもよい。
Ｄ／Ｄコンバータ回路の出力電圧が低下すると、定電圧制御回路はＤ／Ｄコンバータ回路のスイッチのオンの期間を長くするよう制御する。しかし、上で述べたように最大電力点を超えて電力を引き出そうとしている状況においては、上で述べたようにスイッチのオンの期間を短くして、早期にＤ／Ｄコンバータ回路の目標出力電圧を引き下げれば、高速に最大電力点追跡が行われるようになる。
また、上で述べた定電圧制御回路が、出力電圧検出回路の出力信号の電圧と基準となる比較電圧との差に応じた誤差電圧と、所定の三角波信号とを比較して、誤差電圧が三角波信号の電圧を上回る期間、Ｄ／Ｄコンバータ回路に含まれるスイッチをオンにする信号を生成する回路を含むようにしてもよい。その際、上で述べた調整回路が、デューティー比最大検出回路から所定期間内に検出信号が出力される頻度又は割合に従って誤差電圧を引き下げる制限回路をさらに含むようにしてもよい。
このような制限回路を導入することによって、適切なタイミングでＤ／Ｄコンバータ回路のスイッチのオフ期間が形成されるため、消費電力を少なくすることができる。
さらに、上で述べた調整回路が、出力電圧検出回路の出力信号の電圧又は基準となる比較電圧の強制的な変更後、当該変更量を漸減させるようにしてもよい。このようにすれば、最大電力点を超えて電力を引き出してしまう程度も漸減する。
以下、上で述べた本発明の一側面をさらに具体的に説明するが、本発明は以下の説明に限定されるものではない。
図1(a)及び(b)は、太陽電池の特性を表す模式図である。 図2は、第１の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図である。 図3(a)及び(b)は、充電池の充電方式を説明するための図である。 図4は、蓄電池に対する制御切換を説明するための図である。 図5は、電圧制御回路の他の例を示す図である。 図6は、第２の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図である。 図7は、関数ｆの例を示す図である。 図8は、第３の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図である。 図9(a)及び(b)は、太陽電池の特性を表す模式図である。 図10(a)乃至(d)は、第３の実施の形態に係るシステムの動作を説明するための波形図である。 図11は、第３の実施の形態の実施例に係る回路例を示す図である。 図12は、第３の実施の形態の実施例に係る回路例を示す図である。 図13(a)乃至(g)は、第３の実施の形態の実施例に係る回路の動作を表す波形図である。 図14(a)乃至(h)は、第３の実施の形態の実施例に係る回路の動作を表す波形図である。 図15(a)乃至(h)は、第３の実施の形態の実施例に係る回路の動作を表す波形図である。 図16(a)乃至(g)は、第３の実施の形態の実施例に係る回路の動作を表す波形図である。 図17(a)乃至(i)は、第３の実施の形態の実施例に係る回路の動作を表す波形図である。 図18は、第３の実施の形態の他の実施例を示す図である。 図19は、第４の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図である。 図20は、第４の実施の形態の実施例に係る具体的回路例を示す図である。 図21(a)乃至(g)は、第４の実施の形態の実施例の動作を説明するための波形図である。 図22(a)乃至(i)は、第４の実施の形態の実施例の動作を説明するための波形図である。 図23は、第５の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図である。 図24(a)乃至(e)は、第５の実施の形態に係るシステムの動作を説明するための波形図である。 図25は、第５の実施の形態の実施例に係る具体的回路例を示す図である。 図26(a)乃至(g)は、第５の実施の形態の実施例に係る具体的回路例の動作を説明するための波形図である。 図27(a)乃至(i)は、第５の実施の形態の実施例に係る具体的回路例の動作を説明するための波形図である。 図28は、第５の実施の形態に係る実施例の他の具体的回路例を示す図である。 図29は、第６の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図である。 図30は、第６の実施の形態に係る実施例の具体的回路例を示す図である。 図31(a)乃至(g)は、第６の実施の形態の実施例に係る具体的回路例の動作を説明するための波形図である。 図32(a)乃至(i)は、第６の実施の形態の実施例に係る具体的回路例の動作を説明するための波形図である。 図33は、第７の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図である。 図34は、第７の実施の形態に係る実施例の具体的回路例を示す図である。 図35(a)乃至(i)は、第７の実施の形態の実施例に係る回路の動作を表す波形図である。 図36は、第８の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図である。 図37は、第８の実施の形態に係る実施例の具体的回路例を示す図である。
［実施の形態１］
図２に、本実施の形態に係る電力変換装置を含むシステムの機能ブロック図を示す。すなわち、図２に示すシステムは、太陽電池システムであって、太陽電池１００と、太陽電池１００からの出力に対して電力変換を行う電力変換装置１０００と、電力変換装置１０００の出力に接続されている負荷蓄電池３００及び様々な負荷Ａ乃至Ｃなどとを有する。太陽電池１００及び負荷蓄電池３００は、従来と同じである。また、負荷Ａ乃至Ｃは、Ｄ／Ｄコンバータ回路付きの装置やＤ／Ａインバータ回路付きの装置などであり、これらも従来と同じである。なお、太陽電池１００は一例であって、例えば風力発電機などの他の自然エネルギー発電機であってもよい。
電力変換装置１０００は、（Ａ）太陽電池１００からの出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路１１０と、（Ｂ）Ｄ／Ｄコンバータ回路１１０の出力電圧に応じた電圧の出力信号を出力する出力電圧検出回路１２０と、（Ｃ）負荷蓄電池３００に流れる電流を検出する蓄電池充電電流検出回路１３０と、（Ｄ）負荷蓄電池３００に対する充電電圧を検出する蓄電池電圧検出回路１４０と、（Ｅ）蓄電池充電電流検出回路１３０からの出力と蓄電池電圧検出回路１４０からの出力とに応じて制御切換えの指示を出力する制御切換回路１５０と、（Ｆ）蓄電池充電電流検出回路１３０からの出力に応じてＤ／Ｄコンバータ回路１１０に対して定電流制御を行う定電流制御回路１６０と、（Ｇ）出力電圧検出回路１２０からの出力に応じて、最大電力点追跡（ＭＰＰＴ：Maximum Power Point Tracking）を行うようにＤ／Ｄコンバータ回路１１０の制御を行う電圧制御回路１７０と、（Ｈ）制御切換回路１５０からの指示に応じて電圧制御回路１７０又は定電流制御回路１６０からの出力をＤ／Ｄコンバータ回路１１０に出力する切換回路１８０とを有する。
次に、図３（ａ）に、リチウムイオン二次電池の充電方式の一例を示す。図３（ａ）において、横軸は時間であり、縦軸は充電電圧又は電流を表す。図３（ａ）から分かるように、充電電流を満充電になるまで一定に制御する。この際、電圧は図示するようなカーブを描きながら上昇する。一方、満充電になると充電電圧を一定となるように制御する。そうすると、充電電流は急激に減少することになる。同様に、図３（ｂ）に、制御弁式鉛蓄電池の充電方式の一例を示す。図３（ａ）と同様に、図３（ｂ）でも、横軸は時間であり、縦軸は充電電圧又は電流を表す。基本的に、鉛蓄電池もリチウムイオン二次電池と同様の方式で充電する。
負荷蓄電池３００のこのような充電方法と太陽電池１００の供給電力状態とを勘案すると、図４に示すような制御切換を行えば効率的に蓄電を行うことができるようになる。すなわち、太陽電池１００の発電電力が十分である場合（発電電力充足の場合）であって負荷蓄電池３００が満充電状態であれば、定電圧制御を行う。但し、満充電時電圧が電圧制御の目標電圧の場合にはＭＰＰＴは動作しない。また、太陽電池１００の発電電力が十分である場合（発電電力充足の場合）であって負荷蓄電池３００が充電中（すなわち充電未完了）であれば、定電流制御を行う。すなわち、太陽電池１００から十分な電力が供給されている場合には、満充電になった場合と満充電でなくなった場合とに、図４の双方向矢印Ａに示すように制御を切換える。
さらに、太陽電池１００の発電電力が十分ない場合（発電電力不足の場合）であって負荷蓄電池３００が満充電状態であれば、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御を行う。また、太陽電池１００の発電電力が十分ない場合（発電電力不足の場合）であって負荷蓄電池３００が充電中（すなわち充電未完了）であれば、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御を行う。このように、太陽電池１００の発電電力が十分ない場合（発電電力不足の場合）には、制御の切換えは不要となっている。
しかし、負荷蓄電池３００に対して充電中である場合には、太陽電池１００の発電電力が十分ある場合と十分ない場合とで、図４の双方向矢印Ｂに示すように制御を切換える。特に、双方向矢印Ｂで示す制御の切換は、充電中であるため適切に切換えることにより、充電が効率よく行われるようになる。
次に、図２に示した電力変換装置１０００の動作を説明する。蓄電池電圧検出回路１４０は、負荷蓄電池３００の充電電圧を検出し、当該充電電圧に応じた電圧の信号を制御切換回路１５０に出力する。また、蓄電池充電電流検出回路１３０は、負荷蓄電池３００の充電電流の電流値を検出し、当該電流値に応じた電圧の信号を制御切換回路１５０及び定電流制御回路１６０に出力する。
制御切換回路１５０は、少なくとも蓄電池電圧検出回路１４０からの出力から、充電中であることが分かると、蓄電池充電電流検出回路１３０からの出力が所定の電流値未満の状態であることを示しているか又は所定の電流値以上の状態であることを示しているかを確認する。太陽電池１００から供給される電力が十分あれば、蓄電池充電電流検出回路１３０からの出力が所定の電流値以上の状態であることを示すので、定電流制御を実施すべく、制御切換回路１５０は、切換回路１８０に、定電流制御回路１６０からの出力をＤ／Ｄコンバータ回路１１０へ出力させるように指示する。切換回路１８０は、この指示に応じて、定電流制御回路１６０からの出力をＤ／Ｄコンバータ回路１１０に出力するようにスイッチングを行う。
定電流制御回路１６０は、蓄電池充電電流検出回路１３０からの出力に応じて、一定の電流が蓄電池充電電流検出回路１３０で検出された値に応じてＤ／Ｄコンバータ回路１１０に対して制御を行う。
一方、太陽電池１００から供給される電力が不足していると、蓄電池充電電流検出回路１３０からの出力が所定の電流値未満の状態であることを示す。これによって、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御を実施すべく、制御切換回路１５０は、切換回路１８０に、電圧制御回路１７０からの出力をＤ／Ｄコンバータ回路１１０へ出力させるように指示する。切換回路１８０は、この指示に応じて、電圧制御回路１７０からの出力をＤ／Ｄコンバータ回路１１０に出力するようにスイッチングを行う。
電圧制御回路１７０は、出力電圧検出回路１２０などからの出力を用いて、ＭＰＰＴを行うように、Ｄ／Ｄコンバータ回路１１０に対して制御を行う。本実施の形態における電圧制御回路１７０は、どのような回路であってもよい。以下の実施の形態で具体的に述べるような回路を採用するようにしても良い。
なお、例えば図３（ａ）及び（ｂ）から、蓄電池電圧検出回路１４０からの出力信号の電圧が、予め定められた電圧未満であれば充電中であるとみなし、予め定められた電圧以上であれば満充電状態であるとみなすようにしてもよい。
また、制御切換回路１５０は、少なくとも蓄電池充電電流検出回路１３０の出力から、太陽電池１００から供給される電力が十分にあることが分かると、蓄電池電圧検出回路１４０からの出力が所定の電圧未満であることを示しているか又は所定の電圧以上であることを示しているかを確認する。満充電である場合には、蓄電池電圧検出回路１４０からの出力が所定の電圧以上であることを示すので、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御を実施すべく、制御切換回路１５０は、切換回路１８０に、電圧制御回路１７０からの出力をＤ／Ｄコンバータ回路１１０へ出力させるように指示する。切換回路１８０は、この指示に応じて、電圧制御回路１７０からの出力をＤ／Ｄコンバータ回路１１０に出力するようにスイッチングを行う。
一方、満充電でなく充電中である場合には、蓄電池電圧検出回路１４０からの出力が所定の電圧未満であることを示す。これによって、定電流制御を実施すべく、制御切換回路１５０は、切換回路１８０に、定電流制御回路１６０からの出力をＤ／Ｄコンバータ回路１１０へ出力させるように指示する。切換回路１８０は、この指示に応じて、定電流制御回路１６０からの出力をＤ／Ｄコンバータ回路１１０に出力するようにスイッチングを行う。
なお、例えば、蓄電池充電電流検出回路１３０からの出力信号の電圧が、予め定められた電圧以上（すなわち所定の電流値以上）であれば、太陽電池１００からの電力供給が十分であるとみなし、予め定められた電圧未満（すなわち所定の電流値未満）であれば電力不足であるとみなすようにしてもよい。
このような制御の切換を実施することによって、効率的に蓄電池への蓄電が可能となる。
［実施の形態１の変形例］
例えば、図２の電圧制御回路１７０に、図５に示すような回路を採用するようにしてもよい。すなわち、電圧制御回路１７０は、出力電圧検出回路１２０の出力信号の電圧と基準電圧との差に応じて、切換回路１８０への指示信号を出力する。その構成は、Ｄ／Ｄコンバータ回路１１０を制御する定電圧制御回路１７１２と、定電圧制御回路１７１２による制御にも拘わらず出力電圧検出回路１２０の出力信号の電圧が低下すると、出力電圧検出回路１２０の出力信号の電圧と基準電圧との電位差を強制的に狭める調整回路１７１１と、を有する。
太陽電池１００のような最大電力点を有する直流電源の場合、定電圧制御回路１７１２が、太陽電池１００の電力供給能力を超えて電力を引き出そうとしてＤ／Ｄコンバータ回路１１０を駆動する。そうすると、定電圧制御回路１７１２による制御にも拘わらずＤ／Ｄコンバータ回路１１０の出力電圧が低下して、出力電圧検出回路１２０の出力信号の電圧も低下する。
このように出力電圧検出回路１２０の出力信号の電圧が低下すると、調整回路１７１１は、出力電圧検出回路１２０の出力信号の電圧と基準電圧との電位差を強制的に狭める。そうすると、定電圧制御回路１７１２は、自らの制御の効果が現れたと判断して、Ｄ／Ｄコンバータ回路１１０の駆動を、出力電圧検出回路１２０の出力信号の電圧低下前程度の状態に戻す。すなわち、Ｄ／Ｄコンバータ回路１１０の目標出力電圧があたかも引き下げられたような現象が生じる。そうすると、太陽電池１００から引き出す電力もその電力供給能力よりも減少するので、Ｄ／Ｄコンバータ回路１１０の出力電圧は上昇することになる。
このような動作が繰り返されて、太陽電池１００の最大電力点の追跡が行われる。また、このような電力変換装置は、マイクロプロセッサやＤＳＰなどの高価な素子を用いずに構成できるため、安価に回路を製作できる。
［実施の形態２］
図６に第２の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図を示す。すなわち、図６に示すシステムは、太陽電池システムであって、太陽電池１００と、太陽電池１００からの出力電力を検出する電力検出回路２００と、太陽電池１００からの出力に対して電力変換を行う電力変換装置３０００と、電力変換装置３０００からの出力で負荷蓄電池３００に対する充放電制御及び電力変換装置３０００で必要となる信号の出力を行う蓄電池充放電制御回路４００と、蓄電池充放電制御回路４００の出力に接続されている負荷蓄電池３００及び様々な負荷Ａ乃至Ｃなどとを有する。太陽電池１００及び負荷蓄電池３００は、従来と同じである。また、負荷Ａ乃至Ｃも第１の実施の形態と同じである。
電力検出回路２００は、太陽電池１００からの出力電圧を検出する太陽電池電圧検出回路２０１と、太陽電池１００からの出力電流を検出する太陽電池電流検出回路２０２と、太陽電池電圧検出回路２０１と太陽電池電流検出回路２０２との出力から電力を算出する電力算出回路２０３と、電力算出回路２０３によって算出された電力の値を格納するメモリ回路２０４と、電力算出回路２０３により算出された電力の値とメモリ回路２０４に格納された１単位時間前の電力値とから電力変化量を算出する電力変化量算出回路２０５とを有する。
また、電力変換装置３０００は、太陽電池１００からの出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路３１０と、Ｄ／Ｄコンバータ回路３１０の出力電圧に応じた電圧の出力信号を出力する出力電圧検出回路３２０と、出力電圧検出回路３２０の出力信号の電圧と基準電圧との差に応じた信号を生成する電圧誤差検出回路３５０と、電力変化量算出回路２０５からの出力に応じて初期基準電圧を調整して調整後の基準電圧を電圧誤差検出回路３５０に出力する基準電圧調整回路３６０と、蓄電池充放電制御回路４００からの蓄電池充電電流についての出力と基準電流値との差に応じて電圧の信号を生成する電流誤差検出回路３４０と、蓄電池充放電制御回路４００からの制御切換信号に応じて電流誤差検出回路３４０又は電圧誤差検出回路３５０の出力を切換える切換回路３７０と、電流誤差検出回路３４０又は電圧誤差検出回路３５０からの出力に応じてＤ／Ｄコンバータ回路３１０の駆動信号を生成してＤ／Ｄコンバータ回路３１０に出力する駆動信号発生回路３３０とを有する。
蓄電池充放電制御回路４００は、蓄電池に対する供給電圧を検出する蓄電池電圧検出回路４１０と、蓄電池電圧検出回路４１０からの出力に応じて負荷蓄電池３００に対する満充電保護動作を実施する満充電保護回路４２０と、蓄電池電圧検出回路４１０からの出力に応じて負荷蓄電池３００の過放電保護動作を実施する過放電保護回路４３０と、負荷蓄電池３００に流れる電流を検出する蓄電池充電電流検出回路４５０と、満充電保護回路４２０からの出力及び蓄電池充電電流検出回路４５０からの出力に応じて定電流制御と定電圧制御とを切換えるための信号を出力する制御切換回路４４０とを有する。
上で述べた電力検出回路２００と基準電圧調整回路３６０と電圧誤差検出回路３５０と駆動信号発生回路３３０とにより、ＭＰＰＴを実現する電圧制御回路が構成される。また、電流誤差検出回路３４０と駆動信号発生回路３３０とにより、定電流制御回路が構成される。
次に、図６に示した電力検出回路２００の動作について説明する。太陽電池電圧検出回路２０１は、太陽電池１００からの出力電圧Ｖpvを検出し、電力算出回路２０３に出力する。太陽電池電流検出回路２０２は、太陽電池１００からの出力電流Ｉpvを検出し、電力算出回路２０３に出力する。電力算出回路２０３は、電力Ｐo＝電圧Ｖpv×電流Ｉpvを算出して、メモリ回路２０４に格納すると共に、電力変化量算出回路２０５に出力する。なお、電力算出回路２０３は、Ａ／Ｄ変換回路を含んでおり、電力Ｐoをディジタル値として算出する。電力変化量算出回路２０５は、今回算出された電力Ｐoとメモリ回路２０４に格納されている１単位時間前の電力Ｐ1との差ΔＰ＝Ｐo−Ｐ1を算出し、当該ΔＰを基準電圧調整回路３６０に出力する。
次に、電力変換装置３０００の動作について説明する。電力変換装置３０００の基準電圧調整回路３６０は、電力変化量算出回路２０５から受け取ったΔＰに基づき基準電圧を算出し、当該基準電圧を電圧誤差検出回路３５０に出力する。
より詳細には、基準電圧調整回路３６０は、ΔＰ＞０であれば、基準電圧値Ｖ_Vref＝Ｖ_Vref＋ｆ(｜ΔＰ｜）×固定電圧変化量ΔＶrefを算出し、当該基準電圧Ｖ_Vrefを電圧誤差検出回路３５０に出力する。なお、ｆ（｜ΔＰ｜）は、例えば図７に示すような関数である。図７の例では、関数ｆは、例えば｜ΔＰ｜に比例する関数であったり、｜ΔＰ｜の二次関数であったりする。他の関数を採用しても良い。ここでは、ｆ（｜ΔＰ｜）をゲインとして当該ゲインと固定電圧変化量ΔＶrefとの積を直前の基準電圧値Ｖ_Vrefに加算することによって次の基準電圧値Ｖ_Vrefが算出される。基準電圧調整回路３６０は、Ｄ／Ａ変換回路を有しており、このＤ／Ａ変換回路から基準電圧Ｖ_Vrefの信号を生成して、電圧誤差検出回路３５０に出力する。なお、基準電圧調整回路３６０は、初期的にＶ_Vref＝初期基準電圧Ｖref_0を出力するようになっている。また、基準電圧Ｖ_Vrefの最大値は初期基準電圧Ｖref_0であるものとする。
また、ΔＰ＝０であれば、基準電圧調整回路３６０は、現在の基準電圧値Ｖ_Vrefを維持して出力する。
さらに、ΔＰ＜０であれば、基準電圧調整回路３６０は、基準電圧値Ｖ_Vref＝Ｖ_Vref−ｆ(｜ΔＰ｜）×固定電圧変化量ΔＶrefを算出し、当該基準電圧Ｖ_Vrefを電圧誤差検出回路３５０に出力する。
電圧誤差検出回路３５０は、出力電圧検出回路３２０からの信号の電圧と基準電圧調整回路３６０からの基準電圧Ｖ_Vrefとの差に応じた信号を生成して、切換回路３７０に出力する。このようにすれば、電圧誤差検出回路３５０の出力が切換回路３７０により選択された場合には、最大電力点を追跡するように基準電圧Ｖ_Vrefを生成することができる。
上で述べたように電流誤差検出回路３４０は、蓄電池充放電制御回路４００からの蓄電池充電電流に応じた電圧と基準電流値との差に応じた電圧の信号を生成して、切換回路３７０に出力する。すなわち、電流誤差検出回路３４０の出力が切換回路３７０により選択された場合には、負荷蓄電池３００に流れる電流が一定になるように制御が行われる。
駆動信号発生回路３３０は、切換回路３７０から出力された電流誤差検出回路３４０又は電圧誤差検出回路３５０からの出力信号に応じてＤ／Ｄコンバータ回路３１０の駆動信号を生成し、Ｄ／Ｄコンバータ回路３１０に出力する。
次に、蓄電池充放電制御回路４００の動作を説明する。蓄電池電圧検出回路４１０は、負荷蓄電池３００に対する供給電圧を検出し、供給電圧に応じた電圧の信号を満充電保護回路４２０及び過放電保護回路４３０に出力する。満充電保護回路４２０は、蓄電池電圧検出回路４１０から信号を受け取って、当該信号の電圧が満充電時の電圧に達したことを検出すると、負荷蓄電池３００への電力供給を打ち切ると共に、制御切換回路４４０に切換信号を出力する。この切換信号は、太陽電池１００からの電力供給が十分にある場合においては、図４に示したように、定電流制御から定電圧制御への切換指示となる。なお、太陽電池１００からの電力供給が十分であれば、充電電流が所定値以上となっているので、制御切換回路４４０では制御の切換は行わない。また、電力供給が十分でない場合には、満充電でも充電電流が所定値未満で充電電圧も上がらないので、満充電保護回路４２０から切換信号は出力されない。
逆に満充電から満充電でなくなると、満充電保護回路４２０は、負荷蓄電池３００への電力供給を開始すると共に、制御切換回路４４０に切換信号を出力する。この切換信号は、定電圧制御から定電流制御へ切り換えるための切換信号であり、同じく制御切換回路４４０は、定電圧制御から定電流制御へ切り換えるための切換信号を切換回路３７０に出力する。
また、過放電保護回路４３０は、蓄電池電圧検出回路４１０から信号を受け取って、当該信号の電圧が放電を開始してもよい電圧に達したことを検出すると、負荷Ａ等への放電を開始させる。一方、放電を開始しても良い電圧に達していない場合には、過放電保護回路４３０は、放電を停止させる。
さらに、蓄電池充電電流検出回路４５０は、Ｄ／Ｄコンバータ回路３１０から出力され且つ負荷蓄電池３００に流れる充電電流を検出して、検出した充電電流に応じた電圧の信号を制御切換回路４４０に出力する。制御切換回路４４０は、充電電流に応じた電圧が、供給電力不足を検出するための電圧を下回ったことを検出すると、切換信号を切換回路３７０に出力する。この切換信号は、負荷蓄電池３００の充電中では、定電流制御から定電圧制御への切換指示になる。なお、充電中には、蓄電池電圧検出回路４１０で検出される電圧は低いままで満充電保護回路４２０から切換信号は出力されない。
逆に、制御切換回路４４０は、充電電流に応じた電圧が、供給電力が十分に大きくなったことを表す電圧を上回ったことを検出すると、切換信号を切換回路３７０に出力する。この切換信号は、負荷蓄電池３００の充電中では、定電圧制御から定電流制御への切換指示になる。
なお、満充電時には、上で述べたように満充電保護回路４２０が動作して負荷蓄電池３００への電力供給が停止されるので、蓄電池充電電流検出回路４５０から出力される電流値は低いままであり、太陽電池１００からの電力供給が変化しても、定電圧制御が維持される。
このようにすれば図４に示すような制御が実現され、効率的に蓄電が行われるようになる。また、満充電保護回路４２０及び過放電保護回路４３０が適切に動作して、安全に蓄電及び放電が行われる。
なお、制御切換回路４４０は、供給電力不足を検出する低電流検出回路と、当該低電流検出回路からの供給電力不足を検出したことを表す検出信号と満充電保護回路４２０からの満充電を検出したことを表す信号との論理和を算出するＯＲ回路とを有している場合もある。このようにすれば、供給電力不足を検出した場合、又は満充電を検出した場合には、定電流制御から定電圧制御に切り換える切換信号を切換回路３７０に出力する。一方、供給電力が十分で且つ充電中であれば定電圧制御から定電流制御に切り換える切換信号を切換回路３７０に出力する。
［実施の形態３］
図８に、第３の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図を示す。図８に示すシステムは、太陽電池システムであって、太陽電池１００と、太陽電池１００からの出力に対して電力変換を行う電力変換装置５００と、電力変換装置５００からの出力で負荷蓄電池３００に対する充放電制御及び電力変換装置５００で必要となる信号の出力を行う蓄電池充放電制御回路６００と、蓄電池充放電制御回路６００の出力に接続されている負荷蓄電池３００及び様々な負荷Ａ乃至Ｃなどとを有する。太陽電池１００及び負荷蓄電池３００は、従来と同じである。また、負荷Ａ乃至Ｃも第１の実施の形態と同じである。
電力変換装置５００は、（Ａ）スイッチを有し且つ太陽電池１００からの出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路５１０と、（Ｂ）Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧に応じた電圧の出力信号を出力する出力電圧検出回路５２０と、（Ｃ）出力電圧検出回路５２０の出力信号の電圧Ｖo_fbと基準電圧Ｖ_Vrefとの差に応じた信号Ａ2_Outを生成する電圧誤差検出回路５５０と、蓄電池充放電制御回路６００からの蓄電池充電電流に応じた電圧Ｖbi_fbと基準電流値に対応する電圧との差に応じた電圧の信号を生成する電流誤差検出回路５４０と、（Ｄ）蓄電池充放電制御回路６００からの制御切換信号Ｐul_CVに応じて電流誤差検出回路５４０又は電圧誤差検出回路５５０の出力を切換える切換回路５８０と、（Ｅ）電流誤差検出回路５４０又は電圧誤差検出回路５５０からの出力に応じてＤ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスを生成してＤ／Ｄコンバータ回路５１０に出力する駆動信号発生回路５３０と、（Ｆ）駆動信号発生回路５３０からスイッチングパルスのデューティー比に応じた信号Dutyを受け取り且つデューティー比が所定の最大値になったことを検出するＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０と、（Ｇ）ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０からの検出信号に応じて初期基準電圧Ｖref_1を調整して調整後の基準電圧Ｖ_Vrefを電圧誤差検出回路５５０に出力する基準電圧調整回路５７０とを有する。
蓄電池充放電制御回路６００は、（Ａ）蓄電池に対する供給電圧を検出する蓄電池電圧検出回路６１０と、（Ｂ）蓄電池電圧検出回路６１０からの出力に応じて負荷蓄電池３００に対する満充電保護動作を実施する満充電保護回路６２０と、（Ｃ）蓄電池電圧検出回路６１０からの出力に応じて負荷蓄電池３００に対する過放電保護動作を実施する過放電保護回路６３０と、（Ｄ）負荷蓄電池３００に流れる電流Ｖbi_fbを検出する蓄電池充電電流検出回路６５０と、（Ｅ）満充電保護回路６２０からの出力Ｐul_FC及び蓄電池充電電流検出回路６５０からの出力Ｖbi_fbに応じて定電流制御とＭＰＰＴを伴う定電圧制御とを切換えるための信号Ｐul_CVを出力する制御切換回路６４０とを有する。
上で述べた出力電圧検出回路５２０と電圧誤差検出回路５５０と駆動信号発生回路５３０とＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０と基準電圧調整回路５７０とにより、ＭＰＰＴを実現する定電圧制御回路が構成される。また、電流誤差検出回路５４０と駆動信号発生回路５３０とにより、定電流制御回路が構成される。
次に図８に示した蓄電池充放電制御回路６００の動作について説明する。なお、蓄電池充放電制御回路６００の動作が、図４に従った形で実施されるという点については、第２の実施の形態で述べたものと同じである。
蓄電池電圧検出回路６１０は、負荷蓄電池３００に対する供給電圧を検出し、供給電圧に応じた電圧の信号Ｖbv_fbを満充電保護回路６２０及び過放電保護回路６３０に出力する。満充電保護回路６２０は、蓄電池電圧検出回路６１０から信号Ｖbv_fbを受け取って、当該信号Ｖbv_fbの電圧が満充電時の電圧に達したことを検出すると、負荷蓄電池３００への電力供給を打ち切ると共に、制御切換回路６４０に切換信号Ｐul_FCを出力する。この切換信号Ｐul_FCは、太陽電池１００からの電力供給が十分にある場合においては、図４に示したように、定電流制御からＭＰＰＴを伴う定電圧制御への切換指示となる。制御切換回路６４０は、この切換信号Ｐul_FCに応じて、切換回路５８０に対して、定電流制御からＭＰＰＴを伴う定電圧制御へ切り換えるための切換信号Ｐul_CVを出力する。なお、太陽電池１００からの電力供給が十分であれば、充電電流が所定値以上となっているので、制御切換回路６４０では制御の切換は行わない。また、電力供給が十分でない場合には、満充電でも充電電流が所定値未満で充電電圧も上がらないので、満充電保護回路６２０から切換信号Ｐul_FCは出力されない。
一方、満充電から満充電でなくなると、満充電保護回路６２０は、負荷蓄電池３００への電力供給を開始すると共に、制御切換回路６４０に切換信号Ｐul_FCを出力する。この切換信号Ｐul_FCは、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御から定電流制御へ切り換えるための切換信号であり、同じく制御切換回路６４０は、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御から定電流制御へ切り換えるための切換信号Ｐul_CVを切換回路５８０に出力する。
また、過放電保護回路６３０は、蓄電池電圧検出回路６１０から信号を受け取って、当該信号の電圧が放電を開始してもよい電圧に達したことを検出すると、負荷Ａ等への放電を開始させる。一方、放電を開始しても良い電圧に達していない場合には、過放電保護回路６３０は、放電を停止させる。
さらに、蓄電池充電電流検出回路６５０は、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０から出力され且つ負荷蓄電池３００に流れる充電電流を検出して、検出した充電電流に応じた電圧Ｖbi_fbの信号を制御切換回路６４０に出力する。制御切換回路６４０は、充電電流に応じた電圧Ｖbi_fbが、供給電力不足を検出するための電圧を下回ったことを検出すると（例えば内部的にはＰul_LCが出力される）、切換信号Ｐul_CVを切換回路５８０に出力する。この切換信号Ｐul_CVは、負荷蓄電池３００の充電中では、定電流制御からＭＰＰＴを伴う定電圧制御への切換指示になる。なお、充電中には、蓄電池電圧検出回路６１０で検出される電圧は低いままで満充電保護回路６２０から切換信号Ｐul_FCは出力されない。
逆に、制御切換回路６４０は、充電電流に応じた電圧Ｖbi_fbが、供給電力が十分に大きくなったことを表す電圧を上回ったことを検出すると、切換信号Ｐul_CVを切換回路５８０に出力する。この切換信号Ｐul_CVは、負荷蓄電池３００の充電中では、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御から定電流制御への切換指示になる。
なお、満充電時には、上で述べたように満充電保護回路６２０が動作して負荷蓄電池３００への電力供給が停止される。これに伴って、蓄電池充電電流検出回路６５０から出力される電流値は低いままであり、太陽電池１００からの電力供給が変化しても、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御が維持される。
このようにすれば図４に示すような制御が実現され、効率的に蓄電が行われるようになる。また、満充電保護回路６２０及び過放電保護回路６３０が適切に動作して、安全に蓄電及び放電が行われる。
なお、制御切換回路６４０は、供給電力不足を検出する低電流検出回路と、当該低電流検出回路からの供給電力不足を検出したことを表す検出信号、例えば上で述べたＰul_LCと満充電保護回路６２０からの満充電を検出したことを表す信号Ｐul_FCとの論理和を算出するＯＲ回路とを有している場合もある。このようにすれば、供給電力不足を検出した場合、又は満充電を検出した場合には、定電流制御から定電圧制御に切り換える切換信号Ｐul_CVを切換回路５８０に出力する。一方、供給電力が十分で且つ充電中であればＭＰＰＴを伴う定電圧制御から定電流制御に切り換える切換信号Ｐul_CVを切換回路５８０に出力する。
また、電流誤差検出回路５４０は、蓄電池充放電制御回路６００からの蓄電池充電電流に応じた電圧Ｖbi_fcと基準電流値に対応する電圧との差に応じた電圧の信号Ａ１＿Ｏｕｔを生成して、切換回路５８０に出力する。すなわち、電流誤差検出回路５４０の出力が切換回路５８０により選択された場合には、負荷蓄電池３００に流れる電流が一定になるように、駆動信号発生回路５３０では、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチをオンにするスイッチングパルスＰｕｌが生成される。
次に、図９及び図１０を用いて、図８に示した電力変換装置５００で実施され、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御について説明する。なお、太陽電池１００からの出力電力をＰpv、電力変換装置５００の出力電圧をＶo、出力電力をＰout、駆動信号発生回路５３０からＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０への出力をＤｕｔｙ、初期基準電圧をＶref_1、基準電圧調整回路５７０から電圧誤差検出回路５５０への出力電圧をＶ_Vrefと表すものとする。
図９（ａ）は、図１（ｂ）と基本的には同じであり、太陽電池１００の出力電流Ｉと出力電力Ｐの関係を表す図である。もう一度説明すると、電流Ｉpv_maxまでは出力電流Ｉを増加させると出力電力Ｐ自体も増加し、電流Ｉpv_maxにおいて出力電力Ｐは最大電力点Ｐpv_maxとなり、電流Ｉpv_max以上となったところで、出力電力Ｐは急激に減少する。すなわち、電流Ｉpv_max以上となると、出力電力Ｐが急激に減少するというのは、出力電圧Ｖも低下していることを表している。
ここで、電流Ｉpv_maxより大幅に低い電流値に対応する電力点をＡとし、電流Ｉpv_max以下の近傍の電流値に対応する電力点をＣとし、電流Ｉpv_max以上の近傍の電流値に対応する電力点をＢとする。なお、電力点Ｂに完全に一致しないがほぼ同じ電流値の電力点をＢ1、Ｂ2といったように表す。また、電力点Ｃに完全に一致しないがほぼ同じ電流値の電力点をＣ1、Ｃ2といったように表す。さらに、最大電力点Ｐpv_maxを簡単にＭと表すものとする。なお、図９（ｂ）は、図１（ａ）と全く同じである。
図１０（ａ）乃至（ｄ）は、本実施の形態に係る電力変換装置５００における、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御を表す。なお、以下で動作を説明するための波形図においては、横軸は時間を表し、縦軸は主に電圧［Ｖ］を表す。但し、電力の場合はＷを表し、デューティー比の場合には％を表す。図１０（ａ）は、太陽電池１００からの出力電力Ｐpv、電力変換装置５００の出力電圧Ｐoutの時間変化を表している。なお、電力変換装置５００による損失があるので、必ずＰpv＞Ｐoutの関係が成り立つ。比較のため、最大電力点Ｐpv_maxも示されている。また、図１０（ｂ）は、電力変換装置５００の出力電圧Ｖoの時間変化を表す。図１０（ｃ）は、基準電圧調整回路５７０からの基準電圧Ｖ_Vrefの時間変化を表す。比較のため初期基準電圧Ｖref_1も示されている。図１０（ｄ）は、駆動信号発生回路５３０の出力Ｄｕｔｙの時間変化を表す。なお、出力Ｄｕｔｙについて予め定められた最大値ＤｕｔｙＭａｘも比較のため示されている。
まず、太陽電池１００からの出力電力が、電力点Ａより小さい電力から電力点Ａを超えて電力点Ｍに到達するまでについては、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０と出力電圧検出回路５２０と電圧誤差検出回路５５０と駆動信号発生回路５３０とが通常どおり動作する。すなわち、基準電圧調整回路５７０では何もせずに初期基準電圧Ｖref_1がそのまま出力され（図１０（ｃ））、Ｖ_Vref＝Ｖref_1であって、電圧誤差検出回路５５０は、基準電圧Ｖ_Vrefと出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbとの差に応じた信号Ａ2_Outを切換回路５８０を介して駆動信号発生回路５３０に出力する。駆動信号発生回路５３０は、当該信号Ａ2_Outに応じたスイッチングパルスＰｕｌを生成して、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチがオンとなるようにスイッチングを行わせる。
具体的には、電力点Ａを超えて太陽電池１００から電力を引き出そうとすると、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０をそれまでと同じように駆動するだけでは出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbが下がってしまう。そうすると、電圧誤差検出回路５５０及び駆動信号発生回路５３０は、図１０（ｄ）に示すように、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及びＤｕｔｙの電圧を徐々に上げるように動作する。このようにすれば、図１０（ｂ）に示すように、電力変換装置５００の出力電圧Ｖoが一定に維持される。
その後、太陽電池１００から引き出す電力が電力点Ｍに達すると、図１０（ａ）に示すように、太陽電池１００からの出力電力Ｐpvは低下するので、それにつられて電力変換装置５００の出力電力Ｐoutも低下する。また、図９（ｂ）からも分かるように、出力電圧Ｖoも低下してしまう。そうすると、電圧誤差検出回路５５０は、Ｖo_fbとＶ_Vrefの差が大きくなったことを検出して、それに応じた信号Ａ2_Outを駆動信号発生回路５３０に出力する。駆動信号発生回路５３０は、そのような信号Ａ2_Outに応じて、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及び信号Ｄｕｔｙの電圧をＤｕｔｙＭａｘにまで上昇させる。
このような状況が発生すると、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０は、信号Ｄｕｔｙの電圧がＤｕｔｙＭａｘに達したことを検出して、基準電圧調整回路５７０に検出信号を出力する。基準電圧調整回路５７０は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０からの検出信号に応じて、初期基準電圧Ｖref_1を引き下げるように調整して調整後の電圧Ｖ_Vrefを、電圧誤差検出回路５５０に出力する。この様子を図１０（ｃ）に示す。基準電圧Ｖ_Vrefの引き下げ幅は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０から所定期間内に検出信号が出力される頻度又は割合に従って決定される。
なお、図１０（ａ）に示すように、電圧誤差検出回路５５０及び駆動信号発生回路５３０がＤ／Ｄコンバータ回路５１０を駆動し過ぎると太陽電池１００から引き出される電力も低下して、当該電力と太陽電池１００の実際の出力電力Ｐpvとが、電力点Ｂで釣り合うことになる。そうすると、電力変換装置５００の出力電圧Ｖo及び出力電力Ｐoutは下げ止まる。
また、図１０（ｄ）に示すように、電圧誤差検出回路５５０は、Ｖo_fbとＶ_Ｖrefの差が小さくなったことを検出して、それに応じた信号Ａ2_Outを駆動信号発生回路５３０に出力する。駆動信号発生回路５３０は、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及び信号Ｄｕｔｙの電圧を引き下げる。そうすると、電圧誤差検出回路５５０及び駆動信号発生回路５３０によるＤ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動により太陽電池１００から引き出される電流が減少する。しかし、通常、太陽電池１００から引き出される電流の減少幅はやや多めになるため、図９（ａ）に示すように、最大電力点Ｍを通過して電力点Ｃまで戻ってしまう。そうすると、図１０（ａ）に示すように、この間、太陽電池１００の出力電力Ｐpvは、一旦増加するが再度減少してしまう。電力変換装置５００の出力電圧Ｖoについては、この間のＤ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動レベルでは徐々に上昇してゆく。
なお、図１０（ｃ）に示すように、基準電圧調整回路５７０による基準電圧Ｖ_Vrefの調整は遅延があって、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０が信号Ｄｕｔｙの電圧がＤｕｔｙＭａｘから下がっても、直ぐには調整は終了せず、さらに初期基準電圧Ｖref_1への復帰には時定数があるので、基準電圧Ｖ_Vrefは徐々に上昇することになる。
この後、図１０（ｄ）に示すように、電圧誤差検出回路５５０及び駆動信号発生回路５３０は、Ｖo_fbと基準電圧Ｖ_Vrefとの差に応じてＤ／Ｄコンバータ回路５１０を駆動して太陽電池１００からより多くの電力を引き出すように、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及び信号Ｄｕｔｙの電圧を上昇させる。
そうすると、図１０（ａ）に示すように、太陽電池１００の出力電力Ｐpvは上昇して再度電力点Ｍに達する。この後の動作は、最初に電力点Ｍに達した後とほぼ同じになる。但し、図１０（ｃ）に示すように、基準電圧Ｖ_Vrefは、初期基準電圧Ｖref_1に戻っておらず、電力変換装置５００の出力電圧Ｖoも目標値に達していないので、動作としては同じでも基準電圧Ｖ_Vrefの引き下げ幅などは若干異なってくる。このように完全に同じ動作ではないので、電力点ＣではなくＣ1やＣ2、電力点ＢではなくＢ1やＢ2で、図９（ａ）のカーブ上動作を切り替えることになる。
結局のところ、最大電力点をはさんで電力点Ｂ又はその近傍と電力点Ｃ又はその近傍間を行き来することになる。すなわち、最大電力点追跡が可能となっている。上で述べた動作は、太陽電池１００の発電電力が一定であることを前提としている。しかし、発電電力が一定になることは一般的には無いので最大電力点自体も変動するが、動作は同様である。
なお、電力点Ｂと電力点Ｃの差は、出力電力や出力電圧に応じて決まるが、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０などを含む制御系のゲイン調整で調整することができる。すなわち、より最大電力点近傍で動作させることができる。
［実施の形態３の実施例］
図１１及び図１２に、第３の実施の形態に係る具体的回路例を示す。
図１１は、太陽電池１００の具体的回路例と、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の具体的回路例と、出力電圧検出回路５２０の具体的回路例と、負荷蓄電池３００の具体的回路例と、蓄電池電圧検出回路６１０の具体的回路例と、満充電保護回路６２０の具体的回路例と、過放電保護回路６３０の具体的回路例と、制御切換回路６４０の具体的回路例と、蓄電池充電電流検出回路６５０の具体的回路例とを示している。
太陽電池１００は、電流源Ｉccと、ダイオードＤ１と、抵抗Ｒ１及びＲ２とを含む。電流源Ｉccの正極側端子には、ダイオードＤ１のアノードと抵抗Ｒ１の一端及びＲ２の一端が接続されており、電流源Ｉccの負極側端子は、ダイオードＤ１のカソードと抵抗Ｒ２の他端と共にグランドに接続されている。抵抗Ｒ１の他端はＤ／Ｄコンバータ回路５１０に接続されている。
図１１におけるＤ／Ｄコンバータ回路５１０は昇圧チョッパ回路として示されているが、ハーフブリッジ回路方式、フルブリッジ回路方式、プッシュプル回路方式、フォワード回路方式、フライバック方式、降圧型チョッパ回路、ＳＥＰＩＣやＣｕｋコンバータやＺｅｔａコンバータ等の昇降圧回路などで、絶縁型、非絶縁型を用途に応じて選択できる。
Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０は、逆流防止用のダイオードＤ２及びＤ３と、電解コンデンサＣ１と、コンデンサＣ２と、コイルＬ１と、駆動信号発生回路５３０によりスイッチングされるｎ型のＦＥＴ（Ｓ１）と、抵抗Ｒ３とを有する。ダイオードＤ２のアノードは、太陽電池１００の抵抗Ｒ１に接続されており、ダイオードＤ２のカソードは、電解コンデンサＣ１の＋端子とコイルＬ１の一端とに接続されている。電解コンデンサＣ１の−端子は接地されている。コイルＬ１の他端は、ＦＥＴ（Ｓ１）のドレイン端子と、ダイオードＤ３のアノードとに接続されている。ＦＥＴ（Ｓ１）のソース端子は接地されており、ＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子は、抵抗Ｒ３の一端に接続されている。抵抗Ｒ３の他端は、接続端子Ａを介して駆動信号発生回路５３０の出力に接続されている。ダイオードＤ３のカソードは、コンデンサＣ２の一端と出力電圧検出回路５２０とに接続されている。コンデンサＣ２の他端は接地されている。
出力電圧検出回路５２０は、抵抗分割にてフィードバック電圧を検出するための抵抗Ｒ４及びＲ５を含む。抵抗Ｒ４の一端は、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０と負荷蓄電池３００とに接続されている。抵抗Ｒ４の他端は、抵抗Ｒ５の一端と接続端子Ｂを介して電圧誤差検出回路５５０とに接続されている。抵抗Ｒ５の他端は接地されている。
なお、出力電圧検出回路５２０は、さらに満充電保護回路６２０と、蓄電池電圧検出回路６１０と、ＤＣ／ＡＣインバータ回路などの負荷とも接続されている。
負荷蓄電池３００と、負荷Ａ乃至Ｃに相当するＤＣ／ＡＣインバータ回路、Ｄ／Ｄコンバータ回路及び他の負荷とは、従来と同じであり、説明を省略する。
蓄電池充電電流検出回路６５０は、抵抗Ｒ６０２を有する。この抵抗Ｒ６０２の一端は、負荷蓄電池３００の負極端子と制御切換回路６４０のコンパレータ６４１の負極側入力端子と電流誤差検出回路５４０とに接続されており、抵抗Ｒ６０２の他端は接地されている。
蓄電池電圧検出回路６１０は、抵抗分割にて充電電圧を検出するための抵抗Ｒ６０３及びＲ６０４を有する。抵抗Ｒ６０３の一端は負荷蓄電池３００の正極側端子に接続されており、抵抗Ｒ６０３の他端は抵抗Ｒ６０４の一端及び満充電保護回路６２０及び過放電保護回路６３０の入力に接続されている。抵抗Ｒ６０４の他端は、接地されている。
満充電保護回路６２０は、ｐ型のＦＥＴ（Ｓ６１）と、抵抗Ｒ６０１と、コンパレータ６２１と、過放電保護回路６３０と共有され且つ抵抗分割にて基準となる電圧を生成するための抵抗Ｒ６０６乃至Ｒ６０８とを有する。抵抗Ｒ６０１の一端は、出力電圧検出回路５２０とＦＥＴ（Ｓ６１）のドレイン端子とに接続されており、抵抗Ｒ６０１の他端は、ＦＥＴ（Ｓ６１）のゲート端子とコンパレータ６２１の出力とに接続されている。コンパレータ６２１の正極側入力端子は、蓄電池電圧検出回路６１０に接続されており、コンパレータ６２１の負極側入力端子は、抵抗Ｒ６０６の一端と抵抗Ｒ６０７の一端と接続されている。抵抗Ｒ６０６の他端は、電源に接続されており、抵抗Ｒ６０７の他端は、抵抗Ｒ６０８の一端と過放電保護回路６３０のコンパレータ６３１の正極側入力端子に接続されている。抵抗Ｒ６０８の他端は接地されている。コンパレータ６２１の出力端子は、制御切換回路６４０と接続されている。
蓄電池電圧検出回路６１０で検出された電圧が上昇して、抵抗Ｒ６０６乃至Ｒ６０８で構成される抵抗分割によって生成された満充電時の電圧に達すると、コンパレータ６２１の出力がハイになり、ＦＥＴ（Ｓ６１）がオフになるので、負荷蓄電池３００への蓄電が停止される。また、コンパレータ６２１の出力端子は、制御切換回路６４０に接続されており、当該制御切換回路６４０に対してＭＰＰＴを伴う定電圧制御への切換を指示することになる。
過放電保護回路６３０は、コンパレータ６３１と、ｐ型のＦＥＴ（Ｓ６２）と、抵抗Ｒ６０５と、満充電保護回路６２０と共有され且つ抵抗分割にて基準となる電圧を生成するための抵抗Ｒ６０６乃至Ｒ６０８とを有する。コンパレータ６３１の負極側入力端子は、抵抗Ｒ６０３及びＲ６０４の接続点と接続されており、コンパレータ６３１の正極側入力端子は、抵抗Ｒ６０７及びＲ６０８の接続点と接続されている。コンパレータ６３１の出力端子は、ＦＥＴ（Ｓ６２）のゲート端子と抵抗Ｒ６０５の一端と接続されている。抵抗Ｒ６０５の他端は、蓄電池３００の正極側端子と抵抗Ｒ６０３の一端とＦＥＴ（Ｓ６２）のドレイン端子とに接続する。また、ＦＥＴ（Ｓ６２）のソース端子は、負荷側に接続されている。また、この負荷側と出力電圧検出回路５２０側とはバイパスして接続されている。
蓄電池電圧検出回路６１０で検出された電圧が低下して、抵抗Ｒ６０６乃至Ｒ６０８で構成される抵抗分割によって生成された放電停止判断のための電圧に達すると、コンパレータ６３１の出力がハイになり、ＦＥＴ（Ｓ６２）がオフになるので、負荷蓄電池３００からＤＣ／ＡＣインバータ回路などの負荷への放電が停止される。
制御切換回路６４０は、低電流検出回路と、ＯＲ回路６４２とを有する。低電流検出回路は、抵抗分割にて供給電力の低下を検出するための基準の電圧を生成するための抵抗Ｒ６０９及びＲ６１０と、コンパレータ６４１とを有している。抵抗Ｒ６０９の一端は、電源に接続されており、抵抗Ｒ６０９の他端は、コンパレータ６４１の正極側入力端子と、抵抗Ｒ６１０の一端とに接続されている。抵抗Ｒ６１０の他端は接地されている。コンパレータ６４１の負極側入力端子は、蓄電池充電電流検出回路６５０に接続されている。コンパレータ６４１の出力端子は、ＯＲ回路６４２の第１の入力端子に接続されている。ＯＲ回路６４２の第２の入力端子には、満充電保護回路６２０のコンパレータ６２１の出力端子に接続されている。ＯＲ回路６４２の出力端子は、接続端子Ｄを介して切換回路５８０に接続されている。
コンパレータ６４１の出力は供給電力不足を検出するとハイになり、コンパレータ６２１の出力は満充電を検出するとハイになる。従って、ＯＲ回路６４２の出力は、供給電力不足を検出した場合又は満充電を検出した場合にハイになる。ＯＲ回路６４２の出力がハイの場合にはＭＰＰＴを伴う定電圧制御を指示し、ローの場合には定電流制御を指示する。
次に、図１２を用いて電流誤差検出回路５４０と電圧誤差検出回路５５０とＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０と基準電圧調整回路５７０と切換回路５８０と駆動信号発生回路５３０との具体的回路例を説明する。
電圧誤差検出回路５５０は、接続端子Ｂを介して出力電圧検出回路５２０に接続されており、抵抗Ｒ１１乃至Ｒ１４と、コンデンサＣ１１及びＣ１２と、オペアンプ５５１とを有する。出力電圧検出回路５２０の出力は抵抗Ｒ１１及びＲ１２の一端に接続され、抵抗Ｒ１１の他端はコンデンサＣ１１の一端に接続され、コンデンサＣ１１の他端と抵抗Ｒ１２の他端とは、オペアンプ５５１の負極側入力端子に接続されている。また、オペアンプ５５１の負極側入力端子は、コンデンサＣ１２の一端及び抵抗Ｒ１３の一端と接続されており、コンデンサＣ１２の他端は抵抗Ｒ１４の一端に接続され、抵抗Ｒ１４の他端と抵抗Ｒ１３の他端とはオペアンプ５５１の出力端子に接続される。さらに、オペアンプ５５１の正極側入力端子には、基準電圧調整回路５７０の出力が接続されている。
電流誤差検出回路５４０は、接続端子Ｃを介して蓄電池充電電流検出回路６５０に接続されており、抵抗Ｒ５４１乃至Ｒ５４４と、コンデンサＣ５４１及びＣ５４２と、オペアンプ５４１と、基準電流値に対応する電圧を出力する直流電源Ｉ_Vrefを有する。蓄電池充電電流検出回路６５０の出力は抵抗Ｒ５４１及びＲ５４２の一端に接続され、抵抗Ｒ５４２の他端はコンデンサＣ５４１の一端に接続され、コンデンサＣ５４１の他端と抵抗Ｒ５４１の他端とは、オペアンプ５４１の負極側入力端子に接続されている。また、オペアンプ５４１の負極側入力端子には、コンデンサＣ５４２の一端及び抵抗Ｒ５４３の一端と接続されており、コンデンサＣ５４２の他端は抵抗Ｒ５４４の一端に接続されている。抵抗Ｒ５４４の他端と抵抗Ｒ５４３の他端とはオペアンプ５４１の出力端子に接続される。さらに、オペアンプ５４１の正極側入力端子には、基準電流値に対応する電圧を出力する直流電源Ｉ_Vrefの正極側端子に接続されている。直流電源Ｉ_Vrefの負極側端子は接地されている。
切換回路５８０は、アナログスイッチ５８２及び５８３と、ＮＯＴ回路５８１とを含む。制御切換回路６４０のＯＲ回路６４２の出力は、端子Ｄを介してＮＯＴ回路５８１の入力端子と、アナログスイッチ５８３の制御端子とに接続されている。ＮＯＴ回路５８１の出力端子は、アナログスイッチ５８２の制御端子に接続されている。アナログスイッチ５８２の入力側端子には、電流誤差検出回路５４０の出力が接続されており、アナログスイッチ５８２の出力側端子は駆動信号発生回路５３０に接続されている。アナログスイッチ５８３の入力側端子には、電圧誤差検出回路５５０の出力が接続されており、アナログスイッチ５８３の出力側端子は駆動信号発生回路５３０に接続されている。
制御切換回路６４０のＯＲ回路６４２の出力がハイになると、ＮＯＴ回路５８１の出力はローになるので、アナログスイッチ５８２はオフのままになるが、アナログスイッチ５８３はオンになる。この結果、電圧誤差検出回路５５０からの出力が駆動信号発生回路５３０に出力される。逆に、制御切換回路６４０のＯＲ回路６４２の出力がローになると、ＮＯＴ回路５８１の出力がハイになるので、アナログスイッチ５８２はオンになる。その結果、電流誤差検出回路５４０の出力が駆動信号発生回路５３０に出力されるが、アナログスイッチ５８３はオフになる。
駆動信号発生回路５３０は、コンパレータ５３１と三角波発生器５３２とを含む。コンパレータ５３１の正極側入力端子には、切換回路５８０の出力が接続されており、コンパレータ５３１の負極側入力端子には、三角波発生器５３２が接続されている。コンパレータ５３１の出力端子は、接続端子Ａを介してＤ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に接続される。
また、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０は、コンパレータ５６１と、抵抗Ｒ１５及びＲ１６と、コンデンサＣ１３と、電圧Ｖref_2を出力する直流電源Ｖref_2とを有する。コンパレータ５６１の正極側入力端子は、切換回路５８０の出力に接続されており、コンパレータ５６１の負極側入力端子は、直流電源Ｖref_2の正極側端子に接続されている。直流電源Ｖref_2の負極側端子は接地されている。コンパレータ５６１の出力は、抵抗Ｒ１５の一端に接続されており、抵抗Ｒ１５の他端は抵抗Ｒ１６の一端及びコンデンサＣ１３の一端と基準電圧調整回路５７０の入力とに接続されている。抵抗Ｒ１６の他端及びコンデンサＣ１３の他端とは接地されている。
ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０は、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御がイネーブルされて電圧誤差検出回路５５０の出力が駆動信号発生回路５３０に出力されている間に、有効に動作する。より具体的には、コンパレータ５６１は、駆動信号発生回路５３０に対する入力信号、すなわち電圧誤差検出回路５５０の出力信号Ａ2_Out（ここでは「＝Ａ_Out」）と、駆動信号発生回路５３０の出力であるスイッチングパルスのデューティー比が最大となる際に駆動信号発生回路５３０に入力される入力信号の電圧とほぼ同一の電圧を出力する直流電源Ｖref_2の出力電圧Ｖref_2とを比較する。そして、入力信号Ａ_Outの電圧が電圧Ｖref_2より高くなると、コンパレータ５６１は、その間にパルス波ＤＭＣ＿Ｏ1を出力する。但し、コンパレータ５６１の出力にはローパスフィルタが接続されており、出力されたパルス波は、滑らかな信号ＤＭＣ＿Ｏ2として基準電圧調整回路５７０に出力される。
基準電圧調整回路５７０は、コンパレータ５７１と、三角波発生器５７２と、抵抗Ｒ１７乃至Ｒ２１と、ｎ型のＦＥＴ（Ｓ１１）と、初期基準電圧Ｖref_1を出力する直流電源Ｖref_1と、コンデンサＣ１４及びＣ１５とを有する。コンパレータ５７１の正極側入力端子は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０の出力が接続され、コンパレータ５７１の負極側入力端子には、三角波発生器５７２が接続されている。コンパレータ５７１の出力には、抵抗Ｒ１７の一端が接続されており、抵抗Ｒ１７の他端は、抵抗Ｒ１８の一端とコンデンサＣ１４の一端とＦＥＴ（Ｓ１１）のゲート端子とに接続されている。抵抗Ｒ１８の他端とコンデンサＣ１４の他端とＦＥＴ（Ｓ１１）のソース端子とは接地されている。また、直流電源Ｖref_1の正極側端子は、抵抗Ｒ１９の一端に接続されており、負極側端子は接地されている。抵抗Ｒ１９の他端は抵抗Ｒ２０の一端及び抵抗Ｒ２１の一端に接続され、抵抗Ｒ２０の他端はＦＥＴ（Ｓ１１）のドレインに接続されている。抵抗Ｒ２１の他端はコンデンサＣ１５の一端及び電圧誤差検出回路５５０のオペアンプ５５１の正極側端子に接続されている。コンデンサＣ１５の他端は接地されている。
基準電圧調整回路５７０の直流電源Ｖref_1は、ＦＥＴ（Ｓ１１）がオフになっている間、コンデンサＣ１５に電荷をチャージしており、チャージが完了すると、初期基準電圧Ｖref_1が、そのまま出力基準電圧Ｖ_Vref＝Ｖref_1となる。一方、ＦＥＴ（Ｓ１１）がオンになると、コンデンサＣ１５は、貯めた電荷を放出することになるため、コンデンサＣ１５に保持されている電荷量によって変化する電圧が出力Ｖ_Vrefとなる。
また、基準電圧調整回路５７０のコンパレータ５７１は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０の出力ＤＭＣ＿Ｏ2と三角波ＶＴＷ＿２とを比較して、出力信号ＤＭＣ＿Ｏ2の電圧が三角波ＶＴＷ＿２の電圧より大きくなると、パルス波ＤＭＣ２＿Ｏを出力する。但し、コンパレータ５７１の出力側にはローパスフィルタが形成されているので、パルス波ＤＭＣ２＿Ｏを滑らかにした信号ＶＱＧが、ＦＥＴ（Ｓ１１）のゲート端子に入力されることになる。上で述べたように、信号ＶＱＧによってＦＥＴ（Ｓ１１）のオン又はオフが決定され、コンデンサＣ１５の放電期間も決定される。さらに、出力基準電圧Ｖ_Vrefも決定される。
次に、図１３乃至図１７を用いて、蓄電池充放電制御回路６００と電力変換装置５００の動作を説明する。なお、最初に図１３及び図１４を用いて、図４に示した制御切換について説明する。
図１３（ａ）乃至（ｇ）は、太陽電池１００からの電力供給が十分にあり且つ負荷蓄電池３００に充電中である状態、すなわち定電流制御を行っている場合の動作を示す図である。
図１３（ａ）は、駆動信号発生回路５３０の出力であるスイッチングパルスＰｕｌを表している。この間、デューティー比はほぼ一定となっている。図１３（ｂ）に示すＤ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧Ｖo、及び図１３（ｃ）に示す出力電圧検出回路５２０の出力信号Ｖo_fbは、図中、それらの波形は大げさに示されている。しかし、スイッチングに応じて多少リプルが発生する程度の変動だけで、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力信号Ｖoの電圧の平均値Ｖo_aveもほぼ一定となっている。なお、図１３（ａ）乃至（ｇ）の状態では、電圧誤差検出回路５５０とＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０と基準電圧調整回路５７０とは有効化されていないので、説明を省略する。
一方、図１３（ｄ）に示すように、蓄電池充電電流検出回路６５０からの出力Ｖbi_fbは、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧と同様に多少変動するが、抵抗Ｒ６０９及びＲ６１０の抵抗分割によって生成される基準電圧Ｖ＿ＬＣ以上の状態になっている。同様に、蓄電池電圧検出回路６１０の出力Ｖbv_fbも、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧と同様に多少変動するが、抵抗Ｒ６０６乃至Ｒ６０８の抵抗分割によって生成される基準電圧Ｖ＿ＦＣ未満の状態になっている。
従って、図１３（ｅ）に示すように、満充電保護回路６２０のコンパレータ６２１の出力Ｐul_FCも、低電流検出回路のコンパレータ６４１の出力Ｐul_LCも、ローのままになる。従って、図１３（ｆ）に示すように、制御切換回路６４０のＯＲ回路６４２の出力Ｐul_CVもローのままで、切換回路５８０のＮＯＴ回路５８１の出力Ｐul_CCは反対にハイのままである。これによって、電流誤差検出回路５４０の出力Ａ1_Outが、駆動信号発生回路５３０に出力される。駆動信号発生回路５３０への入力Ａ_Outは、電流誤差検出回路５４０の出力Ａ1_Outとなり、コンパレータ５３１で三角波ＶＴＷ＿１と比較され、三角波ＶＴＷ＿１以上となった部分が図１３（ａ）及び（ｇ）に示すようにスイッチングパルスのハイの部分と一致する。
次に、図１４（ａ）乃至（ｈ）で、太陽電池１００からの電力供給が十分にある状態で、満充電を検出して定電流制御から定電圧制御へ移行する際の動作について説明する。図１４（ａ）は、駆動信号発生回路５３０の出力であるスイッチングパルスＰｕｌの初期的な状態を表している。図１４（ｂ）は、満充電に近づくにつれて、蓄電池電圧検出回路６１０で検出される電圧が上昇していることを表している。図１４（ｃ）に示すように、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbについても上昇している。
また、蓄電池電圧検出回路６１０で検出された電圧Ｖbv_fbも上昇して、抵抗Ｒ６０６乃至Ｒ６０８の抵抗分割によって生成される基準電圧Ｖ＿ＦＣ以上となる。なお、図１４（ｄ）に示すように、蓄電池充電電流検出回路６５０の出力電圧Ｖbi_fbは、定電流制御から定電圧制御に移行しない場合には、点線で表すように低下するが、定電圧制御に移行すれば実線で示すように維持される。
このように、図１４（ｅ）に示すように、蓄電池電圧検出回路６１０で検出された電圧Ｖbv_fbが基準電圧Ｖ＿ＦＣ以上となると、満充電保護回路６２０のコンパレータ６２１の出力Ｐul_FCがハイに変化する。蓄電池充電電流検出回路６５０からの出力Ｖbi_fbは、基準電圧Ｖ＿ＬＣ以上の状態のままである。
このように信号Ｐul_FCがハイになると、図１４（ｆ）に示すように、制御切換回路６４０のＯＲ回路６４２の出力Ｐul_CVがハイに変化する。逆に、切換回路５８０のＮＯＴ回路５８１の出力Ｐul_CCはローに変化する。
そうすると、図１４（ｇ）に示すように、駆動信号発生回路５３０のコンパレータ５３１で三角波ＶＴＷ＿１と比較される信号は、電流誤差検出回路５４０の出力Ａ1_Outから、電圧誤差検出回路５５０の出力Ａ2_Outに変更される。電圧誤差検出回路５５０の出力Ａ2_Outは、図１４（ｇ）に示すように出力Ａ1_Outの電圧より低い。このため、三角波ＶＴＷ＿１以上となっている部分が少なくなり、結果として、図１４（ｈ）に示すように、定電圧制御に移行すると、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動を抑えるように、スイッチングパルスＰｕｌのデューティー比は下げられることになる。
このようにして定電流制御から定電圧制御へ移行する。この際には、満充電保護回路６２０のＦＥＴ（Ｓ６１）もオフになるので、負荷蓄電池３００への充電が停止される。
次に、図１５（ａ）乃至（ｈ）で、充電中に太陽電池１００からの電力供給が減少した場合の動作について説明する。
充電中に太陽電池１００からの電力供給が減少すると、電流誤差検出回路５４０は、充電電流が減少する。このため、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）に対するスイッチングパルスのデューティー比を大きくして、より多くの電流を太陽電池１００から引き出そうとする。そうすると、図１５（ａ）に示すように、スイッチングパルスＰulのデューティー比は大きくなっている。一方、図１５（ｂ）に示すように、太陽電池１００からの電力供給不足から、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧Ｖoも低下し、図１５（ｃ）に示すように、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbも低下する。
そうすると、図１５（ｄ）に示すように、蓄電池充電電流検出回路６５０の出力電圧Ｖbi_fbも低下してゆき、抵抗Ｒ６０９及びＲ６１０の抵抗分割によって生成される基準電圧Ｖ＿ＬＣ未満になってしまう。なお、蓄電池電圧検出回路６１０で検出された電圧Ｖbv_fbも低下するが、この電圧Ｖbv_fbの低下については、抵抗Ｒ６０６乃至Ｒ６０８による抵抗分割によって生成される低い方の基準電圧を下回らない限り、動作に影響はない。もし低い方の基準電圧を下回った場合には、コンパレータ６３１がハイになるのでＦＥＴ（Ｓ６２）がオフになり、過放電保護が行われる。
このように、電圧Ｖbi_fbが基準電圧Ｖ＿ＬＣ未満となると、図１５（ｅ）に示すように、制御切換回路６４０のコンパレータ６４１の出力Ｐul_LCがハイになる。満充電保護回路６２０のコンパレータ６２１の出力Ｐul_FCについてはローのままとなる。これによって、図１５（ｆ）に示すように、制御切換回路６４０のＯＲ回路６４２の出力Ｐul_CVはハイになり、切換回路５８０のＮＯＴ回路５８１の出力Ｐul_CCはローになる。
そうすると、図１５（ｇ）に示すように、駆動信号発生回路５３０のコンパレータ５３１で三角波ＶＴＷ＿１と比較される信号は、電流誤差検出回路５４０の出力Ａ1_Outから、電圧誤差検出回路５５０の出力Ａ2_Outに変更になる。電圧誤差検出回路５５０の出力Ａ2_Outは、図１５（ｇ）に示すように出力Ａ1_Outの電圧より低いので、三角波ＶＴＷ＿１以上となっている部分が少なくなる。その結果として、図１５（ｈ）に示すように、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御に移行すると、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動を抑えるように、スイッチングパルスＰｕｌのデューティー比は下げられることになる。
このようにして定電流制御からＭＰＰＴを伴う定電圧制御へ移行する。なお、詳細な説明は省略するが、上で述べたものと逆の信号変化が発生すれば、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御から定電流制御への移行が行われる。
また、定電流制御においては、電流誤差検出回路５４０が、基準電流値Ｉ_Vrefに対応する電圧と、蓄電池充電電流検出回路６５０の出力電圧Ｖbi_fbとの差が小さくなるように、出力信号Ａ1_Outを生成し、駆動信号発生回路５３０でスイッチングパルスＰulを生成する。
次に、図１６及び図１７を用いて、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御について説明する。なお、基本的な動作については図１０（ａ）乃至（ｄ）で説明したので、ポイントとなる部分だけを説明する。
まず、図９（ａ）の電力点Ａなどにおいて十分太陽電池１００から電力供給が可能である状態における動作を図１６（ａ）乃至（ｇ）を用いて説明する。なお、図１６（ａ）乃至（ｇ）は、ある短い時間の動作を示しており、図１１及び図１２に示した回路の基本的な動作説明を行うための図である。
図１６（ａ）は、駆動信号発生回路５３０の出力であるスイッチングパルスＰｕｌを表している。この間、デューティー比はほぼ一定となっている。図１６（ｂ）に示すＤ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧Ｖo、及び図１６（ｃ）に示す出力電圧検出回路５２０の出力信号Ｖo_fbは、図中、それらの波形は大げさに示されている。しかし、スイッチングに応じて多少リプルが発生する程度の変動だけで、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力信号Ｖoの電圧の平均値Ｖo_aveもほぼ一定となっている。なお、図１６（ａ）乃至（ｇ）の状態では、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０と基準電圧調整回路５７０とは有効に動作しておらず、初期基準電圧Ｖref_1が基準電圧調整回路５７０の出力電圧Ｖ_Vrefとなっている。
図１６（ｃ）に示すように、電圧誤差検出回路５５０は、Ｖo_fbとＶ_Vrefの比較を行い、図１６（ｄ）に示すように、Ｖo_fbとＶ_Vrefとの差を反転させた電圧の出力信号Ａ2_Outを出力する。図１６（ａ）乃至（ｇ）の状態では、この出力信号Ａ2_Outの電圧は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０で基準として用いられ且つデューティー比最大に対応する電圧Ｖref_2より低い電圧となっているので、上で述べたようにＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０と基準電圧調整回路５７０とは動作しない。動作しない状態を図１６（ｅ）乃至（ｇ）に示している。すなわち、出力信号Ａ2_Outの電圧は常にＶref_2より低いので、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０のコンパレータ５６１の出力側信号ＤＭＣ＿Ｏ1もＤＭＣ＿Ｏ2もゼロのままになる。さらに、基準電圧調整回路５７０のコンパレータ５７１で三角波ＶＴＷ_2とＤＭＣ＿Ｏ2とを比較しても、ＤＭＣ＿Ｏ2はゼロのままなので、コンパレータ５７１の出力側の信号ＤＭＣ２＿ＯもＶＱＧもゼロのままとなる。そうすると、基準電圧調整回路５７０のＦＥＴ（Ｓ１１）はオフのままとなるので、図１６（ｇ）に示すように、コンデンサＣ１５の出力電圧Ｖ_Vrefは、直流電源Ｖref_1の初期基準電圧Ｖref_1のままで変化しない。
次に、図１７（ａ）乃至（ｉ）を用いて、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoが低下し始めた場合の動作について説明する。なお、図１７（ａ）乃至（ｉ）は、本実施の形態の特徴を強調するように描かれているので、実際とは多少異なる部分もある。
上で説明し且つ図１７（ａ）及び（ｂ）に示すように、太陽電池１００からの電力供給が減少するか最大電力点を超えてＤ／Ｄコンバータ回路５１０が電力を引き出そうとすると、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に対するスイッチングパルスＰｕｌのデューティー比は最大となる。一方、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoは低下してしまう。図１７（ｃ）に示すように、出力Ｖoが低下すると、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbも低下する。
一方、電圧誤差検出回路５５０は、出力Ｖo_fbと現在のＶ_Vrefとの差を反転させるため、出力電圧検出回路５２０のＶo_fbが低下するならば、電圧誤差検出回路５５０の出力Ａ2_Outは反対に上昇することになる。そうすると、図１７（ｄ）に示すように、ＦＥＴ（Ｓ１）に対するスイッチングの周期の中で、電圧誤差検出回路５５０の出力Ａ2_Outの電圧が、徐々にスイッチングパルスのデューティー比の最大値に相当する電圧Ｖref_2を上回る期間が長くなる。図１７（ｅ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０のコンパレータ５６１の出力ＤＭＣ＿Ｏ1がオンになる期間が徐々に長くなる。さらに、図１７（ｅ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０の出力ＤＭＣ＿Ｏ2は、ＤＭＣ＿Ｏ1をローパスフィルタで滑らかにした後の信号であるが、ＤＭＣ＿Ｏ1のオンの時間が長くなるので、徐々に電圧が上昇する。そして、基準電圧調整回路５７０における三角波信号ＶＴＷ_2の電圧よりＤＭＣ＿Ｏ1の電圧が高い期間については、図１７（ｆ）に示すように基準電圧調整回路５７０のコンパレータ５７１の出力ＤＭＣ２＿Ｏがオンになる。この信号ＤＭＣ２＿Ｏもローパスフィルタで滑らかにすると、図１７（ｆ）のような信号ＶＱＧが生成される。この信号ＶＱＧにより基準電圧調整回路５７０のＦＥＴ（Ｓ１１）のオン／オフが行われるようになる。ＦＥＴ（Ｓ１１）がオンになると、コンデンサＣ１５から放電されるようになる。従って、放電する時間が長いほど又放電頻度が高いほど、基準電圧Ｖ_Vrefは下がってゆくことになる。図１７（ｆ）に示すように、スイッチングパルスのデューティー比が最大になる頻度（又は割合）が、過去所定期間内において高くなると、信号ＶＱＧが０ではない期間が頻繁に発生すると共に長くなる。それにつれて図１７（ｇ）に示すように、基準電圧Ｖ_Vrefは徐々に下がってゆく。
そうすると、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbの電圧も下がり、さらに基準電圧Ｖ_Vrefも下がってゆくので、電圧誤差検出回路５５０に入力される２つの信号の電位差が狭められることになる。そうすると、図１７（ｈ）に示すように、基準電圧Ｖ_Vrefが下げられた後、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbの電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなるので、電圧誤差検出回路５５０のオペアンプ５５１の出力Ａ2_Out（ここでは補正後Ａ2_Out）も、徐々に下がってゆく。そうすると、図１７（ｈ）に示すように、駆動信号発生回路５３０のコンパレータ５３１の負極側入力の三角波ＶＴＷ＿１の電圧より下がる期間が長くなる。そうすると、図１７（ｉ）に示すように、スイッチングパルス（補正後Ｐulと表す）のオンの幅が短くなる。すなわち、電圧誤差検出回路５５０からすると、デューティー比を高くして、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のオンの期間を長くして、より多くの電力を太陽電池１００から引き出そうとして動作する。その結果、あたかもこの動作に効果があったように見える。従って、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbの電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなったので、デューティー比を低くしたということである。
これによって上で述べたように太陽電池１００から引き出す電力が引き下げられるので、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoが上昇するようになる。その後、太陽電池１００からＤ／Ｄコンバータ回路５１０が電力を引き出すように動作すれば、図１７（ｂ）に示すように電圧Ｖoが下がるようになるので、上で述べたような動作を繰り返すようになる。すなわち、最大電力点を追跡していることになる。
このように高価なプロセッサなどを用いることなく安価な素子のみで最大電力点追跡が可能となる。
［実施の形態３の他の実施例］
電圧誤差検出回路５５０には、従来からある電圧誤差検出回路を使用することができる。また、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０についても、図１８に示すようなＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６５と置換することができる。
ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６５は、抵抗Ｒ３１乃至Ｒ３４と、コンデンサＣ２１及びＣ２２と、オペアンプ５６５１と、直流電源Ｖref_2とを有する。直流電源Ｖref_2は、駆動信号発生回路５３０の出力であるスイッチングパルスのデューティー比が最大となる際に駆動信号発生回路５３０に入力される入力信号Ａ2_Outの電圧とほぼ同一の電圧を出力する。
電圧誤差検出回路５５０の出力Ａ2_Out（ここでは「＝Ａ_Out」）は、抵抗Ｒ３２の一端と抵抗Ｒ３１の一端と接続されており、抵抗Ｒ３１の他端はコンデンサＣ２１の一端に接続されており、コンデンサＣ２１の他端は抵抗Ｒ３２の他端とオペアンプ５６５１の正極側入力端子と接続されている。オペアンプ５６５１の正極側入力端子は、さらに、抵抗Ｒ３３の一端及び抵抗Ｒ３４の一端と接続されている。抵抗Ｒ３４の他端は、コンデンサＣ２２の一端に接続されており、コンデンサＣ２２の他端は、抵抗Ｒ３３の他端とオペアンプ５６５１の出力とに接続されている。オペアンプ５６５１の負極側入力端子は、直流電源Ｖref_2の正極側端子に接続されており、直流電源Ｖref_2の負極側端子は接地されている。
このようなＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６５は、出力Ａ2_Out（ここでは「＝Ａ_Out」）の電圧と電圧Ｖref_2との差に応じた電圧の信号ＤＭＣ＿Ｏ2として出力する。すなわち図１７（ｄ）に示すように、出力Ａ_Outが電圧Ｖref_2を上回ると、その分ＤＭＣ＿Ｏ2が上昇するので、図１７（ｅ）に示したＤＭＣ＿Ｏ2と類似した変化を示すようになる。
［実施の形態４］
図１９に、第４の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図を示す。図１９に示すシステムは、太陽電池システムであって、太陽電池１００と、太陽電池１００からの出力に対して電力変換を行う電力変換装置７００と、電力変換装置７００からの出力で負荷蓄電池３００に対する充放電制御及び電力変換装置７００で必要となる信号の出力を行う蓄電池充放電制御回路６００と、蓄電池充放電制御回路６００の出力に接続されている負荷蓄電池３００及び様々な負荷Ａ乃至Ｃなどとを有する。太陽電池１００及び負荷蓄電池３００は、従来と同じである。また、負荷Ａ乃至Ｃも第１の実施の形態と同じである。
電力変換装置７００は、（Ａ）スイッチを有し且つ太陽電池１００からの出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路５１０と、（Ｂ）Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧に応じた電圧Ｖo_fbの出力信号を出力する出力電圧検出回路５２０と、（Ｃ）出力電圧検出回路５２０の出力信号の電圧Ｖo_fbを調整することによって得られる信号の電圧Ｖof3と固定基準電圧Ｖ_Vrefとの差に応じた信号を生成する電圧誤差検出回路７７０と、（Ｄ）蓄電池充放電制御回路６００からの蓄電池充電電流に応じた電圧Ｖbi_fbと基準電流値に対応する電圧との差に応じた電圧の信号を生成する電流誤差検出回路５４０と、（Ｅ）蓄電池充放電制御回路６００からの制御切換信号Ｐul_CVに応じて電流誤差検出回路５４０又は電圧誤差検出回路７７０の出力を切換える切換回路５８０と、（Ｆ）電流誤差検出回路５４０又は電圧誤差検出回路７７０からの出力に応じてＤ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスを生成してＤ／Ｄコンバータ回路５１０に出力する駆動信号発生回路５３０と、（Ｇ）駆動信号発生回路５３０からスイッチングパルスのデューティー比に応じた信号を受け取り且つデューティー比が所定の最大値になったことを検出するＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０と、（Ｈ）ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０からの検出信号に応じて出力電圧検出回路５２０からの出力電圧Ｖo_fbを調整して調整後の出力電圧Ｖof3を電圧誤差検出回路７７０に出力する電圧検出信号調整回路７８０とを有する。
蓄電池充放電制御回路６００は、蓄電池に対する供給電圧を検出する蓄電池電圧検出回路６１０と、蓄電池電圧検出回路６１０からの出力Ｖｂｖ＿ｆｂに応じて負荷蓄電池３００に対する満充電保護動作を実施する満充電保護回路６２０と、蓄電池電圧検出回路６１０からの出力に応じて負荷蓄電池３００に対する過放電保護動作を実施する過放電保護回路６３０と、負荷蓄電池３００に流れる電流を検出する蓄電池充電電流検出回路６５０と、満充電保護回路６２０からの出力Ｐul_FC及び蓄電池充電電流検出回路６５０からの出力Ｖｂｉ＿ｆｂに応じて定電流制御とＭＰＰＴを伴う定電圧制御とを切換えるための信号Ｐｕｌ＿ＣＶを出力する制御切換回路６４０とを有する。
上で述べた出力電圧検出回路５２０と電圧誤差検出回路７７０と駆動信号発生回路５３０とＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０と電圧検出信号調整回路７８０とにより、ＭＰＰＴを実現する定電圧制御回路が構成される。また、電流誤差検出回路５４０と駆動信号発生回路５３０とにより、定電流制御回路が構成される。
図１９に示した蓄電池充放電制御回路６００の動作については第２の実施の形態と同じであるから、本実施の形態では説明を省略する。蓄電池充放電制御回路６００を導入することによって、図４に示すような制御が実現され、効率的に蓄電が行われるようになる。また、満充電保護回路６２０及び過放電保護回路６３０が適切に動作して、安全に蓄電及び放電が行われる。
なお、制御切換回路６４０は、蓄電池充電電流検出回路６５０の出力Ｖbi_fbに基づき供給電力不足を検出する低電流検出回路と、当該低電流検出回路からの供給電力不足を検出したことを表す検出信号、例えばＰul_LCと満充電保護回路６２０からの満充電を検出したことを表す信号Ｐul_FCとの論理和を計算するＯＲ回路とを有している場合もある。このようにすれば、供給電力不足を検出した場合、又は満充電を検出した場合には、定電流制御からＭＰＰＴを伴う定電圧制御に切り換える切換信号Ｐul_CVを切換回路５８０に出力する。一方、供給電力が十分で且つ充電中であれば定電圧制御から定電流制御に切り換える切換信号Ｐul_CVを切換回路５８０に出力する。
また、電流誤差検出回路５４０は、蓄電池充放電制御回路６００からの蓄電池充電電流に応じた電圧Ｖbi_fbと基準電流値に対応する電圧との差に応じた電圧の信号を生成して、切換回路５８０に出力する。すなわち、電流誤差検出回路５４０の出力が切換回路５８０により選択された場合には、負荷蓄電池３００に流れる電流が一定になるように、駆動信号発生回路５３０ではＤ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスＰｕｌが生成される。
図１９に示した電力変換装置７００の動作は、第３の実施の形態の電力変換装置５００とほぼ同じである。但し、本実施の形態では、基準電圧Ｖ_Vrefを調整するのではなく、基準電圧Ｖ_Vrefは固定で、出力電圧検出回路５２０の検出信号の電圧が調整の対象となる。調整の程度は、第２の実施の形態と同様で、スイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を所定期間内に検出する頻度（又は割合）に応じて決められる。
より具体的には、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０が太陽電池１００から電流を引き出しすぎて出力電圧Ｖoが低下するような状態では、電圧誤差検出回路７７０及び駆動信号発生回路５３０により、スイッチングパルスのデューティー比を所定の最大値にして、電圧を引き上げようとする。これに対して、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０は、スイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を検出すると、電圧検出信号調整回路７８０に検出信号を出力する。電圧検出信号調整回路７８０は、スイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を所定期間内に検出する頻度（又は割合）に応じて出力電圧検出回路５２０の検出信号の電圧を上昇させて、基準電圧Ｖ_Vrefとの差を狭める。
なお、電圧誤差検出回路７７０及び駆動信号発生回路５３０によるＤ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動により太陽電池１００から引き出される電力も低下する。そして、当該電力と太陽電池１００の出力電力とが、図９（ａ）の電力点Ｂで釣り合うことになる。そうすると、電力変換装置７００の出力電圧Ｖo及び出力電力Ｐoutは下げ止まる。
基準電圧Ｖ_Vrefと調整後検出信号の電圧Ｖof3との差が狭くなると、電圧誤差検出回路７７０及び駆動信号発生回路５３０は、スイッチングパルスのデューティー比を所定の最大値から引き下げる。また、調整後検出信号の調整量は、時定数があるので、すぐには０にならないので、徐々に減少することになる。
このような動作以外の部分は、ほとんど第３の実施の形態と同様である。従って、第３の実施の形態と同様に、最大電力点を安価な回路素子で追跡させることができるようになる。
［実施の形態４の実施例］
第４の実施の形態における具体的回路例を図２０に示す。なお、太陽電池１００、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０、出力電圧検出回路５２０、蓄電池充放電制御回路６００、負荷Ａ乃至Ｃなどは第３の実施の形態と同じであるから、図示を省略する。また、充放電制御回路６００の動作についても、図４に示した制御切換を実現するものであり、説明を省略する。
電流誤差検出回路５４０は、接続端子Ｃを介して蓄電池充電電流検出回路６５０に接続されており、抵抗Ｒ５４１乃至Ｒ５４４と、コンデンサＣ５４１及びＣ５４２と、オペアンプ５４１と、基準電流値に対応する電圧を出力する直流電源Ｉ_Vrefを有する。蓄電池充電電流検出回路６５０の出力Ｖｂｉ＿ｆｂは抵抗Ｒ５４１及びＲ５４２の一端に接続され、抵抗Ｒ５４２の他端はコンデンサＣ５４１の一端に接続され、コンデンサＣ５４１の他端と抵抗Ｒ５４１の他端とは、オペアンプ５４１の負極側入力端子に接続されている。また、オペアンプ５４１の負極側入力端子には、コンデンサＣ５４２の一端及び抵抗Ｒ５４３の一端と接続されており、コンデンサＣ５４２の他端は抵抗Ｒ５４４の一端に接続され、抵抗Ｒ５４４の他端と抵抗Ｒ５４３の他端とはオペアンプ５４１の出力端子に接続される。さらに、オペアンプ５４１の正極側入力端子には、基準電流値に対応する電圧を出力する直流電源Ｉ_Vrefの正極側端子に接続されている。直流電源Ｉ_Vrefの負極側端子は接地されている。
切換回路５８０は、アナログスイッチ５８２及び５８３と、ＮＯＴ回路５８１とを含む。図１１に示した制御切換回路６４０のＯＲ回路６４２の出力はＰｕｌ＿ＣＶ、端子Ｄを介してＮＯＴ回路５８１の入力側端子と、アナログスイッチ５８３の制御端子とに接続されている。ＮＯＴ回路５８１の出力端子は、アナログスイッチ５８２の制御端子に接続されている。アナログスイッチ５８２の入力端子には、電流誤差検出回路５４０の出力Ａ１＿Ｏｕｔが接続されており、アナログスイッチ５８２の出力側端子は駆動信号発生回路５３０に接続されている。アナログスイッチ５８３の入力側端子には、電圧誤差検出回路７７０の出力Ａ２＿Ｏｕｔが接続されており、アナログスイッチ５８３の出力側端子は駆動信号発生回路５３０に接続される。
制御切換回路６４０の出力Ｐul_CVがハイになると、ＮＯＴ回路５８１の出力Ｐul_CCはローになるので、アナログスイッチ５８２はオフになるが、アナログスイッチ５８３はオンになるので、電圧誤差検出回路７７０からの出力が駆動信号発生回路５３０に出力される。逆に、制御切換回路６４０の出力Ｐul_CVがローになると、ＮＯＴ回路５８１の出力Ｐul_CCがハイになるので、アナログスイッチ５８２はオンになって、電流誤差検出回路５４０の出力が駆動信号発生回路５３０に出力されるが、アナログスイッチ５８３はオフになる。
駆動信号発生回路５３０は、コンパレータ５３１と三角波発生器５３２とを含む。コンパレータ５３１の正極側入力端子には、切換回路５８０の出力が接続されており、コンパレータ５３１の負極側入力端子には、三角波発生器５３２が接続されている。コンパレータ５３１の出力端子は、接続端子Ａを介してＤ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に接続される。
また、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０は、コンパレータ７６１と、抵抗Ｒ４５及びＲ４６と、コンデンサＣ４３と、電圧Ｖref_2を出力する直流電源Ｖref_2とを有する。コンパレータ７６１の正極側入力端子は、切換回路５８０の出力に接続されており、コンパレータ７６１の負極側入力端子は、直流電源Ｖref_2の正極側端子に接続されている。直流電源Ｖref_2の負極側端子は接地されている。コンパレータ７６１の出力は、抵抗Ｒ４５の一端に接続されており、抵抗Ｒ４５の他端は抵抗Ｒ４６の一端及びコンデンサＣ４３の一端と電圧検出信号調整回路７８０の入力とに接続されている。抵抗Ｒ４６の他端及びコンデンサＣ４３の他端とは接地されている。
ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０のコンパレータ７６１は、電圧誤差検出回路７７０から出力される信号Ａ2_Out（すなわちＡ_Out）と、駆動信号発生回路５３０の出力であるスイッチングパルスのデューティー比が最大となる際に駆動信号発生回路５３０に入力される入力信号Ａ2_Out（ここでは「＝Ａ_Out」）の電圧とほぼ同一の電圧を出力する直流電源Ｖref_2の出力電圧Ｖref_2とを比較する。そして、入力信号Ａ2_Out（ここでは「＝Ａ_Out」）の電圧が電圧Ｖref_2より高くなると、コンパレータ７６１は、その間にパルス波ＤＭＣ＿Ｏ1を出力する。但し、コンパレータ７６１の出力にはローパスフィルタが接続されており、出力されたパルス波は、滑らかな信号波ＤＭＣ＿Ｏ2として電圧検出信号調整回路７８０に出力される。
電圧検出信号調整回路７８０は、コンパレータ５３４と、三角波発生器５３５と、オペアンプ５３１及び５３２と、抵抗Ｒ５１乃至Ｒ６２と、ｎ型のＦＥＴ（Ｓ５１）と、トランジスタＴ１と、コンデンサＣ５１及びＣ５２と、電圧Ｖ_Vrefを出力する２つの直流電源Ｖ_Vrefと、所定の電圧Ｖref_3を出力する直流電源Ｖref_3とを有する。
コンパレータ５３４の正極側入力端子には、三角波発生器５３５が接続されており、コンパレータ５３４の負極側入力端子には、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０の出力が接続されている。コンパレータ５３４の出力端子には、抵抗Ｒ５６の一端が接続されており、抵抗Ｒ５６の他端には抵抗Ｒ５７の一端及びコンデンサＣ５１の一端並びにＦＥＴ（Ｓ５１）のゲート端子が接続されている。抵抗Ｒ５７の他端及びコンデンサＣ５１の他端は接地されている。また、ＦＥＴ（Ｓ５１）のソース端子は接地されており、ドレイン端子は、抵抗Ｒ６１の一端に接続されている。抵抗Ｒ６１の他端は、抵抗Ｒ５８の一端及び抵抗Ｒ５９の一端に接続されている。抵抗Ｒ５８の他端は直流電源Ｖref_3の正極側端子に接続されており、直流電源Ｖref_3の負極側端子は接地されている。さらに、抵抗Ｒ５９の他端は、抵抗Ｒ６０の一端及びコンデンサＣ５２の一端に接続されている。コンデンサＣ５２の他端は接地されている。抵抗Ｒ６０の他端は、抵抗Ｒ６２の一端及びトランジスタＴ１のベース端子に接続されている。さらに、抵抗Ｒ６２の他端は接地されている。トランジスタＴ１のエミッタは接地されており、コレクタ端子は抵抗Ｒ５５の一端に接続されている。
さらに、抵抗Ｒ５１の一端は、接続端子Ｂを介して出力電圧検出回路５２０の出力に接続されており、抵抗Ｒ５１の他端は、抵抗Ｒ５２の一端及びオペアンプ５３１の負極側入力端子に接続されている。オペアンプ５３１の正極側入力端子には、直流電源Ｖ_Vrefの正極側端子が接続されており、直流電源Ｖ_Vrefの負極側端子は接地されている。抵抗Ｒ５２の他端はオペアンプ５３１の出力端子と抵抗Ｒ５５の他端と抵抗Ｒ５３の一端に接続されている。
抵抗Ｒ５３の他端は、抵抗Ｒ５４の一端とオペアンプ５３２の負極側入力端子とに接続されている。オペアンプ５３２の正極側入力端子には、直流電源Ｖ_Vrefの正極側端子が接続されており、直流電源Ｖ_Vrefの負極側端子は接地されている。抵抗Ｒ５４の他端はオペアンプ５３２の出力端子と電圧誤差検出回路７７０の入力に接続されている。
コンパレータ５３４は、三角波発生器５３５の出力ＶＴＷ＿３とＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０の出力ＤＭＣ＿Ｏ２とを比較する。しかし、スイッチングパルスのデューティー比が最大値にならない限り、出力ＶＴＷ＿３の電圧の方がＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０の出力ＤＭＣ＿Ｏ2の電圧より高いので、常にハイの出力ＤＭＣ２＿Ｏを出す。一方、スイッチングパルスのデューティー比が最大値になると、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０の出力ＤＭＣ＿Ｏ2の電圧が上昇するので、徐々に出力ＤＭＣ２＿Ｏがオフになる期間が増加する。コンパレータ５３４の出力側にはローパスフィルタが設けられているので、ローパスフィルタで平滑化された信号ＶＱＧでＦＥＴ（Ｓ５１）はオンオフされる。但し、ＦＥＴ（Ｓ５１）は、通常はオンになっており、コンデンサＣ５２には電荷が貯まらない。オフの期間が長くなると徐々にコンデンサＣ５２に電荷が貯まって電圧も高くなって行く。一方、コンデンサＣ５２の電圧ＶＱＢが高くなると、トランジスタＴ１のベース端子に印加される電圧ＶＱＢも高くなって、トランジスタＴ１もオンになる。その場合には、オペアンプ５３１の出力電圧を引き下げるように作用する。
なお、オペアンプ５３１では、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbを反転させており、トランジスタＴ１がオンになると、オペアンプ５３１の出力の電圧Ｖof2を引き下げるように作用する。その上で、オペアンプ５３２は、再度出力Ｖof2を反転させて、電圧Ｖof3を電圧検出信号調整回路７８０の出力として電圧誤差検出回路７７０に出力する。より具体的には、Ｖof2が引き下げられていると、Ｖof3は引き上げられることになり、あたかも出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbが高くなったように、電圧誤差検出回路７７０には作用する。
次に、図２１及び図２２を用いて、図２０で示した回路の動作の主要部分を説明する。
まず、図９（ａ）の電力点Ａなどにおいて十分太陽電池１００から電力供給が可能である状態における動作を図２１（ａ）乃至（ｇ）を用いて説明する。なお、図２１（ａ）乃至（ｇ）は、ある短い時間の動作を示しており、図２０に示した回路の基本的な動作説明を行うための図である。
図２１（ａ）は、駆動信号発生回路５３０の出力であるスイッチングパルスＰｕｌを表している。この間、デューティー比はほぼ一定となっている。図２１（ｂ）に示すＤ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧Ｖo、及び図２１（ｃ）に示す出力電圧検出回路５２０の出力信号Ｖo_fbは、図中、それらの波形は大げさに示されている。しかし、スイッチングに応じて多少リプルが発生する程度の変動だけで、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力信号Ｖoの電圧の平均値Ｖo_aveもほぼ一定となっている。なお、図２１（ａ）乃至（ｇ）の状態では、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０と電圧検出信号調整回路７８０とは動作しておらず、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbと電圧検出信号調整回路７８０の出力Ｖof3とはほぼ同じとなっている。
図２１（ｇ）に示すように、電圧誤差検出回路７７０は、Ｖof3とＶ_Vrefの比較を行い、図２１（ｄ）に示すように、Ｖof3とＶ_Vrefとの差を反転させた電圧の出力信号Ａ2_Outを出力する。図２１（ａ）乃至（ｇ）の状態では、この出力信号Ａ2_Outの電圧は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０で基準として用いられ且つデューティー比最大に対応する電圧Ｖref_2より低い電圧となっているので、上で述べたようにＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０と電圧検出信号調整回路７８０とは動作しない。動作しない状態を図２１（ｅ）乃至（ｇ）に示している。すなわち、出力信号Ａ2_Outの電圧は常にＶref_2より低いので、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０のコンパレータ７６１の出力側信号ＤＭＣ＿Ｏ1もＤＭＣ＿Ｏ2もゼロのままになる。さらに、電圧検出信号調整回路７８０のコンパレータ５３４で三角波ＶＴＷ_3とＤＭＣ＿Ｏ2とを比較しても、ＤＭＣ＿Ｏ2はゼロのままなので、コンパレータ５３４の出力側の信号ＤＭＣ２＿ＯもＶＱＧもハイのままとなる。そうすると、電圧検出信号調整回路７８０のＦＥＴ（Ｓ５１）はオンのままとなるので、図２１（ｆ）に示すように、トランジスタＴ１のベース端子に印加されるコンデンサＣ５２の電圧ＶＱＢは、トランジスタＴ１をオンにするような電圧にはならず、低いままとなる。
次に、図２２（ａ）乃至（ｉ）を用いて、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoが低下し始めた場合の動作について説明する。なお、図２２（ａ）乃至（ｉ）は、本実施の形態の特徴を強調するように描かれているので、実際とは多少異なる部分もある。
上で説明し且つ図２２（ａ）及び（ｂ）に示すように、太陽電池１００からの電力供給が減少するか最大電力点を超えてＤ／Ｄコンバータ回路５１０が電流を引き出そうとする。そうすると、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に対するスイッチングパルスＰｕｌのデューティー比は最大となる一方、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoは低下してしまう。図２２（ｃ）に示すように、出力Ｖoが低下すると、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbも低下する。
一方、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbが低下し且つＶof2に対する調整が行われない場合には、Ｖo_fbに対応するＶof3と固定基準電圧Ｖ_Vrefとの差が大きくなって電圧誤差検出回路７７０の出力Ａ2_Outは反対に上昇することになる。そうすると、図２２（ｄ）に示すように、ＦＥＴ（Ｓ１）に対するスイッチングの周期の中で、電圧誤差検出回路７７０の出力Ａ2_Outの電圧が、徐々にスイッチングパルスのデューティー比の最大値に相当する電圧Ｖref_2を上回る期間が長くなる。図２２（ｅ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０のコンパレータ７６１の出力ＤＭＣ＿Ｏ1がオンになる期間が徐々に長くなる。さらに、図２２（ｅ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０の出力ＤＭＣ＿Ｏ2は、ＤＭＣ＿Ｏ1をローパスフィルタで平滑化した後の信号であるが、ＤＭＣ＿Ｏ1のオンの時間が長くなるので、徐々に電圧が上昇する。ここまでは第３の実施の形態の具体的回路例について述べた動作とほぼ同じである。
そして、電圧検出信号調整回路７８０における三角波信号ＶＴＷ_3の電圧よりＤＭＣ＿Ｏ2の電圧が低い期間については、図２２（ｆ）に示すように電圧検出信号調整回路７８０のコンパレータ５３４の出力ＤＭＣ２＿Ｏがオンになる。また、この信号ＤＭＣ２＿Ｏをローパスフィルタで平滑化した信号ＶＱＧ（図示せず）が生成される。この信号ＶＱＧにより電圧検出信号調整回路７８０のＦＥＴ（Ｓ５１）のオン／オフが行われ、第２の実施の形態の具体的回路例とは異なり、本例ではＦＥＴ（Ｓ５１）がオフで、コンデンサＣ５２から放電される状態が通常である。しかし、スイッチングパルスのデューティー比が最大になると、ＦＥＴ（Ｓ５１）がオフになる期間が長くなると共に頻繁にオフになるようになって、図２２（ｆ）に示すように、トランジスタＴ１のベースに印加される電圧ＶＱＢが上昇するようになる。すなわち、スイッチングパルスのデューティー比が最大になる頻度（又は割合）が過去所定期間内において高くなると、トランジスタＴ１がオンとなる頻度及び期間が長くなり、図２２（ｇ）に実線で示すように電圧検出信号調整回路７８０のオペアンプ５３１の出力電圧Ｖof2が引き下げられる。点線は調整が行われなかった場合のカーブを表す。そうすると、電圧検出信号調整回路７８０の出力Ｖof3は、反対に上昇することになる。
一方、基準電圧Ｖ_Vrefは固定であるから、電圧誤差検出回路７７０に入力される２つの信号の電位差が狭められることになる。そうすると、図２２（ｈ）に示すように、電圧検出信号調整回路７８０の出力Ｖof3が引き上げられた後、出力Ｖof3の電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなるので、電圧誤差検出回路７７０のオペアンプ７７１の出力Ａ2_Out（ここでは補正後Ａ2_Out）も、徐々に下がってゆく。また、図２２（ｈ）に示すように、駆動信号発生回路５３０のコンパレータ５３１の負極側入力端子の三角波ＶＴＷ＿１の電圧より下がる期間が長くなる。そうすると、図２２（ｉ）に示すように、スイッチングパルス（補正後Ｐulと表す）のオンの幅が短くなる。すなわち、電圧誤差検出回路７７０からすると、デューティー比を高くして、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のオンの期間を長くして、より多くの電力を太陽電池１００から引き出そうとして動作した結果、あたかもこの動作に効果があったように作用する。従って、電圧検出信号調整回路７８０の出力Ｖof3の電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなって、デューティー比を低くしたということである。
これによって上で述べたように太陽電池１００から引き出す電力が引き下げられるので、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoが上昇するようになる。その後、太陽電池１００からＤ／Ｄコンバータ回路５１０が電力を引き出すように動作すれば、図２２（ｂ）に示すように電圧Ｖoが下がるようになるので、上で述べたような動作を繰り返すようになる。すなわち、最大電力点を追跡していることになる。
このように高価なプロセッサなどを用いることなく安価な素子のみで最大電力点追跡が可能となる。
［実施の形態５］
図２３に、第５の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図を示す。図２３に示すシステムは、太陽電池システムであって、太陽電池１００と、太陽電池１００からの出力に対して電力変換を行う電力変換装置８００と、電力変換装置８００からの出力で負荷蓄電池３００に対する充放電制御及び電力変換装置８００で必要となる信号の出力を行う蓄電池充放電制御回路６００と、蓄電池充放電制御回路６００の出力に接続されている負荷蓄電池３００及び様々な負荷Ａ乃至Ｃなどとを有する。太陽電池１００及び負荷蓄電池３００は、従来と同じである。また、負荷Ａ乃至Ｃも第１の実施の形態と同じである。
電力変換装置８００は、（Ａ）スイッチを有し且つ太陽電池１００からの出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路５１０と、（Ｂ）Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧に応じた電圧の出力信号Ｖo_fbを出力する出力電圧検出回路５２０と、（Ｃ）出力電圧検出回路５２０の出力信号の電圧と基準電圧との差に応じた信号Ａ2_Outを生成する電圧誤差検出回路５５０ｂと、（Ｄ）蓄電池充放電制御回路６００からの蓄電池充電電流に応じた電圧Ｖbi_fbと基準電流値に対応する電圧との差に応じた電圧の信号Ａ1_Outを生成する電流誤差検出回路５４０と、（Ｅ）蓄電池充放電制御回路６００からの制御切換信号Ｐul_CVに応じて電流誤差検出回路５４０又は電圧誤差検出回路５５０ｂの出力に切換える切換回路５８０と、（Ｆ）電流誤差検出回路５４０又は電圧誤差検出回路５５０ｂからの出力に応じてＤ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスを生成してＤ／Ｄコンバータ回路５１０に出力する駆動信号発生回路５３０ｂと、（Ｇ）駆動信号発生回路５３０ｂからスイッチングパルスのデューティー比に応じた信号Dutyを受け取り且つデューティー比が所定の最大値になったことを検出するＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂと、（Ｈ）ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂからの検出信号に応じて初期基準電圧Ｖref_1を調整して調整後の出力電圧Ｖ_Vrefを電圧誤差検出回路５５０ｂに出力する基準電圧調整回路５７０ｂと、（Ｉ）ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂからの検出信号に応じて駆動信号発生回路５３０ｂが生成するスイッチングパルスのデューティー比を強制的に引き下げる電力制限回路８６０と、（Ｊ）切換回路５８０と連動して定電圧制御を有効化している場合、すなわち電圧誤差検出回路５５０ｂの出力を駆動信号発生回路５３０ｂに入力する場合、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂの出力を電力制限回路８６０に伝える第２切換回路８７０とを有する。
蓄電池充放電制御回路６００は、負荷蓄電池３００に対する供給電圧を検出する蓄電池電圧検出回路６１０と、蓄電池電圧検出回路６１０からの出力に応じて負荷蓄電池３００に対する満充電保護動作を実施する満充電保護回路６２０と、蓄電池電圧検出回路６１０からの出力に応じて負荷蓄電池３００に対して過放電保護動作を実施する過放電保護回路６３０と、負荷蓄電池３００に流れる電流を検出する蓄電池充電電流検出回路６５０と、満充電保護回路６２０からの出力及び蓄電池充電電流検出回路６５０からの出力に応じて定電流制御と定電圧制御とを切換えるための信号Ｐul_CVを出力する制御切換回路６４０とを有する。
上で述べた出力電圧検出回路５２０と電圧誤差検出回路５５０ｂと駆動信号発生回路５３０ｂとＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂと基準電圧調整回路５７０ｂと電力制限回路８６０とにより、ＭＰＰＴを実現する定電圧制御回路が構成される。また、電流誤差検出回路５４０と駆動信号発生回路５３０ｂとにより、定電流制御回路が構成される。
図２３に示した蓄電池充放電制御回路６００の動作については第２の実施の形態と同じであるから、本実施の形態では説明を省略する。蓄電池充放電制御回路６００を導入することによって、図４に示すような制御が実現され、効率的に蓄電が行われるようになる。また、満充電保護回路６２０及び過放電保護回路６３０が適切に動作して、安全に蓄電及び放電が行われる。
なお、第２切換回路８７０は、切換回路５８０が電圧誤差検出回路５５０ｂからの信号を駆動信号発生回路５３０ｂに出力するようにスイッチングしたのと同期して、電力制限回路８６０の出力を駆動信号発生回路５３０ｂに伝えるように動作する。
また、制御切換回路６４０は、供給電力不足を検出する低電流検出回路と、当該低電流検出回路からの、供給電力不足を検出したことを表す検出信号と満充電保護回路６２０からの、満充電を検出したことを表す信号Ｐul_FCとの論理和を計算するＯＲ回路とを有している場合もある。このようにすれば、供給電力不足を検出した場合、又は満充電を検出した場合には、定電流制御からＭＰＰＴを伴う定電圧制御に切り換える切換信号Ｐul_CVを切換回路５８０に出力する。一方、供給電力が十分で且つ充電中であればＭＰＰＴを伴う定電圧制御から定電流制御に切り換える切換信号Ｐul_CVを切換回路５８０に出力する。
また、電流誤差検出回路５４０は、蓄電池充放電制御回路６００からの蓄電池充電電流に応じた電圧と基準電流値に対応する電圧との差に応じた電圧の信号Ａ１＿Ｏｕｔを生成して、切換回路５８０に出力する。すなわち、電流誤差検出回路５４０の出力が切換回路５８０により選択された場合には、負荷蓄電池３００に流れる電流が一定になるように、駆動信号発生回路５３０ｂではＤ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスを生成する。
次に、図２４を用いて、図２３に示した電力変換装置８００の動作について説明する。なお、第３の実施の形態と同じように、太陽電池１００からの出力電力をＰpv、電力変換装置８００の出力電圧をＶo、出力電力をＰout、駆動信号発生回路５３０ｂからＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂへの出力をＤｕｔｙ、初期基準電圧をＶref_1、基準電圧調整回路５７０ｂから電圧誤差検出回路５５０ｂへの出力電圧をＶ_Vrefと表すものとする。
本実施の形態でも、図９（ａ）及び（ｂ）に基づき、図２４（ａ）乃至（ｅ）により電力変換装置８００の動作を説明する。
図２４（ａ）は、太陽電池１００からの出力電力Ｐpv、電力変換装置８００の出力電圧Ｐoutの時間変化を表している。なお、電力変換装置８００による損失があるので、必ずＰpv＞Ｐoutの関係が成り立つ。比較のため、最大電力点Ｐpv_maxも示されている。また、図２４（ｂ）は、電力変換装置８００の出力電圧Ｖoの時間変化を表す。図２４（ｃ）は、基準電圧調整回路５７０ｂからの基準電圧Ｖ_Vrefの時間変化を表す。比較のため初期基準電圧Ｖref_1も示されている。図２４（ｄ）は、駆動信号発生回路５３０ｂの出力Ｄｕｔｙの時間変化を表す。なお、出力Ｄｕｔｙについて予め定められた最大値ＤｕｔｙＭａｘも比較のため示されている。なお、図２４（ｅ）は、駆動信号発生回路５３０ｂがＤ／Ｄコンバータ回路５１０へ出力するスイッチングパルスのデューティー比を示している。
まず、太陽電池１００からの出力電力が、電力点Ａより小さい電力から電力点Ａを超えて電力点Ｍに到達するまでについては、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０と出力電圧検出回路５２０と電圧誤差検出回路５５０ｂと駆動信号発生回路５３０ｂとが通常どおり動作する。すなわち、基準電圧調整回路５７０ｂでは何もせずに初期基準電圧Ｖref_1がそのまま出力され（図２４（ｃ））、Ｖ_Vref＝Ｖref_1であって、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbとの差に応じて電圧誤差検出回路５５０ｂ及び駆動信号発生回路５３０ｂは、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチにスイッチングを行わせる。
具体的には、電力点Ａを超えて太陽電池１００から電力を引き出そうとすると、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０をそれまでと同じように駆動するだけでは出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbが下がってしまう。そこで、電圧誤差検出回路５５０ｂ及び駆動信号発生回路５３０ｂは、図２４（ｄ）に示すように、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及びＤｕｔｙの電圧を徐々に上げるように動作する。このようにすれば、図２４（ｂ）に示すように、電力変換装置８００の出力電圧Ｖoが一定に維持される。
その後、太陽電池１００から引き出す電力が電力点Ｍに達すると、図２４（ａ）に示すように、太陽電池１００からの出力電力Ｐpvは低下するので、それにつられて電力変換装置８００の出力電力Ｐoutも低下する。また、図９（ｂ）からも分かるように、出力電圧Ｖoも低下してしまう。そうすると、電圧誤差検出回路５５０ｂ及び駆動信号発生回路５３０ｂは、Ｖo_fbとＶ_Vrefとの差が大きくなったことを検出して、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及び信号Ｄｕｔｙの電圧をＤｕｔｙＭａｘにまで上昇させる。
このような状況が発生すると、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂは、信号Ｄｕｔｙの電圧がＤｕｔｙＭａｘに達したことを検出して、基準電圧調整回路５７０ｂ及び電力制限回路８６０に検出信号を出力する。基準電圧調整回路５７０ｂは、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂからの検出信号に応じて、初期基準電圧Ｖref_1を引き下げるように調整して調整後の電圧Ｖ_Vrefを、電圧誤差検出回路５５０ｂに出力する。この様子を図２４（ｃ）に示す。基準電圧の引き下げ幅は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂから所定期間内に検出信号が出力される頻度又は割合に応じたものとなる。
さらに、電力制限回路８６０は、早期にＤ／Ｄコンバータ回路５１０による太陽電池１００からの電力引き出しレベルを下げる。このため、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂからの検出信号に応じて、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチのスイッチングを制御するための信号、例えば、スイッチングパルスそのもの又はスイッチングパルスの生成に用いられる信号を引き下げるように、駆動信号発生回路５３０ｂに作用する。これによって、図２４（ｅ）に点線で示すように、スイッチングパルスのデューティー比は、一時的に引き下げられる。
なお、図２４（ａ）に示すように、電圧誤差検出回路５５０ｂ及び駆動信号発生回路５３０ｂがＤ／Ｄコンバータ回路５１０を駆動し過ぎると太陽電池１００から引き出される電力も低下する。そして、当該電力と太陽電池１００の実際の出力電力Ｐpvとが、電力点Ｂで釣り合うことになる。そうすると、図２４（ａ）及び（ｂ）に示すように、電力変換装置８００の出力電圧Ｖo及び出力電力Ｐoutは下げ止まる。
また、図２４（ｄ）に示すように、電圧誤差検出回路５５０ｂは、Ｖo_fbとＶ_Vrefとの差が小さくなったことを検出して、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及び信号Ｄｕｔｙの電圧を引き下げる。そうすると、電圧誤差検出回路５５０ｂ及び駆動信号発生回路５３０ｂによるＤ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動により太陽電池１００から引き出される電流が減少する。しかし、通常、太陽電池１００から引き出される電流の減少幅はやや多めになるため、図９（ａ）に示すように、最大電力点Ｍを通過して電力点Ｃまで戻ってしまう。図２４（ａ）に示すように、この間、太陽電池１００の出力電力Ｐpvは、一旦増加するが再度減少してしまう。電力変換装置８００の出力電圧Ｖoについては、図２４（ｂ）に示すように、この間のＤ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動レベルに応じて徐々に上昇してゆく。
なお、図２４（ｃ）に示すように、基準電圧調整回路５７０ｂによる基準電圧Ｖ_Vrefの調整には遅延があって、信号Ｄｕｔｙの電圧がＤｕｔｙＭａｘから下がっても、直ぐには調整が終了しない。さらに初期基準電圧Ｖref_1への復帰には時定数があるので、基準電圧Ｖ_Vrefは徐々に上昇することになる。
この後、図２４（ｄ）に示すように、電圧誤差検出回路５５０ｂ及び駆動信号発生回路５３０ｂは、Ｖo_fbと基準電圧Ｖ_Vrefとの差に応じてＤ／Ｄコンバータ回路５１０を駆動して太陽電池１００からより多くの電力を引き出すように、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比及び信号Ｄｕｔｙの電圧を上昇させる。
そうすると、図２４（ａ）に示すように、太陽電池１００の出力電力Ｐpvは上昇して再度電力点Ｍに達する。この後の動作は、最初に電力点Ｍに達した後とほぼ同じになる。但し、図２４（ｃ）に示すように、基準電圧Ｖ_Vrefは、電力点Ｍでも、初期基準電圧Ｖref_1に戻っておらず、電力変換装置８００の出力電圧Ｖoも目標値に達していないので、動作としては同じでも基準電圧Ｖ_Vrefの引き下げ幅などは若干異なってくる。このように完全に同じ動作ではないので、電力点ＣではなくＣ1やＣ2、電力点ＢではなくＢ1やＢ2で、図９（ａ）のカーブ上動作を切り替えることになる。
結局のところ、最大電力点をはさんで電力点Ｂ又はその近傍と電力点Ｃ又はその近傍間を行き来することになる。すなわち、最大電力点追跡が可能となっている。上で述べた動作は、太陽電池１００の発電電力が一定であることを前提としている。しかし、発電電力が一定になることは一般的には無いので最大電力点自体も変動するが、動作は同様である。
なお、電力点Ｂと電力点Ｃの差は、出力電力や出力電圧に応じて決まるが、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０などを含む制御系のゲイン調整で調整することができる。すなわち、より最大電力点近傍で動作させることができる。
［実施の形態５の実施例１］
次に、図２５を用いて電流誤差検出回路５４０と電圧誤差検出回路５５０ｂとＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂと基準電圧調整回路５７０ｂと切換回路５８０と駆動信号発生回路５３０ｂと電力制限回路８６０と第２切換回路８７０との具体的回路例を説明する。なお、蓄電池充放電制御回路６００の構成及び動作については、第３の実施の形態の実施例と同じであるから説明を省略する。
電圧誤差検出回路５５０ｂは、接続端子Ｂを介して出力電圧検出回路５２０に接続されており、抵抗Ｒ１１乃至Ｒ１４と、コンデンサＣ１１及びＣ１２と、オペアンプ５５１とを有する。出力電圧検出回路５２０の出力Ｖｏ＿ｆｂは抵抗Ｒ１１及びＲ１２の一端に接続され、抵抗Ｒ１１の他端はコンデンサＣ１１の一端に接続され、コンデンサＣ１１の他端と抵抗Ｒ１２の他端とは、オペアンプ５５１の負極側入力端子に接続されている。また、オペアンプ５５１の負極側入力端子には、コンデンサＣ１２の一端及び抵抗Ｒ１３の一端と接続されており、コンデンサＣ１２の他端は抵抗Ｒ１４の一端に接続され、抵抗Ｒ１４の他端と抵抗Ｒ１３の他端とはオペアンプ５５１の出力端子に接続される。さらに、オペアンプ５５１の正極側入力端子には、基準電圧調整回路５７０ｂの出力が接続されている。
電流誤差検出回路５４０は、接続端子Ｃを介して蓄電池電流検出回路６５０に接続されており、抵抗Ｒ５４１乃至Ｒ５４４と、コンデンサＣ５４１及びＣ５４２と、オペアンプ５４１と、基準電流値に対応する電圧を出力する直流電源Ｉ_Vrefとを有する。蓄電池電流検出回路６５０の出力Ｖｂｉ＿ｆｂは抵抗Ｒ５４１及びＲ５４２の一端に接続され、抵抗Ｒ５４２の他端はコンデンサＣ５４１の一端に接続され、コンデンサＣ５４１の他端と抵抗Ｒ５４１の他端とは、オペアンプ５４１の負極側入力端子に接続されている。また、オペアンプ５４１の負極側入力端子には、コンデンサＣ５４２の一端及び抵抗Ｒ５４３の一端と接続されており、コンデンサＣ５４２の他端は抵抗Ｒ５４４の一端に接続され、抵抗Ｒ５４４の他端と抵抗Ｒ５４３の他端とはオペアンプ５４１の出力端子に接続される。さらに、オペアンプ５４１の正極側入力端子には、基準電流値に対応する電圧を出力する直流電源Ｉ_Vrefの正極側端子に接続されている。直流電源Ｉ_Vrefの負極側端子は接地されている。
切換回路５８０は、アナログスイッチ５８２及び５８３と、ＮＯＴ回路５８１とを含む。図１１で説明した制御切換回路６４０のＯＲ回路６４２の出力は、端子Ｄを介してＮＯＴ回路５８１の入力側端子と、アナログスイッチ５８３の制御端子とに接続されている。ＮＯＴ回路５８１の出力端子は、アナログスイッチ５８２の制御端子に接続されている。アナログスイッチ５８２の入力側端子には、電流誤差検出回路５４０の出力Ａ１＿Ｏｕｔが接続されており、アナログスイッチ５８２の出力側端子は駆動信号発生回路５３０ｂに接続されている。アナログスイッチ５８３の入力側端子には、電圧誤差検出回路５５０ｂの出力Ａ２＿Ｏｕｔが接続されており、アナログスイッチ５８３の出力端子は駆動信号発生回路５３０ｂに接続されている。
制御切換回路６４０のＯＲ回路６４２の出力がハイになると、端子Ｄを介してＮＯＴ回路５８１の出力はローになるので、アナログスイッチ５８２はオフのままになるが、アナログスイッチ５８３はオンになるので、電圧誤差検出回路５５０ｂからの出力Ａ２＿Ｏｕｔが駆動信号発生回路５３０ｂに出力される。逆に、制御切換回路６４０のＯＲ回路６４２の出力がローになると、端子Ｄを介してＮＯＴ回路５８１の出力がハイになるので、アナログスイッチ５８２はオンになって、電流誤差検出回路５４０の出力Ａ１＿Ｏｕｔが駆動信号発生回路５３０ｂに出力されるが、アナログスイッチ５８３はオフになる。
駆動信号発生回路５３０ｂは、コンパレータ５３１と三角波発生器５３２と抵抗Ｒ７６とを含む。コンパレータ５３１の正極側入力端子には、切換回路５８０の出力が接続されており、コンパレータ５３１の負極側入力端子には、三角波発生器５３２が接続されている。コンパレータ５３１の出力端子は、抵抗Ｒ７６及び接続端子Ａを介して図１１で説明したＤ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に接続される。また、抵抗Ｒ７６の端子Ａ側の端子は、電力制限回路８６０にも接続されている。
また、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂは、コンパレータ５６２と、電圧Ｖref_2を出力する直流電源Ｖref_2とを有する。コンパレータ５６２の正極側入力端子は、切換回路５８０の出力に接続されており、コンパレータ５６２の負極側入力端子は、直流電源Ｖref_2の正極側端子に接続されている。直流電源Ｖref_2の負極側端子は接地されている。コンパレータ５６２の出力ＤＭＣ＿Ｏは、第２切換回路８７０と基準電圧調整回路５７０ｂとに接続されている。
ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂは、切換回路５８０及び第２切換回路８７０によりＭＰＰＴを伴う定電圧制御がイネーブルされて電圧誤差検出回路５５０ｂの出力が駆動信号発生回路５３０ｂに出力されている間に、有効に動作する。より具体的には、コンパレータ５６２は、駆動信号発生回路５３０ｂに対する入力信号（電圧誤差検出回路５５０ｂの出力信号Ａ2_Out）の電圧と、駆動信号発生回路５３０ｂの出力であるスイッチングパルスのデューティー比が最大となる際に駆動信号発生回路５３０ｂに入力される入力信号の電圧とほぼ同一の電圧Ｖref_2を出力する直流電源Ｖref_2の出力電圧Ｖref_2とを比較する。そして、入力信号Ａ2_Outの電圧が電圧Ｖref_2より高くなると、コンパレータ５６２は、その間にパルス波ＤＭＣ＿Ｏを、第２切換回路８７０及び基準電圧調整回路５７０ｂに出力する。
基準電圧調整回路５７０ｂは、抵抗Ｒ７１乃至Ｒ７４と、コンデンサＣ６１と、ｎ型のＦＥＴ（Ｓ６２）とを有する。抵抗Ｒ７１の一端は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂの出力と接続されており、抵抗Ｒ７１の他端は、ＦＥＴ（Ｓ６２）のゲート端子に接続されている。ＦＥＴ（Ｓ６２）のソース端子は接地されており、ＦＥＴ（Ｓ６２）のドレイン端子は抵抗Ｒ７２の一端とＲ７３の一端と抵抗Ｒ７４の一端とに接続されている。抵抗Ｒ７２の他端は、電力変換装置８００の電源Ｖcc（出力電圧もＶccと記す）に接続されており、抵抗Ｒ７３の他端は接地されている。抵抗Ｒ７４の他端は、コンデンサＣ６１の一端及び電圧誤差検出回路５５０ｂのオペアンプ５５１の正極側入力端子に接続されている。基準電圧調整回路５７０ｂの出力Ｖ_Vrefの初期電圧、すなわち初期基準電圧は、Ｖcc×（Ｒ７３／（Ｒ７３＋Ｒ７２））の計算式で計算される。なお、Ｒ７２は抵抗Ｒ７２の抵抗値であり、Ｒ７３は抵抗Ｒ７３の抵抗値とする。ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂからの出力がローであれば、コンデンサＣ６１には、初期基準電圧で電荷がチャージされる。一方、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂからの出力がハイになると、コンデンサＣ６１から電荷が放出されて、コンデンサＣ６１の電圧がＶ_Vrefとなって出力される。
電力制限回路８６０は、抵抗Ｒ７５と、ｎ型のＦＥＴ（Ｓ６３）とを有する。抵抗Ｒ７５の一端は、第２切換回路８７０の出力に接続され、抵抗Ｒ７５の他端はＦＥＴ（Ｓ６３）のゲート端子に接続されている。ＦＥＴ（Ｓ６３）のソース端子は接地されており、ＦＥＴ（Ｓ６３）のドレイン端子は、駆動信号発生回路５３０ｂの抵抗Ｒ７６の一端に接続されている。従って、第２切換回路８７０から伝えられる、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂの出力がハイになると、ＦＥＴ（Ｓ６３）がオンになり、結果として駆動信号発生回路５３０ｂの出力がローに引き下げられることになる。
第２切換回路８７０は、アナログスイッチ８７１を含む。図１１で説明した制御切換回路６４０のＯＲ回路６４２の出力Ｐｕｌ＿ＣＶは、端子Ｄを介してアナログスイッチ８７１の制御端子に接続されている。アナログスイッチ８７１の入力側端子には、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂのコンパレータ５６２の出力が接続されており、アナログスイッチ８７１の出力側端子は電力制限回路８６０に接続されている。このようにして、電圧誤差検出回路５５０ｂの出力が駆動信号発生回路５３０ｂに伝えられている間は、電力制限回路８６０にＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂの出力を伝えるようになっている。
次に、図２６及び図２７を用いて、本実施例に係る電力変換装置８００の動作について説明する。なお、上で述べたように蓄電池充放電制御回路６００の構成及び動作については第３の実施の形態に係る具体的回路例と同じであるから、説明を省略する。
まず、図９（ａ）の電力点Ａなどにおいて十分太陽電池１００から電力供給が可能である状態における動作を図２６（ａ）乃至（ｇ）を用いて説明する。なお、図２６（ａ）乃至（ｇ）は、ある短い時間の動作を示しており、図２５に示した回路の基本的な動作説明を行うための図である。
図２６（ａ）は、駆動信号発生回路５３０ｂの出力であるスイッチングパルスＰｕｌを表している。この間、デューティー比はほぼ一定となっている。図２６（ｂ）に示すＤ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧Ｖo、及び図２６（ｃ）に示す出力電圧検出回路５２０の出力信号Ｖo_fbは、図中、それらの波形は大げさに示されている。しかし、スイッチングに応じて多少リプルが発生する程度の変動だけで、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力信号Ｖoの電圧の平均値Ｖo_aveもほぼ一定となっている。なお、図２６（ａ）乃至（ｇ）の状態では、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂと基準電圧調整回路５７０ｂと電力制限回路８６０とは有効に動作しておらず、電源電圧ＶccをＲ７３／（Ｒ７３＋Ｒ７２）の計算式で抵抗分割することによって得られる電圧が基準電圧調整回路５７０ｂの出力電圧Ｖ_Vrefとなっている。
図２６（ｃ）に示すように、電圧誤差検出回路５５０ｂは、Ｖo_fbとＶ_Vrefの比較を行い、図２６（ｄ）に示すように、Ｖo_fbとＶ_Vrefとの差を反転させた電圧の出力信号Ａ2_Outを出力する。図２６（ａ）乃至（ｇ）の状態では、この出力信号Ａ2_Outの電圧は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂで基準として用いられ且つデューティー比最大に対応する電圧Ｖref_2より低い電圧となっている。これによって、上で述べたようにＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂと基準電圧調整回路５７０ｂとは有効に動作しない。動作しない状態を図２６（ｅ）乃至（ｇ）に示している。すなわち、出力信号Ａ2_Outの電圧は常にＶref_2より低いので、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂのコンパレータ５６２の出力側信号ＤＭＣ＿Ｏはオフのままになる。さらに、基準電圧調整回路５７０ｂのＦＥＴ（Ｓ６２）もオフのままとなる。そうすると、図２６（ｆ）に示すように、コンデンサＣ６１の出力電圧Ｖ_Vrefは、上で述べたように電源Ｖccの電圧Ｖccを抵抗Ｒ７２及びＲ７３で抵抗分割した結果の値となる。
また、図２６（ｇ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂの出力ＤＭＣ＿Ｏがオフのままであるから、電力制限回路８６０のＦＥＴ（Ｓ６３）もオフのままで、駆動信号発生回路５３０ｂの出力Ｐulには何も変化はない。
次に、図２７（ａ）乃至（ｉ）を用いて、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoが減少し始めた場合の動作について説明する。なお、図２６（ａ）乃至（ｉ）は、本実施の形態の特徴を強調するように描かれているので、実際とは多少異なる部分もある。
上で説明し且つ図２７（ａ）及び（ｂ）に示すように、太陽電池１００からの電力供給が減少するか最大電力点を超えてＤ／Ｄコンバータ回路５１０が電力を引き出そうとすると、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に対するスイッチングパルスＰｕｌのデューティー比は最大となる一方、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoは低下してしまう。図２７（ｃ）に示すように、出力Ｖoが低下すると、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbも低下する。
一方、電圧誤差検出回路５５０ｂは、現在のＶ_Vrefとの差を反転させるため、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbが低下する場合には、電圧誤差検出回路５５０ｂの出力Ａ2_Outは反対に上昇することになる。そうすると、図２７（ｄ）に示すように、ＦＥＴ（Ｓ１）に対するスイッチングの周期の中で、電圧誤差検出回路５５０ｂの出力Ａ2_Outの電圧が、徐々にスイッチングパルスのデューティー比の最大値に相当する電圧Ｖref_2を上回る期間が長くなる。そして図２７（ｅ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂのコンパレータ５６２の出力ＤＭＣ＿Ｏがオンになる期間が徐々に長くなる。一方、電力制限回路８６０のＦＥＴ（Ｓ６３）は、ＤＭＣ＿Ｏがオンになると同じくオンになるため、図２７（ｆ）に示すように、電力制限回路８６０の出力Ｖ_pwは、ＦＥＴ（Ｓ６３）がオンの期間中、ゼロになる。
また、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂの出力ＤＭＣ＿Ｏに応じて、基準電圧調整回路５７０ｂのＦＥＴ（Ｓ６２）もオンになるので、コンデンサＣ６１から放電されるようになる。従って、放電する時間が長いほど又放電頻度が高いほど、基準電圧Ｖ_Vrefは下がってゆくことになる。図２７（ｇ）に示すように、スイッチングパルスのデューティー比が最大になる頻度（又は割合）が、過去所定期間内において高くなると、頻繁に且つ長い期間コンデンサＣ６１の放電が行われるようになるので、結果としてＶ_Vrefは徐々に下がってゆく。
そうすると、図１１で説明した出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbの電圧も下がり、さらに基準電圧Ｖ_Vrefも下がってゆくので、電圧誤差検出回路５５０ｂに入力される２つの信号の電位差が狭められることになる。また、図２７（ｈ）に示すように、基準電圧Ｖ_Vrefが下げられた後、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbの電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなるので、電圧誤差検出回路５５０ｂのオペアンプ５５１の出力Ａ2_Out（ここでは補正後Ａ2_Out）も、徐々に下がってゆく。そうすると、図２７（ｈ）に示すように、駆動信号発生回路５３０ｂのコンパレータ５３１の負極側入力の三角波ＶＴＷ＿１の電圧より下がる期間が長くなる。そうすると、図２７（ｉ）において時間軸方向の点線で示すように、スイッチングパルス（補正後Ｐulと表す）のオンの幅が短くなる。
このように、電圧誤差検出回路５５０ｂは、デューティー比を高くして、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のオンの期間を長くして、より多くの電力を太陽電池１００から引き出そうとして動作する。その結果、あたかもこの動作に効果があったようにみえる。従って、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbの電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなったので、デューティー比を低くしたということである。
但し、図２７（ｉ）に実線で示したように、ＤＭＣ＿Ｏがオンになる期間は、電力制限回路８６０によって強制的に電圧ゼロにさせられるので、第３の実施の形態の場合に比して、早期にスイッチングパルス（補正後Ｐul）のオンの幅が短くなる。すなわち、早期にＤ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動レベルが下げられる。これによって、最大電力点の追跡が高速に行われるようになる。
これによって上で述べたように太陽電池１００から引き出す電力が引き下げられるので、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoが上昇するようになる。その後、太陽電池１００からＤ／Ｄコンバータ回路５１０が電力を引き出すように動作すれば、図２７（ｂ）に示すように電圧Ｖoが下がるようになるので、上で述べたような動作を繰り返す。すなわち、最大電力点を追跡していることになる。
このように高価なプロセッサなどを用いることなく安価な素子のみで最大電力点追跡が可能となる。
［実施の形態５における他の具体的回路例］
図２５に示したＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｂ及び基準電圧調整回路５７０ｂの代わりに、図２８に示すようなＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃ及び基準電圧調整回路５７０ｃを採用するようにしても良い。
ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃは、オープンコレクタタイプのコンパレータ５６４及び５６５と、電圧Ｖref_2を出力する直流電源Ｖref_2と、抵抗Ｒ８１とを有する。
電圧誤差検出回路５５０ｂの出力Ａ2_Outは、アナログスイッチ５８３を介してコンパレータ５６４の負極側入力端子と、コンパレータ５６５の正極側入力端子とに入力される。コンパレータ５６４の正極側入力端子には、直流電源Ｖref_2の正極側端子が接続され、コンパレータ５６５の負極側入力端子には、直流電源Ｖref_2の正極側端子が接続される。直流電源Ｖref_2の負極側端子は接地されている。なお、コンパレータ５６５の出力端子は、抵抗Ｒ８１を介して電源Ｖccに接続されると共に、第２切換回路８７０の入力側端子にも接続されている。
基準電圧調整回路５７０ｃは、抵抗Ｒ８３乃至Ｒ８５と、コンデンサＣ６２とを有する。コンパレータ５６４の出力端子は、抵抗Ｒ８３の一端、抵抗Ｒ８４の一端、抵抗Ｒ８５の一端に接続されており、抵抗Ｒ８３の他端は、電源Ｖccに接続されている。また、抵抗Ｒ８４の他端は接地されており、抵抗Ｒ８５の他端は、コンデンサＣ６２の一端及び電圧誤差検出回路５５０ｂのオペアンプ５５１の正極側入力端子に接続されている。コンデンサＣ６２の他端は接地されている。このようにオープンコレクタタイプのコンパレータ５６４を使用することによって、基準電圧調整回路５７０ｂのＦＥＴを１つ削減している。基準電圧調整回路５７０ｂのＦＥＴを除去したため、コンパレータ５６４の入力が図２５の場合とは逆になっている。すなわち、信号Ａ2_Outの電圧がスイッチングパルスのデューティー比の最大値に対応する電圧に達するまでは、コンパレータ５６４の出力はハイとなる。しかし、オープンコレクタタイプのコンパレータ５６４であるから、コンデンサＣ６２には抵抗Ｒ８３及びＲ８４で抵抗分割して得られる初期基準電圧として、Ｖcc×［Ｒ８４／（Ｒ８４＋Ｒ８３）］の計算式で計算された電圧値が印加され、電荷がチャージされる。一方、信号Ａ2_Outの電圧がスイッチングパルスのデューティー比の最大値に対応する電圧に達すると、コンパレータ５６４の出力はローになり、オープンコレクタタイプのコンパレータ５６４であるから、コンデンサＣ６２から電荷が放出されるようになる。
なお、第２切換回路８７０及び電力制限回路８６０については、図２５と同じなので説明を省略する。
［実施の形態６］
図２９に、第６の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図を示す。なお、本実施の形態は、第３の実施の形態の変形例である。図２９に示すシステムは、太陽電池システムであって、太陽電池１００と、太陽電池１００からの出力に対して電力変換を行う電力変換装置９００と、電力変換装置９００からの出力で負荷蓄電池３００に対する充放電制御及び電力変換装置９００で必要となる信号の出力を行う蓄電池充放電制御回路６００と、蓄電池充放電制御回路６００の出力に接続されている負荷蓄電池３００及び様々な負荷Ａ乃至Ｃなどとを有する。太陽電池１００及び負荷蓄電池３００は、従来と同じである。また、負荷Ａ乃至Ｃも第１の実施の形態と同じである。
本実施の形態に係る蓄電池充放電制御回路６００の構成及び動作は、上で述べた実施の形態と同じであり、図４に従った制御の切換、すなわち定電流制御とＭＰＰＴを伴う定電圧制御との切換は、上で述べた実施の形態と同様に行われる。従って、説明については省略する。
電力変換装置９００は、（Ａ）スイッチを有し且つ太陽電池１００からの出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路５１０と、（Ｂ）Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧に応じた電圧の出力信号を出力する出力電圧検出回路５２０と、（Ｃ）出力電圧検出回路５２０の出力信号の電圧と基準電圧との差に応じた信号を生成する電圧誤差検出回路５５０ｃと、（Ｄ）蓄電池充放電制御回路６００からの蓄電池充電電流に応じた電圧と基準電流値に対応する電圧との差に応じた電圧の信号を生成する電流誤差検出回路５４０と、（Ｅ）蓄電池充放電制御回路６００からの制御切換信号に応じて電流誤差検出回路５４０又は電圧誤差検出回路５５０ｃに接続されている誤差信号合成回路９１０の出力を切換える切換回路５８０と、（Ｆ）電流誤差検出回路５４０又は電圧誤差検出回路５５０ｃに接続されている誤差信号合成回路９１０からの出力に応じてＤ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスを生成してＤ／Ｄコンバータ回路５１０に出力する駆動信号発生回路５３０と、（Ｇ）電圧誤差検出回路５５０ｃからスイッチングパルスのデューティー比に応じた信号を受け取り且つデューティー比が所定の最大値になったことを検出するＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃと、（Ｈ）ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃからの検出信号に応じて初期基準電圧を調整して調整後の基準電圧を電圧誤差検出回路５５０ｃに出力する基準電圧調整回路５７０ｃと、（Ｉ）ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃによりデューティー比が所定の最大値になったことを検出した場合にデューティー比を引き下げるように作用する電力制限回路８６０ｂと、（Ｊ）電圧誤差検出回路５５０ｃからの出力信号を電力制限回路８６０ｂからの出力に応じて調整する誤差信号合成回路９１０とを有する。
上で述べた出力電圧検出回路５２０と電圧誤差検出回路５５０ｃと駆動信号発生回路５３０とＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃと基準電圧調整回路５７０ｃと電力制限回路８６０ｂと誤差信号合成回路９１０とにより、ＭＰＰＴを実現する定電圧制御回路が構成される。また、電流誤差検出回路５４０と駆動信号発生回路５３０とにより、定電流制御回路が構成される。
電流誤差検出回路５４０と駆動信号発生回路５３０とにより構成される定電流制御回路の動作については、第３の実施の形態などで説明したものと同様であり、ここでは説明を省略する。
次に、出力電圧検出回路５２０と電圧誤差検出回路５５０ｃと駆動信号発生回路５３０とＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃと基準電圧調整回路５７０ｃと電力制限回路８６０ｂと誤差信号合成回路９１０とにより構成され、ＭＰＰＴを実現する定電圧制御回路の動作について簡単に説明する。
ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃによりスイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となったことが検出されるまで、出力電圧検出回路５２０の出力電圧Ｖo_fbと初期基準電圧Ｖref_0との差に応じた出力信号が生成される。電圧誤差検出回路５５０ｃの出力信号が、誤差信号合成回路９１０で調整されること無く（多少のレベルシフト以外の調整がない）、切換回路５８０を介して駆動信号発生回路５３０に出力される。
一方、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃは、スイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となったことを検出すると、検出信号を基準電圧調整回路５７０ｃ及び電力制限回路８６０ｂに出力する。そうすると、基準電圧調整回路５７０ｃは、初期基準電圧Ｖref_0を引き下げるように調整して基準電圧Ｖ_Vrefを生成し、誤差信号合成回路９１０に出力する。初期基準電圧Ｖref_0の引き下げ幅は、例えばＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃから所定期間内に検出信号が出力される頻度又は割合に従って決定される。
また、電力制限回路８６０ｂは、検出信号を受け取ると、例えばＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃからの検出信号がハイで継続する期間、電圧誤差検出回路５５０ｃの出力信号の電圧を強制的に引き下げる（すなわち、スイッチングパルスのデューティー比を強制的に引き下げる）ように、誤差信号合成回路９１０に指示信号を出力する。そして、誤差信号合成回路９１０は、電圧誤差検出回路５５０ｃからの信号を電力制限回路８６０ｂからの指示信号に従って、スイッチングパルスのデューティー比を引き下げるように調整し、調整後の信号を切換回路５８０に出力する。
このようにすれば、第３の実施の形態よりも早くスイッチングパルスのデューティー比を引き下げ、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動レベルを早期に引き下げることができるようになる。すなわち、太陽電池１００から電力を引き出しすぎた状態を早期に是正でき、高速に電力最大点追跡が実施されるようになる。
なお、第５の実施の形態と同じように電力制限回路を導入するものであるが、第６の実施の形態を採用すれば、第２切換回路が不要になる。また、第５の実施の形態に係る電力制限回路８６０は、スイッチングパルス自体を調整するのでスイッチングパルスのパルス周期とは無関係に動作してしまう可能性がある。一方、第６の実施の形態を採用すれば、誤差信号合成回路９１０が電圧誤差検出回路５５０ｃの出力信号を調整するので、スイッチングパルスのパルス周期を乱すことなく、スイッチングパルスのデューティー比を引き下げることができる。
［実施の形態６の実施例］
第６の実施の形態における具体的回路例を図３０に示す。なお、太陽電池１００、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０、出力電圧検出回路５２０、負荷蓄電池３００及び負荷Ａ乃至Ｃなどと蓄電池充放電制御回路６００は第３の実施の形態と同じであるから、図示は省略する。すなわち、図３０に、本実施例に係る電圧誤差検出回路５５０ｃと切換回路５８０と駆動信号発生回路５３０とＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃと基準電圧調整回路５７０ｃと電流誤差検出回路５４０と電力制限回路８６０ｂと新たに加わった誤差信号合成回路９１０との具体的回路例を示す。
但し、電流誤差検出回路５４０、駆動信号発生回路５３０及び切換回路５８０については既に述べたものと同じであるから説明を省略する。
同様に、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃと基準電圧調整回路５７０ｃと電圧誤差検出回路５５０ｃは、第５の実施の形態の実施例で述べた回路と同じであるから、これらについても説明を省略する。
誤差信号合成回路９１０は、オペアンプ６１２１と、抵抗Ｒ９１乃至Ｒ９５と、コンデンサＣ７１とを有する。オペアンプ６１２１の正極側入力端子には、電圧誤差検出回路５５０ｃの出力Ａ２＿Ｏｕｔが接続されており、オペアンプ６１２１の負極側入力端子には、抵抗Ｒ９１の一端と抵抗Ｒ９５の一端とが接続されている。抵抗Ｒ９１の他端は接地されており、抵抗Ｒ９５の他端はオペアンプ６１２１の出力端子と接続されている。オペアンプ６１２１の出力端子は、抵抗Ｒ９２の一端と接続されており、抵抗Ｒ９２の他端は、抵抗Ｒ９３の一端と電力制限回路８６０ｂの出力Ｖ＿ｐｗと接続されている。抵抗Ｒ９３の他端は、コンデンサＣ７１の一端と抵抗Ｒ９４の一端と切換回路５８０の入力側端子とに接続されている。コンデンサＣ７１の他端と抵抗Ｒ９４の他端とは接地されている。
誤差信号合成回路９１０のオペアンプ６１２１は、非反転バッファとして機能し、抵抗Ｒ９５及びＲ９１の抵抗値Ｒ９５及びＲ９１から、入力Ａ2_Outを（１＋Ｒ９５／Ｒ９１）倍した信号を生成する。この信号の電圧は、電力制限回路８６０ｂが動作する場合にはその出力によって一時的に引き下げられるが、抵抗Ｒ９３及びＲ９４並びにコンデンサＣ７１のローパスフィルタで平滑化される。そうすると信号Ａ3_Outが生成されて、切換回路５８０のアナログスイッチ５８３に出力される。
また、電力制限回路８６０ｂは、ｎ型のＦＥＴ（Ｓ３０１）と、抵抗Ｒ７５とを有する。ＦＥＴ（Ｓ３０１）のドレイン端子は、抵抗Ｒ９２及びＲ９３の接続点に接続されており、ゲート端子は、抵抗Ｒ７５の一端に接続されており、ソース端子は接地されている。抵抗Ｒ７５の他端は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃの出力に接続されている。ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃから、スイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値になったことを検出したことを知らされると、ＦＥＴ（Ｓ３０１）がオンになり、誤差信号合成回路９１０のオペアンプ６１２１の出力を、強制的に引き下げるように作用する。
次に、図３１及び図３２を用いて、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御を行う場合の処理について説明する。上でも述べたが、定電流制御については、既に述べたとおりであり、さらに制御の切換についても上で述べたものと同様であるから、ここでは説明を省略する。
まず、図９（ａ）の電力点Ａなどにおいて十分太陽電池１００から電力供給が可能である状態における動作を図３１（ａ）乃至（ｇ）を用いて説明する。なお、図３１（ａ）乃至（ｇ）は、ある短い時間の動作を示しており、図３０に示した回路の基本的な動作説明を行うための図である。
図３１（ａ）は、駆動信号発生回路５３０の出力であるスイッチングパルスＰｕｌを表している。この間、デューティー比はほぼ一定となっている。図３１（ｂ）に示すＤ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧Ｖo、及び図３１（ｃ）に示す出力電圧検出回路５２０の出力信号Ｖo_fbは、図中、それらの波形は大げさに示されている。しかし、スイッチングに応じて多少リプルが発生する程度の変動だけで、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力信号Ｖoの電圧の平均値Ｖo_aveも一定となっている。なお、図３１（ａ）乃至（ｇ）の状態では、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃと基準電圧調整回路５７０ｃと電力制限回路８６０ｂとは動作していない。電源電圧ＶccをＲ７３／（Ｒ７３＋Ｒ７２）の計算式で示されるように抵抗分割することによって得られる電圧が基準電圧調整回路５７０ｃの出力電圧Ｖ_Vrefとなっている。
図３１（ｃ）に示すように、電圧誤差検出回路５５０ｃは、Ｖo_fbとＶ_Vrefとの比較を行い、図３１（ｄ）に示すように、Ｖo_fbとＶ_Vrefとの差を反転させた電圧の出力信号Ａ2_Outを出力する。さらに、図３１（ｄ）に示すように、誤差信号合成回路９１０の非反転バッファは、出力信号Ａ2_Outよりも若干高い電圧の信号Ａ3_Outを生成する。図３１（ｄ）は、その差を強調表示しているので、実際にはこのような差を出すわけではない。
なお、図３１（ｄ）に示すように、出力信号Ａ2_Outの電圧は、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０に対するスイッチングパルスのデューティー比を最大にする際の電圧Ｖref_2より低いので、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃ、基準電圧調整回路５７０ｃ及び電力制限回路８６０ｂは、動作しない。すなわち、図３１（ｅ）乃至（ｇ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃの出力ＤＭＣ＿Ｏは、ローのままで変化せず、その結果基準電圧調整回路５７０ｃの出力Ｖ_Vrefも変化しない。さらに、電力制限回路８６０ｂのＦＥＴ（Ｓ３０１）もオンにならないので、図３１（ｇ）に時間軸方向の点線で示したように電力制限回路８６０ｂの出力Ｖ_pwは一定である。
次に、図３２（ａ）乃至（ｉ）を用いて、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoが減少し始めた場合の動作について説明する。なお、図３２（ａ）乃至（ｉ）は、本実施の形態の特徴を強調するように描かれているので、実際とは多少異なる部分もある。
上で説明し且つ図３２（ａ）及び（ｂ）に示すように、太陽電池１００からの電力供給が減少するか最大電力点を超えてＤ／Ｄコンバータ回路５１０が電流を引き出そうとすると、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に対するスイッチングパルスＰｕｌのデューティー比は最大となる。一方、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoは低下してしまう。図３２（ｂ）及び（ｃ）に示すように、出力Ｖoが低下すると、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbも低下する。
一方、電圧誤差検出回路５５０ｃは、出力Ｖo_fbと現在のＶ_Vrefとの差を反転させるため、出力電圧検出回路５２０のＶo_fbが低下するならば、電圧誤差検出回路５５０ｃの出力Ａ2_Outは反対に上昇することになる。そうすると、図３２（ｄ）に示すように、ＦＥＴ（Ｓ１）に対するスイッチングの周期の中で、電圧誤差検出回路５５０ｃの出力Ａ2_Outの電圧が、徐々にスイッチングパルスのデューティー比の最大値に相当する電圧Ｖref_2を上回る期間が長くなる。また、図３２（ｅ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃのコンパレータ５６２の出力ＤＭＣ＿Ｏがオンになる期間が徐々に長くなる。一方、電力制限回路８６０ｂのＦＥＴ（Ｓ３０１）は、ＤＭＣ＿Ｏがオンになると同じくオンになるため、図３２（ｆ）に示すように、電力制限回路８６０ｂの出力Ｖ_pwは、ＦＥＴ（Ｓ３０１）がオンの期間中、ゼロになる。
また、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路５６０ｃの出力ＤＭＣ＿Ｏに応じて、基準電圧調整回路５７０ｃのＦＥＴ（Ｓ３０２）もオンになるので、コンデンサＣ６１から放電されるようになる。従って、放電する時間が長いほど又放電頻度が高いほど、基準電圧Ｖ_Vrefは下がってゆくことになる。図３２（ｇ）に示すように、スイッチングパルスのデューティー比が最大になる頻度（又は割合）が、過去所定期間内において高くなると、頻繁に且つ長い期間コンデンサＣ６１の放電が行われるようになるので、結果としてＶ_Vrefは徐々に下がってゆく。
そうすると、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbの電圧も下がり、さらに基準電圧Ｖ_Vrefも下がってゆくので、電圧誤差検出回路５５０ｃに入力される２つの信号の電位差が狭められることになる。そうすると、図３２（ｈ）に示すように、基準電圧Ｖ_Vrefが下げられた後、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbの電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなるので、電圧誤差検出回路５５０ｃのオペアンプ５５１の出力Ａ2_Out（ここでは補正後Ａ2_Out）も、徐々に下がってゆく。
さらに、この出力Ａ2_Outからオペアンプ６１２１によって生成される信号は、電力制限回路８６０ｂが存在しなければ、図３２（ｈ）において点線で示すように、図３２（ｄ）の出力Ａ2_Outと同じ波形となる。このため、図３２（ｆ）に示した、電力制限回路８６０ｂの出力Ｖ_pwによって、オペアンプ６１２１の出力は強制的に引き下げられる。但し、電圧が引き下げられるのは、図３２（ｆ）で電圧がゼロになっている期間だけである。オペアンプ６１２１の後段にはローパスフィルタが設けられているので、図３２（ｈ）に示すように、図３２（ｆ）で電圧がゼロになっている期間は出力信号Ａ3_Outの電圧は下がり、その期間が終了して出力Ａ2_Outの電圧が上昇すれば、それに応じて信号Ａ3_Outの電圧も上昇する。すなわち、補正後Ａ２＿Ｏｕｔ及び補正後Ａ３＿Ｏｕｔが生成される。
そうすると、図３２（ｈ）に示すように、駆動信号発生回路５３０のコンパレータ５３１の負極側入力の三角波ＶＴＷ＿１の電圧より低くなる期間が長くなる。従って、図３２（ｉ）において点線で示すように補正後Ａ2_Outをベースにスイッチングパルスを生成する場合に比して、出力Ａ3_Outをベースにスイッチングパルスを生成する場合（補正後Ｐulと表す）、パルスのオンの幅がより短くなる。
このように、電圧誤差検出回路５５０ｃからすると、デューティー比を高くして、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のオンの期間を長くして、より多くの電力を太陽電池１００から引き出そうとして動作した結果、あたかもこの動作に効果があったようにみえる。従って、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbの電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなったので、デューティー比を低くする。本実施例では、さらに、スイッチングパルスのデューティー比を強制的に、但しスイッチングパルスの周期に合わせて引き下げることによって、早期にＤ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動レベルを引き下げている。すなわち、消費電力を増加させずに最大電力点の追跡が高速に行われるようになる。
これによって太陽電池１００から引き出す電力が引き下げられるので、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoが上昇するようになる。その後、太陽電池１００からＤ／Ｄコンバータ回路５１０が電力を引き出すように動作すれば、図３２（ｂ）に示すように電圧Ｖoが下がるようになるので、上で述べたような動作を繰り返すようになる。すなわち、最大電力点を追跡していることになる。
このように高価なプロセッサなどを用いることなく安価な素子のみで最大電力点追跡が可能となる。
［実施の形態７］
図３３に、第７の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図を示す。なお、本実施の形態は、第４の実施の形態の変形例である。図３３に示すシステムは、太陽電池システムであって、太陽電池１００と、太陽電池１００からの出力に対して電力変換を行う電力変換装置１１００と、電力変換装置１１００からの出力で負荷蓄電池３００に対する充放電制御及び電力変換装置１１００で必要となる信号の出力を行う蓄電池充放電制御回路６００と、蓄電池充放電制御回路６００の出力に接続されている負荷蓄電池３００及び様々な負荷Ａ乃至Ｃなどとを有する。太陽電池１００及び負荷蓄電池３００は、従来と同じである。また、負荷Ａ乃至Ｃも第１の実施の形態と同じである。さらに、蓄電池充放電制御回路６００の構成及び動作についても、第４の実施の形態と同様であるから、説明を省略する。
電力変換装置１１００は、（Ａ）スイッチを有し且つ太陽電池１００からの出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路５１０と、（Ｂ）Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧に応じた電圧の出力信号Ｖo_fbを出力する出力電圧検出回路５２０と、（Ｃ）出力電圧検出回路５２０からの出力信号Ｖo_fbを調整した信号（以下で述べる電圧検出信号調整回路７８０ｂの出力）の電圧と固定基準電圧との差に応じた信号Ａ2_Outを生成する電圧誤差検出回路７７０ｂと、（Ｄ）蓄電池充放電制御回路６００からの蓄電池充電電流に応じた電圧と基準電流値に対応する電圧との差に応じた電圧の信号Ａ1_Outを生成する電流誤差検出回路５４０と、（Ｅ）蓄電池充放電制御回路６００からの制御切換信号Ｐul_CVに応じて電流誤差検出回路５４０又は電圧誤差検出回路７７０ｂからの出力に切換える切換回路５８０と、（Ｆ）電流誤差検出回路５４０又は電圧誤差検出回路７７０ｂからの出力に応じてＤ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスを生成してＤ／Ｄコンバータ回路５１０に出力する駆動信号発生回路５３０ｂと、（Ｇ）駆動信号発生回路５３０ｂからスイッチングパルスのデューティー比に応じた信号を受け取り且つデューティー比が所定の最大値になったことを検出するＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂと、（Ｈ）ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂからの検出信号に応じて出力電圧検出回路５２０からの出力電圧Ｖo_fbを調整して調整後の出力電圧Ｖof3の信号を電圧誤差検出回路７７０ｂに出力する電圧検出信号調整回路７８０ｂと、（Ｉ）ＭＰＰＴを伴う定電圧制御を行っている間にスイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値になった場合に、スイッチングパルスのデューティー比を強制的に下げるように作用する電力制限回路８６０ｃと、（Ｊ）切換回路５８０と連動してＭＰＰＴを伴う定電圧制御を行う場合、すなわち電圧誤差検出回路７７０ｂの出力を駆動信号発生回路５３０ｂに入力する場合、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂの出力を電力制限回路８６０ｃに伝える第２切換回路８７０とを有する。
上で述べた出力電圧検出回路５２０と電圧誤差検出回路７７０ｂと駆動信号発生回路５３０ｂとＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂと電圧検出信号調整回路７８０ｂと電力制限回路８６０ｃとにより、ＭＰＰＴを実現する電圧制御回路が構成される。また、電流誤差検出回路５４０と駆動信号発生回路５３０ｂとにより、定電流制御回路が構成される。
電流誤差検出回路５４０及び駆動信号発生回路５３０ｂとにより構成される定電流制御回路については、第４の実施の形態と同様であるから、これ以上の説明を省略する。
上で述べた出力電圧検出回路５２０と電圧誤差検出回路７７０ｂと駆動信号発生回路５３０ｂとＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂと電圧検出信号調整回路７８０ｂと電力制限回路８６０ｃとにより構成される、ＭＰＰＴを実現する電圧制御回路の動作については、第２切換回路８７０及び電力制限回路８６０ｃの動作以外は第４の実施の形態と同じである。
すなわち、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０が太陽電池１００から電流を引き出しすぎて出力電圧が低下するような状態では、電圧誤差検出回路７７０ｂ及び駆動信号発生回路５３０ｂにより、スイッチングパルスのデューティー比を所定の最大値にして、電圧を引き上げようとする。これに対して、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂは、スイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を検出すると、電圧検出信号調整回路７８０ｂに検出信号を出力する。電圧検出信号調整回路７８０ｂは、スイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を所定期間内に検出する頻度（又は割合）に応じて出力電圧検出回路５２０の検出信号の電圧を上昇させて、基準電圧Ｖ_Vrefとの差を狭める。
なお、電圧誤差検出回路７７０ｂ及び駆動信号発生回路５３０ｂによるＤ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動により太陽電池１００から引き出される電力も低下して、当該電力と太陽電池１００の出力電力とが、図９（ａ）の電力点Ｂで釣り合うことになる。そうすると、電力変換装置１１００の出力電圧Ｖo及び出力電力Ｐoutは下げ止まる。
本実施の形態では、ＭＰＰＴを伴う定電圧制御中、第２切換回路８７０は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂからの検出信号を電力制限回路８６０ｃに出力するようにスイッチングを行う。そして、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂからの検出信号に応じて、電力制限回路８６０ｃは、駆動信号発生回路５３０ｂが生成及び出力したスイッチングパルスのデューティー比を強制的に引き下げるように作用する。
その後、基準電圧Ｖref_1と調整後検出信号の電圧Ｖof3との差が狭くなると、電圧誤差検出回路７７０ｂ及び駆動信号発生回路５３０ｂは、スイッチングパルスのデューティー比を所定の最大値から引き下げる。また、調整後検出信号に対する調整量は、時定数があるので、すぐには０にならないので、徐々に減少することになる。
このような動作以外の部分は、ほとんど第４の実施の形態と同様である。従って、第４の実施の形態と同様に、最大電力点を安価な回路素子で高速で追跡させることができるようになる。
［実施の形態７の実施例］
第７の実施の形態における具体的回路例を図３４に示す。なお、太陽電池１００、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０、出力電圧検出回路５２０、蓄電池充放電制御回路６００、負荷Ａ乃至Ｃなどは第３の実施の形態と同じであるから、図示を省略する。また、蓄電池充放電制御回路６００の動作についても、図４に示した制御切換を実現するものであり、説明を省略する。
また、電流誤差検出回路５４０及び切換回路５８０の構成及び動作についても第４の実施の形態と同じであるから、説明を省略する。
ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂは、コンパレータ５５１１と、電圧Ｖref_2を出力する直流電源Ｖref_2とを有する。コンパレータ５５１１の正極側入力端子は、切換回路５８０の出力側端子に接続されており、コンパレータ５５１１の負極側入力端子は、直流電源Ｖref_2の正極側端子に接続されている。直流電源Ｖref_2の負極側端子は接地されている。コンパレータ５５１１の出力は、電圧検出信号調整回路７８０ｂに接続されている。
ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂのコンパレータ５５１１は、駆動信号発生回路５３０ｂに対する入力信号Ａ_Outと、駆動信号発生回路５３０ｂの出力であるスイッチングパルスＰｕｌのデューティー比が最大となる際に駆動信号発生回路５３０ｂに入力される信号Ａ_Outの電圧とほぼ同一の電圧を出力する直流電源Ｖref_2の出力電圧Ｖref_2とを比較する。そして、信号Ａ_Outの電圧が電圧Ｖref_2より高くなると、コンパレータ５５１１は、その間にパルス波ＤＭＣ＿Ｏを、電圧検出信号調整回路７８０ｂ及び電力制限回路８７０に出力する。
電圧検出信号調整回路７８０ｂは、オペアンプ５３１１及び５３１２と、抵抗Ｒ１０２乃至Ｒ１０９と、トランジスタＴ２と、コンデンサＣ１０１と、電圧Ｖ_Vrefを出力する２つの直流電源Ｖ_Vrefとを有する。
抵抗Ｒ１０８の一端は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂの出力に接続されており、抵抗Ｒ１０８の他端は、抵抗Ｒ１０９の一端、抵抗Ｒ１０７の一端及びコンデンサＣ１０１の一端に接続されている。抵抗Ｒ１０９の他端及びコンデンサＣ１０１の他端は接地されている。抵抗Ｒ１０７の他端は、トランジスタＴ２のベース端子に接続されている。また、トランジスタＴ２のエミッタ端子は接地されており、コレクタ端子は、抵抗Ｒ１０６の一端に接続されている。
さらに、抵抗Ｒ１０２の一端は、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖｏ＿ｆｂに接続されており、抵抗Ｒ１０２の他端は、抵抗Ｒ１０３の一端及びオペアンプ５３１１の負極側入力端子に接続されている。オペアンプ５３１１の正極側入力端子には、直流電源Ｖ_Vrefの正極側端子が接続されており、直流電源Ｖ_Vrefの負極側端子は接地されている。抵抗Ｒ１０３の他端はオペアンプ５３１１の出力端子と抵抗Ｒ１０６の他端と抵抗Ｒ１０４の一端に接続されている。
抵抗Ｒ１０４の他端は、抵抗Ｒ１０５の一端とオペアンプ５３１２の負極側入力端子とに接続されている。オペアンプ５３１２の正極側入力端子には、直流電源Ｖ_Vrefの正極側端子が接続されており、直流電源Ｖ_Vrefの負極側端子は接地されている。抵抗Ｒ１０５の他端はオペアンプ５３１２の出力端子と電圧誤差検出回路７７０ｂの入力に接続されている。
ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂの出力ＤＭＣ＿Ｏがオンになると、コンデンサＣ１０１に電荷が貯まる。ＤＭＣ＿Ｏがオンになる頻度及び期間が長くなると、コンデンサＣ１０１に電荷が貯まって行き、トランジスタＴ２のベース端子に印加される電圧ＶＧＢも上昇する。そうすると、トランジスタＴ２がオンになるので、オペアンプ５３１１の出力電圧を引き下げるように作用する。
なお、オペアンプ５３１１では、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbを反転させており、トランジスタＴ２がオンになると、オペアンプ５３１１の出力の電圧Ｖof2を引き下げるように作用する。その上で、オペアンプ５３１２は、再度出力Ｖof2を反転させて、出力Ｖof3を電圧検出信号調整回路７８０ｂの出力として電圧誤差検出回路７７０ｂに出力する。より具体的には、Ｖof2が引き下げられていると、Ｖof3は引き上げられることになり、あたかも出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbが高くなったように、電圧誤差検出回路７７０ｂには作用する。
また、第２切換回路８７０は、アナログスイッチ８７１を含む。アナログスイッチ８７１の制御端子は、端子Ｄを介して制御切換回路６４０の出力Ｐｕｌ＿ＣＶに接続されており、アナログスイッチ８７１の入力側端子はＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂの出力に接続されており、アナログスイッチ８７１の出力側端子は電力制限回路８６０ｃの入力に接続されている。このようにアナログスイッチ８７１は、制御切換回路６４０によりハイが出力されると、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂの出力を電力制限回路８６０ｃに伝え、制御切換回路６４０によりローが出力されると、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂの出力を遮断する。
また、電力制限回路８６０ｃは、ｎ型のＦＥＴ（Ｓ８１）と、抵抗Ｒ８１とを有する。抵抗Ｒ８１の一端は第２切換回路８７０の出力に接続され、抵抗Ｒ８１の他端はＦＥＴ（Ｓ８１）のゲート端子に接続されている。ＦＥＴ（Ｓ８１）のソース端子は接地されており、ドレイン端子は駆動信号発生回路５３０ｂの出力に接続されている抵抗Ｒ７６の一端と端子Ａを介してＤ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に接続されている。従って、第２切換回路８７０を介してＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂが出力する信号ＤＭＣ＿Ｏがハイになると、ＦＥＴ（Ｓ８１）がオンになって、駆動信号発生回路５３０ｂの出力をローに強制的に引き下げる。このようにすることによって、スイッチングパルスＰｕｌのデューティー比が下げられるようになるので、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動レベルを早期に引き下げて、最大電力点の追跡を高速に行うことができる。
次に、図３５を用いて、図３４で示した回路の動作の主要部分を説明する。なお、定電流制御については説明を省略し、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂのコンパレータ５５１１がオンにならない場面での動作は、第４の実施の形態における動作と同じになるので説明を省略する。
図３５（ａ）乃至（ｉ）を用いて、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoが減少し始めた場合の動作について説明する。なお、図３５（ａ）乃至（ｉ）は、本実施の形態の特徴を強調するように描かれているので、実際とは多少異なる部分もある。
上で説明し且つ図３５（ａ）及び（ｂ）に示すように、太陽電池１００からの電力供給が減少するか最大電力点を超えてＤ／Ｄコンバータ回路５１０が電力を引き出そうとすると、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のゲート端子に対するスイッチングパルスＰｕｌのデューティー比は最大となる。一方、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoは低下してしまう。図３５（ｂ）及び（ｃ）に示すように、出力Ｖoが低下すると、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbも低下する。
一方、電圧誤差検出回路７７０ｂは、出力Ｖo_fbと固定の基準電圧Ｖ_Vrefとの差を反転させるため、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbが低下し且つＶof2に対する調整が行われない場合には、電圧誤差検出回路７７０ｂの出力Ａ2_Outは反対に上昇することになる。そうすると、図３５（ｄ）に示すように、ＦＥＴ（Ｓ１）に対するスイッチングの周期の中で、電圧誤差検出回路７７０ｂの出力Ａ2_Outの電圧が、徐々にスイッチングパルスのデューティー比の最大値に相当する電圧Ｖref_2を上回る期間が長くなる。また、図３５（ｅ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂのコンパレータ５５１１の出力ＤＭＣ＿Ｏがオンになる期間が徐々に長くなる。すなわち、スイッチングパルスのデューティー比が最大になる頻度（又は割合）が過去所定期間内において高くなると、トランジスタＴ２がオンとなる頻度及び期間が長くなり、図３５（ｆ）に薄い実線で示すように電圧検出信号調整回路７８０ｂのオペアンプ５３１１の出力電圧Ｖof2が引き下げられる。点線は調整が行われなかった場合のカーブを表す。そうすると、電圧検出信号調整回路７８０ｂの出力Ｖof3は、反対に上昇することになる。
一方、基準電圧Ｖ_Vrefは固定であるから、電圧誤差検出回路７７０ｂに入力される２つの信号の電位差が狭められることになる。そうすると、図３５（ｈ）に示すように、電圧検出信号調整回路７８０ｂの出力Ｖof3が引き上げられた後、出力Ｖof3の電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなるので、電圧誤差検出回路７７０ｂのオペアンプ７７１の出力Ａ2_Out（ここでは補正後Ａ2_Out）も、徐々に下がってゆく。
そうすると、図３５（ｈ）に示すように、駆動信号発生回路５３０ｂのコンパレータ５３１の負極側入力端子の三角波ＶＴＷ＿１の電圧より下がる期間が長くなる。そうすると、図３５（ｉ）に実線で示すように、スイッチングパルス補正後Ｐｕｌのオンの幅が短くなる。すなわち、電圧誤差検出回路７７０ｂからすると、デューティー比を高くして、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のＦＥＴ（Ｓ１）のオンの期間を長くして、より多くの電力を太陽電池１００から引き出そうと動作する。その結果、あたかもこの動作に効果があったかのように作用する。従って、電圧検出信号調整回路７８０ｂの出力Ｖof3の電圧と基準電圧Ｖ_Vrefとの差が小さくなったので、デューティー比を低くしたということである。
さらに、本実施例では、図３５（ｇ）に示すように、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｂの出力ＤＭＣ＿Ｏがオンになると、電力制限回路８６０ｃの出力はゼロになる。すなわち、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスを強制的にオフにするように作用するので、図３５（ｉ）に実線で示すように、パルス幅がさらに狭くなる。このようにして、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０による駆動レベルを早期に引き下げることで、最大電力点の追跡を高速に行うことができるようになる。
これによって上で述べたように太陽電池１００から引き出す電力が引き下げられるので、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力Ｖoが上昇するようになる。その後、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０が太陽電池１００から電力を引き出すように動作すれば、図３５（ｂ）に示すように電圧Ｖoが下がるようになるので、上で述べたような動作を繰り返すようになる。すなわち、最大電力点を追跡していることになる。
このように高価なプロセッサなどを用いることなく安価な素子のみで最大電力点追跡が可能となる。
［実施の形態８］
図３６に、第８の実施の形態に係るシステムの機能ブロック図を示す。なお、本実施の形態は、第６及び第７の実施の形態の変形例である。図３６に示すシステムは、太陽電池システムであって、太陽電池１００と、太陽電池１００からの出力に対して電力変換を行う電力変換装置１２００と、電力変換装置１２００からの出力で負荷蓄電池３００に対する充放電制御及び電力変換装置１２００で必要となる信号の出力を行う蓄電池充放電制御回路６００と、蓄電池充放電制御回路６００の出力に接続されている負荷蓄電池３００及び様々な負荷Ａ乃至Ｃなどとを有する。太陽電池１００及び負荷蓄電池３００は、従来と同じである。また、負荷Ａ乃至Ｃも第１の実施の形態と同じである。さらに、蓄電池充放電制御回路６００の構成及び動作についても、第４の実施の形態と同様であるから、説明を省略する。
電力変換装置１２００は、（Ａ）スイッチを有し且つ太陽電池１００からの出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換するＤ／Ｄコンバータ回路５１０と、（Ｂ）Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の出力電圧に応じた電圧の出力信号を出力する出力電圧検出回路５２０と、（Ｃ）出力電圧検出回路５２０からの出力信号を調整した信号（以下で述べる電圧検出信号調整回路７８０ｃの出力電圧）と固定基準電圧との差に応じた信号を生成する電圧誤差検出回路７７０ｃと、（Ｄ）蓄電池充放電制御回路６００からの蓄電池充電電流についての出力と基準電流値との差に応じた電圧の信号Ａ１＿Ｏｕｔを生成する電流誤差検出回路５４０と、（Ｅ）蓄電池充放電制御回路６００からの制御切換信号Ｐｕｌ＿ＣＶに応じて電流誤差検出回路５４０又は電圧誤差検出回路７７０ｃに接続されている誤差信号合成回路９３０の出力Ａ３＿Ｏｕｔに切換える切換回路５８０と、（Ｆ）電流誤差検出回路５４０又は電圧誤差検出回路７７０ｃに接続されている誤差信号合成回路９３０からの出力Ａ３＿Ｏｕｔに応じてＤ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスを生成してＤ／Ｄコンバータ回路５１０に出力する駆動信号発生回路５３０ｃと、（Ｇ）電圧誤差検出回路７７０ｃからスイッチングパルスのデューティー比に応じた信号を受け取り且つデューティー比が所定の最大値になったことを検出するＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｃと、（Ｈ）ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｃからの検出信号に応じて出力電圧検出回路５２０からの出力電圧Ｖo_fbを調整して調整後の出力電圧Ｖof3の信号を電圧誤差検出回路７７０ｃに出力する電圧検出信号調整回路７８０ｃと、（Ｉ）ＭＰＰＴを伴う定電圧制御を行っている間にスイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値になった場合、スイッチングパルスのデューティー比を強制的に下げるように作用する電力制限回路８６０ｄと、（Ｊ）電圧誤差検出回路７７０ｃからの出力信号を電力制限回路８６０ｄからの出力に応じてデューティー比を下げるように調整して切換回路５８０に出力する誤差信号合成回路９３０とを有する。
ＭＰＰＴを実現する電圧制御回路は、上で述べた出力電圧検出回路５２０と電圧誤差検出回路７７０ｃと駆動信号発生回路５３０ｃとＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｃと電圧検出信号調整回路７８０ｃと電力制限回路８６０ｄと誤差信号合成回路９３０とを有している。また、定電流制御回路は電流誤差検出回路５４０と駆動信号発生回路５３０ｃとを有している。
電流誤差検出回路５４０及び駆動信号発生回路５３０ｃとにより構成される定電流制御回路については、第４の実施の形態と同様であるから、説明を省略する。
上で述べた出力電圧検出回路５２０と電圧誤差検出回路７７０ｃと駆動信号発生回路５３０ｃとＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｃと電圧検出信号調整回路７８０ｃと電力制限回路８６０ｄと誤差信号合成回路９３０とにより構成され、ＭＰＰＴを実現する定電圧制御回路の動作については、以下のとおりである。
すなわち、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０が太陽電池１００から電流を引き出しすぎて出力電圧が低下するような状態では、電圧誤差検出回路７７０ｃ及び駆動信号発生回路５３０ｃにより、スイッチングパルスのデューティー比を所定の最大値にして、電圧を引き上げようとする。これに対して、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｃは、スイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を検出すると、電圧検出信号調整回路７８０ｃに検出信号を出力する。電圧検出信号調整回路７８０ｃは、スイッチングパルスのデューティー比が所定の最大値となっている状態を所定期間内に検出する頻度（又は割合）に応じて出力電圧検出回路５２０の検出信号の電圧を上昇させて、基準電圧Ｖ_Vrefとの差を狭める。
なお、電圧誤差検出回路７７０ｃ及び駆動信号発生回路５３０ｃによるＤ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動により太陽電池１００から引き出される電力も低下して、当該電力と太陽電池１００の出力電力とが、図９（ａ）の電力点Ｂで釣り合うことになる。そうすると、電力変換装置１２００の出力電圧Ｖo及び出力電力Ｐoutは下げ止まる。
本実施の形態では、電力制限回路８６０ｄは、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｃから検出信号に応じて、誤差信号合成回路９３０に対して、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比が下がるように、電圧誤差検出回路７７０ｃからの出力信号を調整させる。誤差信号合成回路９３０は、電力制限回路８６０ｄからの指示に応じて、スイッチングパルスのデューティー比が下がるように、電圧誤差検出回路７７０ｃからの出力信号に対して調整を行って、調整後の信号を切換回路５８０を介して駆動信号発生回路５３０ｃに出力する。これによって、より早期にＤ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動レベルを引き下げることができるようになる。
その後、基準電圧Ｖ_Vrefと調整後検出信号の電圧Ｖof3との差が狭くなると、電圧誤差検出回路７７０ｃ及び駆動信号発生回路５３０ｃは、スイッチングパルスのデューティー比を所定の最大値から引き下げる。また、調整後検出信号の調整量は、時定数があるので、すぐには０にならず、徐々に減少することになる。但し、電力制限回路８６０ｄによる調整もあるので、電力制限回路８６０ｄを用いない場合に比して、効果が出やすくなっている。また、スイッチングパルスを直接調整するわけではないので、スイッチングパルスの周期に従って調整が行われるため、パルスのオンオフが頻繁に発生することもないので、消費電力が増加するという問題を回避できる。
このような動作以外の部分は、ほとんど第４の実施の形態と同様である。従って、第４の実施の形態と同様に、最大電力点を安価な回路素子で追跡させることができるようになる。
［実施の形態８の実施例］
第８の実施の形態における具体的回路例を図３７に示す。なお、太陽電池１００、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０、出力電圧検出回路５２０、負荷Ａ乃至Ｃなどは第３の実施の形態と同じであるから、図示を省略する。また、蓄電池充放電制御回路６００の動作についても、図４に示した制御切換を実現するものであり、説明を省略する。
また、電流誤差検出回路５４０及び切換回路５８０の構成及び動作についても第４の実施の形態と同じであるから、説明を省略する。
ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｃは、コンパレータ５５１１と、電圧Ｖref_2を出力する直流電源Ｖref_2とを有する。コンパレータ５５１１の正極側入力端子は、電圧誤差検出回路７７０ｃの出力側端子に接続されており、コンパレータ５５１１の負極側入力端子は、直流電源Ｖref_2の正極側端子に接続されている。直流電源Ｖref_2の負極側端子は接地されている。コンパレータ５５１１の出力ＤＭＣ＿Ｏは、電圧検出信号調整回路７８０ｃに接続されている。
ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｃのコンパレータ５５１１は、電圧誤差検出回路７７０ｃからの出力信号Ａ2_Outと、駆動信号発生回路５３０ｃの出力であるスイッチングパルスのデューティー比が最大となる際に電圧誤差検出回路７７０ｃから出力される信号Ａ2_Outの電圧とほぼ同一の電圧を出力する直流電源Ｖref_2の出力電圧Ｖref_2とを比較する。そして、信号Ａ2_Outの電圧が電圧Ｖref_2より高くなると、コンパレータ５５１１は、その間にパルス波である出力ＤＭＣ＿Ｏを、電圧検出信号調整回路７８０ｃ及び電力制限回路８６０ｄに出力する。
電圧検出信号調整回路７８０ｃは、オペアンプ５３１１及び５３１２と、抵抗Ｒ１０２乃至Ｒ１０９と、トランジスタＴ２と、コンデンサＣ１０１と、電圧Ｖ_Vrefを出力する直流電源Ｖ_Vrefとを有する。
抵抗Ｒ１０８の一端は、ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｃの出力ＤＭＣ＿Ｏに接続されており、抵抗Ｒ１０８の他端は、抵抗Ｒ１０９の一端、抵抗Ｒ１０７の一端及びコンデンサＣ１０１の一端が接続されている。抵抗Ｒ１０９の他端及びコンデンサＣ１０１の他端は接地されている。抵抗Ｒ１０７の他端は、トランジスタＴ２のベース端子に接続されている。また、トランジスタＴ２のエミッタ端子は接地されており、コレクタ端子は、抵抗Ｒ１０６の一端に接続されている。
さらに、抵抗Ｒ１０２の一端は、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖｏ＿ｆｂに接続されており、抵抗Ｒ１０２の他端は、抵抗Ｒ１０３の一端及びオペアンプ５３１１の負極側入力端子に接続されている。オペアンプ５３１１の正極側入力端子には、直流電源Ｖ_Vrefの正極側端子が接続されており、直流電源Ｖ_Vrefの負極側端子は接地されている。抵抗Ｒ１０３の他端はオペアンプ５３１１の出力端子と抵抗Ｒ１０６の他端と抵抗Ｒ１０４の一端に接続されている。
抵抗Ｒ１０４の他端は、抵抗Ｒ１０５の一端とオペアンプ５３１２の負極側入力端子とに接続されている。オペアンプ５３１２の正極側入力端子には、直流電源Ｖ_Vrefの正極側端子が接続されており、直流電源Ｖ_Vrefの負極側端子は接地されている。抵抗Ｒ１０５の他端はオペアンプ５３１２の出力端子と電圧誤差検出回路７７０ｃの入力に接続されている。
ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｃの出力ＤＭＣ＿Ｏがオンになると、コンデンサＣ１０１に電荷が貯まる。ＤＭＣ＿Ｏがオンになる頻度及び期間が長くなると、コンデンサＣ１０１に電荷が貯まって行き、トランジスタＴ２のベース端子に印加される電圧ＶＧＢも上昇する。そうすると、トランジスタＴ２がオンになるので、オペアンプ５３１１の出力電圧を引き下げるように作用する。
なお、オペアンプ５３１１では、出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbを反転させており、トランジスタＴ２がオンになると、さらにオペアンプ５３１１の出力Ｖof2の電圧を引き下げるように作用する。その上で、オペアンプ５３１２は、再度出力Ｖof2を反転させて、出力Ｖof3を電圧検出信号調整回路７８０ｃの出力として電圧誤差検出回路７７０ｃに出力する。より具体的には、Ｖof2が引き下げられると、Ｖof3は引き上げられることになり、あたかも出力電圧検出回路５２０の出力Ｖo_fbが高くなったかのように、電圧誤差検出回路７７０ｃには見える。
電圧誤差検出回路７７０ｃは、電圧検出信号調整回路７８０ｃの出力に接続されており、抵抗Ｒ４１乃至Ｒ４４と、コンデンサＣ４１及びＣ４２と、オペアンプ４３１１と、固定の基準電圧Ｖ_Vrefを出力する直流電源Ｖ_Vrefを有する。電圧検出信号調整回路７８０ｃの出力は抵抗Ｒ４１及びＲ４２の一端に接続され、抵抗Ｒ４２の他端はコンデンサＣ４１の一端に接続され、コンデンサＣ４１の他端と抵抗Ｒ４１の他端とは、オペアンプ４３１１の負極側入力端子に接続されている。また、オペアンプ４３１１の負極側入力端子には、コンデンサＣ４２の一端及び抵抗Ｒ４３の一端とが接続されており、コンデンサＣ４２の他端は抵抗Ｒ４４の一端に接続され、抵抗Ｒ４４の他端と抵抗Ｒ４３の他端とはオペアンプ４３１１の出力端子に接続される。さらに、オペアンプ４３１１の正極側入力端子には、直流電源Ｖ_Vrefの正極側端子が接続されている。直流電源Ｖ_Vrefの負極側端子は接地されている。
誤差信号合成回路９３０は、オペアンプ６１２１と、抵抗Ｒ９１乃至Ｒ９５と、コンデンサＣ７１とを有する。オペアンプ６１２１の正極側入力端子には、電圧誤差検出回路７７０ｃの出力Ａ２＿Ｏｕｔが接続されており、オペアンプ６１２１の負極側入力端子には、抵抗Ｒ９１の一端と抵抗Ｒ９５の一端とが接続されている。抵抗Ｒ９１の他端は接地されており、抵抗Ｒ９５の他端はオペアンプ６１２１の出力端子と接続されている。オペアンプ６１２１の出力端子は、抵抗Ｒ９２の一端と接続されており、抵抗Ｒ９２の他端は、抵抗Ｒ９３の一端と電力制限回路８６０ｄの出力と接続されている。抵抗Ｒ９３の他端は、コンデンサＣ７１の一端と抵抗Ｒ９４の一端と切換回路５８０におけるアナログスイッチ５８３の入力側端子とに接続されている。コンデンサＣ７１の他端と抵抗Ｒ９４の他端とは接地されている。
誤差信号合成回路９３０のオペアンプ６１２１は、非反転バッファとして機能し、抵抗Ｒ９５及びＲ９１の抵抗値Ｒ９５及びＲ９１から、入力Ａ2_Outを（１＋Ｒ９５／Ｒ９１）倍した信号を生成する。この信号は、電力制限回路８６０ｄが動作する場合にはその出力によって一時的に引き下げられるが、抵抗Ｒ９３及びＲ９４並びにコンデンサＣ７１のローパスフィルタで平滑化される。そうすると信号Ａ3_Outが生成されて、切換回路５８０のアナログスイッチ５８３に出力される。
また、電力制限回路８６０ｄは、ｎ型のＦＥＴ（Ｓ６１）と、抵抗Ｒ７５とを有する。抵抗Ｒ７５の一端はＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｃの出力ＤＭＣ＿Ｏに接続され、抵抗Ｒ７５の他端はＦＥＴ（Ｓ６１）のゲート端子に接続されている。ＦＥＴ（Ｓ６１）のソース端子は接地されており、ドレイン端子は誤差信号合成回路９３０の抵抗Ｒ９２と抵抗Ｒ９３の接続部分に接続されている。
ＤｕｔｙＭａｘ検出回路７６０ｃが出力する信号ＤＭＣ＿Ｏがハイになると、ＦＥＴ（Ｓ６１）がオンになって、誤差信号合成回路９３０のオペアンプ６１２１の出力電圧が強制的に引き下げられる。結果として、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０のスイッチに対するスイッチングパルスのデューティー比が下げられるようになるので、Ｄ／Ｄコンバータ回路５１０の駆動レベルを早期に引き下げて、最大電力点の追跡を高速に行うことができる。また、スイッチングパルスそのものを調整するわけではないので、スイッチングパルスの周期に関係なくスイッチングが生ずることもないので、消費電力を上げることなく、強制的なスイッチングパルスの調整が行われるようになる。
以上のように、出力電圧検出回路５２０の出力電圧Ｖｏ＿ｆｂを上げて基準電圧Ｖ＿Ｖｒｅｆとの差を狭めることによってスイッチングパルスのデューティー比を下げると共に、電圧誤差検出回路７７０ｃの出力についても調整することによって、さらにスイッチングパルスのデューティー比を下げて、最大電力点追跡が高速に行われるようになる。
なお、上で示した回路例は一例であって、同様の機能を実現する他の回路例を採用することもできる。
また、電力変換装置と蓄電池充放電制御回路とを合わせて電力変換装置と呼ぶこともある。

Claims (10)

  1. 最大電力点を有する直流電源からの出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換して、蓄電池に出力するＤ／Ｄコンバータ回路と、
    前記Ｄ／Ｄコンバータ回路から出力される電力を蓄電する蓄電池に流れる電流の電流値を検出する蓄電池充電電流検出回路と、
    前記Ｄ／Ｄコンバータ回路の出力電圧に応じて、前記最大電力点を追跡するように前記Ｄ／Ｄコンバータ回路の制御を行う電圧制御回路と、
    前記蓄電池充電電流検出回路に検出された前記電流値に応じて、前記電流値が一定になるように前記Ｄ／Ｄコンバータ回路の制御を行う定電流制御回路と、
    前記蓄電池が充電中で且つ前記蓄電池充電電流検出回路に検出された前記電流値が所定値未満であれば前記電圧制御回路の制御を有効化し、前記蓄電池が充電中で且つ前記蓄電池充電電流検出回路によって検出された前記電流値が前記所定値以上であれば前記定電流制御回路の制御を有効化する制御切換回路と、
    を有する電力変換装置。
  2. 前記蓄電池の出力電圧を検出する蓄電池電圧検出回路をさらに有し、
    前記制御切換回路が、
    前記蓄電池充電電流検出回路により検出された前記電流値が前記所定値以上であって且つ前記蓄電池電圧検出回路により検出された出力電圧が第２の所定値以上であれば前記電圧制御回路の制御を有効化し、前記蓄電池充電電流検出回路により検出された前記電流値が前記所定値以上であって且つ前記蓄電池電圧検出回路により検出された出力電圧が前記第２の所定値未満であれば前記定電流制御回路の制御を有効化する
    請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記蓄電池の出力電圧を検出する蓄電池電圧検出回路をさらに有し、
    前記蓄電池が充電中であることを、前記蓄電池電圧検出回路により検出された出力電圧が第２の所定値未満であることで特定する
    請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記Ｄ／Ｄコンバータ回路の出力電圧に応じた電圧の出力信号を出力する出力電圧検出回路をさらに有し、
    前記電圧制御回路が、
    前記出力電圧検出回路の出力信号の電圧と基準となる比較電圧との差に応じて、前記Ｄ／Ｄコンバータ回路を制御する定電圧制御回路と、
    前記定電圧制御回路による制御にも拘わらず前記出力電圧検出回路の出力信号の電圧が低下すると、前記出力電圧検出回路の出力信号の電圧と前記基準となる比較電圧との電位差を強制的に狭める調整回路と、
    を有する
    請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 前記調整回路が、
    前記出力電圧検出回路の出力信号の電圧低下に応じて前記Ｄ／Ｄコンバータ回路に含まれるスイッチのスイッチングを制御する信号のデューティー比が所定の最大値となる状態を検出するデューティー比最大検出回路と、
    前記デューティー比最大検出回路から所定期間内に検出信号が出力される頻度又は割合に従って前記出力電圧検出回路の出力信号の電圧又は前記基準となる比較電圧を変化させる電圧調整回路と、
    を有する請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記電圧調整回路が、
    前記デューティー比最大検出回路から検出信号が所定期間内に出力される頻度又は割合に応じた期間、放電回路からの放電に切り換える回路
    を含む請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 前記電圧調整回路が、
    前記出力電圧検出回路の出力信号の極性を反転させる第１の反転回路と、
    前記第１の反転回路の出力信号の電圧を、前記デューティー比最大検出回路から検出信号が所定期間内に出力される頻度又は割合に従って引き下げる反転信号調整回路と、
    前記反転信号調整回路によって電圧が引き下げられた前記第１の反転回路の出力信号の極性を反転させる第２の反転回路と、
    を有する請求項５に記載の電力変換装置。
  8. 前記調整回路が、
    前記デューティー比最大検出回路から検出信号が出力されると、前記Ｄ／Ｄコンバータ回路に含まれるスイッチのスイッチングを制御して供給される電力を出力制限させる制限回路
    をさらに含む請求項５に記載の電力変換装置。
  9. 前記定電圧制御回路が、
    前記出力電圧検出回路の出力信号の電圧と基準となる比較電圧との差に応じた誤差電圧と、所定の三角波信号とを比較して、前記誤差電圧が前記三角波信号の電圧を上回る期間、前記Ｄ／Ｄコンバータ回路に含まれるスイッチをオンにする信号を生成する回路
    を含み、
    前記調整回路が、
    前記デューティー比最大検出回路から所定期間内に検出信号が出力される頻度又は割合に従って前記誤差電圧を引き下げる制限回路
    をさらに含む請求項５に記載の電力変換装置。
  10. 前記調整回路が、
    前記出力電圧検出回路の出力信号の電圧又は前記基準となる比較電圧の強制的な変更後、当該変更量を漸減させる
    請求項４に記載の電力変換装置。
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WO2013078633A1 (en) * 2011-11-30 2013-06-06 General Electric Company Power converter system, control system, and methods of operating power converter system
JP2014075854A (ja) * 2012-10-02 2014-04-24 Panasonic Corp 出力制御システム及び太陽光発電システム
TWI497867B (zh) * 2014-02-24 2015-08-21 台達電子工業股份有限公司 輸出電源保護裝置及其操作方法
KR101871020B1 (ko) * 2014-03-20 2018-07-19 엘에스산전 주식회사 태양광 인버터를 이용한 에너지 저장 장치의 배터리 충전 시스템
CN109765960B (zh) * 2019-03-04 2020-08-28 上海数明半导体有限公司 最大功率追踪的发电装置与系统
TWI765480B (zh) * 2020-12-17 2022-05-21 國立中山大學 具最大功率點追蹤之充電系統
CN116404975B (zh) * 2023-03-21 2024-04-16 威胜能源技术股份有限公司 一种应用于交错buck型拓扑的光伏控制器协同控制方法

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3529660B2 (ja) * 1999-02-25 2004-05-24 日本電信電話株式会社 独立型太陽光発電システム及び発電方法
JP4662862B2 (ja) * 2006-02-15 2011-03-30 Ｎｅｃエンジニアリング株式会社 太陽電池によるコンデンサ充電回路
JP3919125B1 (ja) * 2006-08-29 2007-05-23 株式会社パワーシステム キャパシタ充電装置

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