JPWO2011135623A1 - 車両システム - Google Patents

Abstract

本発明の目的は、制御系の安定性を向上させた車両システムを提供することである。本発明による車両システムは、上アームおよび下アームから構成されるＵ相とＶ相とＷ相回路と、制御回路を有する電力変換装置と、複数の電池セルが直列に接続された複数の電池モジュールと、当該電池セルの異常を検知するコントローラを有する直流電源と、を備え、前記制御回路は、前記Ｕ相とＶ相とＷ相の上アームと上アームの一方アームが全て遮断し他方アームが全て導通する状態である３相短絡期間が交流出力の周期内に存在し、前記直流電源の正常状態における前記３相短絡期間に比べ前記直流電源で異常が検知された状態の前記３相短絡期間を長くするように制御する。

Description

本発明は、直流電力を交流電力に、または交流電力を直流電力に変換する電力変換装置、および前記電力変換装置に電力を供給する二次電池を有する車両システムに関する。

車両用回転電機の駆動システムは直流電力を供給するための二次電池と、前記二次電池から供給された直流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置とを備えており、前記３相交流電力は車両に搭載された回転電機に供給される。前記３相交流の回転電機は一般には電動機の機能と発電機の機能を備えており、回生制動運転など前記３相交流の回転電機が発電機として運転される場合には、前記回転電機が発電した３相交流電力は前記電力変換装置により前記発電電力が蓄積される。

前記二次電池として小型で大電力が蓄積できる電池モジュールが適しており、電池モジュールの例としてはリチウム電池モジュールなどがある。電池モジュールは複数の電池セルを有しており、各電池セルの充電状態をそれぞれ検知し、過充電状態にならないように管理することが望ましい。

仮に過充電状態になるおそれがある場合は電池セルが異常な発熱が発生しないように制御することが望まれており、特許文献１には電池モジュールの異常を検知した場合に電池モジュールと電力変換装置の接続を物理的に遮断する発明が開示されている。

しかし、バッテリコントローラで電池セルが過充電状態になったと判断された場合であっても、一定時間経過後に電池セルの電圧がバッテリコントローラ内に設定されている電圧値よりも小さくなる過充電状態の前兆状態も存在する。

特開２００９−１８３０２５号公報

電池セルが過充電状態になるおそれがあるとき、つまり過充電状態の前兆状態で電池モジュールと電力変換装置の接続が切られると、制御系の安定性が確保できないという課題がある。

本発明の目的は、制御系の安定性を向上させた車両システムを提供することである。

本発明による車両システムは、平滑用のコンデンサと、上アームおよび下アームでそれぞれ構成され前記平滑用のコンデンサに並列に接続されるＵ相とＶ相とＷ相の上下アーム直列回路１５０を有するパワースイッチング回路１４４と、当該上アームおよび下アームの導通または遮断を制御することにより前記パワースイッチング回路１４４で行う直流電力と交流電力との間の電力変換を制御する制御回路１７２を有する電力変換装置２００と、複数の電池セルが直列に接続された複数の電池モジュール９と、当該電池セルＢＣ１，ＢＣ２，ＢＣ３，ＢＣ４の異常を検知するコントローラ２０を有する直流電源と、を備え、前記制御回路１７２は、交流出力の位相に対応して前記パワースイッチング回路１４４が導通し、該導通幅が交流出力の波高値に関係して変わるように前記上アームまたは下アームを導通または遮断し、更に前記さらに制御回路１７２は、前記Ｕ相とＶ相とＷ相の上アームと上アームの一方アームが全て遮断し他方アームが全て導通する状態である３相短絡期間が交流出力の周期内に存在し、前記直流電源の正常状態における前記３相短絡期間に比べ前記直流電源で異常が検知された状態の前記３相短絡期間を長くするように制御する。

本発明によれば、制御系の安定性を向上させた車両システムを提供することができる。

ハイブリッド車の制御ブロックを示す図である。 電気回路の構成を示す図である。 電気回路のモータジェネレータ部を示す詳細図である。 制御モードの切替を示す図である。 ＰＷＭ制御と矩形波制御を説明する図である。 矩形波制御において生じる高調波成分の例を示す図である。 第１の実施の形態に係る制御回路によるモータ制御系を示す図である。 パルス生成器の構成を示す図である。 テーブル検索によるパルス生成の手順を示すフローチャートである。 リアルタイム演算によるパルス生成の手順を示すフローチャートである。 パルスパターン演算の手順を示すフローチャートである。 位相カウンタによるパルスの生成方法を示す図である。 ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。（３次，５次，７次高調波削除の線間電圧一例） 線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合の説明図である。 ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。（３次，５次，７次高調波削除の線間電圧一例） 図１４のＰＨＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。 線間電圧と相端子電圧の変換表を示す図である。 矩形波制御モードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を示す図である。 図１２のＰＨＭ制御モードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を示す図である。 図１４と図２０で変調度を変化させたときの線間電圧パルスにおける基本波と削除対象の高調波成分の振幅の大きさを示した図である。 ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。（３次，５次高調波削除の線間電圧一例） 図２０のＰＨＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。 ＰＷＭパルス信号の生成方法を説明するための図である。 ＰＷＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。 ＰＷＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。 ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形とＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形とを比較する図である。 ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とにおけるパルス形状の違いについて説明するための図である。 モータ回転速度とＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形との関係を示す図である。 ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御において生成される線間電圧パルス数，相電圧パルスとモータ回転速度との関係を示す図である。 第１の実施の形態に係る制御回路によって行われるモータ制御のフローチャートを示す図である。 図２２（ｂ）のＰＷＭ制御のＵ相電圧パルスを台形波近似する図である。 図１８ＰＨＭ制御のＵ相電圧パルスを台形波近似する図である。 ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御のモータ回転数に対するパルス幅変化を示す図である。 ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御の相電圧スペクトルを示す図である。 ＰＷＭ制御時の中性点電位変動を示す図である。 変調度を用いて高調波成分を除去したときの線間電圧パルス波形を示す図である。 変調度を用いて高調波成分を除去したときの中性点電位の変動を示す図である。 車両用電池システムの一実施例を示す図である。 診断動作および計測動作のタイミングと、診断動作項目を説明する図である。 診断動作および計測動作に関係する回路を説明する。 車両システムの構成を示す図である。 電池セルの異常が検知された場合の制御のフローチャートを示す図である。 図１８の線間電圧パルスの拡大図。 図４２（ａ）のＡ部の拡大図である。 電池セルの異常が検知された場合の変調度を変えるフローチャートを示す図である。 電池セルの異常が検知された場合で、異常情報を不揮発性メモリに記憶するフローチャートを示す図である。 半導体チップの温度情報に基づいてインバータの制御方式を変更するフローチャートを示す図である。

上記発明が解決しようとする課題の欄や発明の効果の欄に記載の内容に加え、以下の実施の形態では、製品化の上で望ましい課題が解決でき、また製品化の上で望ましい効果を奏する。その幾つかを次に記載すると共に実施の形態の説明でも、具体的な課題の解決や具体的な効果について説明する。

以下の実施の形態で説明する電力変換装置では、一定の周波数で変化する搬送波を使用したパルス幅変調方式であるＰＷＭ制御モードと、直流電力から変換される交流出力、例えば交流電圧の波形の角度すなわち位相に基づいて、スイッチング素子のスイッチング動作を制御するために、駆動回路から駆動信号をスイッチング素子に供給し、上記スイッチング素子が、変換される交流電力の位相に対応付けられて導通あるいは遮断のスイッチング動作を行い、前記スイッチング素子のスイッチング回数がＰＷＭ制御よりも少ない制御モードと、を適切に切り替えて回転電機を駆動している。

このような構成および作用により、上記スイッチング素子のスイッチング動作の単位時間当たりの回数あるいは交流出力の１サイクル当たりのスイッチング回数を、一般のＰＷＭ方式に比べ低減できる。スイッチング回数を低減したことで回転電機の中性点電圧変動による漏えい電流（以下コモンモード電流）の発生する回数も低減でき、伝導ノイズ（以下コモンモードノイズ）の発生も抑えられる。

なお、スイッチング素子としては、動作速度が速く、また制御信号に基づき導通および遮断動作の両方を制御できる素子が望ましく、このような素子として例えばinsulated gate bipolar transistor（以下ＩＧＢＴと記す）や電界効果トランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）があり、これらの素子は応答性や制御性の点から望ましい。

上記電力変換装置から出力される交流電力は回転電機などで構成されるインダクタンス回路に供給され、インダクタンスの作用に基づいて交流電流が流れる。以下の実施の形態ではインダクタンス回路としてモータやジェネレータの作用を為す回転電機を例に挙げ説明している。回転電機を駆動する交流電力を発生するために本実施形態を使用することは、効果の点から、最適であるが、回転電機以外のインダクタンス回路に交流電力を供給する電力変換装置としても使用できる。

以下の実施の形態では、回転電機の回転速度の速いまたは制御回路が出力しようとする交流出力周波数の速い第１の動作範囲では、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、スイッチング素子のスイッチング動作を発生し、一方上記第１の動作範囲より回転電機の回転速度が遅いまたは制御回路が出力しようとする交流電圧周波数の遅い第２の動作領域では、一定周波数の搬送波に基づいてスイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ方式で上記スイッチング素子を制御する。上記第２の動作領域には上記回転電機の回転子が停止状態を含めることができる。なお、以下の実施の形態では回転電機としてモータおよび発電機として使用されるモータジェネレータを例に説明する。

〔基本的制御〕
以下に説明の実施の形態では、基本的制御として、交流出力を供給する回転電機の低速運転状態あるいは供給しようとする交流出力の周波数が低い状態ではＰＷＭ制御で、上記交流出力を発生し、回転電機の回転速度が上昇した状態あるいは供給しようとする交流周波数の周波数が高い状態では、以下に説明するＰＨＭ制御による交流出力の発生制御に移行する。これにより歪の影響をできるだけ押さえ、スイッチング素子のスイッチング回数低減を実現できる。

また上記基本制御とは別の観点で、以下の実施の形態で説明の如く、回転電機の高速運転状態または高出力運転では、ＰＨＭ制御の内のスイッチング回数が最少の矩形波制御に移行する。

以下に説明のＰＨＭ制御では、出力する交流波形の位相に対応してスイッチングタイミングが制御され、変調度を高くするにつれて交流出力、例えば交流電圧の半周期（電気角のゼロからπ、あるいはπから２π）におけるスイッチング回数が徐々に減少し、最後は、半周期に1回導通するだけとなる矩形波制御に移行する。

同様にＰＨＭ制御では、モータ線間電圧から削除する削除対象高調波次数の数を減らしていくと、例えば（３次，５次，７次，１１次，１３次）→（３次，５次，７次，１１次）→（３次，５次，７次）→（３次，５次）→無（矩形波）交流出力の半周期（電気角のゼロからπ、あるいはπから２π）におけるスイッチング回数が徐々に減少し、最後は、半周期に１回導通するだけとなる矩形波制御に移行する。

このように以下の実施の形態では、スイッチング素子のスイッチング回数が最少となる矩形波制御にスムーズに移行できるメリットもあり、このため制御性に優れている。

本発明の実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照しながら以下詳細に説明する。本発明の実施形態に係る電力変換装置は、ハイブリッド自動車（以下ＨＥＶと記す。）や純粋な電気自動車（以下ＥＶと記す。）の回転電機を駆動する為の交流電力を発生する電力変換装置に適用した例である。ＨＥＶ用の電力変換装置もＥＶ用の電力変換装置も基本的な構成や制御において共通するところが多く、代表例として、本発明の実施形態に係る電力変換装置をハイブリッド自動車に適用した場合の制御構成と電力変換装置の回路構成について、図１と図２を用いて説明する。図１はハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。

本発明の実施形態に係る電力変換装置では、自動車に搭載される車載電機システムの車載用の電力変換装置について説明する。特に、車両駆動用電機システムに用いられ、搭載環境や動作的環境などが大変厳しい車両駆動用電力変換装置を例に挙げて説明する。車両駆動用電力変換装置は、車両駆動用の回転電機を駆動する制御装置として車両駆動用電機システムに備えられる。この車両駆動用の電力変換装置は、車載電源を構成する車載バッテリ或いは車載発電装置から供給された直流電力を所定の交流電力に変換し、得られた交流電力を上記回転電機に供給して上記回転電機を駆動する。また、上記回転電機は電動機の機能に加え発電機としての機能も有しているので、上記電力変換装置は運転モードに応じ、直流電力を交流電力に変換するだけでなく、上記回転電機が発生する交流電力を直流電力に変換する動作も行う。変換された直流電力は車載バッテリに供給される。

なお、本実施形態の構成は、自動車やトラックなどの車両駆動用の電力変換装置として最適である。しかし、これら以外の電力変換装置、例えば電車や船舶，航空機などの電力変換装置、さらに工場の設備を駆動する回転電機、例えばファンやポンプに供給する交流電力を発生する為の産業用の電力変換装置、或いは家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する回転電機の制御装置に用いられたりする電力変換装置に対しても適用可能である。

図１において、ＨＥＶ１１０は１つの電動車両であり、２つの車両駆動用システムを備えている。その１つは、内燃機関であるエンジン１１１を動力源としたエンジンシステムである。エンジンシステムは、主としてＨＥＶの駆動源として用いられる。もう１つは、モータジェネレータ１９２，１９４を動力源とした車載電機システムである。車載電機システムは、主としてＨＥＶの駆動源及びＨＥＶの電力発生源として用いられる。モータジェネレータ１９２，１９４は例えば同期機あるいは誘導機などの回転電機の一例であり、運転方法によりモータとしても発電機としても動作するので、ここではモータジェネレータと記すこととする。

車体のフロント部には前輪車軸１１４が回転可能に軸支されている。前輪車軸１１４の両端には１対の前輪１１２が設けられている。車体のリア部には後輪車軸（図示省略）が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には１対の後輪が設けられている。本実施形態のＨＥＶでは、動力によって駆動される主輪を前輪１１２とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式や四輪駆動方式を採用しても構わない。

前輪車軸１１４の中央部には前輪側ディファレンシャルギア（以下、「前輪側ＤＥＦ」と記述する）１１６が設けられている。前輪車軸１１４は前輪側ＤＥＦ１１６の出力側に機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６の入力側には変速機１１８の出力軸が機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６は、変速機１１８によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸１１４に分配する差動式動力分配機構である。変速機１１８の入力側にはモータジェネレータ１９２の出力側が機械的に接続されている。モータジェネレータ１９２の入力側には動力分配機構１２１を介してエンジン１１１の出力側及びモータジェネレータ１９４の出力側が機械的に接続されている。尚、モータジェネレータ１９２，１９４及び動力分配機構１２１は、変速機１１８の筐体の内部に収納されている。

モータジェネレータ１９２，１９４は、回転子に永久磁石を備えた同期機である。固定子の電機子巻線に供給される交流電力が電力変換装置１４０，１４２によって制御されることにより、モータジェネレータ１９２，１９４の駆動が制御される。電力変換装置１４０，１４２にはバッテリ１３６が電気的に接続されている。バッテリ１３６と電力変換装置１４０，１４２との相互において電力の授受が可能である。

本実施形態の車載電機システムは、モータジェネレータ１９２及び電力変換装置１４０からなる第１電動発電ユニットと、モータジェネレータ１９４及び電力変換装置１４２からなる第２電動発電ユニットとの２つを備えており、運転状態に応じてそれらを使い分けている。すなわち、エンジン１１１からの動力によって車両を駆動している場合において、車両の駆動トルクをアシストする場合には、第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１１１の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。また、同様の場合において、車両の車速をアシストする場合には、第１電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１１１の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第２電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。

また、本実施形態では、バッテリ１３６の電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータ１９２の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施形態では、第１電動発電ユニット又は第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１１１の動力或いは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ１３６を充電できる。

バッテリ１３６はさらに補機用のモータ１９５を駆動するための電源としても使用される。補機用のモータ１９５としては、例えばエアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータ、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動するモータである。バッテリ１３６から電力変換装置４３に直流電力が供給され、電力変換装置４３で交流の電力に変換されてモータ１９５に供給される。電力変換装置４３は、電力変換装置１４０や１４２と同様の機能を持ち、モータ１９５に供給する交流の位相や周波数，電力を制御する。例えばモータ１９５の回転子の回転に対し進み位相の交流電力を供給することにより、モータ１９５はトルクを発生する。一方、遅れ位相の交流電力を発生することで、モータ１９５は発電機として作用し、回生制動状態の運転となる。このような電力変換装置４３の制御機能は、電力変換装置１４０や１４２の制御機能と同様である。モータ１９５の容量はモータジェネレータ１９２や１９４の容量より小さいので、電力変換装置４３の最大変換電力は電力変換装置１４０や１４２より小さい。しかし、電力変換装置４３の回路構成および動作は基本的に電力変換装置１４０や１４２の回路構成や動作と類似している。

電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３さらにコンデンサモジュール５００は電気的に密接な関係にある。さらに発熱に対する対策が必要な点が共通している。また装置の体積をできるだけ小さく作ることが望まれている。これらの点から以下で詳述する電力変換装置は、電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３さらにコンデンサモジュール５００を電力変換装置の筐体内に内蔵している。この構成により、小型で信頼性の高い装置が実現できる。

また電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３さらにコンデンサモジュール５００を一つの筐体に内蔵することで、配線の簡素化やノイズ対策で効果がある。またコンデンサモジュール５００と電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３との接続回路のインダクタンスを低減でき、スパイク電圧を低減できると共に、発熱の低減や放熱効率の向上を図ることができる。

次に、図２（Ａ）を用いて電力変換装置１４０や１４２あるいは電力変換装置４３の電気回路構成を説明する。尚、図１〜図２（Ａ）に示す実施形態では、電力変換装置１４０や１４２あるいは電力変換装置４３をそれぞれ個別に構成する場合を例に挙げて説明する。電力変換装置１４０や１４２あるいは電力変換装置４３は同様の構成で同様の作用を為し、同様の機能を有している。ここでは、代表例として電力変換装置１４０の説明を行う。

本実施形態に係る電力変換装置２００は、電力変換装置１４０とコンデンサモジュール５００とを備える。電力変換装置１４０は、パワースイッチング回路１４４と制御部１７０とを有している。また、パワースイッチング回路１４４は、上アームとして動作するスイッチング素子と下アームとして動作するスイッチング素子を有している。この実施の形態ではスイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を使用している。上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８はダイオード１５６と並列接続されており、下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０はダイオード１６６と並列接続されている。上下アームの直列回路１５０を複数有し（図２（Ａ）の例では３つの上下アームの直列回路１５０，１５０，１５０）、それぞれの上下アームの直列回路１５０の中点部分（接続点１６９）から交流端子１５９を通してモータジェネレータ１９２への交流電力線（交流バスバー）１８６と接続する構成である。また、制御部１７０はパワースイッチング回路１４４を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４へ信号線１７６を介して制御信号を供給する制御回路１７２と、を有している。

上アームと下アームのＩＧＢＴ３２８や３３０は、スイッチング素子であり、制御部１７０から出力された駆動信号を受けて動作し、バッテリ１３６から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。この変換された電力はモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される。上述のとおり、電力変換装置１４０はモータジェネレータ１９２が発生する三相交流電力を直流電力に変換する動作も行う。

本実施形態に係る電力変換装置２００は、図１に記載の如く電力変換装置１４０と１４２さらに電力変換装置４３とコンデンサモジュール５００を有している。上述のとおり電力変換装置１４０と１４２さらに電力変換装置４３は同様の回路構成であるので、ここでは電力変換装置１４０を代表として記載し、電力変換装置１４２と電力変換装置４３は、既に上述したとおり省略した。

パワースイッチング回路１４４は３相のブリッジ回路により構成されている。バッテリ１３６の正極側と負極側には、直流正極端子３１４と直流負極端子３１６が電気的に接続されている。直流正極端子３１４と直流負極端子３１６の間には、各相に対応する上下アームの直列回路１５０，１５０，１５０がそれぞれ電気的に並列に接続されている。ここで、上下アームの直列回路１５０をアームと記載する。各アームは、上アーム側のスイッチング素子３２８及びダイオード１５６と、下アーム側のスイッチング素子３３０及びダイオード１６６とを備えている。

本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ３２８や３３０を用いることを例示している。ＩＧＢＴ３２８や３３０は、コレクタ電極１５３，１６３，エミッタ電極（信号用エミッタ電極端子１５５，１６５），ゲート電極（ゲート電極端子１５４，１６４）を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極１５３，１６３とエミッタ電極との間には、ダイオード１５６，１６６が図示するように電気的に並列に接続されている。ダイオード１５６，１６６は、カソード電極及びアノード電極の２つの電極を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように、カソード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極に、アノード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極にそれぞれ電気的に接続されている。スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい。この場合は、ダイオード１５６やダイオード１６６は不要となる。

上下アームの直列回路１５０は、３相のモータジェネレータ１９２に供給する交流電力の各相に対応しており、各上下アームの直列回路１５０，１５０，１５０は、ＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極とＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極１６３を接続する接続点１６９はそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力を出力するのに使用される。各相の上記接続点１６９がそれぞれ交流端子１５９と交流コネクタ１８８を介して、モータジェネレータ１９２のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子巻線（同期電動機では固定子巻線）と接続されることにより、上記電機子巻線にＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電流が流れる。上記上下アームの直列回路同士は電気的に並列接続されている。上アームのＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３は、正極端子（Ｐ端子）１５７を介してコンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極に、下アームのＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極は、負極端子（Ｎ端子）１５８を介してコンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極に、それぞれ直流バスバーなどを介して電気的に接続されている。

コンデンサモジュール５００は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制する平滑回路を構成するためのものである。コンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の正極側が、コンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の負極側が、それぞれ直流コネクタ１３８を介して電気的に接続されている。これにより、コンデンサモジュール５００は、上アームＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３とバッテリ１３６の正極側との間と、下アームＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極とバッテリ１３６の負極側との間で接続され、バッテリ１３６と上下アームの直列回路１５０に対して電気的に並列接続される。

制御部１７０は、ＩＧＢＴ３２８，３３０を導通や遮断の作動を制御する働きをし、制御部１７０は、他の制御装置やセンサなどからの入力情報に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する制御回路１７２と、制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成するドライブ回路１７４とを備えている。

制御回路１７２は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータを備えている。このマイクロコンピュータには、入力情報として、モータジェネレータ１９２に対して要求される目標トルク値，上下アームの直列回路１５０からモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される電流値、及びモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置が入力される。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ１８０から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ１９２に設けられた回転磁極センサ１９３から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。

制御回路１７２内のマイクロコンピュータは、入力された目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、このｄ，ｑ軸の電圧指令値からパルス状の駆動信号を生成する。制御回路１７２は後述するように２種類の方式の駆動信号を発生する機能を有する。この２種類の方式の駆動信号は、インダクタンス負荷であるモータジェネレータ１９２の状態に基づいて、あるいは変換しようとする交流出力の周波数、などに基づいて、選択される。

上記２種類の方式の内の１つは、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を制御する変調方式（ＰＨＭ方式として後述する）である。上記２種類の方式の内の他の１つは、一般にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）と呼ばれる変調方式である。

ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３３０のゲート電極に出力する。また、上アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからパルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３２８のゲート電極に出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８，３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。こうして制御部１７０からの駆動信号（ドライブ信号）に応じて行われる各ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作により、電力変換装置１４０は、直流電源であるバッテリ１３６から供給される電圧を、電気角で２π／３rad毎にずらしたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各出力電圧に変換し、３相交流モータであるモータジェネレータ１９２に供給する。なお、電気角とは、モータジェネレータ１９２の回転状態、具体的には回転子の位置に対応するものであって、０から２πの間で周期的に変化する。この電気角をパラメータとして用いることで、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じて、各ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング状態、すなわちＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各出力電圧を決定することができる。

また、制御部１７０は、異常検知（過電流，過電圧，過温度など）を行い、上下アームの直列回路１５０を保護している。このため、制御部１７０にはセンシング情報が入力されている。例えば各アームの信号用エミッタ電極端子１５５，１６５からは各ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極に流れる電流の情報が、対応する駆動部（ＩＣ）に入力されている。これにより、各駆動部（ＩＣ）は過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応するＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、対応するＩＧＢＴ３２８，３３０を過電流から保護する。上下アームの直列回路１５０に設けられた温度センサ（不図示）からは上下アームの直列回路１５０の温度の情報がマイクロコンピュータに入力されている。また、マイクロコンピュータには上下アームの直列回路１５０の直流正極側の電圧の情報が入力されている。マイクロコンピュータは、それらの情報に基づいて過温度検知及び過電圧検知を行い、過温度或いは過電圧が検知された場合には全てのＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、上下アームの直列回路１５０、引いては、この上下アームの直列回路１５０を含む半導体モジュール、を過温度或いは過電圧から保護する。

図２（Ａ）において、上下アームの直列回路１５０は、上アームのＩＧＢＴ３２８及び上アームのダイオード１５６と、下アームのＩＧＢＴ３３０及び下アームのダイオード１６６との直列回路である。ＩＧＢＴ３２８，３３０は、スイッチング用半導体素子である。パワースイッチング回路１４４の上下アームのＩＧＢＴ３２８，３３０の導通および遮断動作が一定の順で切り替わる。この切り替わり時のモータジェネレータ１９２の固定子巻線の電流は、ダイオード１５６，１６６によって作られる回路を流れる。

上下アームの直列回路１５０は、図示するように、Ｐositive端子（Ｐ端子，正極端子）１５７，Ｎegative端子（Ｎ端子１５８，負極端子），上下アームの接続点１６９からの交流端子１５９，上アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１５５，上アームのゲート電極端子１５４，下アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１６５，下アームのゲート端子電極１６４、を備えている。また、電力変換装置２００は、入力側に直流コネクタ１３８を有し、出力側に交流コネクタ１８８を有して、それぞれの直流コネクタ１３８と交流コネクタ１８８を通してバッテリ１３６とモータジェネレータ１９２にそれぞれ接続される。また、モータジェネレータへ出力する３相交流の各相の出力を発生する回路として、各相に２つの上下アームの直列回路を並列接続する回路構成の電力変換装置であってもよい。

図２（Ａ）においてモータジェネレータのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相コイルと中性点１９２ｎに間に生じる各相の相電圧をＶu，Ｖv，Ｖwとすれば中性点電圧Ｖｎは、
Ｖｎ＝(Ｖu＋Ｖv＋Ｖw)／３ …（１）
と表すことができる。

中性点電圧Ｖｎは、制御部１７０が、ドライブ回路１７４が制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成し、実際にＩＧＢＴ３２８，３３０がスイッチング動作始めると、Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイルに現れる相電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwの変化に伴って（１）式に基づいて値が変動する。

制御部１７０の制御回路１７２は、２種類の方式の駆動信号を発生する機能を有しており、上記２種類の方式の内の１つは、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を制御する変調方式（ＰＨＭ方式として後述する）である。上記２種類の方式の内の他の１つは、一般にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）と呼ばれる変調方式である。中性点電圧Ｖｎの変動は上記ＰＨＭ方式とＰＷＭ方式とで変動パターンが異なる。

図３を用い、電力変換装置１４０において行われる制御モードの切り替えについて説明する。電力変換装置１４０は、モータすなわちモータジェネレータ１９２の回転速度または出力しようとする交流出力の周波数に応じて、ＰＷＭ制御方式と後述のＰＨＭ制御方式と、を切り替えて使用する。図３は、電力変換装置１４０における制御モードの切り替えの様子を示しており、横軸はモータジェネレータの回転数（ｒ／min）または出力しようとする交流出力の周波数（Ｈｚ）、縦軸はモータジェネレータのトルク（Ｎｍ）を表している。尚、出力しようとする交流出力の周波数とモータジェネレータ回転数は、
（出力しようとする交流出力周波数）
＝(モータジェネレータ極対数)×(回転数)／６０（Ｈｚ） …（２）
式（２）のように表せる。

なお、制御モードを切り替える回転速度または周波数は任意に変更可能である。

以下に説明するＰＨＭ制御は、モータジェネレータ１９２の回転速度が停止状態を含む低速状態では、ＰＷＭ制御に比べスイッチング素子のスイッチング回数が少ないために、出力する交流出力によって、モータジェネレータ１９２のインダクタンス回路に流れる電流波形の歪が大きくなるといった制御性に問題があるが、モータジェネレータ１９２のインダクタンス負荷が大きくなる中高速度域では、出力しようとする交流出力から特定の高調波成分を削除すれば、スイッチング回数を低減しても、インダクタンス回路に流れる電流波形歪みは低減できる。よってスイッチング素子の電力損失及びモータ浮遊容量への漏えい電流による伝導ノイズを低減できるといった効果がある。そこでＰＷＭ制御方式による制御と組み合わせることで、このような欠点を補うことができる。

例えば自動車が停止状態から走行を開始する場合に、前記モータジェネレータ１９２は停止状態で大きなトルクを発生することが必要である。また車両の高級感を出すためには、滑らかな発進と加速が望ましい。車両の発進時および加速時は、滑らかな加速を実現する為に、前記モータジェネレータ１９２に供給する交流電流の歪を少なくすることが望ましく、ＰＷＭ制御方式でパワースイッチング回路１４４が有するスイッチング素子のスイッチング動作を制御する。

前記モータジェネレータ１９２の低速運転状態では、供給できる交流電流に限界が有り、最大発生トルクを抑えた制御を行う。前記モータジェネレータ１９２の回転速度が増加するにつけて内部誘起電圧が高くなり、電流の供給量が減少する傾向となる。このため前記モータジェネレータ１９２の出力トルクは回転速度が増大すると低下する傾向となる。ＰＷＭ方式による制御とＰＨＭ制御との切り換えのモータジェネレータの回転速度は特に制限されるものではないが、モータジェネレータ１９２のインダクタンス負荷の大きい中高速領域はＰＨＭ方式の制御に大変適する運転領域であり、この領域では、ＰＷＭ方式による制御に対してＰＨＭ方式の制御の方がスイッチング素子のスイッチング回数が少なく、損失の低減効果及びコモンモード電流によるコモンモードノイズ低減の効果が大きい。この運転領域は市街地走行において利用され易い運転領域であり、ＰＨＭ方式の制御は生活に密着した運転領域において大きな効果を発揮する。

本実施例では、ＰＷＭ制御方式で制御するモード（以下ＰＷＭ制御モード）は、モータジェネレータ１９２の回転速度が比較的低い領域で使用し、一方比較的回転速度が高い領域では後述するＰＨＭ制御モードを使用する。ＰＷＭ制御モードにおいて、電力変換装置１４０は前述したようなＰＷＭ信号を用いた制御を行う。すなわち、制御回路１７２内のマイクロコンピュータにより、入力された目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、これをＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値に変換する。そして、各相の電圧指令値に応じた正弦波を基本波として、これを搬送波である所定周期の三角波と比較し、その比較結果に基づいて決定したパルス幅を有するパルス状の変調波をドライバ回路１７４に出力する。この変調波に応じた駆動信号をドライバ回路１７４から各相の上下アームにそれぞれ対応するＩＧＢＴ３２８，３３０へ出力することにより、バッテリ１３６から出力された直流電圧が３相交流電圧に変換され、モータジェネレータ１９２へ供給される。

ＰＨＭの内容については後で詳しく説明する。ＰＨＭ制御モードにおいて制御回路１７２により生成された変調波は、ドライバ回路１７４に出力される。これにより、当該変調波に応じた駆動信号がドライバ回路１７４から各相の対応するＩＧＢＴ３２８，３３０へ出力される。その結果、バッテリ１３６から出力された直流電圧が３相交流電圧に変換され、モータジェネレータ１９２へ供給される。

電力変換装置１４０のようにスイッチング素子を用いて直流電力を交流電力に変換する場合、単位時間当たりあるいは交流出力の所定位相あたりのスイッチング回数を少なくすると、スイッチング損失を低減することができ、さらにコモンモード電流によるコモンモードノイズを低減できる反面、変換される交流出力に高調波成分が多く含まれる傾向があるためにトルク脈動が増大し、モータジェネレータ制御の応答性が悪化する可能性がある。そこで本実施形態では、上記のようにＰＷＭ制御モードとＰＨＭ制御モードとを、変換しようとする交流出力の周波数あるいはこの周波数と関連があるモータジェネレータの回転速度に応じて切り替えることで、低次の高調波の影響を受けにくいモータジェネレータ回転域、すなわち中高速回転域ではＰＨＭ制御方式を適用し、トルク脈動の発生しやすい低速回転域ではＰＷＭ制御方式を適用するようにしている。このようにすることで、トルク脈動の増大を比較的低く抑えることができ、スイッチング損失を低減とコモンモードノイズの低減ができる。

なお、スイッチング回数が最小となるモータジェネレータの制御状態として、モータの電気角２πごとに各相のスイッチング素子を１回ずつオンオフする矩形波による制御状態がある。この矩形波による制御状態は、上記のＰＨＭ制御方式においては、変換される交流出力波形における変調度の増大に従って減少する半周期あたりのスイッチング回数の最終的な状態として、ＰＨＭ制御方式の一制御形態として捉えることができる。この点については後で詳しく説明する。

次にＰＨＭ制御方式を説明するために、先ず始めにＰＷＭ制御と矩形波制御について図４を参照して説明する。ＰＷＭ制御の場合は一定周波数の搬送波と出力しようとする交流波形との大小比較に基づいて、スイッチング素子の導通や遮断のタイミングを定め、スイッチング素子を制御する方式である。ＰＷＭ制御を用いることで脈動の少ない交流出力をモータに供給でき、トルク脈動が少ないモータ制御が可能となる。一方単位時間当たりあるいは交流波形の周期毎のスイッチング回数が多いためにスイッチング損失やコモンモード電流によるコモンモードノイズが大きい欠点がある。これに対して、極端な例として、１パルスの矩形波を用いてスイッチング素子を制御の場合は、スイッチング回数が少ないためにスイッチング損失を少なくでき、コモンモード電流によるコモンモードノイズも低減できる。その一方で、変換される交流波形はインダンタンス負荷の影響を無視すると矩形波状となり、正弦波に対して５次，７次，１１次，・・・等の高調波成分が含まれた状態と見ることができる。矩形波をフーリエ展開すると基本正弦波に加え、５次，７次，１１次，・・・等の高調波成分があらわれる。この高調波成分がトルク脈動の原因となる電流歪を生じることとなる。このように、ＰＷＭ制御と矩形波制御は互いに対極的な関係にある。

矩形波状にスイッチング素子の導通および遮断を制御したと仮定した場合に、交流出力に生じる高調波成分の例を図５に示す。図５（ａ）は、矩形波状に変化する交流波形を基本波である正弦波と５次，７次，１１次，・・・等の高調波成分に分解した例である。図５（ａ）に示す矩形波のフーリエ級数展開は、式（３）のように表される。
ｆ(ωｔ)＝４／π×{sinωｔ＋(sin３ωｔ)／３
＋(sin５ωｔ)／５＋(sin７ωｔ)／７＋・・・} …（３）

式（２）は、４／π・（sinωt）で表される基本波の正弦波と、これの高調波成分である３次，５次，７次・・・の各成分とにより、図５（ａ）に示す矩形波が形成されることを示している。このように、基本波に対してより高次の高調波を合成していくことで矩形波に近づくことが分かる。

図５（ｂ）は、基本波，３次高調波，５次高調波の各振幅をそれぞれ比較した様子を示している。図５（ａ）の矩形波の振幅を１とすると、基本波の振幅は１.２７，３次高調波の振幅は０.４２，５次高調波の振幅は０.２５とそれぞれ表される。このように、高調波の次数が上がるほどその振幅は小さくなるため、矩形波制御における影響が小さくなることが分かる。

矩形波形状にスイッチング素子を導通および遮断した場合に発生する可能性があるトルク脈動の観点から、影響の大きい高次の高調波成分を削除しつつ、一方影響が小さい高次の高調波成分に対してその影響を無視してこれら高調波成分を含めることで、スイッチング回数を低減し、スイッチング損失が少なくしかもトルク脈動の増大を低く抑えることができ電力変換装置を実現できる。

本実施の形態で使用するＰＨＭ制御では、実際にインバータが制御するモータジェネレータ線間電圧に着目し、出力しようとするモータジェネレータ線間電圧から高調波成分をある程度削除することで、モータジェネレータ交流電流が有する高調波成分を制御の状態に応じてある程度削減した交流出力を出力し、これにより、モータ制御のトルク脈動の影響を小さくし、一方使用上問題が無い範囲でモータジェネレータ交流電流に高調波成分が含まれている状態とすることで、スイッチング回数を低減し、スイッチング損失を低減するようにしている。このような制御方式を、上述のとおり、この明細書ではＰＨＭ制御方式と記載している。

さらに以下の実施の形態では、ＰＨＭ制御方式における高調波の影響が大きいあるいは制御性が悪くなるモータジェネレータ低回転域、つまり低周波の交流出力を出力している状態で、ＰＷＭ制御方式を使用するようにしている。

具体的には、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とをモータの回転速度に応じて切り替え、回転速度の低い領域でＰＷＭ方式を使用して制御することで、低速回転域と高速回転域のそれぞれにおいて望ましいモータ制御を行うようにしている。

または具体的には、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とを出力しようとしている交流出力の周波数に応じて切り替え、周波数の低い領域でＰＷＭ方式を使用して制御することで、低周波数域と高周波数域のそれぞれにおいて望ましいモータ制御を行うようにしている。

本発明の第１の実施の形態に係る制御回路１７２によるモータ制御系を図６に示す。制御回路１７２には、上位コントローラ１００より、目標トルク値としてのトルク指令Ｔ^*が入力される。トルク指令・電流指令変換器４１０は、入力されたトルク指令Ｔ^*と、回転磁極センサ１９３により検出された磁極位置信号θに基づく回転速度情報とに基づいて、予め記憶されたトルク−回転速度マップのデータを用いて、ｄ軸電流指令信号Ｉd^*およびｑ軸電流指令信号Ｉq^*を求める。トルク指令・電流指令変換器４１０において求められたｄ軸電流指令信号Ｉd^*およびｑ軸電流指令信号Ｉq^*は、電流制御器（ＡＣＲ）４２０，４２１にそれぞれ出力される。

電流制御器（ＡＣＲ）４２０，４２１は、トルク指令・電流指令変換器４１０から出力されたｄ軸電流指令信号Ｉd^*およびｑ軸電流指令信号Ｉq^*と、電流センサ１８０により検出されたモータジェネレータ１９２の相電流検出信号ｌu，ｌv，ｌwが制御回路１７２上の図示しない３相２相変換器において回転センサーからの磁極位置信号によりｄ，ｑ軸上に変換されたＩd，Ｉq電流信号とに基づいて、モータジェネレータ１９２を流れる電流がｄ軸電流指令信号Ｉd^*およびｑ軸電流指令信号Ｉq^*に追従するように、ｄ軸電圧指令信号Ｖd^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖq^*をそれぞれ演算する。電流制御器（ＡＣＲ）４２０において求められたｄ軸電圧指令信号Ｖd^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖq^*は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０へ出力される。一方、電流制御器（ＡＣＲ）４２１において求められたｄ軸電圧指令信号Ｖd^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖq^*は、ＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０へ出力される。

ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０は、電圧位相差演算器４３１，変調度演算器４３２，パルス生成器４３４により構成される。電流制御器４２０から出力されたｄ軸電圧指令信号Ｖd^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖq^*は、パルス変調器４３０において電圧位相差演算器４３１と変調度演算器４３２に入力される。

電圧位相差演算器４３１は、モータジェネレータ１９２の磁極位置とｄ軸電圧指令信号Ｖd^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖq^*が表す電圧位相との位相差、すなわち電圧位相差を算出する。この電圧位相差をδとすると、電圧位相差δは式（４）で表される。
δ＝arctan(−Ｖd^*／Ｖq^*) …（４）

電圧位相差演算器４３１は、さらに上記の電圧位相差δに回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θが表す磁極位置を加算することで、電圧位相を算出する。そして、算出した電圧位相に応じた電圧位相信号θvをパルス生成器４３４へ出力する。この電圧位相信号θvは、磁極位置信号θが表す磁極位置をθeとすると式（５）で表される。
θv＝δ＋θｅ＋π …（５）

変調度演算器４３２は、ｄ軸電圧指令信号Ｖd^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖq^*が表すベクトルの大きさをバッテリ１３６の電圧で正規化することにより変調度を算出し、その変調度に応じた変調度信号ａをパルス生成器４３４へ出力する。この実施の形態では、上記変調度信号aは、図２（Ａ）に示すパワースイッチング回路１４４に供給される直流電圧であるバッテリ電圧に基づいて定められることになり、バッテリ電圧が高くなると変調度ａは小さくなる傾向となる。また指令値の振幅値が大きくなると変調度ａは大きくなる傾向となる。具体的にはバッテリ電圧をＶ_dcとすると式（６）で表される。なお、式（６）において、Ｖdはｄ軸電圧指令信号Ｖd^*の振幅値、Ｖqはｑ軸電圧指令信号Ｖq^*の振幅値をそれぞれ表す。
ａ＝(√(２／３))(√（Ｖd^２＋Ｖq^２))／(Ｖ_dc／２) …（６）

パルス生成器４３４は、電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θvと、変調度演算器４３２からの変調度信号aとに基づいて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のＰＨＭ制御に基づくパルス信号を生成する。そして、生成したパルス信号を切換器４５０へ出力し、切換器４５０からドライバ回路１７４へ出力し、各スイッチング素子に駆動信号が出力される。なお、ＰＨＭ制御に基づくパルス信号（以下ＰＨＭパルス信号と記す）の発生方法については、後で詳しく説明する。

一方、ＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０は、電流制御器４２１から出力されたｄ軸電圧指令信号Ｖd^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖq^*と、回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θが表す磁極位置をθeとに基づいて、周知のＰＷＭ方式により、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のＰＷＭ制御に基づくパルス信号（以下ＰＷＭパルス信号と記す）を生成する。そして、生成したＰＷＭパルス信号を切換器４５０へ出力し、切換器４５０からドライブ回路１７４に供給され、ドライブ回路１７４から駆動信号が各スイッチング素子に供給される。

切換器４５０は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０から出力されたＰＨＭパルス信号またはＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０から出力されたＰＷＭパルス信号のいずれか一方を選択する。この切換器４５０によるパルス信号の選択は、前述のようにモータジェネレータ１９２の回転速度に応じて行われる。すなわち、モータジェネレータ１９２の回転速度が切替ラインとして設定された所定のしきい値よりも低い場合は、ＰＷＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置１４０においてＰＷＭ制御方式が適用されるようにする。また、モータジェネレータ１９２の回転速度がしきい値よりも高い場合は、ＰＨＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置１４０においてＰＨＭ制御方式が適用されるようにする。こうして切換器４５０において選択されたＰＨＭパルス信号またはＰＷＭパルス信号は、ドライバ回路１７４（不図示）へ出力される。

または切換器４５０は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０から出力されたＰＨＭパルス信号またはＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０から出力されたＰＷＭパルス信号のいずれか一方を選択するにあたり、この切換器４５０によるパルス信号の選択は、式（２）で表される制御回路１７２の出力しようとする交流出力の周波数に応じて行われる。すなわち、モータジェネレータ１９２へ制御回路１７２が出力しようとする周波数が切替ラインとして設定された所定のしきい値よりも低い場合は、ＰＷＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置１４０においてＰＷＭ制御方式が適用されるようにする。また、モータジェネレータ１９２へ制御回路１７２が出力しようとする周波数がしきい値よりも高い場合は、ＰＨＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置１４０においてＰＨＭ制御方式が適用されるようにする。こうして切換器４５０において選択されたＰＨＭパルス信号またはＰＷＭパルス信号は、ドライバ回路１７４（不図示）へ出力される。

以上説明したようにして、制御回路１７２からドライバ回路１７４に対して、ＰＨＭパルス信号またはＰＷＭパルス信号が変調波として出力される。この変調波に応じて、ドライバ回路１７４よりパワースイッチング回路１４４の各ＩＧＢＴ３２８，３３０へ駆動信号が出力される。

ここで図６のパルス生成器４３４の詳細について説明する。パルス生成器４３４は、たとえば図７に示すように、位相検索器４３５とタイマカウンタまたは位相カウンタ比較器４３６によって実現される。位相検索器４３５は、電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θv，変調度演算器４３２からの変調度信号aおよび磁極位置信号θに基づく回転速度ω情報に基づいて、予め記憶されたスイッチングパルスの位相情報のテーブルから、スイッチングパルスを出力すべき位相をＵ相，Ｖ相，Ｗ相の上下各アームについて検索し、その検索結果の情報をタイマカウンタまたは位相カウンタ比較器４３６へ出力する。タイマカウンタまたは位相カウンタ比較器４３６は、位相検索器４３５から出力された検索結果に基づいて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の上下各アームに対するスイッチング指令としてのＰＨＭパルス信号をそれぞれ生成する。タイマカウンタ比較器４３６により生成された各相の上下各アームに対する６種類のＰＨＭパルス信号は、前述のように切換器４５０へ出力される。

図７の位相検索器４３５およびタイマカウンタ比較器４３６によるパルス生成の手順を詳細に説明したフローチャートを図８に示す。位相検索器４３５は、ステップ８０１において変調度信号aを入力信号として取り込み、ステップ８０２において電圧位相信号θvを入力信号として取り込む。続くステップ８０３において、位相検索器４３５は、入力された現在の電圧位相信号θvに基づいて、制御遅れ時間と回転速度を考慮して、次の制御周期に対応する電圧位相の範囲を演算する。その後ステップ８０４において、位相検索器４３５はＲＯＭ検索を行う。このＲＯＭ検索では、入力された変調度信号aに基づいて、ステップ８０３で演算された電圧位相の範囲において、ＲＯＭ（不図示）に予め記憶されたテーブルよりスイッチングのオンとオフの位相を検索する。

位相検索器４３５は、ステップ８０４のＲＯＭ検索によって得られたスイッチングのオンとオフの位相の情報を、ステップ８０５においてタイマカウンタ比較器４３６へ出力する。タイマカウンタ比較器４３６は、この位相情報をステップ８０６において時間情報に変換し、タイマカウンタとのコンペアマッチ機能を用いてＰＨＭパルス信号を生成する。なお、位相情報を時間情報に変換する過程は、回転速度信号の情報を利用する。

あるいはステップ８０４のＲＯＭ検索によって得られたスイッチングのオンとオフの位相情報を、ステップ８０６において位相カウンタとのコンペアマッチ機能を用いてＰＨＭパルスを生成しても良い。

タイマカウンタ比較器４３６は、ステップ８０６で生成したＰＨＭパルス信号を、次のステップ８０７において切換器４５０へ出力する。以上説明したステップ８０１〜８０７の処理が位相検索器４３５およびタイマカウンタ比較器４３６において行われることにより、パルス生成器４３４においてＰＨＭパルス信号が生成される。

あるいは、図８のフローチャートにかえて、図９のフローチャートに示す処理をパルス生成器４３４において実行することにより、パルス生成を行うようにしてもよい。この処理は、図８のフローチャートに示したように予め記憶しているテーブルを用いてスイッチング位相を検索するテーブル検索方式を使わず、電流制御器（ＡＣＲ）の制御周期毎にスイッチング位相を生成する方式である。

パルス生成器４３４は、ステップ８０１において変調度信号aを入力し、ステップ８０２において電圧位相信号θvを入力する。続くステップ８２０において、パルス生成器４３４は、入力された変調度信号aおよび電圧位相信号θvに基づいて、制御遅れ時間と回転速度を考慮して、スイッチングのオンとオフの位相を電流制御器（ＡＣＲ）の制御周期毎に決定する。

ステップ８２０におけるスイッチング位相の決定処理の詳細を図１０のフローチャートに示す。パルス生成器４３４は、ステップ８２１において、回転速度に基づいてモータジェネレータ線間電圧から削除する高調波次数を指定する。こうして指定された高調波次数に従って、パルス生成器４３４は続くステップ８２２において行列演算などの処理を行い、ステップ８２３においてパルス基準角度を出力する。

ステップ８２１〜８２３までのパルス生成過程は、以下の式（７）〜（１０）で示す行列式に則って演算される。

ここでは、一例として、３次，５次，７次成分を消去する場合を取り上げる。

パルス生成器４３４は、削除する高調波次数として３次，５次，７次の高調波成分をステップ８２１において指定すると、次のステップ８２２において行列演算を行う。

ここで３次，５次，７次の消去次数に対して式（７）のような行ベクトルを作る。

式（７）の右辺括弧内の各要素はｋ₁／３，ｋ₂／５，ｋ₃／７となっている。ｋ₁，ｋ₂，ｋ₃は任意の奇数を選択することができる。ただし、ｋ₁＝３，９，１５、ｋ₂＝５，１５，２５、ｋ₃＝７，２１，３５などを選択してはならない。この条件下で、３次，５次，７次成分は完全に消去される。

上記をより一般的に記すと、分母の値を削除する高調波次数とし、分子の値を分母の奇数倍を除く任意の奇数とすることで、式（７）の各要素の値を決定することができる。ここで式（７）の例では、消去次数が３種類（３次，５次，７次）であるため行ベクトルの要素数を３つとしている。同様に、Ｎ種類の消去次数に対して要素数Ｎの行ベクトルを設定し、各要素の値を決定することができる。

なお、式（７）において、各要素の分子と分母の値を上記のもの以外とすることで、高調波成分を削除するかわりに、そのスペクトルを整形することもできる。そのため、高調波成分の削除ではなくスペクトル整形を主な目的として、各要素の分子と分母の値を任意に選択してもよい。その場合、分子と分母の値は必ずしも整数である必要はないが、分子の値として分母の奇数倍を選択してはならない。また、分子と分母の値は定数である必要はなく、時間に応じて変化する値でもよい。

上記のように、分母と分子の組み合わせでその値が決定される要素が３つの場合は、式（７）のように３列のベクトルを設定することができる。同様に、分母と分子の組み合わせでその値が決定される要素数Ｎのベクトル、すなわちＮ列のベクトルを設定することができる。以下では、このＮ列のベクトルを高調波準拠位相ベクトルと呼ぶこととする。

高調波準拠位相ベクトルが式（７）のように３列のベクトルである場合は、その高調波準拠位相ベクトルを転置して式（８）の演算をする。その結果、Ｓ₁〜Ｓ₄までのパルス基準角度が得られる。

パルス基準角度Ｓ₁〜Ｓ₄は、電圧パルスの中心位置を表わすパラメータであり、後述する三角波キャリアと比較される。このようにパルス基準角度が４個（Ｓ₁〜Ｓ₄）である場合、一般的には、線間電圧一周期当たりのパルス数は１６個となる。

また、式（７）のかわりに式（９）のように高調波準拠位相ベクトルが４列の場合は、行列演算式（１０）を施す。

その結果、Ｓ₁〜Ｓ₈までのパルス基準角度出力が得られる。このとき線間電圧一周期当たりのパルス数は３２個となる。

モータジェネレータの線間電圧から削除する高調波成分の数とパルス数との関係は、一般的には次のとおりである。すなわち、削除する高調波成分が２つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は８パルスであり、削除する高調波成分が３つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は１６パルスであり、削除する高調波成分が４つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は３２パルスであり、削除する高調波成分が５つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は６４パルスである。同様に、削除する高調波成分の数が１つ増すにつれて、線間電圧一周期当たりのパルス数が２倍になる。

ここで、通常モータジェネレータ線間電圧では３の倍数の高次高調波はお互いに打ち消し合うため削除する高調波成分に加えなくても良い。しかしながら本ＰＨＭパルス生成算出過程において便宜上３次高調波のみ削除対象高調波成分として含めている。

ただし、線間電圧で正のパルスと負のパルスが重畳するようなパルス配置の場合、パルス数は上記とは異なる場合がある。

上記のようにしてパルス生成器４３４において生成されるＰＨＭパルス信号により、ＵＶ線間電圧，ＶＷ線間電圧，ＷＵ線間電圧の３種類の線間電圧においてパルス波形がそれぞれ形成される。これらの各線間電圧のパルス波形は、それぞれ２π／3の位相差を有する同一のパルス波形である。したがって、以下では各線間電圧を代表して、ＵＶ線間電圧のみを説明する。

ここで、ＵＶ線間電圧の基準位相θ_uvlと電圧位相信号θvおよび磁極位置θeとの間には、式（１１）の関係がある。
θ_uvl＝θv＋π／６＝θe＋δ＋７π／６［rad］ …（１１）

式（１１）で表されるＵＶ線間電圧の波形は、θ_uvl＝π／２，３π／２の位置を中心に線対称であり、かつ、θ_uvl＝０，πの位置を中心に点対称となる。したがって、ＵＶ線間電圧パルスの１周期（θ_uvlが０から２πまで）の波形は、θ_uvlが０からπ／２までの間のパルス波形を元に、これをπ／2毎に左右対称または上下対称に配置することによって表現できる。

これを実現するひとつの方法が、０≦θ_uvl≦π／２の範囲におけるＵＶ線間電圧パルスの中心位相を４チャンネルの位相カウンタと比較し、その比較結果に基づいて、１周期すなわち０≦θ_uvl≦２πの範囲についてＵＶ線間電圧パルスを生成するアルゴリズムである。その概念図を図１１に示す。

図１１は０≦θ_uvl≦π／２の範囲における線間電圧パルスが４つである場合の例を示している。図１１において、パルス基準角度Ｓ₁〜Ｓ₄は、その４つのパルスの中心位相を表す。

carr１（θ_uvl），carr２（θ_uvl），carr３（θ_uvl），carr４（θ_uvl）は、４チャンネルの位相カウンタの各々を表している。これらの各位相カウンタは、いずれも基準位相θ_uvlに対して２πradの周期を持つ三角波である。また、carr１（θ_uvl）とcarr２（θ_uvl）は振幅方向にｄθの偏差を持ち、carr３（θ_uvl）とcarr４（θ_uvl）の関係も同様である。

dθは線間電圧パルスの幅を表している。このパルス幅dθに対して基本波の振幅が線形に変化する。

線間電圧パルスは、各位相カウンタcarr１（θ_uvl），carr２（θ_uvl），carr3（θ_uvl），carr４（θ_uvl）と、０≦θ_uvl≦π／２の範囲におけるパルスの中心位相を表すパルス基準角度Ｓ₁〜Ｓ₄との各交点に形成される。これにより、９０度毎に対称的なパターンのパルス信号が生成される。

より詳細には、carr１（θ_uvl），carr２（θ_uvl）とＳ₁〜Ｓ₄とがそれぞれ一致した点において、正の振幅を有する幅dθのパルスが生成される。一方、carr３（θ_uvl），carr４（θ_uvl）とＳ₁〜Ｓ₄とがそれぞれ一致した点において、負の振幅を有する幅dθのパルスが生成される。

以上説明したような方法を用いて生成した線間電圧の波形を変調度毎に描いた一例を図１２に示す。図１２では、式（７）のｋ₁，ｋ₂，ｋ₃の値として、ｋ₁＝１，ｋ₂＝１，ｋ₃＝３をそれぞれ選択し、変調度を０から１.０まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図１２により、変調度の増加とほぼ比例してパルス幅が増加していることが分かる。こうしてパルス幅を増加させることで、電圧の実効値を増加させることができる。ただし、θ_uvl=０，π，２π付近のパルスは、変調度０.４以上において、変調度が変化してもパルス幅は変化していない。このような現象は、正の振幅を有するパルスと負の振幅を有するパルスが重なり合うことで生じるものである。

上述したように、上記実施の形態では、ドライバ回路１７４から駆動信号をパワースイッチング回路１４４の各スイッチング素子に送ることにより、各スイッチング素子は出力しようとする交流出力、例えば交流電圧の位相に基づいてスイッチング動作を行う。交流出力、例えば交流出力の一周期におけるスイッチング素子のスイッチング回数は、除去しようとする高調波の種類が増えるほど、増える傾向となる。また別の観点で見ると、式（６）で供給される直流電力の電圧が低下すると変調度が増加し、導通している各スイッチング動作の導通期間が長くなる傾向となる。またモータなどの回転電機を駆動する場合に回転電機の発生トルクを大きくする場合には変調度が大きくなり、結果的に各スイッチング動作の導通期間が長くなり、回転電機の発生トルクを小さくする場合には、各スイッチング動作の導通期間が短くなる。導通期間が増大し、遮断時間が短くなった場合、つまりスイッチング間隔がある程度短くなった場合には、安全にスイッチング素子を遮断できない可能性が有り、その場合は遮断させないで導通状態のままそれに続く導通期間につながる制御が行われる。逆に、導通期間が短くなり通電期間が短くなった場合にも、安全にスイッチング素子を通電できない可能性があり、その場合は通電させないで遮断期間に繋がる制御がされる。

また別の観点で見ると、出力される交流電流の歪の影響が大きくなる周波数の低い状態、特に回転電機が停止状態あるいは回転速度が非常に低い状態では、ＰＨＭ方式の制御ではなく、定周期の搬送波を利用するＰＷＭ方式でパワースイッチング回路１４４を制御し、回転速度が増加した状態でＰＨＭ方式に切り換えてパワースイッチング回路１４４を制御する。本実施形態を自動車駆動用の電力変換装置の適用した場合には、車が停止状態から発進して加速する段階は、車の高級感に影響するなどの理由で特にトルク脈動の影響を少なくすることが望ましい。このため少なくとも車が停止状態から発進する状態はＰＷＭ方式でパワースイッチング回路１４４を制御し、ある程度加速した後ＰＨＭ方式の制御に切り換える。このようにすることで、少なくとも発進時はトルク脈動の少ない制御が実現でき、少なくとも通常の運転である定速走行に移った状態ではスイッチングロスの少ないＰＨＭ方式で制御することか可能となり、トルク脈動の影響を抑えながら損失の少ない制御を実現できる。

本実施形態において用いられるＰＨＭパルス信号によると、上記のように変調度を固定したときに、例外を除き、パルス幅が等しいパルス列による線間電圧波形を形成することを特徴とする。なお、例外的に線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合とは、上記のように正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスが重なった場合である。この場合、パルスが重なった部分を正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスに分解すると、パルスの幅は全域で必ず等しい。つまり、パルス幅の変化で変調度が変化する。

ここで、例外的に線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合について、さらに図１３を用いて詳細に説明する。図１３の上部には、図１２において変調度１.０のときの線間電圧パルス波形のうち、π／２≦θ_uvl≦３π／２の範囲を拡大したものを示している。この線間電圧パルス波形では、中心付近の２つのパルスが他のパルスとは異なるパルス幅を有している。

図１３の下部には、こうしたパルス幅が他とは異なる部分を分解した様子を示している。この図から、当該部分では、他のパルスと同じパルス幅をそれぞれ有する正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なっており、これらのパルスが合成されることによって他とは異なるパルス幅のパルスが形成されていることが分かる。すなわち、こうしてパルスの重なりを分解することで、ＰＨＭパルス信号に応じて形成される線間電圧のパルス波形は、一定のパルス幅を有するパルスによって構成されていることが分かる。

本実施形態により生成されるＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の他の一例を図１４に示す。ここでは、式（７）のｋ₁，ｋ₂，ｋ₃の値として、ｋ₁＝１，ｋ₂＝１，ｋ₃＝５をそれぞれ選択し、変調度を０から１.２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図１４では、変調度が１.１７以上になると、θ_uvl＝π／２，３π／２の位置において、互いに隣接する左右対称の２つのパルス間の隙間がなくなっている。したがって、変調度が１.１７未満の範囲では狙った高調波成分を削除できるが、変調度がこれ以上になると高調波成分を有効に削除できないことが分かる。さらに変調度を大きくしていくと、他の位置においても隣接するパルス間の隙間がなくなっていき、最終的に変調度１.２７において矩形波の線間電圧パルス波形となる。

尚、本線間電圧パルス波形例でもパルス幅が一定でないところがあるが図１３で説明した原理と同様に、同じパルス幅をそれぞれ有する正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なって、これらのパルスが合成されることによって他とは異なるパルス幅のパルスが形成されていることは同じである。

図１４に示した線間電圧パルス波形を対応する相電圧パルス波形で表した例を図１５に示す。図１５でも図１４と同様に、変調度が１.１７以上になると隣接する２つのパルス間の隙間がなくなっていくことが分かる。なお、図１５の相電圧パルス波形と図１４の線間電圧パルス波形との間には、π／6の位相差がある。

次に、線間電圧パルスを相電圧パルスに変換する方法について説明する。図１６は、線間電圧パルスから相電圧パルスへの変換において用いられる変換表の例を示している。この表中で左端の列に記載されている１〜６の各モードは、取り得るスイッチング状態ごとに番号を割り当てたものである。モード１〜６では、線間電圧から出力電圧への関係が１対１に決まっている。これらの各モードは、直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間に対応している。なお、図１６の表中に記載されている線間電圧は、異なる相の電位差として取りうるパターンをバッテリ電圧Ｖ_dcで正規化して整理したものである。

図１６において、たとえば、モード１ではＶuv→１，Ｖvw→０，Ｖu→−１と示されているが、これはＶu−Ｖv＝Ｖ_dc，Ｖv−Ｖw＝０，Ｖw−Ｖu＝−Ｖ_dcとなる場合を正規化して示している。このときの相電圧すなわち相端子電圧（ゲート電圧に比例）は、図１６の表によるとＶｕ→１（Ｕ相の上アームをオン、下アームをオフ），Ｖv→０（Ｖ相の上アームをオフ、下アームをオン），Ｖw→０（Ｗ相の上アームをオフ、下アームをオン）となる。すなわち、図１６の表では、Ｖu＝Ｖ_dc，Ｖv＝０，Ｖw＝０となる場合を正規化して示している。モード２〜６も、モード１と同様の考え方で成り立っている。

図１６の変換表を用いて矩形波の状態でパワースイッチング回路１４４を制御するモードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を図１７に示す。図１７において、上段は線間電圧の代表例としてＵＶ線間電圧Ｖuvを示しており、その下にＵ相端子電圧Ｖu，Ｖ相端子電圧Ｖv，Ｗ相端子電圧Ｖwを示している。図１７に示すように、矩形波制御モードでは図１６の変換表に示したモードが１から６まで順番に変化する。なお、矩形波制御モードでは後述する３相短絡期間は存在しない。

図１８は、図１２に例示した線間電圧パルス波形を図１６の変換表に従って相電圧パルスに変換する様子を示している。図１８において、上段は線間電圧の代表例としてＵＶ線間電圧パルスを示しており、その下にＵ相端子電圧Ｖu，Ｖ相端子電圧Ｖv，Ｗ相端子電圧Ｖwを示している。

図１８の上部には、モード（直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間）の番号、および３相短絡となっている期間を示している。３相短絡の期間では３相の上アームをすべてオンにするか３相の下アームをすべてオンにするかのいずれかであるが、スイッチング損失や導通損失の状況に応じて、どちらかのスイッチモードを選択すればよい。

たとえば、ＵＶ線間電圧Ｖuvが１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖuが１、Ｖ相端子電圧Ｖvが０である（モード１，６）。ＵＶ線間電圧Ｖuvが０のときは、Ｕ相端子電圧ＶuとＶ相端子電圧Ｖvが同じ値、すなわちＶuが１かつＶvが１（モード２、３相短絡）、またはＶuが０かつＶvが０（モード５、３相短絡）のいずれかである。ＵＶ線間電圧Ｖuvが−１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖuが０、Ｖ相端子電圧Ｖvが１である（モード３，４）。このような関係に基づいて、相電圧すなわち相端子電圧の各パルス（ゲート電圧パルス）が生成される。

図１８において、線間電圧パルスと各相の相端子電圧パルスのパターンは、位相θ_uvlに対して、π／３を最小単位として準周期的に繰り返されるパターンとなっている。つまり、０≦θ_uvl≦π／３の期間のＵ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θ_uvl≦２π／３のＷ相端子電圧のパターンと同じである。また、０≦θ_uvl≦π／３の期間のＶ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θ_uvl≦２π／３のＵ相端子電圧のパターンと同じであり、０≦θ_uvl≦π／３の期間のＷ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θ_uvl≦２π／３のＶ相端子電圧のパターンと同じである。モータの回転速度と出力が一定である定常状態においては、こうした特徴が特に顕著に表れる。

ここで、上記のモード１〜６を、異なる相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８と下アーム用のＩＧＢＴ３３０をそれぞれオンさせて直流電源であるバッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に電流を供給する第１の期間として定義する。また、３相短絡期間を、全相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０のいずれか一方をオンさせてモータジェネレータ１９２に蓄積されたエネルギーでトルクを維持する第２の期間と定義する。図１８に示す例では、これら第１の期間と第２の期間を電気角に応じて交互に形成していることが分かる。

さらに図１８では、たとえば０≦θ_uvl≦π／３の期間において、第１の期間としてのモード６および５を、第２の期間としての３相短絡期間を間に挟んで交互に繰り返している。ここで図１６から分かるように、モード６では、Ｖ相において下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンする一方で、他のＵ相，Ｗ相では、Ｖ相と異なる側、すなわち上アーム用のＩＧＢＴ３２８をオンしている。他方、モード５では、Ｗ相において上アーム用のＩＧＢＴ３２８をオンする一方で、他のＵ相，Ｖ相では、Ｗ相と異なる側、すなわち下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンしている。すなわち、第１の期間では、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のうちいずれか１相（モード６ではＶ相、モード５ではＷ相）を選択し、この選択した１相について、上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせると共に、他の２相（モード６ではＵ相およびＷ相、モード５ではＵ相およびＶ相）について、選択した１相とは異なる側のアーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせる。また、第１の期間ごとに選択する１相（Ｖ相，Ｗ相）を交替している。

０≦θ_uvl≦π／３以外の期間でも上記と同様に、第１の期間としてのモード１〜６のいずれかを、第２の期間としての３相短絡期間を間に挟んで交互に繰り返す。すなわち、π／３≦θ_uvl≦２π／３の期間ではモード１および６を、２π／３≦θ_uvl≦πの期間ではモード２および１を、π≦θ_uvl≦４π／３の期間ではモード３および２を、４π／３≦θ_uvl≦５πの期間ではモード４および３を、５π／３≦θ_uvl≦２πの期間ではモード５および４を、それぞれ交互に繰り返す。これにより、上記と同様に、第１の期間では、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のうちいずれか１相を選択し、選択した１相について、上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせると共に、他の２相について、選択した１相とは異なる側のアーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせる。また、第１の期間ごとに選択する１相を交替する。

ところで、上記の第１の期間すなわちモード１〜６の期間を形成する電気角位置と、この期間の長さとは、モータジェネレータ１９２に対するトルクや回転速度などの要求指令に応じて変化させることができる。すなわち前述のように、モータの回転速度やトルクの変化に伴って削除する高調波の次数を変化させるために、第１の期間を形成する特定の電気角位置を変化させる。あるいは、モータの回転速度やトルクの変化に応じて、第１の期間の長さすなわちパルス幅を変化させ、変調度を変化させる。これにより、モータを流れる交流電流の波形、より具体的には交流電流の高調波成分を所望の値に変化させ、この変化により、バッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に供給する電力を制御することができる。なお、特定の電気角位置と第１の期間の長さは、いずれか一方のみを変化させてもよいし、両方を同時に変化させてもよい。

ここで、パルスの形状と電圧には以下の関係がある。図示したパルスの幅は電圧の実効値を変化させる効果があり、線間電圧のパルス幅が広いときには電圧の実効値は大きく、狭いときには電圧の実効値が小さい。また、削除する高調波の個数が少ない場合は、電圧の実効値が高いため、変調度の上限が矩形波に近づく。この効果は、回転電機（モータジェネレータ１９２）の誘起電圧が高い回転域で有効であり、通常のＰＷＭで制御した場合の線間電圧よりも高い電圧を回転電機に供給することができる。すなわち、直流電源であるバッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に電力を供給する第１の期間の長さと、この第１の期間を形成する特定の電気角位置とを変化させることで、モータジェネレータ１９２に印加する交流電圧の実効値を変化させ、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じた出力を得ることができる。

また、図１８に示す駆動信号のパルス形状は、Ｕ相，Ｖ相およびＷ相の各相について、任意のθ_uvlすなわち電気角を中心に左右非対称となっている。さらに、パルスのオン期間またはオフ期間のうち少なくとも一方がθ_uvl（電気角）でπ／３以上にわたって連続する期間を含んでいる。たとえばＵ相では、θ_uvl＝π／２付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間と、θ_uvl＝３π／２付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間とを有している。同様に、Ｖ相では、θ_uvl＝π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間と、θ_uvl＝７π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間とを有しており、Ｗ相では、θ_uvl＝５π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間と、θ_uvl＝１１π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間とを有している。

上述したようにＵ相，Ｖ相，Ｗ相各相の電気角２π当りのパルス数は、線間電圧のパルス数に応じて順次決定されるが、電気角２π間の各パルス間隔は不均一である。

このようなパルス形状の特徴を有している。

以上説明したように、本実施形態の電力変換装置によれば、ＰＨＭ制御モードが選択されているときに、直流電源からモータに電力を供給する第１の期間と、３相フルブリッジの全相上アームをオン或いは全相下アームをオンさせる第２の期間を、電気角に応じた特定のタイミングで交互に発生させる。これにより、ＰＷＭ制御モードが選択されている場合に比べて、スイッチングの頻度が１／７から１／１０以下で済む。したがって、スイッチング損失を低減することができる。

次に、図１４で例示したように変調度を変化させたときの線間電圧パルス波形における高調波成分の削除の様子について説明する。図１９は、変調度を変化させたときの線間電圧パルスにおける基本波と削除対象の高調波成分の振幅の大きさを示した図である。

図１９（ａ）では、３次および５次の高調波を削除対象とした線間電圧パルスにおける基本波と各高調波の振幅の例を示している。この図によると、変調度が１.２以上の範囲では５次高調波が削除しきれずに現れることが分かる。図１９（ｂ）では、３次，５次および７次の高調波を削除対象とした線間電圧パルスにおける基本波と各高調波の振幅の例を示している。この図によると、変調度が１.１７以上の範囲では５次および７次の高調波が削除しきれずに現れることが分かる。

なお、図１９（ａ）に対応する線間電圧パルス波形と相電圧パルス波形の例を図２０，図２１にそれぞれ示す。ここでは、要素数が２である行ベクトルを設定し、各要素（ｋ₁／３，ｋ₂／５）におけるｋ₁，ｋ₂の値としてｋ₁＝１，ｋ₂＝３をそれぞれ選択して、変調度を０から１.２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形と相電圧波形の例を示している。また、図１９（ｂ）は、図１４，図１５にそれぞれ示した線間電圧パルス波形と相電圧パルス波形に対応している。

上記の説明から、変調度がある一定の値を超えると、削除対象とした高調波が削除しきれずに現れ始めることが分かる。また、削除対象とする高調波の種類（数）が多いほど、低い変調度で高調波を削除しきれなくなることが分かる。

次に、図６に示したＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０におけるＰＷＭパルス信号の生成方法について、図２２を参照して説明する。図２２（ａ）は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相における電圧指令信号と、ＰＷＭパルスの生成に用いる三角波キャリアとの波形を示している。各相の電圧指令信号は、位相を互いに２π／３ずつずらした正弦波の指令信号であり、変調度に応じて振幅が変化する。この電圧指令信号と三角波キャリア信号とをＵ，Ｖ，Ｗの各相についてそれぞれ比較し、両者の交点をパルスのオンオフのタイミングとすることで、図２２（ｂ），（ｃ），（ｄ）にそれぞれ示すようなＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相に対する電圧パルス波形が生成される。なお、これらのパルス波形におけるパルス数は、いずれも三角波キャリアにおける三角波パルス数に等しい。

図２２（ｅ）は、ＵＶ線間電圧の波形を示している。このパルス数は、三角波キャリアにおける三角波パルス数の２倍、すなわち各相に対する上記の電圧パルス波形におけるパルス数の２倍に等しい。なお、他の線間電圧、すなわちＶＷ線間電圧およびＷＵ線間電圧についても同様である。

図２３は、ＰＷＭパルス信号によって形成される線間電圧の波形を変調度毎に描いた一例を示している。ここでは、変調度を０から１.２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図２３では、変調度が１.１７以上になると、互いに隣接する２つのパルス間の隙間がなくなり、合わせて１つのパルスとなっている。こうしたパルス信号は過変調ＰＷＭパルスと呼ばれる。最終的には変調度１.２７において、矩形波の線間電圧パルス波形となる。

図２３に示した線間電圧パルス波形を対応する相電圧パルス波形で表した例を図２４に示す。図２４でも図２３と同様に、変調度が１.１７以上になると隣接する２つのパルス間の隙間がなくなっていくことが分かる。なお、図２４の相電圧パルス波形と図２３の線間電圧パルス波形との間には、π／６の位相差がある。

ここで、ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形とＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形とを比較する。図２５（ａ）は、ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図１２において変調度０.４の線間電圧パルス波形に相当する。一方、図２５（ｂ）は、ＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図２３において変調度０.４の線間電圧パルス波形に相当する。

図２５（ａ）と図２５（ｂ）とをパルス数について比較すると、図２５（ａ）に示すＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の方が、図２５（ｂ）に示すＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形よりも大幅にパルス数が少ないことが分かる。したがって、ＰＨＭパルス信号を用いると、生成される線間電圧パルス数が少ないために制御応答性はＰＷＭ信号の場合よりも低下するが、ＰＷＭ信号を用いた場合よりもスイッチング回数を大幅に減らすことができる。その結果、スイッチング損失も大幅に低減することができる。

次に、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とにおけるパルス形状の違いについて、図２６を参照して説明する。図２６（ａ）は、ＰＷＭパルス信号の生成に用いられる三角波キャリアと、このＰＷＭパルス信号によって生成されるＵ相電圧，Ｖ相電圧およびＵＶ線間電圧とを示している。図２６（ｂ）は、ＰＨＭパルス信号によって生成されるＵ相電圧，Ｖ相電圧およびＵＶ線間電圧を示している。これらの図を比較すると、ＰＷＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスのパルス幅が一定ではないのに対して、ＰＨＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスのパルス幅が一定であることが分かる。なお、前述のようにパルス幅が一定とはならない場合もあるが、これは正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なることによるものであり、パルスの重なりを分解すれば全てのパルスで同じパルス幅となる。また、ＰＷＭパルス信号を用いた場合は三角波キャリアがモータ回転速度の変動に関わらず一定であるため、ＵＶ線間電圧の各パルスの間隔もモータ回転速度によらず一定であるのに対して、ＰＨＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスの間隔がモータ回転速度に応じて変化することが分かる。

図２６は、モータ回転速度とＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形との関係を示している。図２７（ａ）は、所定のモータ回転速度におけるＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図１２において変調度０.４の線間電圧パルス波形に相当するものであり、電気角（ＵＶ線間電圧の基準位相θ_uvl）２π当たり１６パルスを有する。

図２７（ｂ）は、図２７（ａ）のモータ回転速度を２倍としたときのＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。なお、図２７（ｂ）の横軸の長さは、時間軸に対して図２７（ａ）と等価となるようにしている。図２７（ａ）と図２７（ｂ）とを比較すると、電気角２π当たりのパルス数は１６パルスで変わらないが、同一時間内のパルス数が図２７（ｂ）では２倍となっていることが分かる。

図２７（ｃ）は、図２７（ａ）のモータ回転速度を１／２倍としたときのＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。なお、図２７（ｃ）の横軸の長さも、図２７（ｂ）と同様に時間軸に対して図２７（ａ）と等価となるようにしている。図２８（ａ）と図２７（ｃ）とを比較すると、図２７（ｃ）では電気角π当たりのパルス数が８パルスであるため、電気角２π当たりのパルス数では１６パルスで変わらないが、同一時間内のパルス数が図２７（ｃ）では１／２倍となっていることが分かる。

以上説明したように、ＰＨＭパルス信号を用いた場合は、モータ回転速度に比例して線間電圧パルスの単位時間当たりのパルス数が変化する。すなわち、電気角２π当たりのパルス数を考えると、これはモータ回転速度によらず一定である。一方、ＰＷＭパルス信号を用いた場合は、図２６で説明したように、モータ回転速度によらず線間電圧パルスのパルス数は一定である。すなわち、電気角２π当たりのパルス数を考えると、これはモータ回転速度が上昇するほど低減する。

図２８（ａ）は、ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御においてそれぞれ生成される電気角２π当たり（すなわち線間電圧一周期当たり）の線間電圧パルス数と、モータ回転速度との関係を示している。なお図２９では、８極モータ（極対数４）を用いて、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波成分を３，５，７次の３つとし、正弦波ＰＷＭ制御で用いる三角波キャリアの周波数を１０ｋＨｚとした場合の例を示している。このように電気角２π当たりの線間電圧パルス数は、ＰＷＭ制御の場合はモータ回転速度が上昇するほど減少していくのに対して、ＰＨＭ制御の場合はモータ回転速度によらず一定であることが分かる。

図２８（ｂ）は、ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御においてそれぞれ生成される電気角２π当たり（すなわち相電圧一周期当たり）の相電圧パルス数と、モータ回転速度との関係を示している。

なお、ＰＷＭ制御における線間電圧パルス数は、式（１０）で求めることができる。
(線間電圧パルス数)＝(三角波キャリアの周波数)
／{(極対数)×(モータ回転速度)／６０}×２ …（１２）

なお、図２８では、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波成分を３つとした場合の線間電圧一周期当たりの（ａ）線間電圧パルス数が１６、（ｂ）相電圧パルス数が１１であることを示したが、前記線間電圧パルス数は削除対象とする高調波成分の数に応じて前述のように変化する。すなわち、削除対象の高調波成分が２つである場合は８、削除対象の高調波成分が４つである場合は３２、削除対象の高調波成分が５つである場合は６４のように、削除対象とする高調波成分の数が１つ増すにつれて、線間電圧一周期当たりのパルス数が２倍になる。

以上説明した第１の実施の形態に係る制御回路１７２によって行われるモータ制御のフローチャートを図２９に示す。ステップ９０１において、制御回路１７２はモータジェネレータの回転速度情報を取得する。この回転速度情報は、回転磁極センサ１９３から出力される磁極位置信号θに基づいて求められる。

ステップ９０２において、制御回路１７２は、ステップ９０１で取得した回転速度情報に基づいて、モータ回転速度が所定の切替回転速度以上であるか否かを判定する。モータ回転速度が切替回転速度以上であればステップ９０４へ進み、切替回転速度未満であればステップ９０３へ進む。

ステップ９０４において、制御回路１７２は、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波の次数を決定する。ここでは前述のように、３次，５次，７次などの高調波を削除対象として決定することができる。なお、モータ回転速度に応じて削除対象とする高調波の数を変化させてもよい。たとえば、モータ回転速度が比較的低い場合は３次，５次および７次の高調波を削除対象とし、モータ回転速度が比較的高い場合は３次および５次の高調波を削除対象とする。このように、モータ回転速度が高くなるほど削除対象とする高調波の数を少なくすることで、高調波によるトルク脈動の影響を受けにくい高速回転域ではＰＨＭパルス信号のパルス数を減らして、スイッチング損失をより一層効果的に減少させることができる。

ステップ９０５において、制御回路１７２は、ステップ９０４で決定した次数の高調波を削除対象とするＰＨＭ制御を行う。このとき、削除対象の高調波の次数に応じたＰＨＭパルス信号が前述のような生成方法に従ってパルス変調器４３０により生成されると共に、そのＰＨＭパルス信号が切換器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。ステップ９０５を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻り、上記のような処理を繰り返す。

ステップ９０６において、制御回路１７２は矩形波制御を行う。矩形波制御は、前述のようにＰＨＭ制御の一形態、すなわちＰＨＭ制御において変調度を最大としたもの、または削除対象の高調波次数無しと考えることができる。矩形波制御では高調波を削除することはできないが、スイッチング回数を最小とすることができる。なお、矩形波制御に用いられるパルス信号は、ＰＨＭ制御の場合と同様にパルス変調器４３０によって生成することができる。このパルス信号が切換器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。ステップ９０７を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻り、上記のような処理を繰り返す。

ステップ９０３において、制御回路１７２はＰＷＭ制御を行う。このとき、所定の三角波キャリアと電圧指令信号との比較結果に基づいて、前述のような生成方法によりＰＷＭパルス信号がＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０において生成されると共に、そのＰＷＭパルス信号が切換器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。ステップ９０６を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻り、上記のような処理を繰り返す。

以上説明した本実施例の形態とＰＨＭ制御モードによれば、上述した作用効果を奏し、さらにＰＷＭ制御モードと比較しスイッチング素子のスイッチング回数を低減したＰＨＭ制御モードを用いることで次に記載の作用効果も奏する。

図３０（ａ）は図２２の「ＰＷＭ制御（ｂ）Ｕ相電圧パルス波形」を抜き出したものである。ここで図３１（ｂ）のようにＰＷＭ相電圧の各パルス幅をＤuty＝５０％と仮定して、図３０（ｃ）のように各パルス形状を立上り，立下り時間を持つ台形波で近似すれば、
ＰＷＭキャリア周波数：Ｆc＝１０ｋ（Ｈｚ）
立上がり立下り時間：τ＝０.２（μＳ）
パルス周期：Ｔ＝1／Ｆc（Ｓ）
Ｄuty５０％からα／Ｔ＝０.５より
α＝０.５Ｔ(Ｓ) …（１３）
となる。

図３１（ａ）は図１８「ＰＨＭ制御 Ｕ相電圧パルス波形（３，５，７次高調波削除）」を抜き出したものである。ここで図３２（ｂ）のようにＰＨＭ相電圧の各パルス幅を電気角２πあたりＤuty５０％と仮定して、図３１（ｃ）のように各パルス形状を立上り，立下り時間を持つ台形波で近似すれば、
立上がり立下り時間：τ＝０.２（μＳ）
モータジェネレータ極対数：Ｐ＝４
モータジェネレータ回転数：Ｎ＝２０００（ｒ／min）
ＰＨＭ相電圧パルス数：１１（plus／２π）
パルス周期：Ｔ＝1／（Ｐ×（Ｎ／６０）×ｎ）（ｓ）
Ｄuty５０％からα／Ｔ＝０.５より
α＝０.５Ｔ(Ｓ) …（１４）
となる。

図３２は式（１３），（１４）からＰＷＭ制御の場合とＰＨＭ制御の場合で各パルス幅α（ｓ）をグラフで示したものである。ＰＷＭ制御の場合は、キャリア周波数Ｆcの値によってαの値は決まっておりキャリア周波数Ｆcが変わらない限り一定である。

一方、ＰＨＭ制御の場合は、ＰＷＭよりも少ないパルス数で且つ図２８より電気角２π当りのパルス数はモータジェネレータの回転数によらず一定であるため、図２７（ｃ）に示す如く低回転域に行くほど単位時間当たりのパルス数が減りαの値が大きくなる。

図３３は図３０，３１，３２の前述の立上がり立下り時間τ（ｓ）とα（ｓ）から
（ａ）ＰＷＭ制御
（ｂ）ＰＨＭ制御（２０００ｒ／min）
におけるＵ相電圧の電圧スペクトルを表したものである。

図３３はＵ相電圧の電圧スペクトルを表示してあるが、Ｖ相，Ｗ相に関しても同一と考えても差し支えない。（ｂ）の点線は（ａ）のＰＷＭ電圧スペクトルを比較のために記載している。このようにＰＨＭ制御ではモータジェネレータ１９２のトルクリップルを抑えつつスイッチング素子のスイッチング回数を低減できるため、図３３のように相電圧の電圧スペクトルを下げることができる。

尚、図３３はＰＨＭ制御２０００（ｒ／min）に関して記載しているが、図３２のグラフに表すようにα（ｓ）の値がＰＷＭ制御より大きい範囲では同様に、ＰＨＭ制御の電圧スペクトルが下がる傾向にある。

ここで、図２（Ａ）において、モータジェネレータ１９２の中性点とＧＮＤ間の浮遊容量１９２ｇｃ，１９２ｎｃ（以下ストレーキャパシター）に流れる、中性点とＧＮＤ間を流れる漏えい電流１９２ｉは、中性点１９２ｎとＧＮＤとの電位差によって生じる。

コモンモード電流１９２ｉはＧＮＤを経由して、モータジェネレータ１９２とＧＮＤ間のストレーキャパシタ１９２ｇｃ，制御部１７０とＧＮＤ間のストレーキャパシタ１７０ｇｃ，電力変換装置２００とＧＮＤ間のストレーキャパシタ２００ｇｃに流れ込み、図２（Ｂ）に示すようなコモンモードノイズ源とみなすことができる。

図３３の結果と式（１）からＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧の電圧スペクトルが下がると、同時に中性点電圧Ｖｎの電圧スペクトルも全体的に下げることができる。つまりＰＨＭ制御ではスイッチング素子のスイッチング回数がＰＷＭ制御に比べ低減しているために、中性点電圧スペクトルを低減できるだけでなく、さらに中性点電圧変動回数そのものも低減できるため図２（Ｂ）のコモンモードノイズを低減することができる。

以上説明した各実施の形態は、次のように変形することもできる。
（１）上記各実施の形態では、モータ回転速度が所定の切替回転速度以上であれば矩形波制御を含むＰＨＭ制御を行い、切替回転速度未満であればＰＷＭ制御を行うことで、電力変換装置１４０において制御モードの切替を行うこととした。しかし、こうした制御モードの切替は各実施形態において説明した形態に限らず、任意のモータ回転速度で適用することができる。たとえば、モータ回転速度が０〜１０,０００ｒ／minである場合に、０〜１,５００ｒ／minの範囲ではＰＷＭ制御、１,５００〜４,０００ｒ／minの範囲ではＰＨＭ制御、４,０００〜６,０００ｒ／minの範囲ではＰＷＭ制御、６,０００〜１０,０００ｒ／minの範囲ではＰＨＭ制御をそれぞれ行うことができる。このようにすれば、モータ回転速度に応じて最適な制御モードを用いて、より一層きめ細かいモータ制御を実現することができる。

以上の本実施例に用いられるインバータ制御の概要を説明した。

続いて本実施例における電池セルの異常検知に関して説明する。

＜セルコントローラの説明＞
図３７は、車両用回転電機の駆動システムに使用される直流電源システムの電池モジュール９およびセルコントローラ（以下、Ｃ／Ｃと略称する場合がある）８０を説明する図である。

前記電池モジュール９は複数個の電池セルのグループＧＢ１，・・・ＧＢＭ，・・・ＧＢＮを有している。前記各グループは複数個の直列接続された電池セルＢＣ１〜ＢＣ４を有している。従って前記電池モジュール９は直列に接続された複数の、この実施の形態では例えば数十個場合によっては数百個からなる多数の電池セルを有している。なお、電池セルはどのような電池でもかまわないが、リチウムイオン電池を用いた場合に最も効力を発揮する。

各リチウム電池セルの端子電圧はその電池セルの充電状態で変化し、例えば充電状態３０％程度の放電された状態では約３.３ボルト程度となり、充電状態７０％程度の充電された状態では約３.８ボルト程度となる。正常な動作状態を超えて放電した過放電状態では、例えば２.５ボルト以下になる場合があり、また正常な動作範囲を超えて充電された過充電状態では４.２ボルト以上になる場合がある。直列接続された複数の電池セルＢＣ１〜ＢＣ４は、端子電圧をそれぞれ計測することでそれぞれの充電状態ＳＯＣ（State Of Charge）を把握できる。

本実施の形態では、前記各電池セルＢＣ１〜ＢＣ１２の端子電圧の計測を行い易くするなどの理由で、１グループを４個乃至６個の各電池セルＢＣ１〜ＢＣ４で構成している。この図に示す実施の形態では各グループを４個の電池セルすなわち、グループＢＧ１やグループＧＢＭ，グループＧＢＮをそれぞれ電池セルＢＣ１〜ＢＣ４で構成している。図でグループＢＧ１とグループＧＢＭとの間およびグループＧＢＭとグループＧＢＮとの間にはさらに電池セルを備えたグループが存在しているが、同様の構成であり説明の煩雑さを避けるために省略する。

前記セルコントローラ８０は、前記電池モジュール９を構成する各グループに対応して集積回路３Ａ，・・・３Ｍ，・・・３Ｎを有しており、各電池セルの端子電圧を検出するために各集積回路は電圧検出用の端子を備えており、各集積回路の電圧検出用の各端子Ｖ１乃至ＧＮＤは、各グループを構成する各電池セルの正極および負極にそれぞれ接続されている。また各集積回路は信号伝送のための送受信端子を有しており、これら各集積回路の送受信端子は以下に説明の如く直列接続され、前記信号伝送路を介してバッテリコントローラ２０に接続されている。以下更に詳述する。

前記セルコントローラ８０はグループに対応して複数個、例えば数個から数十個、の集積回路を有しており、図で集積回路（以下ＩＣと略称する場合がある）を３Ａ，・・・，３Ｍ，・・・３Ｎ、として記載している。なお、集積回路３Ａと、集積回路３Ｍとの間および集積回路３Ｍと集積回路３Ｎとの間にさらに同様の構成の集積回路が存在するが煩雑さを避けるため、これらは省略する。

各集積回路３Ａ，・・・，３Ｍ，・・・，３Ｎは、それぞれ対応する各グループＧＢ１，・・・ＧＢＭ，・・・ＧＢＮを構成する各電池セル（以下、電池セルと称する場合がある）ＢＣ１〜ＢＣ４の電圧を検出するとともに、全グループの全電池セルの充電状態ＳＯＣを均一化するため、各電池セルＢＣ１〜ＢＣ４のＳＯＣを個別に調整するための充電状態調整用抵抗Ｒ１〜Ｒ４が、スイッチ素子を介して各電池セルと並列に接続される構成となっている。前記スイッチ素子は図２を用いて後述する。

前記集積回路３Ａ，３Ｍ，３Ｎはさらにそれぞれ対応する各グループＧＢ１，・・・ＧＢＭ，・・・ＧＢＮを構成する各電池セルＢＣ１〜ＢＣ４の異常状態を検出する機能を有している。これらの集積回路は何れも同じ構造を有しており、各集積回路はそれぞれ電池セルの（１）端子電圧計測回路、（２）充電状態調整回路、（３）異常状態検出回路を有している。この実施の形態で異常状態とは、バッテリセルの過充電や過放電，バッテリセル温度の異常上昇などである。

集積回路３Ａ，３Ｍ，３Ｎと上位のバッテリコントローラ２０との信号の送受は、通信ハーネス５０を介して行われる。前記バッテリコントローラ２０は車両のシャーシ電位をグランド（ＧＮＤ）とし、１２Ｖ以下の低電位で動作するようになっている。一方各集積回路３Ａ，３Ｍ，３Ｎは、対応するグループを構成する電池セルの電位が異なるので、それぞれ異なる電位に保持され、異なる電位で動作する。前述のとおり、電池セルの端子電圧は充電状態ＳＯＣに基づき変化するので、電池モジュール９の最低電位に対する各グループの電位は充電状態ＳＯＣに基づいて変化する。各集積回路３Ａ，３Ｍ，３Ｎは電池モジュール９の対応するグループの電池セルの端子電圧を検出し、あるいは対応するグループの電池セルの充電状態ＳＯＣの調整のための放電制御などを行うので、対応するグループの電位に基づいて集積回路の基準電位を変化される方が、集積回路に加わる電圧差が小さくなる。集積回路に加わる電圧差が小さい方が、集積回路の耐圧をより小さくできる、あるいは安全性や信頼性が向上するなどの効果があり、本実施例では関係するグループの電位に基づいて集積回路の基準電位を変化されるようにしている。各集積回路の基準電位となるＧＮＤ端子を関係するグループの電池セルのどこかに接続することで集積回路の基準電位を関係するグループの電位に基づいて変化させることが可能となる。この実施例では、各グループの最低位電位となる電池セルの端子を集積回路のＧＮＤ端子と接続している。

また各集積回路が内部で集積回路の内部回路を動作させる基準電圧や電源電圧を発生させるために、各集積回路は対応する各グループの最低位電位となる電池セル端子と集積回路のＶcc端子とを接続している。このような構成により、各グループの最高位電位と最低位電位との間の電位差すなわち電圧を受けて各集積回路は動作する。

バッテリコントローラ２０の電源系統とセルコントローラ８０の電源系統とは電位関係が異なっており、また電圧の値も大きく異なるので、バッテリコントローラ２０に接続される通信ハーネス５０は、各集積回路３Ａ，３Ｍ，３Ｎの送受信端子が直列接続されている伝送路５２，５４と電気的に絶縁されていることが必要となり、電気的に絶縁するための絶縁回路が前記集積回路で構成される伝送路５２，５４の入口側と出口側とにそれぞれ設けられている。

伝送路５２，５４の入口側に設けた絶縁回路を入口側インタフェースＩＮＴ（Ｅ）で示し、出口側に設けた絶縁回路を出口側インタフェースＩＮＴ（Ｏ）で示している。これら各インタフェースＩＮＴ（Ｅ），ＩＮＴ（Ｏ）は、電気信号が一旦光信号に変換され、その後再び電気信号に変換される回路を有し、この回路を介して情報が伝送されるので、バッテリコントローラ２０の電気回路とセルコントローラ８０の電気回路との間の電気的な絶縁が維持される。前記入口側のインタフェースＩＮＴ（Ｅ）はフォトカプラＰＨ１，ＰＨ２を有している。フォトカプラＰＨ１はバッテリコントローラ２０の送信端子ＴＸと高電位側の集積回路３Ａの受信端子ＲＸとの間に設けられ、フォトカプラＰＨ２はバッテリコントローラ２０の送信端子ＦＦ−ＴＥＳＴと集積回路３Ａの受信端子ＦＦＩとの間に設けられている。入口側インタフェースＩＮＴ（Ｅ）内のフォトカプラＰＨ１，ＰＨ２は上述のバッテリコントローラ２０の各送信端子ＴＸ，ＦＦ−ＴＥＳＴと集積回路３Ａの受信端子ＲＸやＦＦＩとの間の電気的な絶縁を維持している。

同様に、バッテリコントローラ２０の受信端子と低電位側の集積回路３Ｎとの間には、出口側インタフェースＩＮＴ（Ｏ）の各フォトカプラＰＨ３，ＰＨ４が設けられ、バッテリコントローラ２０の受信端子と集積回路３Ｎの各送信端子との間の電気的な絶縁が維持されている。詳述すると、集積回路３Ｎの送信端子ＴＸとバッテリコントローラ２０の受信端子ＲＸとの間にフォトカプラＰＨ３が設けられ、集積回路３Ｎの送信端子ＦＦＯとバッテリコントローラ２０の受信端子ＦＦとの間にフォトカプラＰＨ４が設けられている。

バッテリコントローラ２０の送信端子ＴＸから送信され、入口側インタフェースＩＮＴ（Ｅ）内のフォトカプラＰＨ１を介して集積回路３Ａの受信端子ＲＸで受信され、集積回路３Ａの送信端子ＴＸから送信されて集積回路３Ｍの受信端子ＲＸで受信され、集積回路３Ｍの送信端子ＴＸから送信されて集積回路３Ｎの受信端子ＲＸで受信され、集積回路３Ｎの送信端子ＴＸから送信されて出口側インタフェースＩＮＴ（Ｏ）のフォトカプラＰＨ３を介してバッテリコントローラ２０の受信端子ＲＸで受信される、ループ状の通信路が設けられており、このループ状の通信路を介してシリアル通信が行われる。なおこのシリアル通信により、各電池セルの端子電圧や温度、などの計測値がバッテリコントローラ２０に受信される。さらに集積回路３Ａ乃至３Ｎはこの伝送路を介してコマンドを受信すると自動的にウエイクアップ（Wake Up）状態になるようにつくられている。従ってバッテリコントローラ２０から図３９に示された通信コマンド２９２が伝送されると、各集積回路３Ａ〜３Ｎはそれぞれスリープ状態から動作状態に状態遷移する。

各集積回路３Ａ〜３Ｎはさらに異常診断を行い、異常がある場合に次の伝送路を介して１ビット信号が伝送される。各集積回路３Ａ〜３Ｎは自分自身が異常と判断した場合あるいは前の集積回路から異常を表す信号を受信端子ＦＦＩで受信した場合に、送信端子ＦＦＯから異常信号を送信する。一方既に受信端子ＦＦＩで受信していた異常を表す信号が消えたり、あるいは自分自身の異常判断が変わり異常でなくなったりした場合に、送信端子ＦＦＯから伝送される異常信号は消える。この異常信号は本実施例では１ビット信号である。原則的にはバッテリコントローラ２０は異常信号を集積回路に送信しないが、異常信号の伝送路が正しく動作することが重要であり、伝送路の診断のために擬似異常信号であるテスト信号をバッテリコントローラ２０の端子ＦＦＴＥＳＴから送信する。次に伝送路を説明する。

バッテリコントローラ２０の送信端子ＦＦＴＥＳＴから擬似異常信号であるテスト信号が、入口側インタフェースＩＮＴ（Ｅ）のフォトカプラＰＨ２を介して集積回路３Ａの受信端子ＦＦＩに送信される。この信号を受け、集積回路３Ａの送信端子ＦＦＯから異常を表す信号（以下異常信号と記す）が次の集積回路・・・集積回路３Ｍの受信端子ＦＦＩに送信される。このように順次送信され、集積回路３Ｎの送信端子ＦＦＯから出口側インタフェースＩＮＴ（Ｏ）のフォトカプラＰＨ４を介してバッテリコントローラ２０の受信端子ＦＦに送信される。上記送信ルートが正常に動作していれば、上記送信ルートを介してバッテリコントローラ２０から送信された擬似異常信号がバッテリコントローラ２０の受信端子ＦＦに戻る。このように擬似異常信号をバッテリコントローラ２０が送受することで通信ルートの診断ができ、システムの信頼性が向上する。また上述のとおり、バッテリコントローラ２０からの送信依頼が無くても、異常状態を検知した集積回路が次の集積回路に異常信号を送ることで、速やかに異常状態がバッテリコントローラ２０に伝達される。従って速やかに異常に対する対応策を速やかに推進できる。

上記説明では、信号の伝送は、何れも電池モジュール９の電位の高いグループに対応する集積回路３Ａから電位の低いグループに対応する集積回路３Ｎに向けて行われたが、これは一例であり、この逆に、バッテリコントローラ２０から、電池モジュール９の電位の低いグループに対応する集積回路３Ｎに送信し、順次電位の高いグループに対応した各集積回路（集積回路３Ｍを含む）に送り、最高電位のグループに対応した集積回路３ＡからインタフェースＩＮＴを介してバッテリコントローラ２０に送るようにしても良い。

図３７に示す直流電源システムは正極側のリレーＲＬＰと負極側のリレーＲＬＮを介して電力変換装置などの負荷に直流電力を供給する。このリレーＲＬＰやＲＬＮは集積回路が異常を検知すると、バッテリコントローラ２０からあるいは電力変換装置からリレーＲＬＰやＲＬＮの開閉を制御できる。

またバッテリコントローラ２０は電流センサＳｉの出力を受け、電池モジュール９全体から電力変換装置に供給される電流を検知し、また電圧計Ｖdの出力により、電池モジュール９から電力変換装置に供給される直流電圧を検知する。

＜診断および計測、（１）動作スケジュール概要＞
図３８は計測動作のタイミングを説明する図である。図３７に示す集積回路３Ａは計測動作と共に診断動作を行う機能を有しており、図３７に記載の動作タイミングで繰り返し計測を行い、この計測に同期して診断を実行する。なお、上述した図３７は電池モジュール９を構成する各グループＧＢ１〜ＧＢＮが、４個の電池セルを有している実施例であるが、集積回路３Ａ〜３Ｎは６個の電池セルに対応できる回路となっている。従って、各グループＧＢ１〜ＧＢＮを構成する電池セルの数は、最大６個まで増やすことが可能である。そのため、図３８の動作タイミングを示す図においても、電池セルが６個を前提として構成されている。

図３７の各グループＧＢ１〜ＧＢＮに対応付けて設けられた集積回路３Ａ〜３Ｎには、各グループＧＢ１〜ＧＢＮを構成する電池セル数がそれぞれセットされる。それにより、各集積回路３Ａ〜３Ｎは関係付けられたグループの電池セル数に対応したステージ信号を発生する。このように構成することで、グループＧＢ１〜ＧＢＮを構成する電池セル数を変えることが可能となり設計の自由度が増大すると共に、高速の処理が可能となる。

図３８は上述のとおり、診断動作と計測動作のタイミングを説明する図である。上記計測動作のタイミングおよび測定周期、あるいは診断動作は、起動回路２５４と第１ステージカウンタ２５６および第２ステージカウンタ２５８からなるステージカウンタとにより管理される。ステージカウンタ２５６，２５８は、集積回路３Ａ全体の動作を管理する制御信号（タイミング信号）を発生する。ステージカウンタ２５６，２５８は、実際には分離されていないが、ここでは理解しやすくするためにあえて分離して示した。上記ステージカウンタは通常のカウンタであっても良いし、シフトレジスタであっても良い。

起動回路２５４は、（１）伝送路から送られてくるWake UPを要求する通信コマンドを端子ＲＸで受信すると、あるいは（２）集積回路のＩＣの電源電圧が供給され所定の電圧に達すると、（３）あるいは車のスタータスイッチ（キースイッチ）が投入されたことを表す信号を受信すると、前記第１と第２のステージカウンタ２５６，２５８へリセット信号を出力して各ステージカウンタ２５６，２５８を初期状態とし、所定の周波数でクロック信号を出力する。すなわち上記（１）乃至（３）の条件で集積回路３Ａは計測動作および診断動作を実行する。一方、伝送路からＳleepを要求する通信コマンドを受信すると、あるいは該通信コマンドを所定時間以上受信できないと、起動回路２５４はステージカウンタ２５６，２５８がリセット状態すなわち初期状態に戻ったタイミングで、クロックの出力を停止する。このクロックの出力停止によりステージの進行が停止されるので、上記計測動作および診断動作の実行は停止状態となる。

起動回路２５４からのクロック信号を受け、第１ステージカウンタ２５６はステージＳＴＧ２の各期間（後述する［ＳＴＧＣａｌのＲＥＳ］期間〜［ＳＴＧＰＳＢＧの計測］期間のそれぞれ）内の処理タイミングを制御する計数値を出力し、デコーダ２５７は、ステージＳＴＧ２の各期間内の処理タイミングを制御するタイミング信号ＳＴＧ１を発生する。第２ステージカウンタ２５８の計数値が進むに従い、対応する期間が表２６０の左から右に切り替わる。第２ステージカウンタ２５８の計数値に応じて、各期間を特定するステージ信号ＳＴＧ２がデコーダ２５９から出力される。

第１ステージカウンタ２５６は下位のカウンタであり、第２ステージカウンタ２５８は上位カウンタである。第２ステージカウンタ２５８の計数値が「００００」で、第１ステージカウンタ２５６の計数値が「００００」〜「１１１１」の間は、ステージＳＴＧＣａｌのＲＥＳ期間（以下では、［ＳＴＧＣａｌ ＲＥＳ］期間と称する）を表す信号がデコーダ２５９から出力される。そして、［ＳＴＧＣａｌ ＲＥＳ］期間に行われる種々の処理は、第１ステージカウンタ２５６の計数値「００００」〜「１１１１」に基づいて出力されるデコーダ２５７の信号に基づいて実行される。

なお、図３８では、第１ステージカウンタ２５６は４ビットカウンタのように簡略して記載しているが、例えば、第１ステージカウンタ２５６が８ビットカウンタである場合には、１カウント毎に異なる処理動作が行われるとすると、２５６種類の処理が可能となる。第２ステージカウンタ２５８についても第１ステージカウンタ２５６の場合と同様であって、多数の計数を可能とすることで多数の処理が可能である。

第１ステージカウンタ２５６の計数値が「１１１１」となると［ＳＴＧＣａｌのＲＥＳ］期間が終了し、第２ステージカウンタ２５８の計数値が「０００１」となって［ＳＴＧＣａｌの計測］期間となる。そして、第２ステージカウンタ２５８が計数値「０００１」である［ＳＴＧＣａｌ 計測］期間においては、第１ステージカウンタ２５６の計数値「００００」〜「１１１１」に基づいてデコーダ２５７から出力される信号に基づいて種々の処理が実行される。そして、第１ステージカウンタ２５６の計数値が「１１１１」となると［ＳＴＧＣａｌの計測］期間が終了し、第２ステージカウンタ２５８の計数値が「００１０」となって［ＳＴＧＣＶ１ ＲＥＳ］期間となる。この［ＳＴＧＣＶ１ ＲＥＳ］期間において第１ステージカウンタ２５６の計数値が「１１１１」となると［ＳＴＧＣＶ１ ＲＥＳ］期間を終了し、第２ステージカウンタ２５８の計数値が「００１１」となって［ＳＴＧＣＶ１ 計測］期間が開始される。

このように、図３８の［ＳＴＧＣａｌ ＲＥＳ］期間からスタートし、第２ステージカウンタ２５８の計数に従い順に動作期間が右側に移動し、［ＳＴＧＰＳＧＢ 計測］期間の終了で基本動作が終了する。この次に第２ステージカウンタ２５８が計数アップすると、再び［ＳＴＧＣａｌ ＲＥＳ］期間がスタートする。

なお、図３７に示す実施の形態では、電池モジュール９の各グループＧＢ１〜ＧＢＮは４個の電池セルで構成されるので、表２６０のステージＳＴＧＣＶ５とステージＳＴＧＣＶ６は使用されない、あるいはスキップされてステージＳＴＧＣＶ５とステージＳＴＧＣＶ６は存在しない。また、強制的に第２ステージカウンタ２５８の内容を特定の計数値とすると、その計数値に対応した期間内の処理が実行される。

＜診断および計測、（２）各ステージにおける診断と計測＞
次に、図３８の表２６０の行２６０Ｙ１に記載の各ステージにおける、計測および診断の内容について説明する。前述したように各ステージはＲＥＳ期間と計測期間とを有し、ＲＥＳ期間では診断動作が行われ、計測期間では計測動作，診断動作および計測された値に基づく被測定対象の診断が行われる。表２６０の行２６０Ｙ３〜行２６０Ｙ９に示す「丸印」は、それぞれの行に記載した診断項目が「丸印」が施された期間において実行されることを表している。これらの診断項目は、集積回路を含む制御装置、すなわち図３７に記載の計測系あるいは電池セルの放電制御系の自己診断である。

なお、各ステージのＲＥＳ期間では丸印で示す項目の診断を行うだけでなく、計測のために使用するアナログデジタル変換器１２２Ａの初期化を行う。本実施の形態では、ノイズの影響を少なくするためにコンデンサを使用した充放電型のアナログデジタル変換器１２２Ａを使用する、前に行われた動作時にコンデンサに蓄えられた電荷の放電などもこのＲＥＳ期間で実施する。行２６０Ｙ２の各ステージの計測期間では、アナログデジタル変換器１２２Ａを使用した計測の実行や、計測された値に基づく被測定対象の診断を行う。

ステージＳＴＧＣａｌのＲＥＳ期間では行２６０Ｙ３〜行２６０Ｙ９に示す自己診断を主に行い、行２６０Ｙ６に記載するマルチプレクサとして機能する入力回路（集積回路３Ａ，３Ｍ，３Ｎにそれぞれ内蔵）の診断（ＨＶＭＵＸ），行２６０Ｙ７に記載する入力回路の切り替え動作を行う切り替え回路の診断（ＨＶＭＵＸ信号選択）、更に行２６０Ｙ９に記載する項目である、集積回路内部のデジタル比較動作を行う部分の選択信号の診断（図３９の現在値記憶回路２７４や基準値記憶回路２７８の選択信号）などの診断を行う。

ステージＳＴＧＣａｌの計測期間では、行２６０Ｙ３に記載する項目である、電池セルの充電状態の調整のためのバランシングスイッチ（集積回路３Ａ，３Ｍ，３Ｎにそれぞれ内蔵）の端子電圧の計測とバランシングスイッチ（集積回路３Ａ，３Ｍ，３Ｎにそれぞれ内蔵）の診断を行い、さらに合わせて行２６０Ｙ５に記載する項目である、集積回路内部のデジタル比較回路の診断を行う。行２６０Ｙ８に記載する診断では、各電池セルがオーバーチャージ（過放電）の状態になった場合にそれを検知するための閾値を発生する回路が正常かどうかを診断する。仮に閾値を発生する回路が異常になると正しい過放電診断を行えなくなる。また、ステージＳＴＧＣａｌの計測期間では、行２６０Ｙ７および行２６０Ｙ９の診断も行われる。なお、行２６０Ｙ７に記載する診断項目と行２６０Ｙ９に記載する項目は全てのステージのＲＥＳ期間および計測期間おいて実行される。これらの診断実施周期は一例であり、毎回診断するのではなく、もっと長い間隔で行っても良い。

ステージＳＴＧＣＶ１〜ステージＳＴＧＣＶ６の計測期間では順に電池セルの端子電圧を計測し、さらに計測された値から各電池セルが過充電や過放電の状態にならないかを診断する。実際に過充電や過放電の状態にならないように、過充電や過放電の診断は安全性の幅を取って設定している。なお、図３７に示すようにグループＧＢ１〜ＧＢＮの電池セルが４個の場合は、ステージＳＴＧＣＶ５とステージＳＴＧＣＶ６はスキップされる。ステージＳＴＧＶＤＤの計測期間では、例えば図３７の３Ａの電源回路の出力電圧が計測される。ステージＳＴＧＴＥＭの計測期間では温度計の出力電圧が測定される。ステージＳＴＧＰＳＢＧの計測期間では基準電圧が測定される。

診断動作に関しては、ステージＳＴＧＣＶ１〜ステージＳＴＧＰＳＢＧのＲＥＳ期間では、ステージＳＴＧＣａｌのＲＥＳ期間と同様の診断動作が行われる。また、ステージＳＴＧＣＶ１〜ステージＳＴＧＴＥＭの計測期間では、いずれの期間においても、行２６０Ｙ７および行２６０Ｙ９に示す診断項目が実行される。ステージＳＴＧＴＥＭでは、行２６０Ｙ４に記載する診断項目である集積回路内部のアナログ回路およびアナログデジタル変換器，基準電圧発生回路が総合的に正常か否かが診断される。また、行２６０Ｙ７および行２６０Ｙ９に示す診断項目が実行される。基準電圧発生回路から出力される電圧は既知の電圧値であり、その電圧値の計測結果が所定に範囲に入っていない場合には上記回路のいずれかが異常と判断でき、制御を禁止すべき状態であることが診断できる。

図４０は図３７に基づき直流電源システムを車両用回転電機の駆動システムに適用した回路図である。図３７に示された電池モジュール９を構成する電池セルは高電位側ブロック１０と低電位側ブロック１１の二つに分けられ、分けられた各ブロックのうち一方の高電位側ブロック１０と低電位側ブロック１１はスイッチとヒューズとが直列接続された保守・点検用のＳＤ（サービスディスコネクト）スイッチ６を介して直列接続されている。

高電位側ブロック１０の正極側は正極強電ケーブル８１とリレーＲＬＰを介して電力変換装置２００の正極に接続されている。また低電位側ブロック１１の負極は負極強電ケーブル８２とリレーＲＬＮを介して電力変換装置２００の負極に接続されている。前記高電位側ブロック１０と前記低電位側ブロック１１はＳＤスイッチ６を介して直列接続され、例えば公称電圧３４０Ｖ，容量５.５Ａｈの強電バッテリ（２つの電池モジュール９が直列接続された電源ステムのバッテリ）を構成している。なお、ＳＤスイッチのヒューズには、例えば、定格電流１２５Ａ程度のものを用いることができる。このような構成により高い安全性を維持できる。

前述のとおり、低電位側ブロック１１の負極と電力変換装置２００との間にリレーＲＬＮが設けられ、また高電位側ブロック１０の正極と電力変換装置２００との間にリレーＲＬＰが設けられている。前記リレーＲＬＰと並列に、抵抗ＲＰＲＥとプリチャージリレーＲＬＰＲＥとの並列回路が接続されている。前記正極側メインリレーＲＬＰと電力変換装置２００との間にはホール素子等の電流センサＳｉが挿入され、前記電流センサＳｉはジャンクションボックス内に内蔵されている。なお、電流センサＳｉの出力線はバッテリコントローラに導かれ、電池直流電源から供給される電流量を電力変換装置が常時モニタで切る構成となっている。

前記リレーＲＬＰやリレーＲＬＮは、例えば、定格電流が８０Ａ程度のものが使用され、プリチャージリレーＲＬＰＲＥには、例えば、定格電流が１０Ａ程度のものを用いることができる。また、抵抗ＲＰＲＥには、例えば、定格容量が６０Ｗ、抵抗値が５０Ω程度のもの、電流センサＳｉには、例えば、定格電流が±２００Ａ程度のものを用いることができる。

上述した負極強電ケーブル８２および正極強電ケーブル８１は、リレーＲＬＰやリレーＲＬＮおよび出力プラグを介して、ハイブリッド車のモータジェネレータ１９２を駆動する電力変換装置２００に接続される。このような構成とすることで高い安全性が維持できる。

電力変換装置２００は、３４０Ｖの強電バッテリの電源から供給される直流電力を、モータジェネレータ１９２を駆動するための３相交流電力に変換するインバータを構成しているパワースイッチング回路１４４と、制御回路１７２と、パワースイッチング回路１４４を駆動するためのドライバ回路１７４と、約７００μＦ〜約２０００μＦ程度の大容量の平滑キャパシタを備えたコンデンサモジュール５００とを有している。前記コンデンサモジュール５００は電解キャパシタよりフィルムキャパシタの方が望ましい特性を得ることができる。車両に搭載されるコンデンサモジュール５００は車両の置かれている環境の影響を受け、摂氏マイナス数十度の低温から摂氏１００度程度の広い温度範囲で使用される。温度が零度以下に低下すると電解キャパシタは急激に特性が低下し電圧ノイズを除去する能力が低下する。このため図３７に示す集積回路に大きなノイズが加わる恐れがある。フィルムキャパシタは温度低下に対する特性低下が少なく、前記集積回路に加わる電圧ノイズを低減できる。

制御回路１７２は、上位コントローラ１００の命令に従い、モータジェネレータ１９２の駆動時に、負極側のリレーＲＬＮを開状態から閉状態とした後に、プリチャージリレーＲＬＰＲＥを開状態から閉状態とし、平滑キャパシタを充電し、その後に正極側のリレーＲＬＰを開状態から閉状態として電源システム１の強電バッテリから電力変換装置への電力の供給を開始する。なお、電力変換装置２００は、モータジェネレータ１９２の回転子に対するパワースイッチング回路１４４により発生する交流出力の位相を制御してハイブリッド車の制動時にはモータジェネレータ１９２をジェネレータとして動作させ、すなわち回生制動制御を行い、ジェネレータ運転により発電された電力を強電バッテリに回生し強電バッテリを充電する。また、電池モジュール９の充電状態が基準状態より低下した場合、電力変換装置２００は上記モータジェネレータ１９２を発電機として運転し、上記モータジェネレータ１９２で発電された３相交流はパワースイッチング回路１４４により直流電力に変換されて強電バッテリである電池モジュール９に供給され、充電される。

電力変換装置２００のパワースイッチング回路１４４は導通および遮断動作を高速で行い直流電力と交流電力間の電力変換を行う。このとき例えば大電流を高速で遮断するので、直流回路の有するインダクタンスにより大きな電圧変動が発生する。この電圧変動を抑制するため大容量のコンデンサモジュール５００が直流回路に設けられている。車載用の電力変換装置２００ではパワースイッチング回路１４４の発熱が大きな問題であり、この発熱を抑えるにはパワースイッチング回路１４４の導通および遮断の動作速度を上げる必要がある。この動作速度を上げると上記インダクタンスによる電圧の跳ね上がりが増大し、より大きなノイズが発生する。このためコンデンサモジュール５００の容量はより大きくなる傾向にある。

上記電力変換装置２００の動作開始状態はコンデンサモジュール５００の電荷は略ゼロであり、リレーＲＬＰを閉じると大きな初期電流が流れ込む。強電バッテリからコンデンサモジュール５００への初期流れ込み電流が大きくなるので、負極側メインリレーＲＬＮおよび正極側メインリレーＲＬＰが融着して破損するおそれがある。この問題を解決するため、制御回路１７２は、負極側のリレーＲＬＮを開状態から閉状態とした後に、正極側のリレーＲＬＰを開状態に維持したまま、プリチャージリレーＲＬＰＲＥを開状態から閉状態として抵抗ＲＰＲＥを介して最大電流を制限しながら上述したコンデンサモジュール５００を充電する。このコンデンサモジュール５００が所定の電圧まで充電された後は、初期状態は解除され、プリチャージリレーＲＬＰＲＥおよび抵抗ＲＰＲＥは使用されず、上述したように、負極側のリレーＲＬＮと正極側のリレーＲＬＰを閉状態として電源システム１からパワースイッチング回路１４４へ直流電力を供給する。このような制御を行うことでリレー回路を保護すると共に、リチウム電池セルや電力変換装置２００を流れる最大電流を所定値以下に低減でき、高い安全性を維持できる。

電力変換装置２００の直流側回路のインダクタンスを低減することがノイズ電圧の抑制に繋がるので、コンデンサモジュール５００はパワースイッチング回路１４４の直流側端子に接近して配置される。また、コンデンサモジュール５００自身もインダクタンスを低減できるように作られている。このような構成でコンデンサモジュール５００の初期充電電流が供給されると、瞬間的に大きな電流が流れ込み、高熱を発生して損傷するおそれがある。上記プリチャージリレーＲＬＰＲＥと抵抗ＲＰＲＥとにより上記損傷を低減できる。電力変換装置２００の制御は制御回路１７２により行われるが、上述のとおり、コンデンサモジュール５００を初期充電する制御も制御回路１７２により行われる。

電源システム１の強電バッテリの負極と負極側のリレーＲＬＮとの接続線および強電バッテリの正極と正極側のリレーＲＬＰとの接続線には、ケースグランド（車両のシャーシと同電位）との間にそれぞれキャパシタＣＮ，ＣＰが挿入されている。これらのキャパシタＣＮ，ＣＰは、電力変換装置２００が発生させるノイズを除去して、弱電系回路の誤作動やＣ／Ｃ８０を構成するＩＣのサージ電圧による破壊を防止するものである。電力変換装置２００はノイズ除去フィルタを有しているが、これらのキャパシタＣＮ，ＣＰは、バッテリコントローラ２０やＣ／Ｃ８０の誤作動を防止する効果をさらに高め、電源システム１の耐ノイズの信頼性をさらに高めるために挿入されている。なお、図４０において、電源システム１の強電系回路は太線で示している。これらの線には断面積の大きい平角の銅線が使用される。

なお、図４０において、ブロアファン１７は、電池モジュール９を冷却するためのファンで、バッテリコントローラ２０からの指令によってＯＮするリレー１６を介して動作するようになっている。

＜診断および計測、（４）計測回路と診断回路＞
図３９は計測回路および診断回路である。選択回路１２０はマルチプレクサの働きをする。まず集積回路３Ａによる電池モジュール９のグループＧＢ１の各電池セルの端子電圧の計測動作を説明する。選択回路１２０は端子Ｖ１と端子Ｖ２を選択し、この選択により図３７に記載の電池セルＢＣ１の端子電圧が選択回路１２０から電圧検出回路１２２に出力される。

電圧検出回路１２２は差動増幅器２６２とアナログデジタル変換器１２２Ａとを有している。差動増幅器２６２は演算増幅器１２２ＯＰと抵抗１２２Ｒ１〜抵抗１２２Ｒ４で構成されている。差動増幅器２６２はそれぞれ異なる電位を調整する機能、すなわちレベルシフトの機能を有し、入力端子全体の電位の違いに関係なく入力端子間の電圧差に基づくアナログ出力が発生する。その結果、直列接続された電池セルの基準電位に対する電位差の影響が取り除かれ、電池セルＢＣ１の端子電圧に基づく出力が得られる。アナログデジタル変換器１２２Ａにより前記差動増幅器２６２の出力がデジタル変換され、平均化回路２６４に出力される。平均化回路により所定回数の測定結果の平均値が求められその平均値が電池セルＢＣ１の場合には現在値記憶回路２７４のＢＣ１に保持される。平均値回路２６４は平均化制御回路に保持された測定回数の平均値を演算しその出力を上述の現在値記憶回路２７４に保持する。平均化制御回路が１を指令すれば、アナログデジタル変換器１２２Ａの出力は平均化されないでそのまま現在値記憶回路２７４のＢＣ１に保持される。平均化制御回路が４を指令すれば、電池セルＢＣ１の端子電圧の４回の計測結果が平均化されて上記現在値記憶回路２７４のＢＣ１に保持される。４回の平均を演算するには、例えば、最初ＧＢ１を構成する電池セルの計測を４回行うことが必要となるが、４回目以降は最新の測定結果の中から４個の測定値を演算に使用することで、各測定毎に平均化回路２６４の平均化演算が可能となる。上述のとおり、所定回数の平均化を行う平均化回路２６４を設けることで、ノイズの悪影響を除去できる。図３７に示すバッテリモジュール９の直流電力は電力変換装置に供給され、交流電力に変換される。電力変換装置による直流電力から交流電力への変換の際に電流の導通や遮断動作が高速に行われ、そのときに大きなノイズが発生する。平均化回路ではそのようなノイズの悪影響を少なくできる効果がある。さらに上述したＰＨＭ制御モードを用いてインバータ制御を行った場合には、前記ＰＨＭ制御モードが出すべき交流電流の位相に基づいてゲートパルスを生成しているため、電流の導通や遮断動作が少なくなる。前記構成によって電流の導通や遮断動作によるノイズの発生が少なくなるため、よりノイズの悪影響を減らすことが可能になる。

デジタル変換された電池セルＢＣ１の端子電圧のデジタル値は現在値記憶回路２７４のレジスタＢＣ１に保持される。上記計測動作が１つの電池セル（ステージ）の計測として示す時間内で行われる。さらに前記１つの電池セルの計測として示す時間内で続けて診断動作が行われる。診断動作としては過充電診断と過放電診断である。先ず電池セルＢＣ１の端子電圧のデジタル値は現在値記憶回路２７４のレジスタＢＣ１に保持され、次にステージ信号ステージＳＴＧＣＶ１とＳＴＧ１とに基づいてデジタルマルチプレクサ２７２が現在値記憶回路２７４のレジスタＢＣ１から電池セルＢＣ１の端子電圧を読み出しデジタル比較器２７０に送る。さらにデジタルマルチプレクサ２７６が基準値記憶回路２７８から過充電の判断基準値ＯＣを読み出しデジタル比較器２７０へ送る。前記デジタル比較器２７０は前記レジスタＢＣ１からの電池セルＢＣ１の端子電圧と過充電の判断基準値ＯＣとを比較し、もし電池セルＢＣ１の端子電圧が過充電の判断基準値ＯＣより大きい場合には、フラグ記憶回路２８４に異常を表すフラグ診断flagをセットする。またＯＣflagもセットする。実際には過充電状態が生じないように制御しており、このような状態はほとんど生じない。しかし、もし生じると非常に危険であり、診断を繰り返し実行する。

過充電診断に続いて、さらに過放電の診断を行う。デジタルマルチプレクサ２７２が現在値記憶回路２７４のレジスタＢＣ１から電池セルＢＣ１の端子電圧を読み出しデジタル比較器２７０に送る。またデジタルマルチプレクサ２７６が基準値記憶回路２７８から過放電の判断基準値ＯＤを読み出しデジタル比較器２７０へ送る。前記デジタル比較器２７０は前記レジスタＢＣ１からの電池セルＢＣ１の端子電圧と過放電の判断基準値ＯＤとを比較し、もし電池セルＢＣ１の端子電圧が過放電の判断基準値ＯＤより小さい場合には、フラグ記憶回路２８４に異常を表すフラグ〔診断flag〕をセットする。また〔ＯＤflag〕もセットする。上述の過放電の場合と同様、実際には過放電状態が生じないように制御しており、このような過放電の状態はほとんど生じない。しかし、もし生じると非常に危険であり、診断を繰り返し実行する。

電池セルの過充電状態または過放電状態は、上述した制御により常に監視されており、電池セルの過充電状態や過放電状態を事前に検知することが可能となる。

万が一電池セルが過充電状態や過放電状態になった場合には、図４０に記載のリレーＲＬＰおよびＲＬＮを遮断することによって、電池セルの破壊を防ぐことができる。

しかし、たとえ電池セルが過充電状態または過放電状態になったとしても、一定時間経過後にセル電圧が上限許容値以下かつ下限許容値以上に復帰するような、過充電状態または過放電状態の前兆状態も多くある。そのような過充電状態または過放電状態の前兆状態では、電源の負荷を低減し、一定時間経過させることによって、セル電圧が上限許容値以下かつ下限許容値以上に戻るため、リレーを遮断する必要が無い。

以下に示す実施形態を用いると、上述するような、リレーＲＬＰおよびＲＬＮが、本来ならば遮断される必要が無いときに遮断されることが抑制され、制御系の安定性が向上した車両システムを提供することが可能となる。

また、リレーＲＬＰおよびＲＬＮを遮断することによる急激な電圧変化によって、パワースイッチング回路１４４を構成するスイッチング素子（ＩＧＢＴ３２８等）に大きな負荷を与えるおそれがある。

本来リレーＲＬＰおよびＲＬＮを遮断する必要が無いときにリレーが遮断されてしまうと、上述したスイッチング素子（ＩＧＢＴ３２８等）に大きな負荷がかかる可能性が増大する。

また、電池セルが過充電状態と判断された場合であっても、回転電機が発電機として働くことには問題があるが、前記回転電機が電動機として働く場合には問題とならない場合がある。電池セルが過充電状態と判断され、リレーＲＬＰおよびＲＬＮが遮断されてしまうと、前記回転電機は電動機として駆動できなくなってしまい、例え即座にリレーを導通状態にしたとしても、ユーザーからのトルク指令に素早く対応できなくなってしまう。

本実施例では、バッテリコントローラ２０で電池セルの異常が検出された場合でも、インバータ制御の３相短絡期間を有効に使うことによって、電池セルの電圧異常を抑えることができ、本来ならばリレーが遮断される必要が無いときに遮断されることが抑制される、制御系の安定性が向上した車両システムを提供することが可能となる。

以下に本実施例の実施形態を図４１に基づいて説明する。なお、本実施形態ではインバータの制御はＰＨＭ制御モードを用いた場合の一例である。

まずステップ５０１においてバッテリコントローラ２０でいずれかの電池セルの異常が検知され、バッテリコントローラ２０は上位コントローラ１００と制御回路１７２に電池セルの異常を知らせる信号を出力する。

ステップ５０２で、制御回路１７２に電池セルの異常信号が入力されると、即座にリレーＲＬＰおよびＲＬＮを遮断するのではなく、図１８で示したような３相短絡期間が終了するまでリレーＲＬＰおよびＲＬＮを即座に遮断せずに待機させる。

具体的には図４２（ａ）のＡを拡大した図４２（ｂ）を用いて説明する。例えば、図４２（ｂ）に示したように３相短絡期間でないときに電池セルの異常を検知した場合（Ｄ１）、ステップ５０３のように制御回路１７２は次に来る３相短絡期間が終了するまでリレーＲＬＰおよびＲＬＮを遮断せずに待機させ、３相短絡期間中に電池セルの電圧が図３９に示した上限許容値以下かつ下限許容値以上になればリレーＲＬＰおよびＲＬＮの遮断を行わない。

一方、３相短絡期間が終了したとき、電池セルの電圧が上限許容値以上または下限許容値以下の場合にはバッテリコントローラ８０または上位コントローラ１００に電池セルの監視信号を出力する。

その後に電池セルの電圧が上限許容値以下かつ下限許容値以上に戻らない場合は、リレーを遮断する。なお、リレー遮断時の電圧変動を考慮すると、リレーを遮断するタイミングは３相短絡期間中であることが好ましい。

本実施例では、上述したインバータ制御の３相短絡期間を有効に使うことによって、電池セルが過充電状態になったとしても、すぐにセル電圧が上限許容値以下に復帰する場合に即座にリレーＲＬＰおよびＲＬＮが遮断されることが無くなり、制御系の安定性が向上した車両システムを提供することが可能になる。

なお、上記３相短絡期間を用いた制御では、インバータの制御にＰＷＭ制御を用いても良いが、ＰＨＭ制御を用いるほうがより好ましい。その理由としては、ＰＷＭ制御では３相短絡期間を制御することは容易ではない点が挙げられる。

具体的に説明すると、ＰＷＭ制御の場合、時間に基づいてゲートパルスを生成しているため、交流波１周期でのパルス数はそれぞれの交流波によって異なる。つまりＰＷＭ制御では、それぞれの交流波でのパルス数が異なるため、３相短絡期間を変化させようとすると交流波をうまく生成できなくなってしまい、インバータ制御が難しくなる。

上述したＰＨＭ制御モードを用いた場合、ＰＨＭ制御モードは出すべき交流波の位相に基づいてゲートパルスを生成しているため、それぞれの交流波でパルス数が一定であり、３相短絡期間を制御したとしても交流波を生成できる。

またＰＨＭ制御モードでは、３相短絡期間は変調度によって容易に制御可能であり、より制御系の安定性が向上した車両システムを提供することが可能となる。

他の実施形態を図４３に示し、前述した実施例と異なる部分のみ説明する。

ＰＨＭ制御モードで制御を行っている場合、ステップ６０２において、ステップ５０２でバッテリコントローラ８０から電池セルの異常信号が入力された後に、制御回路１７２は変調度が変更可能か否か、モータや他の機器の安全性を考慮して判断する。なお、変調度が変更可能であるか、変更可能でないかを判断する基準は、予めメモリとして格納されているデータと比較しても良いし、サンプリングデータを基にして決めてもよい。

制御回路１７２によって変調度が変更可能であると判断された場合、ステップ６１０に進み、変調度演算器４３２に変調度を変更する命令を出力する。変調度演算器４３２は変調度を変更する命令が入力されると、モータや他の機器の安全性が考慮された現在よりも小さな値の変調度をパルス生成器４３４に出力し、３相短絡期間が長くなるようにインバータの制御を行う。

その後に、前述した実施例と同様、ステップ６１１で、３相短絡期間中に電池セルの電圧が上限許容値以下に戻ればリレーＲＬＰおよびＲＬＮの遮断を行わず、３相短絡期間終了時に電池セルの電圧が上限許容値以下に戻っていなければリレーＲＬＰおよびＲＬＮの遮断を行う。

ステップ６０２で、制御回路１７２が変調度の変更が不可能と判断した場合はステップ６２０に進み、その後は前述した実施例と同様の制御を行う。

本実施例の制御を行うと、３相短絡期間をより長く取ることができるため、電池セルの電圧が正常な値に戻る可能性が高くなり、本来ならばリレーが遮断される必要が無いときに遮断されなくなるため、制御系の安定性が向上する。

さらに他の実施例を図４４に示す。図４４ではステップ６１１およびステップ６２１までは前述した実施例と同様である。

各電池セルの温度，電圧および電流、ならびに制御回路１７２内の変調度演算器４３２により演算された変調度などは定期的（例えば１００μs毎）に揮発性メモリ９０，９２に記憶されており、バッテリコントローラ２０からいずれかの電池セルの異常が検知された場合には、揮発性メモリ９０，９２が記憶しているデータを不揮発性メモリ９１，９３に転送し記憶することが可能である。

具体的には、ステップ７１０で、電池セルの電圧が上限許容値以下に戻った場合、制御回路１７２は揮発性メモリ９０，９２から不揮発性メモリ９１，９３へデータを転送する命令を揮発性メモリ９０，９２に出力する。続いて、ステップ７３０で、揮発性メモリ９０，９２は前記データの転送命令を受けて不揮発性メモリ９１，９３へ、各電池セルの温度，電圧および電流、ならびに制御回路１７２内の変調度演算器４３２により演算された変調度などの情報を出力し、不揮発性メモリ９１，９３内にデータを格納させる。

なお、リレーが遮断された場合も同様の制御を行い、揮発性メモリ９０，９２から不揮発性メモリ９１，９３へ情報を出力し、不揮発性メモリ９１，９３内にデータを格納させる。

なお、前述した揮発性メモリ９０，９２および不揮発性メモリ９１，９３は図４０に示したように上位コントローラ１００内、バッテリコントローラ２０内および制御回路２２０を有する制御回路基板１７１内のいずれか、もしくはすべてに備えられていてもよい。

また、不揮発性メモリ９１，９３内に格納されるデータは不揮発性メモリ９１，９３への記憶を指示した瞬間のみのデータではなく、異常判断が行われた前後の各電池セルの温度，電圧および電流、ならびに制御回路１７２内の変調度演算器４３２により演算された変調度などのデータを格納する方がより好ましい。

以上、説明したようにインバータ制御の３相短絡期間を用いることによって、本来ならばリレーが遮断される必要が無いときに遮断されなくなるため、制御系の安定性が向上する。

また、インバータの制御にＰＨＭ制御モードを用いることによって、従来のＰＷＭ制御よりも３相短絡期間をより長く取るように制御することが可能になる。このことにより３相短絡期間を有効に使うことが可能となり、すぐに電池セルの電圧が上限許容値以下に復帰する場合でリレーを遮断する可能性がより低くなるため、制御系の安定性が向上した車両システムを提供することができる。

また、上述した課題以外にも半導体チップの温度が所定値以上になると、半導体チップが誤動作してしまう場合があり、制御系の安定性が確保できないという課題がある。

以下に示す実施例では、半導体チップの温度が所定値以上になった場合でも、半導体の誤動作を防ぐことができ、制御系の安定性を確保できる。

半導体チップの温度は、チップ近傍に配置された温度センサ（不図示）によって検出され、その温度情報は制御回路に出力され、制御回路１７２でモニタリングされている。なお、ここで言う半導体チップは上述したＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子である。

制御回路１７２は、温度センサから出力された温度情報が入力されると、基準温度と比較して、基準温度以上である場合には半導体チップのスイッチング回数を減らすようにインバータ制御を行う。なお、ここで言う基準温度はスイッチング素子が安全に駆動できる温度で、具体的には１２０℃程度である。この基準温度は、制御回路１７２内に予めメモリされていても良いし、今までのスイッチング回数等をメモリ内に格納しておき、そのスイッチング回数に基づいて変動させても良い。

図４５を用いて、具体的な制御方法を説明する。なお、ここではＰＨＭ制御モードでモータジェネレータ線間電圧から高調波を削除してスイッチング位相を決める方法での制御を一例としてあげる。

まず、ステップ９０１で温度センサが検知した温度情報が制御回路１７２に出力される。続いてステップ９０２で、制御回路１７２は入力された温度情報が基準温度以上であるかを判断する。半導体チップの温度が基準温度以下であった場合にはステップ９０１に戻り、半導体チップの温度検出を行い、モニタリングを続ける。

一方、ステップ９０２で半導体チップの温度が基準温度以上であった場合には、ステップ９０３で制御回路１７２が現在のインバータ制御がＰＷＭ制御か、ＰＨＭ制御かを検知する。

ステップ９０３で制御回路は、インバータ制御がＰＷＭ制御であった場合、よりスイッチング回数の少ないＰＨＭ制御モードに変更可能かどうかをモータの回転数等に基づいて判断する。

ステップ９０４でＰＨＭ制御モードに変更可能であると判断された場合は、制御回路１７２は温度センサからの半導体チップの温度情報をパルス生成器４３４に出力し、変調度，電圧位相差，半導体チップの温度情報から削除する高調波次数を決定し、スイッチング位相を決定する。

一方、制御回路がＰＨＭ制御モードに変更できないと判断した場合、そのままＰＷＭ制御を続け、その他の制御で半導体チップの温度が上昇しないようにする。具体的には半導体チップを冷却する冷媒の流量を変えるなどの対策が考えられる。

ステップ９０３で、制御回路がＰＨＭ制御モードであると検知した場合、制御回路はパルス生成器の高調波削除情報，モータ回転数および半導体チップ温度情報に基づいて、現在削除している高調波成分を加えてパルス数を減少させることが可能かどうかを判断する。

ステップ９０５で制御回路が、現在削除している高調波成分を加えることが可能であると判断した場合、制御回路は、モータ回転数および半導体チップ温度情報に基づいて高調波成分を加える信号をパスル生成器４３４に出力し、スイッチング位相を決定する。

ステップ９０５で制御回路が、現在削除している高調波成分を加えることができないと判断した場合、現状のＰＨＭ制御モードでの制御を続け、その他の制御で半導体チップの温度が上昇しないようにする。具体的には半導体チップを冷却する冷媒の流量を変えるなどの対策が考えられる。

以上、半導体チップの温度に基づいて上述した制御を行うことによって、スイッチング回数を低減させ、スイッチング損失を減らすことが可能になるため、半導体チップに大きな負荷がかかるのを防ぐことができる。半導体チップに大きな負荷がかかることを防げるので、半導体チップの誤動作等を防ぐことができ、制御系の安定性を向上させることができる。

以上、上述した制御を行うことによって、制御系の安全性が向上した車両システムを提供することが可能になる。

４３，１４０，１４２，２００ 電力変換装置
１１０ ＨＥＶ
１１１ エンジン
１１２ 前輪
１１４ 前輪車軸
１１６ 前輪側ディファレンシャルギア（前輪側ＤＥＦ）
１１８ 変速機
１２１ 動力分割機構
１３６ バッテリ
１３８ 直流コネクタ
１４４ パワースイッチング回路
１５０ 上下アームの直列回路
１５３，１６３ コレクタ電極
１５４，１６４ ゲート電極
１５５，１６５ エミッタ電極
１５６，１６６ ダイオード
１５７ 正極端子（Ｐ端子）
１５８ 負極端子（Ｎ端子）
１５９ 交流端子
１６９ 接続点
１７０ 制御部
１７０ｇｃ 制御部とＧＮＤ間の浮遊容量（ストレーキャパシター）
１７２ 制御回路
１７４ ドライバ回路
１８０ 電流センサ
１８６ 交流電力線
１８８ 交流コネクタ
１９２ モータジェネレータ
１９２ｇｃ １９２とＧＮＤ間の浮遊容量（ストレーキャパシター）
１９２ｉ 中性点とＧＮＤ間を流れる漏えい電流（コモンモード電流）
１９２ｎ 中性点
１９２ｎｃ 中性点とＧＮD間の浮遊容量（ストレーキャパシター）
１９３ 回転磁極センサ
１９４ モータジェネレータ
１９５ 補機用のモータ
２００ｇｃ 電力変換装置とＧＮＤ間の浮遊容量（ストレーキャパシター）
３１４ 直流正極端子
３１６ 直流負極端子
３２８，３３０ ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
４１０ トルク指令・電流指令変換器
４２０，４２１，４２２ 電流制御器（ＡＣＲ）
４３０ ＰＨＭ制御用のパルス変調器
４３１ 電圧位相差演算器
４３２ 変調度演算器
４３４ パルス発生器
４３５ 位相検索器
４３６ タイマカウンタ又は位相カウンタ比較器
４４０ ＰＷＭ制御用のパルス変調器
４５０ 切換器
５００ コンデンサモジュール

Claims (7)

1. 平滑用のコンデンサと、上アームおよび下アームでそれぞれ構成され前記平滑用のコンデンサに並列に接続されるＵ相とＶ相とＷ相の上下アーム直列回路を有するパワースイッチング回路と、当該上アームおよび下アームの導通または遮断を制御することにより前記パワースイッチング回路で行う直流電力と交流電力との間の電力変換を制御する制御回路を有する電力変換装置と、
   複数の電池セルが直列に接続された複数の電池モジュールと、当該電池セルの異常を検知するコントローラを有する直流電源と、を備え、
   前記制御回路は、交流出力の位相に対応して前記パワースイッチング回路が導通し、該導通幅が交流出力の波高値に関係して変わるように前記上アームまたは下アームを導通または遮断し、
   更に前記制御回路は、前記Ｕ相とＶ相とＷ相の上アームと上アームの一方アームが全て遮断し他方アームが全て導通する状態である３相短絡期間が交流出力の周期内に存在し、前記直流電源の正常状態における前記３相短絡期間に比べ前記直流電源で異常が検知された状態の前記３相短絡期間を長くするように制御することを特徴とする車両システム。
2. 請求項１に記載の車両システムにおいて、
   前記直流電源と前記平滑用コンデンサとの間に電力を相互に送電するリレーを備え、
   更に直流電源の異常発生の原因を調べるバッテリコントローラが設けられ、
   前記バッテリコントローラの異常発生原因の判断に基づき、前記３相短絡期間において前記リレー開放されることを特徴とする車両システム。
3. 請求項１または請求項２に記載の一の車両システムにおいて、
   前記コントローラは、電池セルの電圧と保持していた診断用の電圧値とを比較し、前記直流電源の異常を検知することを特徴とする車両システム。
4. 請求項1乃至３に記載のいずれかの車両システムであって、
   前記制御回路は、交流出力１周期内の予め定められた位相で前記上アームまたは下アームを導通させる制御を行うことを特徴とする車両システム。
5. 請求項1乃至４に記載のいずれかの車両システムであって、
   前記制御回路は、交流出力１周期内の予め定められた位相に対応した予め定められた回数で上アームまたは下アームを導通させる制御を行うことを特徴とする車両システム。
6. 請求項２乃至請求項５に記載のいずれかの車両システムであって、
   前記直流電源は、前記電池セルの電圧，電流および温度を検知するセルコントローラを有し、
   前記バッテリコントローラは、前記セルコントローラが検知した電圧，電流および温度情報を記録する揮発性メモリおよび不揮発性メモリを有し、
   前記制御回路は、前記バッテリコントローラから出力された異常信号に基づいて記憶信号を前記揮発性メモリに出力し、
   前記揮発性メモリは、前記記憶信号に基づいて前記揮発性メモリに記録された前記電圧，電流および温度情報を前記不揮発性メモリに出力することを特徴とする車両システム。
7. 請求項２乃至請求項５に記載のいずれかの車両システムであって、
   前記直流電源は、前記電池セルの電圧，電流および温度を検知するセルコントローラを有し、
   前記電力変換装置は、前記セルコントローラが検知した電圧，電流および温度情報を記録する揮発性メモリおよび不揮発性メモリを搭載した制御回路基板を有し、
   前記制御回路は、前記バッテリコントローラから出力された異常信号に基づいて記憶信号を前記揮発性メモリに出力し、
   前記揮発性メモリは、前記記憶信号に基づいて前記揮発性メモリに記録された前記電圧，電流および温度情報を前記不揮発性メモリに出力することを特徴とする車両システム。

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