JPWO2011086822A1 - Common mode filter and inductor for common mode filter - Google Patents
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Abstract
【課題】 超高速差動信号を通過させ、コモンモードノイズを通過させ難くする。【解決手段】 集中定数差動遅延線DLは、差動線路1、3中に配置された受動直列素子および受動並列素子からなる梯子型差動4端子回路において、受動直列素子にインダクタLsを、受動並列素子にキャパシタCoを配置して形成する。インダクタLsは、同一区間内の差動線路間で対をなすインダクタ間に、差動信号に対して負結合、コモンモードノイズに対して正結合となる極性の相互誘導を持たせ、差動信号に対してインダクタLsのインダクタンスと相互誘導mの相互インダクタンスの差分を直列素子として機能させ、コモンモードノイズに対してインダクタLsのインダクタンスと相互誘導mの相互インダクタンスの和分を直列素子として機能させる。集中定数差動遅延線DLは、キャパシタCo/2の接続点T1とグランド電位間にインダクタL1を接続する。【選択図】 図1PROBLEM TO BE SOLVED: To make ultra-high-speed differential signals pass and make it difficult to pass common mode noise. A lumped-constant differential delay line DL is a ladder-type differential four-terminal circuit composed of a passive series element and a passive parallel element arranged in differential lines 1 and 3, and an inductor Ls is provided in the passive series element. The capacitor Co is formed in the passive parallel element. The inductor Ls has a mutual induction having a polarity that is negatively coupled to the differential signal and positively coupled to the common mode noise between the inductors paired between the differential lines in the same section. On the other hand, the difference between the inductance of the inductor Ls and the mutual inductance of the mutual induction m functions as a series element, and the sum of the inductance of the inductor Ls and the mutual inductance of the mutual induction m functions as a series element with respect to common mode noise. The lumped constant differential delay line DL connects the inductor L1 between the connection point T1 of the capacitor Co / 2 and the ground potential. [Selection] Figure 1
Description
本発明はコモンモードフィルタおよびコモンモードフィルタ用インダクタに係り、特に、超高速差動線路を伝搬する超高速差動信号を通過させる一方、望ましくないコモンモードノイズを遮断し、電磁障害も引き起こし難いコモンモードフィルタおよびコモンモードフィルタ用インダクタの改良に関する。 The present invention relates to a common mode filter and an inductor for a common mode filter, and more particularly to a common mode that allows an ultra-high-speed differential signal propagating through an ultra-high-speed differential line to pass while blocking unwanted common-mode noise and hardly causing electromagnetic interference. The present invention relates to improvements in mode filters and common mode filter inductors.
電子機器においてノイズは有害な存在であることから、ノイズを除去するための多くの提案がなされている。 Since noise is harmful in electronic devices, many proposals for removing noise have been made.
特に、最近の高速シリアル伝送では、伝送速度がGHz帯と速くなって波長が短くなるから、その波長が回路パターン長の整数倍になる確率が高まり、回路パターンがアンテナとなって信号が空間に放射される電磁放射ノイズが問題となっている。 In particular, in recent high-speed serial transmission, the transmission speed is as fast as the GHz band and the wavelength is shortened, so the probability that the wavelength will be an integral multiple of the circuit pattern length increases, and the circuit pattern becomes an antenna and the signal is transmitted to space. Radiated electromagnetic radiation noise is a problem.
もっとも、高速シリアル伝送では、ほとんどの場合、差動線路を用いるため、電磁界は差動線路間で結合し、差動信号を外部へ放射させ難い。 However, in high-speed serial transmission, in most cases, differential lines are used. Therefore, the electromagnetic field is coupled between the differential lines and it is difficult to radiate the differential signal to the outside.
しかしながら、差動線路のわずかな非対称性や、ICでのわずかな位相ずれ等に起因して生じるコモンモードノイズは、差動線路間を同相信号で伝播し、差動線路間の結合がないため、外部へ放射され易く、電磁放射ノイズとなり易い。 However, common mode noise caused by slight asymmetry of the differential line and slight phase shift in the IC propagates between the differential lines as an in-phase signal, and there is no coupling between the differential lines. Therefore, it is easy to be radiated to the outside, and easily becomes electromagnetic radiation noise.
そのため、差動線路を用いた高速シリアル伝送の分野では、コモンモードノイズ対策が必須のものとなっており、コモンモードノイズの除去手段としてコモンモード・チョークコイルが使用されることが多い。 Therefore, in the field of high-speed serial transmission using a differential line, countermeasures against common mode noise are essential, and common mode choke coils are often used as means for removing common mode noise.
この種の公知例として、特開2004−266634号公報(特許文献1)のように、ノーマルモード信号の周波数帯域の下限を2MHzとした構成や、特開2000−58343号公報(特許文献2)のように、差動信号伝送用のコモンモード・チョークコイルをトロイダルコアに巻線する構成がある。 As a known example of this kind, a configuration in which the lower limit of the frequency band of the normal mode signal is 2 MHz, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-266634 (Patent Document 1), or Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-58343 (Patent Document 2). As described above, there is a configuration in which a common mode choke coil for differential signal transmission is wound around a toroidal core.
ところで、理想的なコモンモード・チョークコイルは、図17の等価回路に示すように、磁性体磁芯に巻かれ結合係数が「1」に近い1対のコイルと、入出力間の線間容量を低く抑えたコイル間容量とによって伝送線路を形成し、特性インピーダンスを管理する構成である。 By the way, as shown in the equivalent circuit of FIG. 17, an ideal common mode choke coil has a pair of coils wound around a magnetic core and a coupling coefficient close to “1”, and a line capacitance between input and output. The transmission line is formed by the inter-coil capacitance with a low impedance, and the characteristic impedance is managed.
このコモンモード・チョークコイルでは、コモンモードノイズに対して、伝送線路上に挿入される等価なインダクタンスが大きい値となり、図18の符号Scc21に示す特性のように、コモンモードノイズの通過阻止が可能である。 In this common mode choke coil, the equivalent inductance inserted on the transmission line is a large value with respect to the common mode noise, and the common mode noise can be prevented from passing as shown by the characteristic Scc21 in FIG. It is.
他方、コモンモード・チョークコイルは、差動信号(ノーマルモード信号)に対して、インダクタンスが零に近く、しかもライン間容量と組み合わせて低損失伝送線路を形成するため、図18の符号Sdd21に示す特性のように、少ない損失で通過する。 On the other hand, the common mode choke coil has an inductance close to zero with respect to the differential signal (normal mode signal), and forms a low-loss transmission line in combination with the inter-line capacitance. Like characteristics, it passes with little loss.
このような理想的なコモンモード・チョークコイルは、現状では製品化されていないので、図18は通過帯域を15GHzに設定し、本発明の効果と比較するために図示したものである。 Since such an ideal common mode choke coil has not been commercialized at present, FIG. 18 shows a pass band set to 15 GHz for comparison with the effect of the present invention.
今後、伝送速度が5〜10ギガビット/秒と高速化することは必至であり、その場合のクロック周波数は2.5〜5GHzとなる。コモンモード・チョークコイルにおいて、波形劣化を防ぐには、少なくともその3倍の高調波である7.5〜15GHzまでの差動信号を振幅劣化なく、かつ群遅延特性を平坦に通過させる必要があり、しかも、同じ帯域のコモンモードノイズを遮断させねばならない。 In the future, it is inevitable that the transmission speed will be increased to 5 to 10 gigabit / second, and the clock frequency in that case will be 2.5 to 5 GHz. To prevent waveform deterioration in common mode choke coils, it is necessary to pass differential signals up to 7.5 to 15 GHz, which is at least three times higher harmonics, without amplitude deterioration and through the group delay characteristics flatly. Moreover, common mode noise in the same band must be blocked.
しかし、上述した図17の構成では、扱う周波数が5GHzを超えると、磁性体の透磁率の低下により、差動信号回路に直列に等価的なインダクタンスが挿入されることが避けられなくなる。そのインダクタンスに対し分布容量が加わり、差動信号の振幅特性の劣化と、それに伴う群遅延特性の直線性劣化が避けられない。 However, in the configuration of FIG. 17 described above, when the handled frequency exceeds 5 GHz, it is inevitable that an equivalent inductance is inserted in series in the differential signal circuit due to a decrease in the magnetic permeability of the magnetic material. A distributed capacitance is added to the inductance, and the deterioration of the amplitude characteristic of the differential signal and the accompanying deterioration of the linearity of the group delay characteristic cannot be avoided.
具体的にシミュレーションしてみると、そのやり方にもよるが、図17においてインダクタ間の結合係数が0.98から0.97に下がるだけで、差動信号に対する通過帯域は半分に激減する。 When a specific simulation is performed, although depending on the method, the pass band for the differential signal is drastically reduced to half when the coupling coefficient between the inductors is reduced from 0.98 to 0.97 in FIG.
従って、5GHzを超える周波数範囲で使用する場合でも、磁性体に巻かれたコイル間の結合係数を1に近い値に維持しなければならないコモンモード・チョークコイルは、その性能向上への限界がある。 Therefore, even when used in a frequency range exceeding 5 GHz, a common mode choke coil that must maintain a coupling coefficient between coils wound around a magnetic body at a value close to 1 has a limit to improving its performance. .
さらに、コモンモード・チョークコイルは、コモンモードノイズを、大きなインダクタンスすなわち高い直列インピーダンスで遮断するため、コモンモードノイズから見ると、入力端子部の内部が終端開放に近くなり、入力端子に印加されたコモンモードノイズに対し、入力端子部で終端開放線路と同様の応答を示す。 Furthermore, since the common mode choke coil blocks the common mode noise with a large inductance, that is, a high series impedance, when viewed from the common mode noise, the inside of the input terminal section is close to the open end and applied to the input terminal. A response similar to that of the open-ended line is shown at the input terminal portion with respect to common mode noise.
そのため、入力端子部においては、印加されたコモンモードノイズと、これが開放終端的に反射された反射コモンモードノイズとが重畳され、入力端子部でのコモンモードノイズのピーク電圧が上昇する。 Therefore, at the input terminal portion, the applied common mode noise and the reflected common mode noise reflected at the open end are superimposed, and the peak voltage of the common mode noise at the input terminal portion increases.
入力端子部は、実装を容易にするため、シールドすることが困難でむき出しにすることが多いため、ここから電磁放射され易く、電磁障害を引き起こす要因となり得る。そのため、入力端子部でのコモンモードノイズのピーク電圧上昇は好ましくない。 Since the input terminal portion is easy to mount and is difficult to shield and is often exposed, it is likely to be radiated electromagnetically from here, which may cause electromagnetic interference. Therefore, the peak voltage rise of common mode noise at the input terminal is not preferable.
本発明者はそのような問題を解決するために、コモンモードノイズの通過を阻止するとともに反射コモンモードの発生を抑え、一層小型化の容易なコモンモードフィルタおよびコモンモードフィルタ用インダクタの提供を目的とする。 In order to solve such a problem, the present inventor aims to provide a common mode filter and an inductor for a common mode filter that can easily reduce the size of the common mode filter by preventing the passage of common mode noise and suppressing the generation of a reflected common mode. And
そのような課題を解決するために本発明の請求項1に係るコモンモードフィルタは、差動線路中に直列的に配置されたインダクタを含む受動直列素子および当該差動線路間に並列的に配置されたキャパシタを含む受動並列素子からなる梯子型の差動4端子回路を有してなる集中定数差動遅延線であって、その直列素子を形成し同一区間内の差動線路間で対をなすインダクタ間に、差動信号に対しては負結合、コモンモードノイズに対しては正結合となる極性の相互誘導を持たせ、差動信号に対してはそのインダクタのインダクタンスとその相互誘導の相互インダクタンスとの差分を直列素子として機能させ、コモンモードノイズに対してはそれらインダクタンスと相互インダクタンスとの和分を直列素子として機能させるとともに、そのキャパシタが当該キャパシタと等価にして値の等しい2個の直列接続されたキャパシタからなる集中定数差動遅延線と、直列接続された当該キャパシタどうしの接続点とグランド電位との間に接続され、それらのキャパシタとともにコモンモードノイズ減衰用減衰極を形成するコモンモードノイズ減衰用インダクタ、コモンモードノイズ吸収用の抵抗、又はインダクタと抵抗の直列若しくは並列回路と、を具備している。
In order to solve such a problem, a common mode filter according to
しかも、上記集中定数差動遅延線のインダクタは、T型回路を形成する値の等しい4個のインダクタからなり、直列接続された2組の正結合を有するインダクタ間の相互インダクタンスを当該2組どうしで等しくするとともに差動線路間で対をなす2組のインダクタ間の相互インダクタンスを当該2組どうしで等しくし、それら差動線路間で一方の線路の入力側のインダクタと他方の線路の出力側のインダクタによる2組の相互インダクタンスを当該2組どうしで異なる値とする構成である。 Moreover, the inductor of the lumped-constant differential delay line is composed of four inductors having the same value forming a T-type circuit, and the mutual inductance between the two inductors having two pairs connected in series is connected between the two sets. And the mutual inductance between two pairs of inductors that are paired between the differential lines are equalized between the two sets, and the inductor on the input side of one line and the output side of the other line between these differential lines In this configuration, the two sets of mutual inductances of the two inductors are set to different values.
本発明の請求項2に係るコモンモードフィルタは、上記集中定数差動遅延線が、その差動信号に対して特性インピーダンスが整合し、そのコモンモードノイズに対しては特性インピーダンスが不整合となる回路定数を設定された構成となっている。
In the common mode filter according to
本発明の請求項3に係るコモンモードフィルタは、上記集中定数差動遅延線が、誘導m型構成となっている。
In the common mode filter according to
本発明の請求項4に係るコモンモードフィルタは、上記集中定数差動遅延線が、全域通過型構成となっている。 In a common mode filter according to a fourth aspect of the present invention, the lumped constant differential delay line has an all-pass configuration.
本発明の請求項5に係るコモンモードフィルタは、上記集中定数差動遅延線と、それらコモンモードノイズ減衰用インダクタ、コモンモードノイズを吸収する抵抗、又はこれらインダクタと抵抗の直列若しくは並列回路とを1区間の差動遅延素子とし、その差動線路にその差動遅延素子が梯子状に複数直列配置され複数区間を構成している。
A common mode filter according to
本発明の請求項6に係るコモンモードフィルタは、上記差動遅延素子の間に集中定数差動遅延線が梯子状に直列配置されて構成されている。 A common mode filter according to a sixth aspect of the present invention is configured such that a lumped constant differential delay line is arranged in series in a ladder shape between the differential delay elements.
本発明の請求項7に係るコモンモードフィルタは、上記キャパシタどうしの複数の接続点間に抵抗が接続されて構成されている。 A common mode filter according to a seventh aspect of the present invention is configured by connecting resistors between a plurality of connection points of the capacitors.
本発明の請求項8に係るコモンモードフィルタは、上記集中定数差動遅延線が、誘導m型および全域通過型のそれら差動遅延素子中から異なる2個又は3個を複合して構成されている。 In the common mode filter according to claim 8 of the present invention, the lumped constant differential delay line is composed of two or three different differential delay elements of induction m type and all-pass type. Yes.
本発明の請求項9に係るコモンモードフィルタは、上記差動遅延素子における減衰極周波数を異ならせて構成されている。 A common mode filter according to a ninth aspect of the present invention is configured by varying the attenuation pole frequency in the differential delay element.
本発明の請求項10に係るコモンモードフィルタは、上記差動線路の入出力側の差動遅延素子における減衰極の周波数を、これらの間の差動遅延素子における減衰極の周波数より高く設定して構成されている。
The common mode filter according to
本発明の請求項11に係るコモンモードフィルタ用インダクタは、上記請求項1〜10のいずれか1記載のコモンモードフィルタに用いるインダクタであり、値の等しい4個の平面巻線型インダクタを上下関係で対向配置し、最上部の第1のインダクタおよび最上部から2番目の第2のインダクタの上下関係の距離を第1の距離とし、最上部から3番目の第3のインダクタおよび最上部から4番目の第4のインダクタの上下関係の距離も第1の距離とし、それら第1および第3のインダクタの上下関係の距離を第2の距離とし、それら第2および第4のインダクタの上下関係の距離も第2の距離とし、それら第1および第2のインダクタが正結合となるように直列接続され、それら第3および第4のインダクタも正結合となるように直列接続された構成にするとともに、それら第1および第2のインダクタの立体的な位置関係と第3および第4のインダクタの立体的な位置関係とを等しくし、それら第1および第3のインダクタが差動線路間で対をなし、それら第2および第4のインダクタも差動線路間で対をなすように構成している。 An inductor for a common mode filter according to an eleventh aspect of the present invention is an inductor used in the common mode filter according to any one of the first to tenth aspects, and includes four planar winding inductors having the same value in a vertical relationship. The distance between the top and bottom first inductors and the second inductor from the top is the first distance, and the third distance from the top and the third inductor from the top and the fourth from the top. The vertical distance of the fourth inductor is also the first distance, the vertical distance of the first and third inductors is the second distance, and the vertical distance of the second and fourth inductors is the second distance. Are also connected in series so that the first and second inductors are positively coupled, and the third and fourth inductors are also connected in series so as to be positively coupled. The three-dimensional positional relationship between the first and second inductors and the three-dimensional positional relationship between the third and fourth inductors are made equal, and the first and third inductors are different from each other. A pair is formed between the dynamic lines, and the second and fourth inductors are also paired between the differential lines.
このような本発明の請求項1に係るコモンモードフィルタでは、差動線路中に直列的に配置されたインダクタを含む受動直列素子および当該差動線路中に並列的に配置されたキャパシタを含む受動並列素子からなる梯子型の集中定数差動遅延線を用い、その受動直列素子を形成し同一区間内の差動線路間で対をなすそれらインダクタ間に、差動信号に対しては負結合、コモンモードノイズに対しては正結合となる極性の相互誘導を持たせ、差動信号に対しては上記インダクタのインダクタンスと上記相互誘導の相互インダクタンスとの差分を直列素子として機能させ、コモンモードノイズに対してはそれらインダクタンスと相互インダクタンスとの和分を直列素子として機能させるとともに、そのキャパシタが、当該キャパシタと等価にして値の等しい2個の直列接続されたキャパシタで形成されるとともに、直列接続されたキャパシタどうしの接続点とグランド電位との間にコモンモードノイズ減衰用インダクタ、コモンモードノイズ吸収用の抵抗、又はインダクタと抵抗の直列若しくは並列回路を接続したから、超高速差動信号を通過させる一方、望ましくないコモンモードノイズの遮断特性を一層向上し、入力端子部におけるコモンモードノイズのピーク電圧を低減し、電磁障害も引き起こし難くするとともに、直列素子として差動的に同位置にあるインダクタ間に相互誘導を持たせるべく接近した配置が可能となり、小型にして高機能のコモンモードフィルタの実現が可能となる。
In such a common mode filter according to
しかも、上記集中定数差動遅延線のインダクタは、T型回路を形成する値の等しい4個のインダクタからなり、直列接続された2組の正結合を有するインダクタ間の相互インダクタンスを当該2組どうしで等しくするとともに差動線路間で対をなす2組のインダクタ間の相互インダクタンスを当該2組どうしで等しくし、それら差動線路間で一方の線路の入力側のインダクタと他方の線路の出力側のインダクタによる2組の相互インダクタンスを当該2組どうしで異なる値とするから、それらインダクタ間のバランス化が容易で、1区間に必要な4個のインダクタを互いに極めて接近させて配置するとともに遅延線としての結合係数も容易に適正とすることが可能で、超小型、高性能のコモンモードフィルタを実現できる。 Moreover, the inductor of the lumped-constant differential delay line is composed of four inductors having the same value forming a T-type circuit, and the mutual inductance between the two inductors having two pairs connected in series is connected between the two sets. And the mutual inductance between two pairs of inductors that are paired between the differential lines are equalized between the two sets, and the inductor on the input side of one line and the output side of the other line between these differential lines Since the two sets of mutual inductances of the two inductors have different values between the two sets, it is easy to balance the inductors, and the four inductors required for one section are arranged very close to each other and the delay line As a result, the coupling coefficient can easily be made appropriate, and an ultra-small and high-performance common mode filter can be realized.
本発明の請求項2に係るコモンモードフィルタでは、上記集中定数差動遅延線が、差動信号に対して特性インピーダンスを整合させ、コモンモードノイズに対しては特性インピーダンスを不整合となる回路定数に設定されたから、差動信号は整合よく通過させ、コモンモードノイズは不整合で通過を阻害する効果を得ることが可能である。
In the common mode filter according to
本発明の請求項3に係るコモンモードフィルタでは、上記集中定数差動遅延線を誘導m型で構成するから、誘導m型構成において上述した効果を得ることが可能である。 In the common mode filter according to the third aspect of the present invention, since the lumped constant differential delay line is configured as an induction m type, the above-described effects can be obtained in the induction m type configuration.
本発明の請求項4に係るコモンモードフィルタでは、上記集中定数差動遅延線を全域通過型で構成するから、全域通過型構成において上述した効果を得ることが可能である。 In the common mode filter according to the fourth aspect of the present invention, since the lumped constant differential delay line is configured as an all-pass type, the above-described effects can be obtained in the all-pass configuration.
本発明の請求項5に係るコモンモードフィルタでは、上記集中定数差動遅延線と、コモンモードノイズ減衰用インダクタ、コモンモードノイズを吸収する抵抗、又はこれらインダクタと抵抗の直列若しくは並列回路とを1区間の差動遅延素子とし、その差動線路に差動遅延素子を梯子状に複数直列配置し複数区間を構成するから、上述した効果に加えて、種々の特性を得ることが可能である。 In a common mode filter according to a fifth aspect of the present invention, the lumped constant differential delay line, the common mode noise attenuating inductor, the resistor that absorbs the common mode noise, or a series or parallel circuit of these inductor and resistor is provided. Since a plurality of differential delay elements are arranged in series in a ladder shape on the differential line, and a plurality of sections are configured, it is possible to obtain various characteristics in addition to the above-described effects.
本発明の請求項6に係るコモンモードフィルタは、上記差動遅延素子の間に集中定数差動遅延線が梯子状に直列配置されて構成されているから、上述した効果に加えて、種々の特性を得ることができる。 Since the common mode filter according to claim 6 of the present invention is configured by lumped constant differential delay lines arranged in series in a ladder shape between the differential delay elements, in addition to the effects described above, Characteristics can be obtained.
本発明の請求項7に係るコモンモードフィルタは、上記キャパシタどうしの複数の接続点間に抵抗が接続されて構成されているから、上記集中定数差動遅延線が2区間以上の区間構成において、上述した効果に加えて、種々の特性を得ることができる。 Since the common mode filter according to claim 7 of the present invention is configured by connecting resistors between a plurality of connection points of the capacitors, the lumped constant differential delay line has a section configuration of two sections or more. In addition to the effects described above, various characteristics can be obtained.
本発明の請求項8に係るコモンモードフィルタでは、上記集中定数差動遅延線として、誘導m型および全域通過型の差動遅延素子中から異なる2個又は3個を複合して構成するから、種々の通過型構成において上述した効果を得ることが可能である。 In the common mode filter according to claim 8 of the present invention, the lumped constant differential delay line is composed of two or three different differential m-type and all-pass differential delay elements in combination. The effects described above can be obtained in various passing configurations.
本発明の請求項9に係るコモンモードフィルタでは、上記差動遅延素子における減衰極周波数を異ならせてなるから、コモンモードノイズの通過特性を所望の特性に形成し易く、さらに入力端子部におけるコモンモードノイズのピーク電圧が周波数成分毎に分散される等、種々の特性を得ることが可能で、確実に電磁障害も引き起こし難い。 In the common mode filter according to the ninth aspect of the present invention, since the attenuation pole frequency in the differential delay element is made different, it is easy to form the pass characteristic of the common mode noise to a desired characteristic, and further, the common mode filter in the input terminal portion is common. It is possible to obtain various characteristics such that the peak voltage of mode noise is dispersed for each frequency component, and it is difficult to reliably cause electromagnetic interference.
本発明の請求項10に係るコモンモードフィルタでは、上記差動線路の入出力側の差動遅延素子における減衰極の周波数を、これらの間の差動遅延素子における減衰極の周波数より高く設定してなるから、ノイズ減衰用インダクタの値が大きくなるのを抑え、これらの値を揃え易い。 In the common mode filter according to claim 10 of the present invention, the frequency of the attenuation pole in the differential delay element on the input / output side of the differential line is set higher than the frequency of the attenuation pole in the differential delay element between them. Therefore, it is possible to suppress the increase in the value of the noise attenuating inductor and to easily align these values.
本発明の請求項11に係るコモンモードフィルタ用インダクタでは、値の等しい4個の平面巻線型インダクタを上下関係で対向配置し、最上部の第1のインダクタおよび最上部から2番目の第2のインダクタの上下関係の距離を第1の距離とし、最上部から3番目の第3のインダクタおよび最上部から4番目の第4のインダクタの上下関係の距離も第1の距離とし、それら第1および第3のインダクタの上下関係の距離を第2の距離とし、それら第2および第4のインダクタの上下関係の距離も第2の距離とし、それら第1および第2のインダクタが正結合となるように直列接続され、それら第3および第4のインダクタも正結合となるように直列接続された構成にするとともに、それら第1および第2のインダクタの立体的な位置関係と第3および第4のインダクタの立体的な位置関係とを等しくし、それら第1および第3のインダクタが差動線路間で対をなし、それら第2および第4のインダクタも差動線路間で対をなすように構成して1区間のインダクタとしたから、上述したコモンモードフィルタ用のインダクタを具体的に実現可能である。 In an inductor for a common mode filter according to an eleventh aspect of the present invention, four planar winding type inductors having the same value are arranged opposite to each other in a vertical relationship, and the uppermost first inductor and the second uppermost second inductor are arranged. The vertical distance of the inductor is the first distance, and the vertical distance of the third inductor third from the top and the fourth inductor fourth from the top is also the first distance. The vertical distance of the third inductor is the second distance, and the vertical distance of the second and fourth inductors is also the second distance so that the first and second inductors are positively coupled. Are connected in series so that the third and fourth inductors are also positively coupled, and the three-dimensional positional relationship between the first and second inductors and the first And the three-dimensional positional relationship of the fourth inductor, the first and third inductors form a pair between the differential lines, and the second and fourth inductors also form a pair between the differential lines. Since the one-section inductor is configured as described above, the above-described inductor for the common mode filter can be specifically realized.
以下、本発明に係るコモンモードフィルタおよびコモンモードフィルタ用インダクタの実施の形態を図面を参照して説明する。 Embodiments of a common mode filter and a common mode filter inductor according to the present invention will be described below with reference to the drawings.
図1は本発明に係るコモンモードフィルタの第1の構成を示すものであり、1区間の回路構成を示す回路図である。 FIG. 1 shows a first configuration of a common mode filter according to the present invention, and is a circuit diagram showing a circuit configuration of one section.
図1において、差動入力端子1A、1Bと差動出力端子2A、2B間の差動線路1、3には、4個の同じインダクタンスLs/2を有する第1のインダクタ11と第2のインダクタ12、第3のインダクタ13と第4のインダクタ14が配置されており、第1のインダクタ11と第2のインダクタ12とは相互誘導が正の相互インダクタンスm1を持つように直列接続され、一方の差動線路1の直列素子が形成されている。
In FIG. 1, the
第3のインダクタ13と第4のインダクタ14とは、相互誘導が正の相互インダクタンスm1を持つように直列接続され、他方の差動線路3の直列素子が形成されている。
The
第1のインダクタ11と第2のインダクタ12との接続点には、同じ値を持つ2つの直列接続された一方のキャパシタCoの一端が並列素子として接続され、第3のインダクタ13と第4のインダクタ14との接続点には他方のキャパシタCoの他端が並列素子として接続されている。
One end of two series-connected capacitors Co having the same value is connected as a parallel element to a connection point between the
キャパシタCoどうしの接続点T1とグランド電位との間には、コモンモードノイズ減衰用のインダクタL1が接続されており、1区間の差動遅延線型コモンモードフィルタdlが構成されている。 A common mode noise attenuating inductor L1 is connected between a connection point T1 between the capacitors Co and the ground potential, and a differential delay line type common mode filter dl of one section is configured.
さらに、当該一区間内の差動線路間で対をなす第1および第3のインダクタ11、13間、第2および第4のインダクタ12、14間は、同じ相互誘導の相互インダクタンスm2を有する。差動信号に対しては、それぞれのインダクタンスLs/2と相互インダクタンスm2の差分が直列素子として機能し、コモンモード信号に対しては、それぞれのインダクタンスLs/2と相互インダクタm2との和分が直列素子として機能している。
Further, the first and
第2および第3のインダクタ12、13間には相互インダクタンスm3が、第1および第4のインダクタ11、14間には相互インダクタンスm4があり、相互インダクタンスm3と相互インダクタンスm4は異なった値となっている。
There is a mutual inductance m3 between the second and
すなわち、直列接続された2組の正結合する第1、第2のインダクタ11、12間および第3、第4のインダクタ13、14間の相互インダクタンスm1を当該2組どうしで等しくするとともに、差動線路1、3間で対をなす2組の第1、第3のインダクタ11、13間および第2、第4のインダクタ12、14間の相互インダクタンスm2を当該2組どうしで等しくする。さらに、それら差動線路1、3間において、入力側の第1、第3のインダクタ11、13と出力側の第2、第4のインダクタ12、14による2組の相互インダクタンスm3、m4が当該2組どうしで異なる構成となっているので、相互インダクタンスm1〜m4が見かけ上、アンバランスとなっている。
That is, the mutual inductance m1 between the two sets of the first and
ここで、図1の回路構成を解析すると、差動信号に対して等価回路が図2のようになり、コモンモードノイズに対しては図3の等価回路が得られ、図2および図3も完全にバランスすることが分かった。 Here, when the circuit configuration of FIG. 1 is analyzed, the equivalent circuit for the differential signal is as shown in FIG. 2, and for the common mode noise, the equivalent circuit of FIG. 3 is obtained, and FIGS. I found it perfectly balanced.
以下、図1の回路構成が図2および図3の等価回路となることを説明する。 Hereinafter, it will be described that the circuit configuration of FIG. 1 becomes an equivalent circuit of FIGS.
一般に、遅延線の群遅延特性は、結合係数kを用いて表現した方が理解し易い。これらの関係を数式で示すと、相互インダクタンスm1の結合係数をk1、相互インダクタンスm2の結合係数をk2、相互インダクタンスm3の結合係数をk3、相互インダクタンスm4の結合係数をk4とすれば、それら結合係数k1〜k4が「数1」、「数2」、「数3」および「数4」で示される。
In general, it is easier to understand the group delay characteristic of the delay line expressed using the coupling coefficient k. These relationships can be expressed by mathematical formulas, where the coupling coefficient of the mutual inductance m1 is k1, the coupling coefficient of the mutual inductance m2 is k2, the coupling coefficient of the mutual inductance m3 is k3, and the coupling coefficient of the mutual inductance m4 is k4. The coefficients k1 to k4 are represented by “
ここで、4個のインダクタ11、12、13、14の極性を図1のように定め、差動信号に対する直列素子としてのインダクタのインダクタンスをLo/2とすると、このLo/2は、同一区間内で入力側の正相と負相間、又は出力側の正相と負相間に位置するインダクタ間の相互誘導m2との差分となり、「数5」で示される。
Here, when the polarities of the four
さらに、誘導m型として機能する相互誘導をmdとすると、mdは「数6」で示される。 Furthermore, when the mutual induction functioning as the induction m type is md, md is expressed by “Expression 6”.
他方、コモンモードノイズに対しては、直列素子としてのインダクタンスをLc/2とすると、Lc/2は「数7」で示される。 On the other hand, for common mode noise, assuming that the inductance of the series element is Lc / 2, Lc / 2 is expressed by “Equation 7”.
また、コモンモードノイズに対して、誘導m型として機能する相互誘導mcは「数8」で示される。 Further, the mutual induction mc functioning as the induction m type with respect to the common mode noise is represented by “Equation 8”.
さらに、回路解析においては、相互誘導mdの場合も、相互誘導mdとインダクタLo/2に対する比、すなわち結合係数を用いることが一般的であり、その結合係数をkdとすれば、kdは「数9」で示される。 Further, in the circuit analysis, in the case of the mutual induction md, it is common to use a ratio between the mutual induction md and the inductor Lo / 2, that is, a coupling coefficient. 9 ”.
さらに、上述した「数1」〜「数4」を「数9」に代入して全てを結合係数の式にまとめると「数10」で示される。
Furthermore, when “
すなわち、回路解析により得られた以上の数式「数5」〜「数10」の結果により、図1に示す第1の構成が、図2および図3の等価回路として表現されることが分かる。
That is, it can be seen that the first configuration shown in FIG. 1 is expressed as the equivalent circuit of FIGS. 2 and 3 based on the results of the above mathematical expressions “
図1に示したコモンモードフィルタは1区間の構成であったが、コモンモードフィルタに要求される特性に従って複数区間が必要な場合、図1の回路構成を複数段縦続接続することで容易に得られる。 The common mode filter shown in FIG. 1 has a configuration of one section. However, when a plurality of sections are required according to the characteristics required for the common mode filter, the circuit configuration of FIG. 1 can be easily obtained by cascading multiple stages. It is done.
なお、その場合は、コモンモードノイズ減衰用のインダクタL1の値を変化させて減衰極周波数を調整したり、コモンモードノイズの電力吸収のため、コモンモードノイズ減衰用インダクタL1に対して抵抗等を直列又は並列に接続することも可能である。 In this case, the attenuation pole frequency is adjusted by changing the value of the inductor L1 for attenuating the common mode noise, or a resistor or the like is added to the inductor L1 for attenuating the common mode noise to absorb the power of the common mode noise. It is also possible to connect in series or in parallel.
このように、図1の回路構成において、完全にバランスした等価回路が得られることは、コモンモードフィルタを具体的に製品化する場合に非常に有益である。 Thus, in the circuit configuration of FIG. 1, obtaining a perfectly balanced equivalent circuit is very useful when a common mode filter is specifically commercialized.
なお、上記説明では、図1の構成において、相互誘導m1およびm2はバランスしていることを前提に解析を行った。さらに、相互誘導m1又はm2がアンバランスの場合についても解析したが、この場合、差動信号およびコモンモードノイズ両方に対して等価回路がバランスする構成要素は得られなかった。 In the above description, the analysis is performed on the assumption that the mutual inductions m1 and m2 are balanced in the configuration of FIG. Furthermore, the case where the mutual induction m1 or m2 is unbalanced was also analyzed, but in this case, a component in which the equivalent circuit balances against both the differential signal and the common mode noise was not obtained.
次に、図1の回路構成を具体化するために有用なインダクタを説明する。 Next, an inductor useful for realizing the circuit configuration of FIG. 1 will be described.
図4は、本発明に係る差動遅延線型コモンモードフィルタのインダクタを具体化した構成を示す透視図である。 FIG. 4 is a perspective view showing a configuration embodying the inductor of the differential delay line type common mode filter according to the present invention.
図4において、同じインダクタンスを有する4個の第1のインダクタ11、第2のインダクタ12、第3のインダクタ13および第4のインダクタ14が、上下方向に上側から順に所定の間隔を置いて積層するように配置されている。
In FIG. 4, four
なお、これらの第1〜第4のインダクタ11〜14は、電子部品として構成する場合、それぞれが絶縁体基板上に導体パターンを設けて形成されるが、絶縁体基板の表示は省略してある。 In addition, when these 1st-4th inductors 11-14 are comprised as an electronic component and each provide a conductor pattern on an insulator board, the display of an insulator board is abbreviate | omitted. .
第1のインダクタ11は中心の巻き始め11Cから導体が反時計回り方向に巻回され、その終りが差動入力側リード1Aとなっている。第2のインダクタ12は中心の巻き始め12Cから導体が時計回り方向に第1のインダクタ12と同じ巻数で巻回され、その終りが差動出力側リード2Aとなっている。
In the
第1および第2のインダクタ11、12は、巻回方向が異なっているものの形状的に対称であり、同じインダクタンスを有する。第1および第2のインダクタ11、12は、その巻き始め11C、12Cが平面のXとY方向で一致しており、垂直のZ方向では第1の距離d1だけ離れている。更に、第1および第2のインダクタ11、12の巻き始め11C、12Cは、ビア15で電気的に接続されている。
Although the winding directions are different, the first and
第1のインダクタ11と同じ形状および寸法を有する第3のインダクタ13は、中心の巻き始め13Cから導体が反時計回り方向に巻回され、その終りが差動入力側リード1Bとなっている。第2のインダクタ12と同じ形状および寸法を有する第4のインダクタ14は、中心の巻き始め14Cから導体が時計回り方向に巻回され、その終りが差動出力側リード2Bとなっている。
The
第3および第4のインダクタ13、14の巻き始め13C、14Cは、平面のXとY方向で一致しており、垂直のZ方向では第1の距離d1だけ離れている。更に、第3および第4のインダクタ13、14の巻き始め13C、14Cは、ビア16で電気的に接続されている。
The winding
すなわち、第3および第4のインダクタ13、14の構成は、第1および第2のインダクタ11、12のそれと全く同じであり、平面のXとY方向も一致しており、第2および第3のインダクタ12、13は、垂直のZ方向の距離が第3の距離d3だけ離れている。
That is, the configuration of the third and
以上の構成の結果、第1および第3のインダクタ11、13との垂直のZ方向の距離はd2になり、第2および第4のインダクタ12、14との垂直のZ方向の距離もd2になる。
As a result of the above configuration, the vertical Z-direction distance from the first and
図4から分かるように、第2の距離d2は「数11」で示される。
As can be seen from FIG. 4, the second distance d2 is expressed by “
そして、第1および第4のインダクタ11、14との垂直のZ方向の距離が最も大きい第4の距離d4となり、これも図4から分かるように「数12」で示される。
Then, the distance in the vertical Z direction with respect to the first and
すなわち、第1の距離d1および第3の距離d3が定まれば、第2の距離d2および第4の距離d4も定まる。換言すれば、第1および第2の距離d1、d2が定まれば、第3および第4の距離d3、d4が定まる。 That is, if the first distance d1 and the third distance d3 are determined, the second distance d2 and the fourth distance d4 are also determined. In other words, if the first and second distances d1 and d2 are determined, the third and fourth distances d3 and d4 are determined.
さらに、第1〜第4のインダクタ11〜14において、相互の垂直のZ方向の距離は、第1〜第4の距離d1〜d4までの4種類の距離が存在する。
Further, in the first to
この図4の構成において、第1のインダクタ11の差動入力側リード1Aから電流i1が、第3のインダクタ13の差動入力側リード1Bからは電流i3が流れ込む場合、4個のインダクタ間の相互誘導は全てが正結合となる。第1の距離d1によって第1および第2のインダクタ11、12間に生じる相互誘導をm1とすれば、第3および第4のインダクタ13、14間も第1の距離d1なので、相互誘導m1となる。
In the configuration of FIG. 4, when current i1 flows from the differential
第2の距離d2によって第1および第3のインダクタ11、13間に生じる相互誘導をm2とすれば、第2および第4のインダクタ12、14間も第2の距離d2なので、相互誘導m2となる。
If the mutual induction generated between the first and
さらに、第3の距離によって第2および第3のインダクタ12、13間に相互誘導m3が生じ、第1および第4のインダクタ11、14間では第4の距離d4により相互誘導m4が生じる。
Further, a mutual induction m3 occurs between the second and
これらの4個の第1〜第4のインダクタ11〜14とこれらインダクタ間に存在する計6個の相互誘導m1〜m4により、図1の1区間の差動遅延線型コモンモードフィルタdlを構成可能である。
The differential delay line type common mode filter dl in one section of FIG. 1 can be configured by these four first to
さらに、図4のインダクタによって差動遅延線型コモンモードフィルタdlを構成し、良好な特性が得られる可能性を確認するために、次のような形状寸法のインダクタで電磁界シミュレーションを行った。 Further, the differential delay line type common mode filter dl is constituted by the inductor shown in FIG. 4, and an electromagnetic field simulation was performed using an inductor having the following shape and dimension in order to confirm the possibility of obtaining good characteristics.
ここでは、インダクタの導体部分の断面が幅10μm、厚み5μm、インダクタの導体間のギャップ間隔10μm、インダクタのX方向とY方向の外形寸法がともに0.15mmで、巻線数3ターンの方形平面形状の第1〜第4のインダクタ11〜14を想定した。
Here, the cross section of the conductor portion of the inductor is 10 μm wide, 5 μm thick, the gap interval between the conductors of the inductor is 10 μm, the outer dimensions of both the X and Y directions of the inductor are 0.15 mm, and the winding is a square plane with 3 turns. The assumed first to
図5は、上記寸法形状の第1〜第4のインダクタ11〜14について、第1の距離d1を10μmで一定とし、第3の距離d3を変化させた場合の、遅延線としての結合係数kdを求めた解析結果である。なお、第1〜第4のインダクタ11〜14のインダクタンスは、1GHzにおいてそれぞれ1nHである。
FIG. 5 shows a coupling coefficient kd as a delay line when the first distance d1 is constant at 10 μm and the third distance d3 is changed for the first to
第3の距離d3は10μmから35μmまで変化させたが、第3の距離d3が10μmの場合の結合係数kdは0.27で、第3の距離d3が35μmの場合の結合係数kdは0.52である。 Although the third distance d3 was changed from 10 μm to 35 μm, the coupling coefficient kd when the third distance d3 was 10 μm was 0.27, and the coupling coefficient kd when the third distance d3 was 35 μm was 0. 52.
この値の範囲は、誘導m型の回路構成とした場合に望ましい結合係数kdの0.24付近よりやや大きめであるが、許容できない値ではない。また、全域通過型の回路構成とした場合に、望ましい結合係数kdの0.42付近を充分にカバーしている。 The range of this value is slightly larger than the desirable coupling coefficient kd of around 0.24 in the case of an induction m-type circuit configuration, but it is not an unacceptable value. Further, in the case of an all-pass circuit configuration, a desirable coupling coefficient kd of about 0.42 is sufficiently covered.
全域通過型の回路構成とした場合、望ましい結合係数kdが0.42となる第3の距離d3は20μmである。この場合には、第1〜第4のインダクタ11〜14の4個全体の厚みは0.045mmとなる。
In the case of an all-pass circuit configuration, the third distance d3 at which the desirable coupling coefficient kd is 0.42 is 20 μm. In this case, the total thickness of the four first to
そのシミュレーションで評価したインダクタによって全域通過型の遅延線型コモンモードフィルタを構成した場合、1区間のインダクタの寸法は0.15mm平方、厚みが0.045mmの極めて小さい体積で得られる。 When an all-pass type delay line type common mode filter is configured by the inductor evaluated in the simulation, the size of the inductor in one section is obtained with a very small volume of 0.15 mm square and thickness of 0.045 mm.
さらに、1区間を構成する第1〜第4のインダクタ11〜14全体の直流抵抗は、導体材料に銅を使用した場合、1.66Ωである。例えば、これらインダクタで4区間の差動遅延線型コモンモードフィルタを構成すると、コモンモードフィルタとしての直流抵抗は6.64Ωとなる。しかし、この値は、本発明が超小型のコモンモードフィルタを構成して、小電力回路での用途を目指し、かつ差動線路の特性インピーダンスを100Ωとした場合、許容できる値である。
Furthermore, the direct current resistance of the first to
さらに、誘導m型の回路構成に望ましい結合係数kdの0.24付近にすることも容易で、その1つの方法は第1の距離d1を10μmから少し増加させることである。 Furthermore, it is easy to make the coupling coefficient kd, which is desirable for an induction m-type circuit configuration, close to 0.24, and one method is to slightly increase the first distance d1 from 10 μm.
その他の方法は、後述する図6に示すように、第2および第4のインダクタ12、14の平面的な位置を第1および第3のインダクタ11、13から移動させることで得られる。
Other methods can be obtained by moving the planar positions of the second and
図6は、第1〜第4までのインダクタ11〜14を配置した概略側面図であり、上から順に第1のインダクタ11、第2のインダクタ12、第3のインダクタ13、第4のインダクタ14が垂直のZ方向に配置されている。
FIG. 6 is a schematic side view in which the first to
第1および第2のインダクタ11、12の距離はd1、第3および第4のインダクタ13、14の距離もd1であり、第2および第3のインダクタ12、13の距離はd3である。
The distance between the first and
図6の構成では、上述した「数11」および「数12」から第2および第4の距離d2、d4も定められるし、第2および第4のインダクタ12、14が平面的に移動した位置にあり、平面のXとY方向に距離dx、dyだけ移動している。なお、図6は側面図なので平面のXとY方向の両方は表示されず、省略された図となっている。
In the configuration of FIG. 6, the second and fourth distances d2 and d4 are also determined from the above-mentioned “
その構成は、上述したシミュレーションの例で第2および第4のインダクタ12、14双方に対し、平面のX方向の移動値dxと、平面のY方向の移動値dyとをともに10μmとした場合であり、第3の距離d3が10μの場合のkdは0.22となった。すなわち、この移動により誘導m型で望ましい結合係数kdは、0.24よりも小さい値となっており、平面のX、Y方向への移動が有効な手段であることが分かる。
The configuration is such that, in the simulation example described above, both the movement value dx in the plane X direction and the movement value dy in the Y direction of the plane are both 10 μm for both the second and
図6の具体例では、平面のXとY方向の両方を移動させたが、必ずしも両方である必要はないし、両方を移動させる場合も両者が同じ値である必要はない。要は、第1および第2のインダクタ11、12との立体的な位置関係が、第3および第4のインダクタ13、14の立体的な位置関係と同じであれば良い。
In the specific example of FIG. 6, both the X and Y directions of the plane are moved. However, both are not necessarily required, and both need not be the same value when both are moved. In short, the three-dimensional positional relationship between the first and
さらに、上述した図4において、最上段の第1のインダクタ11の巻終りを差動入力側リード1Aとし、3段目の第3のインダクタ13の巻終りを差動入力側リード1Bとしたが、図4の差動入力側リード1A、1Bと差動出力側リード1A、2Bを入替えることが可能なことは、回路網理論からは当然である。
Further, in FIG. 4 described above, the winding end of the
すなわち、図4の1区間のインダクタを複数組合わせて複数区間構成とする場合、1区間目の終りが上から2段目の2Aとなるので、2区間目の始めとしては、上から2段目が差動入力側リード1Aである方が接続には極めて有利である。2区間目の終りは再び1段目に戻ってくることになり、複数区間の場合のインダクタ間の接続も容易となり、極めて実用的である。
That is, when a plurality of inductors in one section in FIG. 4 are combined to form a plurality of sections, the end of the first section is 2A from the second stage from the top. It is very advantageous for connection that the eye is the differential
さらに、図4では第1および第2のインダクタ11、12、第3および第4のインダクタ13、14の巻線方向が各々異なっているが、これは同じ巻線方向にして、結合が正になるような接続にしても良い。要は、図1の6個の相互誘導と同じ関係が得られれば本発明の効果が実現できる。
Further, in FIG. 4, the winding directions of the first and
以上、図1に示す本発明の回路構成は、差動線路として見かけはアンバランスである。 As described above, the circuit configuration of the present invention shown in FIG. 1 is apparently unbalanced as a differential line.
しかし、差動信号とコモンモードノイズの両方に対して、等価回路が完全にバランスする解析結果が得られた。そして、コモンモードフィルタとして具体化する場合に、1区間に必要な4個のインダクタを極めて接近させて配置させることが可能で、極めて超小型に構成できる。しかも、本発明では、遅延線として最も重要な群遅延特性を決定する結合係数kdに対する自由度が高く、誘導m型でも、全域通過型でも容易に実現できる。 However, an analysis result was obtained in which the equivalent circuit was perfectly balanced against both differential signals and common mode noise. And when it implements as a common mode filter, it is possible to arrange | position the four inductors required for 1 area very closely, and it can comprise a very small size. In addition, the present invention has a high degree of freedom with respect to the coupling coefficient kd that determines the most important group delay characteristic as a delay line, and can be easily realized by either an induction m type or an all-pass type.
従来から集中定数型遅延線を開発する場合、郡遅延特性は結合係数によって決定されるが、シングルエンドの構成の場合、結合係数の値を最適値に実現する必要のためインダクタを極めて接近させて配置させることは不可能であった。 Conventionally, when developing a lumped constant delay line, the group delay characteristics are determined by the coupling coefficient. However, in the case of a single-ended configuration, the inductor must be very close to achieve the optimum coupling coefficient value. It was impossible to place them.
この点、コモンモードフィルタとしての差動遅延線では、本発明により1区間の構成に必要な4個のインダクタを極めて接近させることが可能となり、超小型、高性能のコモンモードフィルタを実現可能となった。 In this regard, in the differential delay line as a common mode filter, the present invention makes it possible to make the four inductors necessary for the configuration of one section very close to each other, thereby realizing an ultra-small and high-performance common mode filter. became.
図7は本発明のコモンモードフィルタに係る第2の実施の形態であり、図1に示した1区間分のコモンモードフィルタを4個用い、4区間からなる誘導mT型の梯子型差動4端子網5を構成したものである。
FIG. 7 shows a second embodiment of the common mode filter according to the present invention. The four common mode filters for one section shown in FIG. 1 are used, and an induction mT type ladder differential 4 composed of four sections. A
同様に、差動信号に対する等価回路は、図2に示した1区間分の等価回路を4個用いて図8のようになり、コモンモードノイズに対する等価回路は、図3に示した1区間分の等価回路を4個用いて図9のようになる。 Similarly, the equivalent circuit for differential signals is as shown in FIG. 8 using four equivalent circuits for one section shown in FIG. 2, and the equivalent circuit for common mode noise is for one section shown in FIG. As shown in FIG. 9, four equivalent circuits are used.
相互誘導m1〜m4に対する結合係数k1〜k4、直列素子としてのインダクタンスLdおよびLc、誘導m型として機能する相互誘導mdおよびmc、さらに相互誘導mdに対する結合係数kdは、「数1」〜「数10」と同じである。 The coupling coefficients k1 to k4 for the mutual inductions m1 to m4, the inductances Ld and Lc as series elements, the mutual induction md and mc functioning as the induction m type, and the coupling coefficient kd for the mutual induction md are expressed by 10 ".
図10は、図7の構成における差動信号およびコモンモードノイズに対する特性図であり、kd=0.24、図8における1区間の遅延時間が37.5ps、特性インピーダンスが100Ωとなるように定め、相互誘導m2に対する結合係数k2=0.2、相互誘導m3に対する結合係数k3=0.3、相互誘導m4に対する結合係数k4=0.1とした場合の特性である。 FIG. 10 is a characteristic diagram with respect to the differential signal and common mode noise in the configuration of FIG. 7, and is determined so that kd = 0.24, the delay time of one section in FIG. 8 is 37.5 ps, and the characteristic impedance is 100Ω. These are the characteristics when the coupling coefficient k2 = 0.2 for the mutual induction m2, the coupling coefficient k3 = 0.3 for the mutual induction m3, and the coupling coefficient k4 = 0.1 for the mutual induction m4.
なお、以上の条件から相互誘導m1に対する結合係数k1を求める数式は「数13」で示される。
In addition, the mathematical formula for obtaining the coupling coefficient k1 for the mutual induction m1 from the above conditions is expressed by “
そのため、結合係数k1はk1=0.392となる。 Therefore, the coupling coefficient k1 is k1 = 0.392.
この場合、図中のfc1〜fc4を決める直列共振周波数は、コモンモードノイズ減衰用インダクタL1〜L4の各値からmc/2を差し引いた値と2×Coで決定される。 In this case, the series resonance frequency that determines fc1 to fc4 in the figure is determined by a value obtained by subtracting mc / 2 from each value of the common mode noise attenuating inductors L1 to L4 and 2 × Co.
そこで、差動遅延素子dl1〜dl4の各共振周波数を以下のように設定する。
fc1は 、(L4−mc/2)と2×Co決まる直列共振周波数で、ここでは2.39GHz
fc2は (L3−mc/2)と2×Coで決まる直列共振周波数で、ここでは2.53GHz
fc3は (L2−mc/2)と2×Coで決まる直列共振周波数で、ここでは2.93GHz
fc4は (L1−mc/2)と2×Coで決まる直列共振周波数で、ここでは4.1GHzTherefore, the resonance frequencies of the differential delay elements dl1 to dl4 are set as follows.
fc1 is a series resonance frequency determined by (L4-mc / 2) and 2 × Co, and here, 2.39 GHz.
fc2 is a series resonance frequency determined by (L3-mc / 2) and 2 × Co. Here, 2.53 GHz
fc3 is a series resonance frequency determined by (L2-mc / 2) and 2 × Co, and here, 2.93 GHz
fc4 is a series resonance frequency determined by (L1-mc / 2) and 2 × Co, which is 4.1 GHz here.
すると、2.36GHz以上の周波数でコモンモードノイズの減衰は−34dB以上が得られる。 Then, the attenuation of the common mode noise is −34 dB or more at a frequency of 2.36 GHz or more.
図11は本発明のコモンモードフィルタに係る第3の実施の形態であり、4区間からなる全域通過型集中定数差動遅延線の構成である。 FIG. 11 shows a third embodiment of the common mode filter of the present invention, which is a configuration of an all-pass lumped constant differential delay line having four sections.
図11に係るコモンモードフィルタは、4個の差動遅延素子dl1〜dl4からなる。各差動遅延素子dl1〜dl4は、受動直列素子を形成するインダクタLsを2等分し、2等分されたインダクタLs/2どうしを直列接続するとともに互いに相互誘導m1で結合させ、2等分されたインダクタLs/2どうしの接続点の間を、上述したキャパシタの直列回路で接続した構成を有している。 The common mode filter according to FIG. 11 includes four differential delay elements dl1 to dl4. Each of the differential delay elements dl1 to dl4 divides the inductor Ls forming the passive series element into two equal parts, and the two equally divided inductors Ls / 2 are connected in series and coupled with each other by mutual induction m1. The connection points of the inductors Ls / 2 are connected by the above-described series circuit of capacitors.
さらに、同一区間内のインダクタLs/2は、入力側の正相と負相間、および出力側の正相と負相間で相互誘導m2にて結合されており、正相出力側と負相入力側間で相互誘導m3、正相入力側と負相出力側間で相互誘導m4にて結合されているうえ、直列接続されたインダクタLs/2の両端をキャパシタCaで橋絡したものである。 Further, the inductor Ls / 2 in the same section is coupled by a mutual induction m2 between the positive phase and the negative phase on the input side and between the positive phase and the negative phase on the output side, and the positive phase output side and the negative phase input side In addition, a mutual induction m3 is coupled between the positive phase input side and the negative phase output side by a mutual induction m4, and both ends of the inductor Ls / 2 connected in series are bridged by a capacitor Ca.
この構成も、図7の構成と同様に、本発明の主旨の1つである小型化を実現するため、各差動遅延素子dl1〜dl4の1区間分を形成する4つのインダクタLs/2を互いに接近して配置させ、互いに相互誘導を持たせ、図11のように4種の相互誘導を定めている。 Similarly to the configuration of FIG. 7, this configuration also includes four inductors Ls / 2 forming one section of each differential delay element dl1 to dl4 in order to realize miniaturization, which is one of the gist of the present invention. The four types of mutual induction are defined as shown in FIG.
図11の構成では、図7と比べて橋絡容量Caが追加されている以外は同じなので、インダクタLs/2のインダクタンス、相互誘導および結合係数は上述した「数1」〜「数10」および「数13」と同様になる。
The configuration of FIG. 11 is the same as that of FIG. 7 except that the bridging capacitance Ca is added. Therefore, the inductance, the mutual induction, and the coupling coefficient of the inductor Ls / 2 are the above-described “
従って、図11の構成は、差動信号に対して図12の回路定数で機能し、コモンモードノイズに対して図13の回路定数で機能する。 Therefore, the configuration of FIG. 11 functions with the circuit constants of FIG. 12 for differential signals and functions with the circuit constants of FIG. 13 for common mode noise.
この図11の構成においても、図7の構成と同様に、相互誘導mdの代わりに結合係数kdを用いて、この場合はkd=0.42、図12における1区間の遅延時間が37.5ps、特性インピーダンスは100Ωとなるように定め、さらに、相互誘導m2に対する結合係数k2=0.1、相互誘導m3に対する結合係数k3=0.15、相互誘導m4に対する結合係数k4=0.05としている。 11, the coupling coefficient kd is used instead of the mutual induction md. In this case, kd = 0.42, and the delay time of one section in FIG. 12 is 37.5 ps. The characteristic impedance is determined to be 100Ω, and the coupling coefficient k2 = 0.1 for the mutual induction m2, the coupling coefficient k3 = 0.15 for the mutual induction m3, and the coupling coefficient k4 = 0.05 for the mutual induction m4. .
このような条件下で、相互誘導m1に対する結合係数k1が「数13」によって求められ、k1=0.478となる。
Under such conditions, the coupling coefficient k1 for the mutual induction m1 is obtained by “
図11の全域通過型集中定数差動遅延線においては、結合係数kdを誘導m型の場合より大きい値にすることが好ましい。 In the all-pass type lumped constant differential delay line of FIG. 11, the coupling coefficient kd is preferably set to a value larger than that of the induction m type.
さらに、橋絡容量Caが配置されているが、結合係数kdが0.42の場合、橋絡容量CaはキャパシタCoの1/10程度の値が使用される。 Further, although the bridging capacitance Ca is arranged, when the coupling coefficient kd is 0.42, the bridging capacitance Ca is about 1/10 of the capacitor Co.
図14は、図11に示すコモンモードフィルタの特性図であり、符号Sdd21は差動信号通過特性、符号Scc21はコモンモードノイズ通過特性である。 FIG. 14 is a characteristic diagram of the common mode filter shown in FIG. 11, where Sdd21 is a differential signal passing characteristic and Scc21 is a common mode noise passing characteristic.
この場合、各共振周波数fc1〜fc4を決める直列共振周波数は、コモンモードノイズ減衰用インダクタL1〜L4の各値からmc/2を差し引いた値と2×Coで決定される。 In this case, the series resonance frequency that determines each resonance frequency fc1 to fc4 is determined by a value obtained by subtracting mc / 2 from each value of the common mode noise attenuating inductors L1 to L4 and 2 × Co.
そこで、各共振周波数を以下のように設定すると、2.36GHz以上の周波数でコモンモードノイズの減衰は−32dB以上が得られる。 Therefore, when each resonance frequency is set as follows, attenuation of common mode noise is −32 dB or more at a frequency of 2.36 GHz or more.
fc1は (L4−mc/2)と2×Co決まる直列共振周波数で、ここでは2.39GHz
fc2は (L3−mc/2)と2×Coで決まる直列共振周波数で、ここでは2.51GHz
fc3は (L2−mc/2)と2×Coで決まる直列共振周波数で、ここでは2.82GHz
fc4は (L1−mc/2)と2×Coで決まる直列共振周波数で、ここでは3.66GHzfc1 is a series resonance frequency determined by (L4-mc / 2) and 2 × Co, and here is 2.39 GHz.
fc2 is a series resonance frequency determined by (L3-mc / 2) and 2 × Co. Here, 2.51 GHz
fc3 is a series resonance frequency determined by (L2-mc / 2) and 2 × Co, and here, 2.82 GHz.
fc4 is a series resonance frequency determined by (L1-mc / 2) and 2 × Co, and here is 3.66 GHz.
なお、より正確には、橋絡容量Caの影響も加味する必要があるが、その影響はごくわずかであり、簡単化のためここでは無視している。 More precisely, the influence of the bridging capacitance Ca needs to be taken into account, but the influence is negligible and is ignored here for the sake of simplicity.
なお、図示はしないが、全域通過型集中定数遅延線では、差動信号の振幅特性が非常に平坦であり、殆ど振幅変動がなく、また群遅延特性の平坦性にも優れている。 Although not shown, in the all-pass lumped constant delay line, the amplitude characteristic of the differential signal is very flat, there is almost no amplitude fluctuation, and the flatness of the group delay characteristic is excellent.
全域通過型集中定数遅延線では、図14から分かるように、12GHz付近に差動信号通過特性が劣化する点があり、また12.5GHzでコモンモードノイズが通過する点がある。しかし、12GHz付近は、2.5GHzに対しては約5倍の高調波に当たるうえ、パルス信号の波形品位を保つために必要とされる3倍の高調波、すなわち7.5GHzまでの帯域では、良好な差動信号の通過とコモンモードノイズの減衰が得られているので、通常は殆ど問題とならない。もし問題となる場合には、全域通過型集中定数差動遅延線とその他の低域通過型の遅延線を組合わせることも可能である。 In the all-pass type lumped constant delay line, as can be seen from FIG. 14, there is a point where the differential signal passing characteristic deteriorates in the vicinity of 12 GHz, and there is a point where common mode noise passes at 12.5 GHz. However, the vicinity of 12 GHz hits about 5 times higher harmonics than 2.5 GHz, and in addition to 3 times higher harmonics required to maintain the waveform quality of the pulse signal, that is, up to 7.5 GHz, Since good differential signal passing and common mode noise attenuation are obtained, there is usually almost no problem. If there is a problem, it is possible to combine an all-pass lumped constant differential delay line with other low-pass delay lines.
さらに、上述した本発明のコモンモードフィルタは、集中定数差動遅延線として誘導m型又は全域通過型の2種で説明したが、その他の構成でも可能である。 Furthermore, the above-described common mode filter of the present invention has been described with respect to the lumped constant differential delay line of two types of induction m type or all-pass type, but other configurations are possible.
例えば、誘導m型が梯子型集中定数差動遅延線の直列素子であるインダクタの隣接区間で相互誘導を持つのに対し、例示はしないが、2区間以上離れた区間のインダクタ間に相互誘導を持たせた構成の遅延線も知られており、このような構成においても本発明に係る構成の応用が可能であり、同様の効果を得ることが可能である。 For example, the induction m type has mutual induction in an adjacent section of an inductor that is a series element of a ladder type lumped constant differential delay line, whereas although not illustrated, mutual induction is performed between inductors in sections of two or more sections. A delay line having a given configuration is also known, and even in such a configuration, the configuration according to the present invention can be applied and the same effect can be obtained.
以上のことから、梯子型の差動4端子回路でその受動直列素子としてインダクタを配置し、その受動並列素子にキャパシタを配置した集中定数差動遅延線を基に構成した本発明のコモンモードフィルタは、超高速差動伝送線路を伝搬する望ましい超高速差動信号を通過させる一方、望ましくないコモンモードノイズを減衰させて通過させない。さらに、反射コモンモードノイズのピーク値を抑圧して、遮断された反射コモンモードノイズの電磁放射強度を低く抑えることが可能である。 From the above, the common mode filter of the present invention is configured based on a lumped-constant differential delay line in which an inductor is arranged as a passive series element in a ladder-type differential four-terminal circuit, and a capacitor is arranged in the passive parallel element. Passes the desired ultra-high speed differential signal propagating through the ultra-high speed differential transmission line while attenuating undesired common mode noise. Furthermore, the peak value of the reflected common mode noise can be suppressed, and the electromagnetic radiation intensity of the blocked reflected common mode noise can be kept low.
さらに、本発明の実施例は、全て集中定数差動遅延線が複数区間構成の場合で説明した。しかし、コモンモードノイズが特定の周波数にしか存在しない場合もあり得る。その場合、例えば、図6の集中定数差動遅延線として誘導mT型1区間だけの構成とし、1つ存在する減衰極周波数をコモンモードノイズの周波数に一致させればよい。 Furthermore, all the embodiments of the present invention have been described in the case where the lumped constant differential delay line has a multi-section configuration. However, there may be a case where common mode noise exists only at a specific frequency. In this case, for example, the lumped constant differential delay line of FIG. 6 may be configured with only one section of the induction mT type, and one attenuation pole frequency may be matched with the frequency of the common mode noise.
また、本発明のコモンモードフィルタにおいては、図15A、Bに示すように、コモンモードノイズ減衰用インダクタL1〜L4に対し抵抗R1、R10を直列接続又は並列接続した構成、更には、図16に示すように、接続点T1〜T4とグランド間に抵抗R10、R40を接続した構造や、接続点T1〜T4間に抵抗R12〜R34を接続した構成でも可能であり、このように構成することにより、コモンモード電力をこれらの抵抗で吸収減衰させることが可能である。 Also, in the common mode filter of the present invention, as shown in FIGS. 15A and 15B, resistors R1 and R10 are connected in series or in parallel to the common mode noise attenuating inductors L1 to L4. As shown, a structure in which resistors R10 and R40 are connected between the connection points T1 to T4 and the ground, and a structure in which resistors R12 to R34 are connected between the connection points T1 to T4 are possible. The common mode power can be absorbed and attenuated by these resistors.
要は、コモンモードノイズ減衰用インダクタ、コモンモードノイズを吸収する抵抗、又はこれらインダクタと抵抗の直列若しくは並列回路を減衰極形成回路として配置すれば良い。 In short, a common mode noise attenuating inductor, a resistor for absorbing common mode noise, or a series or parallel circuit of these inductor and resistor may be arranged as an attenuation pole forming circuit.
なお、本発明のコモンモードフィルタにおいて、複数区間を構成する場合、従来の差動遅延線、例えばコモンモードノイズ減衰用インダクタL1〜L4を省略したものを一部に用いて直列接続することも可能である。 In the common mode filter of the present invention, when a plurality of sections are formed, a conventional differential delay line, for example, common mode noise attenuating inductors L1 to L4 may be partially omitted and connected in series. It is.
1 差動線路(正相側)
1A、1B 差動入力端子(入力側)
2A、2B 差動出力端子(出力側)
3 差動線路(負相側)
5 梯子型差動4端子網
Co、Co/2、Ca キャパシタ
dl 集中定数差動遅延線
dl1、dl2、dl3、dl4 差動遅延素子(差動4端子回路)
Lo、Lo/2 インダクタ
Ls/2 インダクタのインダクタンス
L1、L2、L3、L4 コモンモードノイズ減衰用インダクタ
R1、R10、R12、R23、R34 抵抗
m1、m2、m3、m4 相互誘導
T1、T2、T3、T4 接続点1 Differential line (positive phase side)
1A, 1B Differential input terminal (input side)
2A, 2B differential output terminal (output side)
3 Differential line (negative phase side)
5 Ladder type differential 4-terminal network Co, Co / 2, Ca Capacitor dl Lumped constant differential delay line dl1, dl2, dl3, dl4 Differential delay element (differential 4-terminal circuit)
Lo, Lo / 2 Inductor Ls / 2 Inductor inductances L1, L2, L3, L4 Common mode noise attenuating inductors R1, R10, R12, R23, R34 Resistors m1, m2, m3, m4 Mutual induction T1, T2, T3, T4 connection point
Claims (11)
直列接続された前記キャパシタどうしの接続点とグランド電位との間に接続され、前記キャパシタとともにコモンモードノイズ減衰用減衰極を形成するコモンモードノイズ減衰用インダクタ、コモンモードノイズを吸収する抵抗、又はこれらインダクタと抵抗の直列若しくは並列回路と、
を具備するコモンモードフィルタであり、
前記集中定数差動遅延線のインダクタは、T型回路を形成する値の等しい4個のインダクタからなり、直列接続された2組の正結合を有する前記インダクタ間の相互インダクタンスを当該2組どうしで等しくするとともに前記差動線路間で対をなす2組の前記インダクタ間の相互インダクタンスを当該2組どうしで等しくし、前記差動線路間で一方の線路の入力側のインダクタと他方の線路の出力側のインダクタによる2組の相互インダクタンスを当該2組どうしで異なる値とすることを特徴とするコモンモードフィルタ。A ladder-type differential four-terminal circuit comprising a passive series element including an inductor disposed in series in a differential line and a passive parallel element including a capacitor disposed in parallel between the differential lines; A lumped-constant differential delay line between the inductors forming the series element and paired between the differential lines in the same section, negative coupling for differential signals, and common mode noise Has a mutual induction with a positive polarity, and for differential signals, the difference between the inductance of the inductor and the mutual inductance of the mutual induction functions as the series element. The sum of the inductance and the mutual inductance is made to function as the series element, and the capacitor is equivalent to the capacitor and is connected to two series-connected keys having the same value. And lumped-constant differential delay line composed of Pashita,
A common mode noise attenuating inductor connected between a connection point of the capacitors connected in series and a ground potential, and forming a common mode noise attenuating pole together with the capacitor, a resistor for absorbing common mode noise, or these A series or parallel circuit of an inductor and a resistor;
A common mode filter comprising:
The inductor of the lumped-constant differential delay line is composed of four inductors having the same value forming a T-type circuit, and the mutual inductance between the two inductors having two pairs connected in series is connected between the two sets. And equalizing the mutual inductance between the two sets of the inductors paired between the differential lines between the two sets, so that the inductors on the input side of one line and the outputs of the other line are between the differential lines. A common mode filter characterized in that two sets of mutual inductances by the inductor on the side have different values between the two sets.
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