JPWO2009104358A1 - リング発振器 - Google Patents
リング発振器 Download PDFInfo
- Publication number
- JPWO2009104358A1 JPWO2009104358A1 JP2009554207A JP2009554207A JPWO2009104358A1 JP WO2009104358 A1 JPWO2009104358 A1 JP WO2009104358A1 JP 2009554207 A JP2009554207 A JP 2009554207A JP 2009554207 A JP2009554207 A JP 2009554207A JP WO2009104358 A1 JPWO2009104358 A1 JP WO2009104358A1
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- delay
- gate
- ring oscillator
- mosfet
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 claims description 17
- 239000002184 metal Substances 0.000 claims description 17
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 14
- 229910021420 polycrystalline silicon Inorganic materials 0.000 claims description 13
- 229920005591 polysilicon Polymers 0.000 claims description 13
- 230000000644 propagated effect Effects 0.000 claims description 10
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 9
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 4
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 2
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 claims description 2
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 claims description 2
- HCUOEKSZWPGJIM-YBRHCDHNSA-N (e,2e)-2-hydroxyimino-6-methoxy-4-methyl-5-nitrohex-3-enamide Chemical compound COCC([N+]([O-])=O)\C(C)=C\C(=N/O)\C(N)=O HCUOEKSZWPGJIM-YBRHCDHNSA-N 0.000 abstract description 4
- 101001109689 Homo sapiens Nuclear receptor subfamily 4 group A member 3 Proteins 0.000 abstract description 4
- 101000598778 Homo sapiens Protein OSCP1 Proteins 0.000 abstract description 4
- 101001067395 Mus musculus Phospholipid scramblase 1 Proteins 0.000 abstract description 4
- 102100022673 Nuclear receptor subfamily 4 group A member 3 Human genes 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 26
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 13
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 13
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 12
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 8
- 230000001902 propagating effect Effects 0.000 description 7
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 5
- 102100035087 Ectoderm-neural cortex protein 1 Human genes 0.000 description 4
- 101000877456 Homo sapiens Ectoderm-neural cortex protein 1 Proteins 0.000 description 4
- 239000000872 buffer Substances 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 3
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- MZAGXDHQGXUDDX-JSRXJHBZSA-N (e,2z)-4-ethyl-2-hydroxyimino-5-nitrohex-3-enamide Chemical compound [O-][N+](=O)C(C)C(/CC)=C/C(=N/O)/C(N)=O MZAGXDHQGXUDDX-JSRXJHBZSA-N 0.000 description 1
- 101100421857 Caenorhabditis elegans sod-2 gene Proteins 0.000 description 1
- 101000648528 Homo sapiens Transmembrane protein 50A Proteins 0.000 description 1
- 101100476983 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) SDT1 gene Proteins 0.000 description 1
- UZHDGDDPOPDJGM-UHFFFAOYSA-N Stigmatellin A Natural products COC1=CC(OC)=C2C(=O)C(C)=C(CCC(C)C(OC)C(C)C(C=CC=CC(C)=CC)OC)OC2=C1O UZHDGDDPOPDJGM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 102100028770 Transmembrane protein 50A Human genes 0.000 description 1
- 229910052782 aluminium Inorganic materials 0.000 description 1
- XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N aluminium Chemical compound [Al] XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 1
- KIWSYRHAAPLJFJ-DNZSEPECSA-N n-[(e,2z)-4-ethyl-2-hydroxyimino-5-nitrohex-3-enyl]pyridine-3-carboxamide Chemical compound [O-][N+](=O)C(C)C(/CC)=C/C(=N/O)/CNC(=O)C1=CC=CN=C1 KIWSYRHAAPLJFJ-DNZSEPECSA-N 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 238000005293 physical law Methods 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
- H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
- H01L27/04—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body
- H01L27/08—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including only semiconductor components of a single kind
- H01L27/085—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including only semiconductor components of a single kind including field-effect components only
- H01L27/088—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including only semiconductor components of a single kind including field-effect components only the components being field-effect transistors with insulated gate
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/027—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of logic circuits, with internal or external positive feedback
- H03K3/03—Astable circuits
- H03K3/0315—Ring oscillators
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/13—Arrangements having a single output and transforming input signals into pulses delivered at desired time intervals
- H03K5/14—Arrangements having a single output and transforming input signals into pulses delivered at desired time intervals by the use of delay lines
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/15—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors
- H03K5/15013—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors with more than two outputs
- H03K5/15026—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors with more than two outputs with asynchronously driven series connected output stages
- H03K5/15046—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors with more than two outputs with asynchronously driven series connected output stages using a tapped delay line
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/15—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors
- H03K5/15013—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors with more than two outputs
- H03K5/1506—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors with more than two outputs with parallel driven output stages; with synchronously driven series connected output stages
- H03K5/1508—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors with more than two outputs with parallel driven output stages; with synchronously driven series connected output stages using a plurality of delay lines
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Pulse Circuits (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Design And Manufacture Of Integrated Circuits (AREA)
Abstract
複数の多段遅延回路MD1〜MD5は、それぞれn個(nは自然数)の出力端子を有する。各多段遅延回路MD1〜MD5は、それぞれの入力信号に遅延を与え、異なる遅延時間が付与されたn個の遅延信号をn個の出力端子から出力する。複数のインバータ(NOR1〜NOR5)は、入力された信号を反転する。複数の多段遅延回路MD1〜MD5とインバータNOR1〜NOR5は、交互にリング状に接続される。
Description
本発明は、リング発振器に関する。
電子回路において、所定の周波数のクロック信号や周期信号を得るために、リング発振器が利用される。一般的に、リング発振器は、複数のインバータ(遅延素子)をリング状に接続して構成される。
この形式のリング発振器では、生成される周期信号の周波数がインバータの遅延時間で制限される。つまりインバータの遅延時間より短い周期、もしくはパルス幅を有する周期信号を生成できないという問題があった。
本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その包括的な目的は、インバータの遅延時間よりも短い位相間隔を有する多相クロックの生成回路の提供にある。
本発明のある態様は、リング発振器に関する。このリング発振器は、m個(mは自然数)の多段遅延回路と、m個のインバータと、を備える。m個の多段遅延回路は、n個(nは自然数)の出力端子を有し、入力信号に遅延を与え、異なる遅延時間が付与されたn個の遅延信号をn個の出力端子それぞれから出力する。m個の多段遅延回路とm個のインバータとは交互にリング状に接続される。
この態様によると、周期時間をTpとするとき、τ=Tp/(m×n)間隔の遅延シフトを有するm×n個の多相クロック信号を生成することができる。この時間間隔τは、インバータの遅延時間に制限されない。「インバータ」とは、信号の論理レベルを反転する素子を意味し、一般的なインバータの他、NOR(否定論理和)ゲート、NAND(否定論理積)ゲート、なども含む概念である。
ある態様において、多段遅延回路は、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)と、MOSFETのドレインソース間に電圧を印加する電圧源と、MOSFETのゲート電極から引き出された複数のタップと、を含んでもよい。遅延対象の信号をMOSFETのゲートにおいて、ゲート幅方向に伝搬させるとともに、複数のタップそれぞれから、遅延対象の信号に異なる遅延時間を与えた複数の遅延信号を出力してもよい。
この態様によると、ゲート幅方向の抵抗成分と、MOSFETのゲートドレイン間容量、ゲートソース間容量と、によって分布定数線路が形成される。そこで、ゲートドレイン間容量、ゲートソース間容量、ゲート幅(チャンネル幅)、ゲート長(チャンネル長)を適切に設定することにより、分布定数線路の抵抗成分、インダクタンス成分、容量成分を調節できるため、所望の遅延時間を得ることができる。この多段遅延回路を利用することにより、多相クロック信号の周期および位相差を高精度に調節することができる。
この態様によると、ゲート幅方向の抵抗成分と、MOSFETのゲートドレイン間容量、ゲートソース間容量と、によって分布定数線路が形成される。そこで、ゲートドレイン間容量、ゲートソース間容量、ゲート幅(チャンネル幅)、ゲート長(チャンネル長)を適切に設定することにより、分布定数線路の抵抗成分、インダクタンス成分、容量成分を調節できるため、所望の遅延時間を得ることができる。この多段遅延回路を利用することにより、多相クロック信号の周期および位相差を高精度に調節することができる。
電圧源は、MOSFETのドレイン、ソースおよびバックゲートの少なくともひとつの電圧を調節可能であってもよい。
ゲートドレイン間容量、ゲートソース間容量はそれぞれ、ゲートドレイン間電圧、ゲートソース間電圧に依存する。したがって、半導体基板上に遅延回路を作り込んだ後であっても、ドレイン電圧、ソース電圧を調節することにより、遅延時間を調節できる。
ゲートドレイン間容量、ゲートソース間容量はそれぞれ、ゲートドレイン間電圧、ゲートソース間電圧に依存する。したがって、半導体基板上に遅延回路を作り込んだ後であっても、ドレイン電圧、ソース電圧を調節することにより、遅延時間を調節できる。
ある態様において、MOSFETは複数個設けられており、各MOSFETのゲート電極は一つの伝送路を形成するように直列に接続されてもよい。この場合、MOSFETの個数ならびに各MOSFETのゲート幅に応じて遅延量を設計できる。
複数のMOSFETのドレイン電極同士、ソース電極同士はそれぞれ共通に接続され、共通のドレイン電圧およびソース電圧が印加されてもよい。
複数のMOSFETのドレイン電極およびソース電極の少なくとも一方は、MOSFETごとに個別に設けられており、各電極に対して個別のバイアス電圧を印加可能に構成してもよい。
この場合、各MOSFETのドレイン電圧もしくはソース電圧を独立に制御できるため、より高精度に遅延時間を調節できる。
この場合、各MOSFETのドレイン電圧もしくはソース電圧を独立に制御できるため、より高精度に遅延時間を調節できる。
ある態様において、多段遅延回路は、MOSFETのゲートポリシリコン層とオーバーラップするようにゲート幅方向に敷設され、ポリシリコン層と電気的に接続される金属配線をさらに備えてもよい。
ゲート電極がポリシリコンで形成される場合、そのシート抵抗の高さゆえに、高速信号のセトリングが困難となり、減衰量も大きくなってしまう。そこで金属配線をポリシリコンと並列な伝搬線路として利用することにより抵抗値を下げることができる。
ゲート電極がポリシリコンで形成される場合、そのシート抵抗の高さゆえに、高速信号のセトリングが困難となり、減衰量も大きくなってしまう。そこで金属配線をポリシリコンと並列な伝搬線路として利用することにより抵抗値を下げることができる。
ある態様のリング発振器は、MOSFETの前段に設けられ、遅延対象の信号の電圧レベルを調節するレベルシフタをさらに備えてもよい。レベルシフタは、遅延対象の信号の振幅を小さくしてもよい。
ゲートソース間容量、ゲートドレイン間容量はそれぞれ、ゲートソース間電圧、ゲートドレイン間電圧に依存する。つまりゲートソース間容量、ゲートドレイン間容量は、ゲートを伝搬する遅延対象の信号の電圧レベルに依存する。そこで遅延対象の信号の電圧レベルを調節することにより、遅延時間を制御できる。
ゲートソース間容量、ゲートドレイン間容量はそれぞれ、ゲートソース間電圧、ゲートドレイン間電圧に依存する。つまりゲートソース間容量、ゲートドレイン間容量は、ゲートを伝搬する遅延対象の信号の電圧レベルに依存する。そこで遅延対象の信号の電圧レベルを調節することにより、遅延時間を制御できる。
信号が伝搬する線路の配線幅が、複数のタップ間ごとに異なっていてもよい。各タップ間の線路の配線長は等しくてもよい。配線遅延素子自体や、遅延回路に接続される回路、たとえば信号を印加する回路、信号を検出する回路の非線形な特性の影響で、配線長を等しくしても遅延量が等しくならない場合がある。この場合に、配線幅を異ならしめることによって遅延時間を均一化できる。
各タップの前後で、信号が伝搬する線路の配線幅の総和を保存してもよい。この場合、信号の分岐にともなう反射を好適に抑制できる。
なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を、方法、装置などの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明にかかるリング発振器によれば、多相クロック信号を生成できる。
1…MOSFET、2…半導体基板、4…ソース領域、6…ドレイン領域、8…ゲート絶縁膜、9…金属配線、10…ゲート電極、12…バイアス電圧源、20…レベルシフト回路、100…遅延回路、102…入力端子、104…出力端子、106…バイアス端子、110…隣接配線、200…多段遅延回路、206…バイアス端子、300…時間デジタル変換器、200_1…第1多段遅延回路、200_2…第2多段遅延回路、ENC1…エンコーダ、SMP…サンプリング回路、400…半導体試験装置、410…DUT、500…遅延ロックループ回路、502…位相比較器、504…LPF、506…遅延時間制御部、600…多相クロック生成回路、602…オシレータ、700…リング発振器。
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
本明細書において、「部材Aが部材Bに接続」された状態とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合や、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
また、各図面における部材のサイズ、寸法は理解の容易のために適宜拡大、縮小したものであり、実際のそれとは異なっている。
まず、実施の形態に係る遅延回路について説明する。図1は、実施の形態に係る遅延回路100の構成を示す。遅延回路100は、MOSFET1、バイアス電圧源12a、12b(以下、必要に応じてバイアス電圧源12と総称する)を備える。バイアス電圧源12a、12bは、MOSFET1のドレインソース間に電圧を印加する。具体的には、バイアス電圧源12aは、MOSFET1のソース電極106aにソース電圧Vssを、バイアス電圧源12bは、MOSFET1のドレイン電極106bにドレイン電圧Vddを供給する。なお、バイアス電圧源12aまたは12bの少なくとも一方を接地としてもよい。MOSFET1は、NチャンネルであるとPチャンネルであるとを問わない。なお、本明細書において、「バイアス電圧」とは、MOSFET1のドレイン電圧、ソース電圧、バックゲート電圧の総称として用いるものとする。
MOSFET1のデバイス構造は、一般的なMOSFETと変わることはないため、簡単に説明する。すなわちMOSFET1は、シリコンなどの半導体基板2上に形成されたソース領域4、ドレイン領域6、ゲート絶縁膜8を備える。ゲート絶縁膜8上には、ゲート電極10が形成される。本実施の形態では、MOSFET1のゲート電極10を伝送線路として利用し、遅延対象の入力信号INをMOSFET1のゲートにおいて、ゲート幅方向(y方向)に伝搬させる。具体的には、MOSFET1のゲート電極10の一方に入力端子102を、他方に出力端子104を設け、入力端子102に入力信号INを与えることにより、出力端子104から遅延された出力信号OUTを得る。
図2(a)、(b)は、図1の遅延回路100の等価回路図および回路シンボルを示す図である。図1の遅延回路100は、図2(a)に示すように、分布定数回路で表すことができる。つまり、数百MHz〜数GHzの周波数に対して、信号の伝搬方向には抵抗成分Rとインダクタンス成分Lが存在する。抵抗成分Rとインダクタンス成分Lは、周波数に応じていずれかまたは両方が支配的となる。また、MOSFET1のゲートソース間にはゲートソース間容量Cgsが存在し、ゲートドレイン間にはゲートドレイン間容量Cgdが存在するため、線路と接地間にはキャパシタ成分Cが存在する。
高周波信号が図2(a)に示す分布定数回路を伝搬すると、伝搬長に応じた遅延が発生する。したがって、図1の遅延回路100によれば、入力信号INに対して、所望の遅延時間を与えることができる。以下の説明において、図1の遅延回路100を図2(b)の回路シンボルを用いて表記する。
図1に戻る。バイアス電圧源12は、MOSFET1のドレイン電圧Vddおよびソース電圧Vssの少なくとも一方を調節可能である。たとえば、バイアス電圧源12aを可変電圧源としてソース電圧Vssを調節可能としてもよいし、バイアス電圧源12bを可変電圧源としてドレイン電圧Vddを調節可能としてもよい。あるいは、MOSFET1のバックゲート電圧を調節可能としても構わない。MOSFET1のゲートソース間容量Cgs、ゲートドレイン間容量Cgdは、ゲート、ソース、ドレインおよびバックゲートのバイアス状態に依存する。したがって、ソース電圧Vssもしくはドレイン電圧Vddなどを調節することにより、容量Cgs、Cgd、ひいては図2(b)のキャパシタCを調節することができ、遅延回路100により入力信号INに付与する遅延量を好適に制御することができる。
図3は、図1の遅延回路100の変形例を示す図である。一般にMOSFETのゲート電極10はポリシリコンで形成される。ポリシリコンのシート抵抗はアルミ配線のそれに比べて高く、たとえば10Ω/□程度の値をとる。本実施の形態に係る遅延回路100では、入力信号INをゲート電極10上を伝搬させるため、シート抵抗が高いと高速信号のセトリングが困難となり、あるいは減衰が大きくなってしまう。このような場合、ゲート長(チャンネル長)を長くすることにより、実効的な配線幅を広くとることも可能であるが、回路面積が増加するため好ましくない。
図3の変形例では、ゲート電極10を多層構造化している。すなわち、ゲート電極10をポリシリコン層10aおよび金属配線層10b、10cの3層構造とし、実効的な抵抗成分Rを低下させている。金属配線層10b、10cは、MOSFET1のポリシリコン層10aとオーバーラップするように、ゲート幅方向(図3の紙面垂直方向)に敷設され、ポリシリコン層10aとビアホールを介して電気的に接続される。
金属配線層10b、10cの層数は任意であり、所望の抵抗値が得られるように設計すればよい。さらに、図3の変形例によれば、ポリシリコン層10aと金属配線層10b間、もしくはポリシリコン層10aと金属配線層10b間にも容量が発生する。したがって、金属配線の層数や線幅Wを調節することにより、MOSFET1のゲートソース間容量Cgs、ゲートドレイン間容量Cgdに加えて、さらなる容量成分を加えることができる。
必要な遅延量が大きい場合、ゲート幅の大きなMOSFET1が必要となる。ゲート幅が大きくなりすぎると、プロセスルールの制約を受けてMOSFET1の形成が困難となる場合もある。このような場合、MOSFET1を複数個、多段接続してもよい。図4は、MOSFET1を複数含む遅延回路100aを示す図である。複数のMOSFET1のゲート電極は、一つの伝送路を形成するように直列に接続される。図4では、複数のMOSFET1がゲート幅方向(y軸方向)に隣接するように配置される。なお、図4には2つのMOSFET1が示されるが、多段接続されるMOSFET1の個数は任意である。以下では、さまざまな変形例に係る遅延回路を単に遅延回路100と総称する。
隣接するMOSFET1のゲート電極10は、金属配線9を介して共通に接続されており、入力信号INは共通接続されたゲート電極10を伝搬する。一方、各MOSFET1のバイアス端子106a(ドレイン電極)およびバイアス端子106b(ソース電極)は、MOSFET1ごとに独立に設けられ、それぞれに異なるバイアス電圧を供給可能となっている。図4の遅延回路100aによれば、MOSFET1ごとに独立にバイアス電圧を調節することにより、遅延時間を細かく調節することが可能となる。なお、バイアス端子106a、106bのうち、いずれか一方または両方を共通に接続して共通のバイアス電圧を与えてもよい。また、図4は遅延回路100をゲート幅方向に隣接して配置する場合を説明したが、ゲート長方向(x軸方向)に配置してもよい。この場合、ゲート電極10間を接続する金属配線9の敷設態様を変更すればよい。
以上の遅延回路100は、半導体集積回路内において、遅延が必要とされる任意の箇所に利用することができる。遅延時間は、MOSFET1のバイアス電圧(ドレイン電圧、ソース電圧またはバックゲート電圧)に応じて調節可能である。
図1から図4では、入力信号INを受け、ひとつの遅延信号OUTを出力する遅延回路について説明した。次に、遅延対象の入力信号INに異なる遅延時間τ1〜τnを与えた複数の遅延信号OUT1〜OUTnを出力する多段遅延回路について説明する。
図5は、多段遅延回路200aの構成を示す図である。図5の多段遅延回路200aは、図1から図4の遅延回路の構成を利用したものであるから、相違点を中心に説明する。多段遅延回路200aは、複数のMOSFET1_1〜1_3(MOSFET1と総称する)を備える。各MOSFET1のゲート電極10は金属配線9を介して共通に接続されている。複数のMOSFET1のソース電極106aは共通に接続され、共通のソース電圧Vssが供給される。同様に複数のMOSFET1のドレイン電極106bは共通に接続され、共通のドレイン電圧Vddが供給される。
隣接するMOSFET1のゲート電極10間を接続する金属配線9_1〜9_3は、信号が伝搬するゲート電極から遅延した信号を引き出すためのタップとして機能する。つまり金属配線(以下、タップともいう)9_1〜9_3は、ゲート幅方向(y軸方向)の異なる位置に配置される。複数のタップ9それぞれから、異なる遅延時間が付与された複数の遅延信号OUT1〜OUTnが出力される。
図5の多段遅延回路200aによれば、入力信号INは、ひとつのMOSFET1を伝搬する毎に所定の単位遅延時間τだけ遅延する。したがって、i番目のタップ9_iからは、入力信号INをτi=τ×iだけ遅延した出力信号OUTiを得ることができる。
多段遅延回路200aにおいて、ドレイン電極、ソース電極を共通とせずに、図4のようにドレイン電極、ソース電極を個別に設け、異なるドレイン電圧、もしくはソース電圧が印加できる構成としてもよい。この場合、MOSFET1_1〜1_3ごとの単位遅延時間τを異なった値に設定できる。
図6は、多段遅延回路200bの別の構成を示す図である。多段遅延回路200bは、単一のMOSFET1を利用して構成されており、ゲート幅方向(y軸方向)の異なる位置に、複数のタップ9_1〜9_nが設けられている。図6の回路によれば、各タップ9_1〜9_nの間隔に応じた遅延時間を、各出力信号OUT1〜OUTnに与えることができる。さらに、各出力信号OUT1〜OUTnが受ける遅延時間は、ソース電圧Vssもしくはドレイン電圧Vddによって微調節が可能となる。
図5または図6の理想的な多段遅延回路200a、bにおいて、各タップ9間の遅延量は、バイアス状態が等しければ、その各タップ間の配線長(ゲート幅)に比例する。ところが現実の回路においては、遅延回路100自体や、信号を印加する回路(遅延回路100の入力側)、信号を検出する回路(遅延回路100の出力側)の非線形な特性の影響で、タップ9を等間隔としても、遅延量が均一とならない場合がある。そこで、各タップ間で配線幅、つまりゲート電極10の幅を変化させてもよい。この場合、配線幅を異ならしめることによって遅延時間を均一化できる。
また、図5、図6のようにタップ9を設けて信号を分岐させると、インピーダンス不整合に起因する反射が発生し、反射信号が次のパルス信号と重畳してタイミングが変動する場合がある。この問題を解決するためには以下のアプローチが有効である。
図7は、遅延対象の信号が伝搬する線路のパターンの変形例を示す図である。図7の線路のパターンでは、ゲート電極10(もしくは金属配線9)の分岐の前後で配線幅の総和が保存されている。つまり、
WO=W1+Wt1
W1=W2+Wt2
W2=W3+Wt3
が成り立っている。このような配線の敷設態様を利用すれば反射の影響を補償することができ、パルス信号のタイミングの変動を抑制できる。
WO=W1+Wt1
W1=W2+Wt2
W2=W3+Wt3
が成り立っている。このような配線の敷設態様を利用すれば反射の影響を補償することができ、パルス信号のタイミングの変動を抑制できる。
図8は、第3の多段遅延回路200cの構成を示す図である。図5の多段遅延回路200aは、MOSFET1を信号の伝搬方向に直列接続して構成される。これに対して、図8の多段遅延回路200cは、入力端子を共通として並列に設けられた複数の遅延回路100_1〜100_nを備える。図8の多段遅延回路200cによっても、図5、図6の多段遅延回路200と同様に異なる遅延時間を受けた複数の出力信号OUT1〜OUTnを生成できる。
図9は、図5乃至図8の多段遅延回路200a〜200cの回路シンボルを示す図である。バイアス端子206は、遅延時間を微調節するために設けられた端子であり、図5や図6のバイアス端子106a、106bに相当する。以下、多段遅延回路200a〜200cを、単に多段遅延回路200と総称する。
図10は、実施の形態に係る時間デジタル変換器300(TDC:Time to Digital Converter)の構成を示す回路図である。時間デジタル変換器300は、トリガ信号生成部310とともに、半導体試験装置400に搭載される。半導体試験装置400にはDUT(被試験デバイス)410が接続される。トリガ信号生成部310は、所定のタイミングでレベルが遷移するトリガ信号Strigを生成する。
時間デジタル変換器300は、いわゆるVernier方式を採り、DUT410からの被測定信号Smeasと、トリガー信号Strigを受け、2つの信号のレベル遷移タイミングの時間差Δtをデジタル値に変換して出力する。半導体試験装置400は、時間デジタル変換器300からのデジタル値にもとづいて、DUT410の良否判定を行い、あるいはDUT410の特性を評価する。
時間デジタル変換器300は、第1多段遅延回路200_1、第2多段遅延回路200_2、サンプリング回路SMP0〜SMPn、エンコーダENC1を備える。
第1多段遅延回路200_1は、入力されたトリガ信号Stigに遅延を与え、それぞれ異なる遅延時間τa1〜τanが付与されたn個の遅延トリガ信号SDT1〜SDTnをn個の出力端子それぞれから出力する。i番目(i=1〜n)の出力端子からの遅延トリガ信号SDTiは、トリガ信号Strigを遅延時間(i×τa)だけ遅延した信号である。τaは、第1多段遅延回路200_1の単位遅延時間である。
第1多段遅延回路200_1は、入力されたトリガ信号Stigに遅延を与え、それぞれ異なる遅延時間τa1〜τanが付与されたn個の遅延トリガ信号SDT1〜SDTnをn個の出力端子それぞれから出力する。i番目(i=1〜n)の出力端子からの遅延トリガ信号SDTiは、トリガ信号Strigを遅延時間(i×τa)だけ遅延した信号である。τaは、第1多段遅延回路200_1の単位遅延時間である。
第2多段遅延回路200_2は、入力された被測定信号Smeasに遅延を与え、それぞれ異なる遅延時間τb1〜τbnが付与されたn個の遅延被測定信号SDM1〜SDMnをn個の出力端子それぞれから出力する。i番目(i=1〜n)の出力端子からの遅延トリガ信号SDMiは、被測定信号Smeasを遅延時間(i×τb)だけ遅延した信号である。τbは、第2多段遅延回路200_2の単位遅延時間である。
サンプリング回路SMP0は、遅延を受けないトリガ信号Strigを利用して、遅延を受けない被測定信号Smeasをサンプリングする。サンプリング回路SMP1〜SMPnは、第1多段遅延回路200_1、第2多段遅延回路200_2の出力端子ごとに設けられる。i番目のサンプリング回路SMPiは、対応する出力端子からの遅延トリガ信号SDTiを利用して、遅延被測定信号SDMiをサンプリングする。つまり、遅延トリガ信号SDTiのポジティブエッジのタイミングにおける遅延被測定信号SDMiのレベルが、サンプリング回路SMPiの出力となる。
エンコーダENC1は、サンプリング回路SMP0〜SMPnからサンプリング信号S0〜Snを受け、これをエンコードする。エンコード結果は、トリガ信号Strigと被測定信号Smeasの間の遅延時間を、デジタル値に変換した値となる。
第1多段遅延回路200_1もしくは第2多段遅延回路200_2の少なくとも一方、または両方は、実施の形態に係る遅延回路100を利用して構成される。より好ましくは、第1多段遅延回路200_1、第2多段遅延回路200_2は、上述した図5の多段遅延回路200aもしくは図6の多段遅延回路200bである。この場合、図5、図6の複数のタップ9を第1多段遅延回路200_1、第2多段遅延回路200_2の出力端子とする。
以上のように構成された時間デジタル変換器300の動作を説明する。
いま、被測定信号Smeasとトリガ信号Strigのエッジの時間差がΔtであるとし、トリガ信号Strigのエッジの方が進んでいるものとする。
τa>τbの場合、被測定信号Smeasとトリガ信号Strigのエッジの時間差は、1段の遅延を受ける毎に、δτ(=τa−τb)だけ短くなる。つまり、第1多段遅延回路200_1、第2多段遅延回路200_2を伝搬するにしたがって、2つの信号のエッジは近づいていき、あるところで位置関係が反転する。
いま、被測定信号Smeasとトリガ信号Strigのエッジの時間差がΔtであるとし、トリガ信号Strigのエッジの方が進んでいるものとする。
τa>τbの場合、被測定信号Smeasとトリガ信号Strigのエッジの時間差は、1段の遅延を受ける毎に、δτ(=τa−τb)だけ短くなる。つまり、第1多段遅延回路200_1、第2多段遅延回路200_2を伝搬するにしたがって、2つの信号のエッジは近づいていき、あるところで位置関係が反転する。
いま、j番目のサンプリング回路SMPjの前と後で、サンプリング信号が異なる値をとったとすれば、2つのエッジ間の初期の時間差Δtは、Δt=j×δτで与えられる。エンコーダENC1は、サンプリング信号S0〜Snにもとづいて、値が変化する位置jを検出し、jの値をデジタル値として出力する。
このように、以上の時間デジタル変換器300によれば、2つの信号のエッジ間の時間差Δtを時間分解能δτで量子化することができる。第1多段遅延回路200_1、第2多段遅延回路200_2に、図1の遅延回路100を利用することにより、時間分解能δτを高精度に設定することができる。
このように、以上の時間デジタル変換器300によれば、2つの信号のエッジ間の時間差Δtを時間分解能δτで量子化することができる。第1多段遅延回路200_1、第2多段遅延回路200_2に、図1の遅延回路100を利用することにより、時間分解能δτを高精度に設定することができる。
もし、遅延素子として実施の形態に係る遅延回路100ではなく、インバータ(バッファ)を利用した場合、バッファのオフセット時間を30ps以下にできないため、1GS/sのサンプリング速度で分解能1ps、測定レンジ1nsを実現しようとすると、バッファが各経路で1000個必要となり、消費電力が膨大となる。また1000個ものバッファの遅延時間のばらつきを補正するのは容易ではない。
これに対して、実施の形態に係る遅延回路100を利用すれば、psオーダの遅延時間を高精度で生成できるため、時間デジタル変換器300の時間分解能およびリニアリティを高めることが可能となる。
なお、第1多段遅延回路200_1、第2多段遅延回路200_2のいずれか一方(好ましくは単位遅延時間の小さな方)を、単なる線路としてもよい。
図11は、実施の形態に係る遅延回路100を利用した遅延ロックループ回路500の回路図である。遅延ロックループ回路500は、遅延回路100、位相比較器502、LPF(ローパスフィルタ)504、遅延時間制御部506を備える。遅延回路100は、上述のいずれかの遅延回路が利用可能であり、入力信号INにある遅延τを与える。位相比較器502は、遅延回路100の出力信号OUTと基準信号REFとを受け、2つの信号の位相差に応じた位相差信号ERRを出力する。LPF504はループフィルタとして機能し、位相比較器502からの位相差信号ERRをフィルタリングする。遅延時間制御部506はLPF504の出力に応じて、遅延回路100のMOSFET1のドレイン電圧Vddおよびソース電圧Vssの少なくとも一方を制御する。この態様によれば、入力信号INに対して、所望の位相遅延を付加することができる。
図11の遅延ロックループ回路500は、図10の第1多段遅延回路200_1、第2多段遅延回路200_2の内部に利用してもよい。この場合、時間分解能を所望値に合致させることができる。
上述のように、実施の形態に係る遅延回路100は、バイアス電圧に応じて遅延時間を調節可能である。以下では、バイアス電圧をある2値で変更する場合に、遅延時間の変動幅を調節する技術を説明する。
図12は、遅延回路100の変形例を示す回路図である。図12の遅延回路100bは、遅延回路100に加えて、MOSFETの前段に設けられたレベルシフト回路20を備える。図12のレベルシフト回路20は、トランジスタM20、M21を含むCMOS型インバータであり、トランジスタM20のソース電圧(Vd)と、トランジスタM21のソース電圧(Vs)の少なくとも一方が可変となっている。レベルシフト回路20の出力信号、すなわち遅延回路100の入力信号は、電圧VdとVsの間をスイングする。ただし、レベルシフト回路20の構成はインバータに限定されず、遅延回路100の入力信号の電圧レベルを制御可能であればその形式を問わない。好ましくはレベルシフト回路20は、遅延回路100の入力信号の振幅が小さくなるようにレベルシフトを行う。
図13は、MOSFET1のゲートソース間容量Cgsおよびゲートドレイン間容量Cgdを示す図である。縦軸は容量値を、横軸はゲートソース間電圧Vgsを示す。遮断領域(Vgs<Vt)および飽和領域(Vt<Vgs<Vds+Vt、VtはMOSFETのしきい値電圧)において、容量Cgdは一定値となり、線形領域(Vgs>Vds+Vt)において増加する。また、遮断領域において容量Cgsは一定値をとり、飽和領域において最大値をとり、線形領域においてCgdと同程度の値をとる。
遅延回路100の遅延時間に寄与する容量Cgs、Cgdは、ゲート電極10を伝搬する入力信号Vinのレベルに依存する。したがって図12のように、遅延回路100の前段にレベルシフト回路20を設けることにより、遅延時間を制御することが可能となる。
図14(a)、(b)は、図12の遅延回路100bのタイムチャートである。図14(a)、(b)はそれぞれ、上から順に、入力信号Vinおよびソース電圧Vss、ゲートソース間電圧Vgs、ならびにゲートソース間容量Cgsを示している。図14(a)と図14(b)では、遅延回路100の入力信号Vinの振幅が異なっている。遅延回路100は、MOSFET1のソース電圧Vssが、第1の値Vss1と第2の値Vss2の2値で切りかえられ、ドレイン電圧Vdd、バックゲート電圧は固定されている。図14(a)のVgs1、Cgs1および図14(b)のVgs1’、Cgs1’は、第1の値Vss1の場合の波形を、図14(a)のVgs2、Cgs2および図14(b)のVgs2’、Cgs2’は、第2の値Vss2の場合の波形を示す。
図14(a)に示すように、入力信号Vinの振幅が大きい場合、ソース電圧Vssを第1の値Vss1と第2の値Vss2で切りかえたときのゲートソース間容量Cgs1、Cgs2の差は小さい。これに対して、図14(b)に示すように、入力信号Vinの振幅およびレベルを変化させると、ソース電圧Vssを第1の値Vss1と第2の値Vss2で切りかえたときのゲートソース間容量Cgs1、Cgs2の容量差を大きくすることができる。ゲートドレイン間容量についても、同様の理由から入力信号Vinのレベルによって変化量を制御できる。
このように、遅延回路100の前段にレベルシフト回路20を設け、遅延回路100のゲート電極10を伝搬する信号のレベルを調節することにより、ゲートソース間容量Cgsおよびゲートドレイン間容量Cgdを制御することができ、遅延回路100の遅延時間を制御できる。
図15は、実施の形態に係る多段遅延回路200を利用した多相クロック生成回路600の構成を示す回路図である。多相クロック生成回路600は、位相比較器502および多段遅延回路200を備える。多段遅延回路200は図5〜8のいずれであってもよい。
オシレータ602は、周期Tpのクロック信号CKを生成する。多段遅延回路200の単位遅延時間τと、クロック信号CKの周期Tpの間には、
Tp=τ×(n+1)
の関係が成り立つことが望ましい。nは多段遅延回路200の段数である。
オシレータ602は、周期Tpのクロック信号CKを生成する。多段遅延回路200の単位遅延時間τと、クロック信号CKの周期Tpの間には、
Tp=τ×(n+1)
の関係が成り立つことが望ましい。nは多段遅延回路200の段数である。
図16は、図15の多相クロック生成回路600のタイムチャートである。図16は、n=5の場合を示す。この多相クロック生成回路600によれば、クロック信号CKを基準として、互いに位相が単位遅延時間τずつシフトしたn+1個のクロック信号CK0〜CKnを出力することができる。ここで多段遅延回路200における単位遅延時間τは、高精度に調節可能であるから、各クロックCK0〜CK5の位相差も高精度に調節することができる。
つぎに、リング発振器について説明する。図17は、実施の形態に係るリング発振器700の構成を示す回路図である。リング発振器700は、m個(mは自然数)の多段遅延回路MD1〜MD5(m=5)と、m個のNORゲートNOR1〜NOR5を備える。NORゲート(NOR2、NOR4、NOR5)の一方の入力端子には0が入力されているため、実質的な機能はNOTゲートである。NORゲートNOR3には、停止信号S10がNOTゲートN1を介して入力される。NORゲートに替えて、NOTゲート(インバータ)を用いてもよい。
m個のNORゲートNOR1〜NOR5と、多段遅延回路MD1〜MD5は、交互にリング状に接続される。多段遅延回路MD1〜MD5はそれぞれn個(nは自然数、図17においてn=4)の出力端子を有し、入力信号に遅延を与え、異なる遅延時間が付与されたn個の遅延信号を出力する。多段遅延回路MD1〜MD5としては、上述の多段遅延回路200を利用可能である。ただし、その他の構成の多段遅延回路を用いてもよい。その他の多段遅延回路は、タップが設けられた配線であってもよい。この場合、各配線に図7のパターンを用いてもよい。
図18は、図17のリング発振器700のタイムチャートである。多段遅延回路MD1からは、単位遅延時間τずつ位相がシフトしたパルス信号OUT_Aが出力される。同様に、多段遅延回路MD2〜MD5からは、パルス信号OUT_B〜OUT_Eが出力される。すべてのパルス信号OUT_A〜OUT_Eのエッジは単位遅延時間τごとに現れるため、連続した等間隔のタイミング信号を生成することができる。
図17のリング発振器700に、実施の形態に係る多段遅延回路200を利用することにより、タイミング信号の間隔を高精度で制御できる。
図17のリング発振器700に、実施の形態に係る多段遅延回路200を利用することにより、タイミング信号の間隔を高精度で制御できる。
上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
たとえば、遅延回路100および多段遅延回路200の遅延量を制御するために、以下の技術を用いてもよい。
遅延対象の信号が伝搬するゲート電極10(あるいは金属配線9)と近接する位置に、ダミーの配線を敷設してもよい。図19(a)〜(c)は、隣接配線を利用した遅延回路100cの構成を示す図である。遅延回路100cは、上述の遅延回路100に加えて、隣接配線110を備える。隣接配線110は、信号配線である遅延回路100と隣接して、好ましくは平行に敷設される。この場合、隣接配線110と遅延回路100のゲート電極10の間に配線間容量(寄生容量)が発生するため、遅延回路100による遅延量τを調節できる。配線間容量は、一般的には物理的な法則(誘電率、表面積、配線間隔、配線長、形状)によって定まる。
隣接配線110にも、信号を伝搬させることにより、遅延量を調節してもよい。図19(b)は、隣接配線110に、遅延対象の入力信号INと同相の信号Sipを伝搬させる回路を示している。同相とは、入力信号INが立ち上がりの際には、同時に立ち上がることを意味し、立ち下がりの際には同時に立ち下がることを意味する。隣接配線110に同相信号Sipを伝搬させることにより、互いの電気力線同士が反発するため、配線間隔が長くなったのと等価となり、配線間容量が減少する。その結果、伝搬遅延時間τ2は、同相信号Sipを伝搬させない図19(a)の場合の伝搬遅延時間τ1に比べて減少する。
図19(c)は、隣接配線110に、遅延対象の入力信号INと逆相の信号Sopを伝搬させる回路を示している。逆相とは、入力信号INが立ち上がりの際には、同時に立ち下がることを意味し、立ち下がりの際には同時に立ち上がることを意味する。隣接配線110に逆相信号Sopを伝搬させることにより、互いの電気力線同士が引き合うため、配線間隔が短くなったのと等価となり、配線間容量が増加する。その結果、伝搬遅延時間τ3は、逆信号Sopを伝搬させない図19(a)の場合の伝搬遅延時間τ1に比べて増加する。
このように、図19(a)〜(c)の遅延回路100cによれば、隣接配線110に伝搬させる信号の位相を変化させることにより、遅延回路100の伝搬遅延時間τを制御することができる。
さらに、MEMS(Micro Electro Mechanical Systems)を利用して、隣接配線とゲート電極10の間の距離を調節可能に構成してもよい。図20は、MEMSを利用した遅延回路100dの構成を示す図である。遅延回路100dは、上述の遅延回路100と、隣接配線120とを備える。隣接配線120は、信号配線である遅延回路100と隣接して、好ましくは平行に敷設される。隣接配線120は、MEMS技術を利用することにより、遅延回路100に対する配線間隔dが調節可能となっている。配線間隔dが変化すると配線間容量が変化するため、遅延回路100の伝搬遅延時間τを制御することができる。なお、隣接配線120は、図19(b)、(c)のように、信号を伝搬させてもよい。
図19、図20の遅延回路100c、100dは、遅延対象の入力信号INを、上述の遅延回路100に伝搬させる場合について説明した。しかしながら、これらの技術は、メインの遅延回路100をその他の遅延回路に置換した場合においても利用可能である。つまり、以下の思想が導かれる。すなわち、ある態様の遅延回路は、遅延対象の信号を伝搬させる遅延回路と、前記遅延回路と平行に前記遅延対象の信号の伝搬方向に設けられた隣接配線と、を備える。隣接配線に、遅延対象の信号と同相、逆相またはそれらの中間的な位相を有するパルス信号を伝搬させてもよい。また、隣接配線をMEMS技術によって可動に構成し、遅延回路と隣接配線の配線間隔を調節可能としてもよい。
実施の形態にもとづき、本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を離脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
本発明は、さまざまな電子機器に利用できる。
Claims (14)
- n個(nは自然数)の出力端子を有し、入力信号に遅延を与え、異なる遅延時間が付与されたn個の遅延信号を前記n個の出力端子それぞれから出力するm個(mは自然数)の多段遅延回路と、
m個のインバータと、
を備え、
前記m個の多段遅延回路と前記m個のインバータとを交互にリング状に接続したことを特徴とするリング発振器。 - 前記多段遅延回路は、
MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)と、
前記MOSFETのドレインソース間に電圧を印加する電圧源と、
前記MOSFETのゲート電極から引き出された複数のタップと、
を含み、
遅延対象の信号を前記MOSFETのゲートにおいて、ゲート幅方向に伝搬させるとともに、前記複数のタップそれぞれから、遅延対象の信号に異なる遅延時間を与えた複数の遅延信号を出力することを特徴とする請求項1に記載のリング発振器。 - 前記電圧源は、前記MOSFETのドレイン、ソース、およびバックゲートの少なくともひとつの電圧を調節可能であることを特徴とする請求項2に記載のリング発振器。
- 前記MOSFETは、複数個設けられており、各MOSFETのゲート電極は一つの伝送路を形成するように直列に接続されることを特徴とする請求項2に記載のリング発振器。
- 複数のMOSFETのドレイン電極同士、ソース電極同士はそれぞれ共通に接続されており、共通のドレイン電圧およびソース電圧が印加されることを特徴とする請求項4に記載のリング発振器。
- 複数のMOSFETのドレイン電極およびソース電極の少なくとも一方は、MOSFETごとに個別に設けられており、各電極に対して個別のバイアス電圧を印加可能に構成されることを特徴とする請求項4に記載のリング発振器。
- 前記MOSFETのゲートポリシリコン層とオーバーラップするようにゲート幅方向に敷設され、前記ポリシリコン層と電気的に接続される金属配線をさらに備えることを特徴とする請求項2に記載のリング発振器。
- 前記MOSFETの前段に設けられ、前記遅延対象の信号の電圧レベルを調節するレベルシフタをさらに備えることを特徴とする請求項2に記載のリング発振器。
- 前記レベルシフタは、前記遅延対象の信号の振幅を小さくすることを特徴とする請求項8に記載のリング発振器。
- 前記MOSFETと平行に、前記ゲート幅方向に敷設された隣接配線をさらに備えることを特徴とする請求項2に記載のリング発振器。
- 前記隣接配線にパルス信号を伝搬させ、当該パルス信号と前記遅延対象の信号との位相差を制御することを特徴とする請求項10に記載のリング発振器。
- 前記隣接配線を、MEMS(Micro Electro Mechanical Systems)技術を利用して物理的に可動とし、前記MOSFETとの間隔を調節可能に構成したことを特徴とする請求項10に記載のリング発振器。
- 信号が伝搬する線路の配線幅が、前記複数のタップ間ごとに異なっていることを特徴とする請求項2に記載のリング発振器。
- 各タップの前後で、信号が伝搬する線路の配線幅の総和が保存されることを特徴とする請求項2に記載のリング発振器。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008040388 | 2008-02-21 | ||
JP2008040388 | 2008-02-21 | ||
PCT/JP2009/000368 WO2009104358A1 (ja) | 2008-02-21 | 2009-01-30 | リング発振器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPWO2009104358A1 true JPWO2009104358A1 (ja) | 2011-06-16 |
Family
ID=40985247
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2009554207A Pending JPWO2009104358A1 (ja) | 2008-02-21 | 2009-01-30 | リング発振器 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US8378754B2 (ja) |
JP (1) | JPWO2009104358A1 (ja) |
KR (1) | KR101149663B1 (ja) |
TW (1) | TWI381643B (ja) |
WO (1) | WO2009104358A1 (ja) |
Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
TWI592674B (zh) * | 2011-07-22 | 2017-07-21 | 輝達公司 | 連接電阻與電容分析的系統與方法 |
US9425772B2 (en) | 2011-07-27 | 2016-08-23 | Nvidia Corporation | Coupling resistance and capacitance analysis systems and methods |
US8952705B2 (en) | 2011-11-01 | 2015-02-10 | Nvidia Corporation | System and method for examining asymetric operations |
US9448125B2 (en) | 2011-11-01 | 2016-09-20 | Nvidia Corporation | Determining on-chip voltage and temperature |
US8725936B2 (en) | 2012-03-30 | 2014-05-13 | Hitachi, Ltd. | Storage system with flash memory, and storage control method |
CN103983809A (zh) | 2013-02-08 | 2014-08-13 | 辉达公司 | Pcb板及其在线测试结构以及该在线测试结构的制造方法 |
JP5854003B2 (ja) * | 2013-07-04 | 2016-02-09 | 株式会社デンソー | デジタル制御発振器および周波数可変発振器 |
CN112117238B (zh) * | 2020-09-22 | 2022-07-29 | 上海无线电设备研究所 | 一种基于sip封装技术的小型化光电振荡器 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63211919A (ja) * | 1987-02-27 | 1988-09-05 | Nec Corp | クロツク発生回路 |
JPH06194417A (ja) * | 1992-11-27 | 1994-07-15 | Nec Corp | クロック信号発生回路 |
JP2000035462A (ja) * | 1998-07-16 | 2000-02-02 | Advantest Corp | 半導体試験装置 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01137628A (ja) | 1987-11-25 | 1989-05-30 | Hitachi Ltd | アライメント装置 |
JPH01137628U (ja) * | 1988-03-15 | 1989-09-20 | ||
US5239274A (en) * | 1992-05-26 | 1993-08-24 | Digital Equipment Corporation | Voltage-controlled ring oscillator using complementary differential buffers for generating multiple phase signals |
WO2003073607A1 (en) | 2002-02-26 | 2003-09-04 | The Regents Of The University Of Michigan | Mems-based, computer systems, clock generation and oscillator circuits and lc-tank apparatus for use therein |
US7602265B2 (en) | 2005-10-20 | 2009-10-13 | International Business Machines Corporation | Apparatus for accurate and efficient quality and reliability evaluation of micro electromechanical systems |
-
2009
- 2009-01-30 US US12/918,629 patent/US8378754B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2009-01-30 JP JP2009554207A patent/JPWO2009104358A1/ja active Pending
- 2009-01-30 KR KR1020107016699A patent/KR101149663B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2009-01-30 WO PCT/JP2009/000368 patent/WO2009104358A1/ja active Application Filing
- 2009-02-18 TW TW098105174A patent/TWI381643B/zh not_active IP Right Cessation
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63211919A (ja) * | 1987-02-27 | 1988-09-05 | Nec Corp | クロツク発生回路 |
JPH06194417A (ja) * | 1992-11-27 | 1994-07-15 | Nec Corp | クロック信号発生回路 |
JP2000035462A (ja) * | 1998-07-16 | 2000-02-02 | Advantest Corp | 半導体試験装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR20100107021A (ko) | 2010-10-04 |
US8378754B2 (en) | 2013-02-19 |
WO2009104358A1 (ja) | 2009-08-27 |
KR101149663B1 (ko) | 2012-06-11 |
TWI381643B (zh) | 2013-01-01 |
TW200943719A (en) | 2009-10-16 |
US20100327983A1 (en) | 2010-12-30 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
WO2009104358A1 (ja) | リング発振器 | |
JP5190467B2 (ja) | 遅延回路、多段遅延回路ならびにそれらを利用した時間デジタル変換器、半導体試験装置、リング発振器および遅延ロックループ回路 | |
KR101215760B1 (ko) | 시간 측정 회로, 시간 측정 방법, 이들을 이용한 시간 디지털 변환기 및 시험 장치 | |
JP4093961B2 (ja) | 位相ロックループ回路、遅延ロックループ回路、タイミング発生器、半導体試験装置及び半導体集積回路 | |
Liu et al. | Full custom design of an arbitrary waveform gate driver with 10-GHz waypoint rates for GaN FETs | |
JP2006211158A (ja) | Mos型トランジスタを備えた半導体装置 | |
US20070046354A1 (en) | Delay adjustment circuit and synchronous semiconductor device having the delay adjustment circuit | |
US9176479B2 (en) | Tunable delay cells for time-to-digital converter | |
US20160218717A1 (en) | Voltage Level Shifter | |
US6466074B2 (en) | Low skew minimized clock splitter | |
US20130049791A1 (en) | On-Chip Delay Measurement Through a Transistor Array | |
Zhang et al. | Gate driver IC for enhancement mode GaN power transistors with senseFET reverse conduction detection circuit | |
US9964832B2 (en) | Distributed mach-zehnder modulator (MZM) driver delay compensation | |
CN110058637B (zh) | 时钟分配 | |
US9077259B2 (en) | Gate driver circuit and method | |
US7667520B2 (en) | Level shift device having reduced error in the duty ratio of the output signal | |
US7202725B2 (en) | Delay control circuit device, and a semiconductor integrated circuit device and a delay control method using said delay control circuit device | |
US9774326B2 (en) | Circuit and method for generating clock-signals | |
JP4543071B2 (ja) | 遅延デバイス | |
Kim et al. | Circuit design for broad band EMI reduction in LCD driver IC | |
Krass | Digitally programmable delays for use in a beamforming IC receiver module | |
CN116094500A (zh) | 基于失调电压校准技术的数字综合动态电压比较器 | |
EP0924854A1 (en) | Differential circuits for higher integration | |
Røed | Design of environmental and mismatch self-compensating, low jitter delay lines in 90nm low power CMOS |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20111014 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20130611 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20130723 |