JPWO2007037416A1 - 無線通信装置及びその方法 - Google Patents

Abstract

ユーザ間でチャネル資源を共有し、通信システムの容量を増加することができるクローズドループ通信における無線通信装置。この装置において、算出部（６０３１）、（６０３２）はそれぞれ、受信側の無線通信装置からフィードバックされたＣＳＩから第１のプレ符号（α）と第２のプレ符号（β）を算出し、符号化部（６０３３）では、乗算器α１,α２はそれぞれ、第１のプレ符号αを第１のデータと第２のデータとに乗算し、第１の符号化データと第３の符号化データを得て、乗算器β１,β２はそれぞれ、第２のプレ符号βを第１のデータと第２のデータとに乗算し、第２の符号化データと第４の符号化データを得て、拡散部（６０３４−１）、（６０３４−２）はそれぞれ、第１の符号化データと第２の符号化データを第１の拡散コード（ｃ）でそれぞれ拡散し、第１の拡散データと第２の拡散データを得て、拡散部（６０３５−１）、（６０３５−２）はそれぞれ、第３の符号化データと第４の符号化データを第２の拡散コード（ｐ）でそれぞれ拡散し、第３の拡散データと第４の拡散データを得て、加算部（６０３６）は、第１の拡散データと第３の拡散データを加算し、加算部（６０３７）は、第２の拡散データと第４の拡散データを加算する。

Description

本発明は、無線通信装置及びその方法に関し、特にクローズドループのＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）通信システムにおいて使用される無線通信装置及びその方法に関する。

空間多重ＭＩＭＯ通信システムは、受信側と送信側のマルチアンテナを利用して信号を伝送するシステムであり、スループット量が高いという特徴を有する。図１に従来のＭＩＭＯ通信システムの構成を示す。図１に示すように、空間多重ＭＩＭＯ通信システムでは、送信機１０が同一のシンボル周期において異なるシンボルシーケンスs_１,s_２,…,s_Ｎをそれぞれ送信アンテナ１１−１〜Ｎを介して同時に送信し、受信機２０が受信アンテナ２１−１〜Ｍを用いて信号を受信する。送信アンテナ１１−１〜Ｎから受信アンテナ２１−１〜Ｍまでのチャネルフェージングはそれぞれｈ_１１,ｈ_１２,…,ｈ_ＭＮである。受信機２０は、各送信アンテナ間のチャネルフェージングが独立するという特徴を利用して、同時に受信される信号ｒ_１（ｎ）,ｒ_２（ｎ）,…ｒ_Ｍ（ｎ）をそれぞれ検出する。

例えばオープンループのＭＩＭＯ通信システムにおいて、チップレベルの処理により、受信側において１本の受信アンテナを利用して、同時に送信される複数の信号を分離する技術がある（非特許文献１、２、３、４参照）。以下、その技術について説明する。

図２は従来のＭＰＤ（Multi Path Diversity）法によるＭＩＭＯ通信システムの送信側の構成を示す図である。

まず、シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部２１はシリアルに入力されるデータをパラレルに変換して、第１シンボルストリームｓ_１と第２シンボルストリームｓ_２を得る。第１シンボルストリームｓ_１が第１正規化部２２とＳＴＴＤ(Space Time Transmit Diversity）符号化部２４に出力される。同様に、第２シンボルストリームｓ_２が第１正規化部２２とＳＴＴＤ符号化部２４に出力される。

第１正規化部２２は、入力される２つのシンボルストリームを正規化する。例えば、 第１正規化部２２は、送信されるシンボルの電力が１となるように、第１シンボルストリームと第２シンボルストリームのシンボルにそれぞれ定数１／√２を乗算して正規化し、正規化したシンボルストリームｓ_１とｓ_２を第１拡散部２３に出力する。

第１拡散部２３は、入力されたシンボルストリームを拡散する。例えば、第１拡散部２３は、特定の拡散コードをシンボルに乗算して第１拡散シーケンスと第２拡散シーケンスを生成し、合成部２８に出力する。

一方、ＳＴＴＤ符号化部２４は、入力される２つシンボルストリームｓ_１とｓ_２に対して、次式（１）に示されるような処理を行い、その結果である−ｓ_２ ^＊とｓ_１ ^＊を第２正規化部２５に出力する。

第２正規化部２５は、入力される−ｓ_２ ^＊とｓ_１ ^＊に対して、例えば定数１／√２を乗算するような正規化処理を行って、第２拡散部２６に出力する。

第２拡散部２６は、正規化されたシンボルストリームに特定の拡散コードを乗算する拡散処理を行って第１拡散シーケンスと第２拡散シーケンスを生成し、遅延部２７に出力する。

遅延部２７は、第１拡散シーケンスと第２拡散シーケンスを１チップ分遅延させ、合成部２８に出力する。

合成部２８は、第１拡散部２３から入力された第１拡散シーケンスと第２拡散シーケンス及び遅延部２７から入力された第１拡散シーケンス及び第２拡散シーケンスとを足し合わせて、それぞれ２本のアンテナから送信する。

ＭＰＤ法によるＭＩＭＯ通信システムでは、チップレベルの遅延ダイバーシチを使用するので、拡散コードの直交性が崩れる。このため、逆拡散された信号に別の通信端末ユーザ（以下、単にユーザという）の干渉信号が残るため、逆拡散された信号の信号干渉雑音比（ＳＩＮＲ）が低減してしまう。また、遅延の影響により、フラットフェージングにおいても、逆拡散された信号に符号間干渉が発生する。このため、ＭＰＤ法では、受信側にて干渉をキャンセルする処理を行う必要がある。

図３は従来のＭＰＤ法によるＭＩＭＯ通信システムの受信側の構成を示す図である。

逆拡散部３２は、アンテナ３１を介して入力された受信信号に対して、拡散コードベクトルと受信信号のチップベクトルとの内積をとる逆拡散処理を行う。

干渉キャンセル部３３は、逆拡散された信号のユーザ間干渉及び符号間干渉をキャンセルして、復調部３４に出力する。

復調部３４は、入力された信号に対して、例えば最小平均平方誤差（ＭＭＳＥ）法により、信号を第１シンボルストリームｓ_１及び第２ストリームｓ_２に復調する。

パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部３５は、パラレルに入力される第１シンボルストリームｓ_１と第２シンボルストリームｓ_２をシリアルに変換して、元のシンボルストリームに復元して出力する。

以上説明したように、ＭＰＤ法よるＭＩＭＯ通信システムでは、遅延多重により送信ダイバーシチを実現する。

また、ＭＰＤ法を改良したＳＴＴＤ拡散法によるＭＩＭＯ通信システムも提案されている。ＳＴＴＤ拡散法は、チップレベルにて空間‐時間の送信順番を決定することにより、送信データのチップレベルでの直交性を保証し、受信側でのチップレベルの遅延による符号間干渉及びユーザ間干渉を低減することができる。ＳＴＴＤ拡散法では、拡散コードが互いに直交するため、検出複雑度を大幅に低減することができる。ＭＰＤ法と同様に、ＳＴＴＤ拡散法によるＭＩＭＯ通信システムは送信ダイバーシチを実現するとともに空間分割多重を実現することができる。
"Multi-paths diversity for MIMO (MPD)", 3GPP TSG RAN WG1, R1-030565，Marne La Vallee, France, May 19th-23rd 2003 "Multi-paths diversity for MIMO (MPD)", 3GPP TSG RAN WG1, NY, R1-030760，New York, USA, August 25th-29th 2003 "Further results on Multi-Paths Diversity for MIMO (MPD)", 3GPP TSG RAN WG1, NY, R1-031102, Seoul, South Korea, October 6th-11th 2003 "Rate Control for MPD", 3GPP TSG RAN WG1, NY, R1-031316，Lisbon, Portugal, November 17th-21st 2003

しかしながら、上記のＭＰＤ法は、受信側で干渉キャンセルする処理が必要であるため、受信側の処理が複雑になるという問題がある。また、ＭＰＤ法及びＳＴＴＤ拡散法は、いずれもオープンループ通信を対象とする。これに対し、本発明はクローズドループ通信における無線通信装置及びその方法を対象とする。

本発明の目的は、ユーザ間でチャネル資源を共有し、通信システムの容量を向上することができるクローズドループにおける無線通信装置及びその方法を提供することである。

本発明の無線通信装置は、ＭＩＭＯ通信システムにおいて用いられる無線通信装置であって、複数の通信端末ユーザを複数のグループに分けるユーザグループ化手段と、１つのグループ内の一方の通信端末ユーザからフィードバックされた回線品質情報から複数のプレ符号を算出する算出手段と、前記１つのグループ内の他方の通信端末ユーザの複数のデータを前記複数のプレ符号を用いてそれぞれ符号化して複数の符号化データを得る符号化手段と、前記複数の符号化データを前記複数のデータにそれぞれ対応する複数の拡散コードでそれぞれ拡散して複数の拡散データを得る拡散手段と、前記複数の拡散データを前記複数のプレ符号毎に加算して複数の加算データを得る加算手段と、前記複数の加算データを複数のアンテナからそれぞれ送信する送信手段と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、複数のシングルアンテナユーザを全体的に考慮することにより、ユーザ間でチャネル資源を共有することができるため、システム容量を増加することができる。また、クローズドループシステムの特徴を利用しながら、複数の拡散コードでデータを拡散して、互いに加算してから複数のアンテナから送信するため、システムのスループット量を低減することなく、送信ダイバーシチを実現し、空間選択性フェージングに強い無線通信装置を実現することができる。さらに、方程式を連立する等の複雑な計算が送信側で行われるため、受信側での処理の複雑度を低減することできる。

従来のＭＩＭＯ通信システムの構成を示す図 従来のＭＰＤ法によるＭＩＭＯ通信システムの送信側の構成を示す図 従来のＭＰＤ法によるＭＩＭＯ通信システムの受信側の構成を示す図 本発明の実施の形態に係るマルチユーザＭＩＭＯ通信システムの構成を示す図 本発明の実施の形態に係る送信側の無線通信装置の構成を示す図 本発明の実施の形態に係るダイバーシチ設定部の詳細構成を示す図 本発明の実施の形態に係る送信側の無線通信装置の処理フロー図 本発明の実施の形態に係る受信側の無線通信装置の構成を示す図 本発明の実施の形態に係る無線通信装置がマルチアンテナを使用する場合の構成を示す図 本発明の実施の形態に係る無線通信装置の異なる拡散ゲインを示すグラフ 本発明の実施の形態に係る無線通信装置のチャネル相関を示すグラフ

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。なお、本発明に対する理解を混乱させないように、不必要な細部構成及び機能を省略する。また、説明を分かりやすくするために、本実施の形態では送信アンテナ数を２、受信アンテナ数を１とする。

一般的には、システムの伝送レートを向上するため１つの周期において２つのシンボルを送信すると、受信側では２つのシンボルを復号するには少なくとも２つ以上の方程式が必要である。フラットフェージングの場合でも、２つ以上の方程式を得るには、受信側のダイバーシチブランチは２つ以上でなければならない。一方、データを拡散する場合、１つのユーザに２つの拡散コードを分配すると、受信側では、２つの拡散コードが互いに直交する特徴を利用し、同時に送信される２つのシンボルを復号することができる。しかし、１つのユーザに２つの拡散コードを分配すると、同時に通信できるユーザ数が半減してしまう。

図４は本発明の実施の形態に係るマルチユーザＭＩＭＯ通信システムの構成を示す図である。図４に示すように、本発明では、Ｎ個のユーザそれぞれの空間位置が異なるためにユーザ間の空間チャネルが互いに独立するという特徴を利用して、受信側の複数のユーザを全体的に考慮し、システム全体でＮ個の互いに独立する方程式を得る。そして、クローズドループシステムの特徴を生かし、送信側（基地局５０）では各ユーザからフィードバックされるＣＳＩ（Channel State Information）に基づいて、Ｎ個の方程式を連立することにより、ダイバーシチを実現する。さらに、複数のユーザを２つごとにグループ化し、１グループ内の２つのユーザのデータを２つの拡散コードで拡散することにより、同時に通信できるユーザ数を維持する。

図５は本発明の実施の形態に係る送信側の無線通信装置の構成を示す図である。

図５に示す無線通信装置において、ユーザグループ化部６０１は、複数のユーザ１〜Ｎを複数のグループ１〜Ｎ／２に分ける。具体的には、アンテナ数及びダイバーシチゲインに基づいてグループ毎のユーザ数を決定し、そして、フィードバックされた各ユーザのＣＳＩに基づいて、ユーザ間の相関を２ユーザ毎に計算して、相関が最も低いユーザを１グループにする。

Ｓ／Ｐ変換部６０２−１〜６０２−Ｎはそれぞれ、データをシリアルからパラレルに、つまり第１のデータｓ_２ｎ−１と第２のデータｓ_２ｎに変換して、ダイバーシチ部６０３に出力する。なお、図５ではｎ＝１の場合を一例として示す。

ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎはそれぞれ、入力された第１のデータｓ_２ｎ−１と第２のデータｓ_２ｎに対して、それぞれプレ符号化及び拡散処理を行い、得られた第１の送信データと第２の送信データをそれぞれ加算部６０４−１、６０４−２に出力する。ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎの詳細については後述する。

加算部６０４−１は、各ユーザからの第１の送信データを加算し、得られた第１の加算データを送信部６０５−１に出力する。同様に加算部６０４−２は、各ユーザからの第２の送信データを加算し、得られた第２の加算データを送信部６０５−２に出力する。

送信部６０５−１は、入力された第１の加算データを無線処理して、アンテナ１から送信する。同様に送信部６０５−２は、入力された第２の加算データを無線処理して、アンテナ２から送信する。

以下、ダイバーシチ設定部６０３の詳細について図６を用いて説明する。図６は本発明の実施の形態に係るダイバーシチ設定部の詳細構成を示す図である。なお、図５に示すダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎはすべて図６に示す構成を採る。ここでは、ｎ番目のシンボル周期での、同一グループのユーザＫとユーザＬに対する処理を例にとって説明する。

算出部６０３１、６０３２はそれぞれ、受信側の無線通信装置からフィードバックされた回線品質情報であるＣＳＩから第１のプレ符号（α）と第２のプレ符号（β）を算出する。

符号化部６０３３は、乗算器α１,α２と乗算器β１,β２とから構成される。乗算器α１,α２はそれぞれ、第１のプレ符号αをＳ／Ｐ変換部６０２から入力された第１のデータと第２のデータとに乗算することにより第１のデータと第２のデータとを符号化し、第１のデータにαを乗算した第１の符号化データと第２のデータにαを乗算した第３の符号化データを得る。乗算器β１,β２はそれぞれ、第２のプレ符号βをＳ／Ｐ変換部６０２から入力された第１のデータと第２のデータとに乗算することにより第１のデータと第２のデータとを符号化し、第１のデータにβを乗算した第２の符号化データと第２のデータにβを乗算した第４の符号化データを得る。

拡散部６０３４−１、６０３４−２はそれぞれ、第１の符号化データと第２の符号化データを第１のデータに対応する第１の拡散コード（ｃ）でそれぞれ拡散して、第１の拡散データと第２の拡散データを得る。同様に、拡散部６０３５−１、６０３５−２はそれぞれ、第３の符号化データと第４の符号化データを第２のデータに対応する第２の拡散コード（ｐ）でそれぞれ拡散して、第３の拡散データと第４の拡散データを得る。

加算部６０３６は、互いにαが乗算されている第１の拡散データと第３の拡散データを加算し、得られた第１の送信データを加算部６０４−１へ出力する。同様に、加算部６０３７は、互いにβが乗算されている第２の拡散データと第４の拡散データを加算し、得られた第２の送信データを加算部６０４−２へ出力する。

より具体的には、ユーザＫのダイバーシチ設定部６０３に、Ｓ／Ｐ変換されたシンボルｓ_{ｋ,２ｎ−１}とｓ_ｋ,２ｎ及びユーザＫと同一グループ内の他方のユーザＬからフィードバックされたＣＳＩが入力される。フィードバックされたユーザＬのＣＳＩにより第１のプレ符号α_Ｋと第２のプレ符号β_Ｋを算出し、算出されたα_ｋとβ_ｋとをそれぞれ第１のデータｓ_{ｋ,２ｎ−１}に乗算し、同様にα_ｋとβ_ｋとをそれぞれ第２のデータｓ_ｋ,２ｎに乗算する。そして、α_ｋが乗算されたｓ_{ｋ,２ｎ−１}とβ_ｋが乗算されたｓ_{ｋ,２ｎ−１}とを拡散コードｃで拡散し、次式（２）、（３）に示すような第１の拡散データと第２の拡散データを得る。

一方、それぞれα_ｋが乗算されたｓ_ｋ,２ｎとβ_ｋが乗算されたｓ_ｋ,２ｎとを拡散コードｐで拡散し、次式（４）、（５）に示すような第３の拡散データと第４の拡散データを得る。

そして、得られた第１の拡散データと第３の拡散データが加算され、第１の送信データとなる。同様に、得られた第２の拡散データと第４の拡散データが加算され第２の送信データとなる。

ユーザＬも同様の方法により、第１の送信データと第２の送信データを得ることができる。

図７は本発明の実施の形態に係る送信側の無線通信装置の処理フロー図である。

ステップＳＴ８０１では、フィードバックチャネルにより受信側からすべてのユーザのＣＳＩがユーザグループ化部６０１にフィードバックされる。

ステップＳＴ８０２では、フィードバックされたＣＳＩに基づき、ユーザグループ化部６０１がユーザのチャネル間相関を２ユーザ毎に求める。

ステップＳＴ８０３では、ユーザグループ化部６０１が、送信アンテナ数とダイバーシチゲインとにより、グループ毎のユーザ数Ｕを決定する（ｕ＝１,２,…,Ｕ）。なお、本実施の形態では、グループごとのユーザ数は２とする。

ステップＳＴ８０４では、ステップＳＴ８０２で求められた相関に基づき、ユーザグループ化部６０１が、ユーザ間のチャネル相関が最小となるように、ユーザをＧ個のグループに分ける（ｇ＝１,２,…,Ｇ）。

ステップＳＴ８０５では、ユーザグループ化部６０１が、グループ番号がｇ＝１のグループを選択し、ステップＳＴ８０６で、ユーザグループ化部６０１が、選択したグループのユーザ番号がｕ＝１のユーザを確定する。

ステップＳＴ８０７では、ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎが、フィードバックされた同一グループの他方のユーザのＣＳＩを利用して、ユーザｕのプレ符号α_ｇ,ｕ、β_ｇ,ｕを算出する。例えばＺＦ（Zero Forcing）法により、送信アンテナ数が２、グループごとのユーザ数が２である場合、算出されたα_ｇ,ｕ、β_ｇ,ｕはそれぞれ式（６）と（７）となる。ｈ_ｌ,１、ｈ_ｌ,２はそれぞれユーザｕと同一グループの他方のユーザのチャネルフェージングを示す。

ステップＳ８０８では、ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎがｕ＝ｕ＋１にして、ステップＳ８０９では、ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎが当該グループ内すべてのユーザのプレ符号が算出されたか否かを判断する。

ｕ＜Ｕ＋１の場合（ＳＴ８０９；ＹＥＳ）ステップＳＴ８０７に戻り、ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎが続けてユーザのプレ符号を算出する。一方、ｕ≧Ｕ＋１の場合（ＳＴ８０９；ＮＯ）ステップＳＴ８１０に進む。

ステップＳＴ８１０では、ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎが、同一グループ内のデータをそれぞれプレ符号化及び拡散する。

ステップＳ８１１では、ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎがｇ＝ｇ＋１にして、ステップＳＴ８１２では、ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎがすべてのグループに対してダイバーシチ設定が完了したか否かを判断する。

ｇ＜Ｇ＋１の場合（ＳＴ８１２；ＹＥＳ）ステップＳＴ８０６に戻り、ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎが続けてユーザのダイバーシチ設定を行い、一方、ｇ≧Ｇ＋１の場合（ＳＴ８１２；ＮＯ）処理を終了する。

図８は本発明の実施の形態に係る受信側の無線通信装置の構成を示す図である。

図８に示す無線通信装置において、アンテナ９０１は信号を受信し、逆拡散部９０２に出力する。

逆拡散部９０２は入力された受信信号を逆拡散し、複素係数除去部９０３に出力する。

複素係数除去部９０３は、信号のＦＡ（Finite Alphabet）特性を利用して、逆拡散されたデータから複素係数を除去し、復調部９０４に出力するとともに回線品質測定部９０５にも出力する。

復調部９０４は、複素係数が除去されたデータを復調して、送信されたデータを得る。

回線品質測定部９０５は、入力されたデータから回線品質を測定してＣＳＩを生成し、フィードバック部９０６に出力する。

フィードバック部９０６は、入力されたＣＳＩをフィードバック情報としてアンテナ９０１からフィードバックチャネルにより送信側の無線通信装置（図５）にフィードバックする。

以下、受信側の信号検出処理について説明する。本実施の形態では、フラットフェージングにおける受信アルゴリズムを例にとって説明する。受信アンテナ数を１とし、基地局の２本の送信アンテナからユーザＫまでのチャネルフェージングをｈ_１、ｈ_２で示し、ユーザＬまでのチャネルフェージングをｑ_１、ｑ_２で示す。

ｎ番目のシンボル周期では、ユーザＫがＮ個ユーザ宛てのデータを受信し、拡散コードの直交性を利用して、Ｎ−２個のユーザのデータを除去する。よって、ユーザＫがｎ番目のシンボル周期に受信した信号ｒ_ｋ（ｎ）は次式（８）に示される。ｒ_ｋ（ｎ）はＮ次元のベクトルである。

また、拡散コードｃより逆拡散して、得られるデータを次式（９）で示す。Ｎ_Ｇは拡散コードの長さである。

式（９）から明らかなように、ユーザＫが受信信号を逆拡散して得られた式（９）に示されたデータｘ_１（ｎ）に、ユーザＬ宛の信号も含まれている。この場合、ユーザＬのプレ符号α_Ｌ、β_Ｌにより、式（９）のデータからユーザＬ宛ての信号を除去することができる。α_Ｌ、β_Ｌをそれぞれ式（１０）、（１１）で示す。

これにより、ユーザＬの信号が除去されたユーザＫのｘ_１（ｎ）が得られる。ｘ_１（ｎ）を式（１２）で示す。

同じく、拡散コードｐで逆拡散し、α_Ｌ、β_Ｌを利用すれば、次式（１３）に示されるユーザＫのｘ_２（ｎ）も得られる。

次いで、式（１２）及び（１３）の複素係数ｈ_１α_Ｋ＋ｈ_２β_Ｋはデータを復調時に位相ずれを引き起こすため、除去する必要がある。ユーザＫはα_Ｋ、β_Ｋの内容（すなわちユーザＬのチャネル状況）を知らないので、通信信号のＦＡ特性により複素係数を除去する。

一方、同一グループの他方のユーザＬも、同様の方法により、α_Ｋ、β_Ｋを利用して、受信信号からユーザＫ宛の信号を除去することができる。

以上、送信アンテナ数が２、受信アンテナ数が１である場合を例にとって説明した。なお、本発明では送信アンテナ数は２本に限定されず、マルチアンテナを使用してもよい。

図９は本発明の実施の形態に係る無線通信装置がマルチアンテナを使用する場合の構成を示す図である。ここでは、ダイバーシチ設定などの詳細説明は上述の内容と同様であるため、省略する。

図９に示す無線通信装置において、Ｓ／Ｐ変換部１００１は、入力されたデータをパラレルに変換してアンテナグループ化部１００２に出力する。

アンテナグループ化部１００２は、２本のアンテナを１グループに分ける。この際、同一信号を送信する２本のアンテナが同時にディープフェージングにならないように、送信空間ダイバーシチの性能を考慮して、比較的離れた２本のアンテナを１グループにする。アンテナの最適な組み合わせは、アンテナチャネルフェージングの統計データに基づき、基地局とユーザが通信している間に、グループ内及びグループ同士のアンテナチャネルフェージング相関が最も低くなる組み合わせである。

図１０は本発明の実施の形態に係る無線通信装置での異なる拡散ゲインを示すグラフである。図１１は本発明の実施の形態に係る無線通信装置でのチャネル相関を示すグラフである。シミュレーションの実行環境は、３０００００回の実験データに基づき、雑音は零平均値ガウスホワイトノイズであり、エネルギーは可変である。また、送信アンテナ数は２、受信アンテナ数は１であり、それぞれの送信アンテナから受信アンテナまでのチャネルフェージングが互いに独立する。

図１０では、同調マルチユーザシステムにおいて、ユーザ数は２、拡散ゲインはそれぞれ４、８及び１６である場合のＳＮＲ変化曲線が示される。図１１は、拡散ゲインが８であり、２ユーザの無線チャネル間において、それぞれ相関する場合と独立する場合のＳＮＲによる誤り率の変化を比較する図である。図１１では、上の曲線はチャネルの相関ρ＝０.５の場合の誤り率曲線であり、３ＧＰＰのＳＣＭ（3GPP TR 25.996, “Spatial channel model for multiple input multiple output simulation”）におけるチャネル相関に関するパラメータによれば、大多数の基地局ダイバーシチアンテナ間の相関が０.５未満である。図１１により、チャネルが相関する場合の性能は、チャネルが独立する場合の性能と近似しているため、本発明による無線通信装置は相関に強いということが明らかである。

従来のＭＰＤ法及びＳＴＴＤ拡散法によるＭＩＭＯ通信装置と比較して、本実施の形態の無線通信装置は、クローズドループシステムにおいて、すべてのユーザを全体的に考慮し、フィードバック情報（ＣＳＩ）に基づき、複数のユーザを複数のグループにし、同一グループ内の他方ユーザのＣＳＩより算出された第１及び第２のプレ符号を用いて、第１及び第２の送信データをそれぞれプレ符号化する。さらに、分配された第１及び第２の拡散コードでそれぞれ拡散して、得られた第１及び第２の拡散データをプレ符号毎に加算して、それぞれ第１及び第２のアンテナより送信する。このように、本発明ではユーザを全体的に考慮するので、ユーザ間でチャネル資源を共有することができる。また、クローズドループシステムのフィードバック情報を利用して、システムスループット量を低減することなく、送信空間ダイバーシチを実現することができる。また、方程式を連立するような複雑な計算を送信側に集中させて、受信側での信号検出処理の複雑度を低減することができる。

以上、本発明の最良な実施の形態について説明したが、本発明の主旨と範囲から逸脱しない限り、種々の変更、置き換え及び追加をすることができる。そのため、本発明は上記の実施の形態に拘らず、請求の範囲及びそれに均等する範囲によって限定されるものである。

本明細書は、２００５年９月３０日出願の中国出願番号２００５１０１０８５５９.７に基づくものである。この内容はすべてここに含めておく。

本発明に係る無線通信装置およびその方法は、各種セルラ方式の高速無線通信システム及びスループット量の高い無線ローカルネットワークシステム等に好適である。

本発明は、無線通信装置及びその方法に関し、特にクローズドループのＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）通信システムにおいて使用される無線通信装置及びその方法に関する。

空間多重ＭＩＭＯ通信システムは、受信側と送信側のマルチアンテナを利用して信号を伝送するシステムであり、スループット量が高いという特徴を有する。図１に従来のＭＩＭＯ通信システムの構成を示す。図１に示すように、空間多重ＭＩＭＯ通信システムでは、送信機１０が同一のシンボル周期において異なるシンボルシーケンスs_１,s_２,…,s_Ｎをそれぞれ送信アンテナ１１−１〜Ｎを介して同時に送信し、受信機２０が受信アンテナ２１−１〜Ｍを用いて信号を受信する。送信アンテナ１１−１〜Ｎから受信アンテナ２１−１〜Ｍまでのチャネルフェージングはそれぞれｈ_１１,ｈ_１２,…,ｈ_ＭＮである。受信機２０は、各送信アンテナ間のチャネルフェージングが独立するという特徴を利用して、同時に受信される信号ｒ_１（ｎ）,ｒ_２（ｎ）,…ｒ_Ｍ（ｎ）をそれぞれ検出する。

例えばオープンループのＭＩＭＯ通信システムにおいて、チップレベルの処理により、受信側において１本の受信アンテナを利用して、同時に送信される複数の信号を分離する技術がある（非特許文献１、２、３、４参照）。以下、その技術について説明する。

図２は従来のＭＰＤ（Multi Path Diversity）法によるＭＩＭＯ通信システムの送信側の構成を示す図である。

まず、シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部２１はシリアルに入力されるデータをパラレルに変換して、第１シンボルストリームｓ_１と第２シンボルストリームｓ_２を得る。第１シンボルストリームｓ_１が第１正規化部２２とＳＴＴＤ(Space Time Transmit Diversity）符号化部２４に出力される。同様に、第２シンボルストリームｓ_２が第１正規化部２２とＳＴＴＤ符号化部２４に出力される。

第１正規化部２２は、入力される２つのシンボルストリームを正規化する。例えば、 第１正規化部２２は、送信されるシンボルの電力が１となるように、第１シンボルストリームと第２シンボルストリームのシンボルにそれぞれ定数１／√２を乗算して正規化し、正規化したシンボルストリームｓ_１とｓ_２を第１拡散部２３に出力する。

第１拡散部２３は、入力されたシンボルストリームを拡散する。例えば、第１拡散部２３は、特定の拡散コードをシンボルに乗算して第１拡散シーケンスと第２拡散シーケンスを生成し、合成部２８に出力する。

一方、ＳＴＴＤ符号化部２４は、入力される２つシンボルストリームｓ_１とｓ_２に対して、次式（１）に示されるような処理を行い、その結果である−ｓ_２ ^＊とｓ_１ ^＊を第２正規化部２５に出力する。

第２正規化部２５は、入力される−ｓ_２ ^＊とｓ_１ ^＊に対して、例えば定数１／√２を乗
算するような正規化処理を行って、第２拡散部２６に出力する。

第２拡散部２６は、正規化されたシンボルストリームに特定の拡散コードを乗算する拡散処理を行って第１拡散シーケンスと第２拡散シーケンスを生成し、遅延部２７に出力する。

遅延部２７は、第１拡散シーケンスと第２拡散シーケンスを１チップ分遅延させ、合成部２８に出力する。

合成部２８は、第１拡散部２３から入力された第１拡散シーケンスと第２拡散シーケンス及び遅延部２７から入力された第１拡散シーケンス及び第２拡散シーケンスとを足し合わせて、それぞれ２本のアンテナから送信する。

ＭＰＤ法によるＭＩＭＯ通信システムでは、チップレベルの遅延ダイバーシチを使用するので、拡散コードの直交性が崩れる。このため、逆拡散された信号に別の通信端末ユーザ（以下、単にユーザという）の干渉信号が残るため、逆拡散された信号の信号干渉雑音比（ＳＩＮＲ）が低減してしまう。また、遅延の影響により、フラットフェージングにおいても、逆拡散された信号に符号間干渉が発生する。このため、ＭＰＤ法では、受信側にて干渉をキャンセルする処理を行う必要がある。

図３は従来のＭＰＤ法によるＭＩＭＯ通信システムの受信側の構成を示す図である。

逆拡散部３２は、アンテナ３１を介して入力された受信信号に対して、拡散コードベクトルと受信信号のチップベクトルとの内積をとる逆拡散処理を行う。

干渉キャンセル部３３は、逆拡散された信号のユーザ間干渉及び符号間干渉をキャンセルして、復調部３４に出力する。

復調部３４は、入力された信号に対して、例えば最小平均平方誤差（ＭＭＳＥ）法により、信号を第１シンボルストリームｓ_１及び第２ストリームｓ_２に復調する。

パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部３５は、パラレルに入力される第１シンボルストリームｓ_１と第２シンボルストリームｓ_２をシリアルに変換して、元のシンボルストリームに復元して出力する。

以上説明したように、ＭＰＤ法よるＭＩＭＯ通信システムでは、遅延多重により送信ダイバーシチを実現する。

また、ＭＰＤ法を改良したＳＴＴＤ拡散法によるＭＩＭＯ通信システムも提案されている。ＳＴＴＤ拡散法は、チップレベルにて空間‐時間の送信順番を決定することにより、送信データのチップレベルでの直交性を保証し、受信側でのチップレベルの遅延による符号間干渉及びユーザ間干渉を低減することができる。ＳＴＴＤ拡散法では、拡散コードが互いに直交するため、検出複雑度を大幅に低減することができる。ＭＰＤ法と同様に、ＳＴＴＤ拡散法によるＭＩＭＯ通信システムは送信ダイバーシチを実現するとともに空間分割多重を実現することができる。
"Multi-paths diversity for MIMO (MPD)", 3GPP TSG RAN WG1, R1-030565，Marne La Vallee, France, May 19th-23rd 2003 "Multi-paths diversity for MIMO (MPD)", 3GPP TSG RAN WG1, NY, R1-030760，New York, USA, August 25th-29th 2003 "Further results on Multi-Paths Diversity for MIMO (MPD)", 3GPP TSG RAN WG1, NY, R1-031102, Seoul, South Korea, October 6th-11th 2003 "Rate Control for MPD", 3GPP TSG RAN WG1, NY, R1-031316，Lisbon, Portugal, November 17th-21st 2003

しかしながら、上記のＭＰＤ法は、受信側で干渉キャンセルする処理が必要であるため、受信側の処理が複雑になるという問題がある。また、ＭＰＤ法及びＳＴＴＤ拡散法は、いずれもオープンループ通信を対象とする。これに対し、本発明はクローズドループ通信における無線通信装置及びその方法を対象とする。

本発明の目的は、ユーザ間でチャネル資源を共有し、通信システムの容量を向上することができるクローズドループにおける無線通信装置及びその方法を提供することである。

本発明の無線通信装置は、ＭＩＭＯ通信システムにおいて用いられる無線通信装置であって、複数の通信端末ユーザを複数のグループに分けるユーザグループ化手段と、１つのグループ内の一方の通信端末ユーザからフィードバックされた回線品質情報から複数のプレ符号を算出する算出手段と、前記１つのグループ内の他方の通信端末ユーザの複数のデータを前記複数のプレ符号を用いてそれぞれ符号化して複数の符号化データを得る符号化手段と、前記複数の符号化データを前記複数のデータにそれぞれ対応する複数の拡散コードでそれぞれ拡散して複数の拡散データを得る拡散手段と、前記複数の拡散データを前記複数のプレ符号毎に加算して複数の加算データを得る加算手段と、前記複数の加算データを複数のアンテナからそれぞれ送信する送信手段と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、複数のシングルアンテナユーザを全体的に考慮することにより、ユーザ間でチャネル資源を共有することができるため、システム容量を増加することができる。また、クローズドループシステムの特徴を利用しながら、複数の拡散コードでデータを拡散して、互いに加算してから複数のアンテナから送信するため、システムのスループット量を低減することなく、送信ダイバーシチを実現し、空間選択性フェージングに強い無線通信装置を実現することができる。さらに、方程式を連立する等の複雑な計算が送信側で行われるため、受信側での処理の複雑度を低減することできる。

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。なお、本発明に対する理解を混乱させないように、不必要な細部構成及び機能を省略する。また、説明を分かりやすくするために、本実施の形態では送信アンテナ数を２、受信アンテナ数を１とする。

一般的には、システムの伝送レートを向上するため１つの周期において２つのシンボルを送信すると、受信側では２つのシンボルを復号するには少なくとも２つ以上の方程式が必要である。フラットフェージングの場合でも、２つ以上の方程式を得るには、受信側のダイバーシチブランチは２つ以上でなければならない。一方、データを拡散する場合、１つのユーザに２つの拡散コードを分配すると、受信側では、２つの拡散コードが互いに直交する特徴を利用し、同時に送信される２つのシンボルを復号することができる。しかし、１つのユーザに２つの拡散コードを分配すると、同時に通信できるユーザ数が半減してしまう。

図４は本発明の実施の形態に係るマルチユーザＭＩＭＯ通信システムの構成を示す図である。図４に示すように、本発明では、Ｎ個のユーザそれぞれの空間位置が異なるためにユーザ間の空間チャネルが互いに独立するという特徴を利用して、受信側の複数のユーザを全体的に考慮し、システム全体でＮ個の互いに独立する方程式を得る。そして、クローズドループシステムの特徴を生かし、送信側（基地局５０）では各ユーザからフィードバックされるＣＳＩ（Channel State Information）に基づいて、Ｎ個の方程式を連立することにより、ダイバーシチを実現する。さらに、複数のユーザを２つごとにグループ化し、１グループ内の２つのユーザのデータを２つの拡散コードで拡散することにより、同時に通信できるユーザ数を維持する。

図５は本発明の実施の形態に係る送信側の無線通信装置の構成を示す図である。

図５に示す無線通信装置において、ユーザグループ化部６０１は、複数のユーザ１〜Ｎを複数のグループ１〜Ｎ／２に分ける。具体的には、アンテナ数及びダイバーシチゲインに基づいてグループ毎のユーザ数を決定し、そして、フィードバックされた各ユーザのＣＳＩに基づいて、ユーザ間の相関を２ユーザ毎に計算して、相関が最も低いユーザを１グループにする。

Ｓ／Ｐ変換部６０２−１〜６０２−Ｎはそれぞれ、データをシリアルからパラレルに、つまり第１のデータｓ_２ｎ−１と第２のデータｓ_２ｎに変換して、ダイバーシチ部６０３に出力する。なお、図５ではｎ＝１の場合を一例として示す。

ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎはそれぞれ、入力された第１のデータｓ_２ｎ−１と第２のデータｓ_２ｎに対して、それぞれプレ符号化及び拡散処理を行い、得られた第１の送信データと第２の送信データをそれぞれ加算部６０４−１、６０４−２に出力する。ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎの詳細については後述する。

加算部６０４−１は、各ユーザからの第１の送信データを加算し、得られた第１の加算データを送信部６０５−１に出力する。同様に加算部６０４−２は、各ユーザからの第２の送信データを加算し、得られた第２の加算データを送信部６０５−２に出力する。

送信部６０５−１は、入力された第１の加算データを無線処理して、アンテナ１から送信する。同様に送信部６０５−２は、入力された第２の加算データを無線処理して、アンテナ２から送信する。

以下、ダイバーシチ設定部６０３の詳細について図６を用いて説明する。図６は本発明
の実施の形態に係るダイバーシチ設定部の詳細構成を示す図である。なお、図５に示すダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎはすべて図６に示す構成を採る。ここでは、ｎ番目のシンボル周期での、同一グループのユーザＫとユーザＬに対する処理を例にとって説明する。

算出部６０３１、６０３２はそれぞれ、受信側の無線通信装置からフィードバックされた回線品質情報であるＣＳＩから第１のプレ符号（α）と第２のプレ符号（β）を算出する。

符号化部６０３３は、乗算器α１,α２と乗算器β１,β２とから構成される。乗算器α１,α２はそれぞれ、第１のプレ符号αをＳ／Ｐ変換部６０２から入力された第１のデータと第２のデータとに乗算することにより第１のデータと第２のデータとを符号化し、第１のデータにαを乗算した第１の符号化データと第２のデータにαを乗算した第３の符号化データを得る。乗算器β１,β２はそれぞれ、第２のプレ符号βをＳ／Ｐ変換部６０２から入力された第１のデータと第２のデータとに乗算することにより第１のデータと第２のデータとを符号化し、第１のデータにβを乗算した第２の符号化データと第２のデータにβを乗算した第４の符号化データを得る。

拡散部６０３４−１、６０３４−２はそれぞれ、第１の符号化データと第２の符号化データを第１のデータに対応する第１の拡散コード（ｃ）でそれぞれ拡散して、第１の拡散データと第２の拡散データを得る。同様に、拡散部６０３５−１、６０３５−２はそれぞれ、第３の符号化データと第４の符号化データを第２のデータに対応する第２の拡散コード（ｐ）でそれぞれ拡散して、第３の拡散データと第４の拡散データを得る。

加算部６０３６は、互いにαが乗算されている第１の拡散データと第３の拡散データを加算し、得られた第１の送信データを加算部６０４−１へ出力する。同様に、加算部６０３７は、互いにβが乗算されている第２の拡散データと第４の拡散データを加算し、得られた第２の送信データを加算部６０４−２へ出力する。

より具体的には、ユーザＫのダイバーシチ設定部６０３に、Ｓ／Ｐ変換されたシンボルｓ_{ｋ,２ｎ−１}とｓ_ｋ,２ｎ及びユーザＫと同一グループ内の他方のユーザＬからフィードバックされたＣＳＩが入力される。フィードバックされたユーザＬのＣＳＩにより第１のプレ符号α_Ｋと第２のプレ符号β_Ｋを算出し、算出されたα_ｋとβ_ｋとをそれぞれ第１のデータｓ_{ｋ,２ｎ−１}に乗算し、同様にα_ｋとβ_ｋとをそれぞれ第２のデータｓ_ｋ,２ｎに乗算する。そして、α_ｋが乗算されたｓ_{ｋ,２ｎ−１}とβ_ｋが乗算されたｓ_{ｋ,２ｎ−１}とを拡散コードｃで拡散し、次式（２）、（３）に示すような第１の拡散データと第２の拡散データを得る。

一方、それぞれα_ｋが乗算されたｓ_ｋ,２ｎとβ_ｋが乗算されたｓ_ｋ,２ｎとを拡散コードｐで拡散し、次式（４）、（５）に示すような第３の拡散データと第４の拡散データを得る。

そして、得られた第１の拡散データと第３の拡散データが加算され、第１の送信データとなる。同様に、得られた第２の拡散データと第４の拡散データが加算され第２の送信データとなる。

ユーザＬも同様の方法により、第１の送信データと第２の送信データを得ることができる。

図７は本発明の実施の形態に係る送信側の無線通信装置の処理フロー図である。

ステップＳＴ８０１では、フィードバックチャネルにより受信側からすべてのユーザのＣＳＩがユーザグループ化部６０１にフィードバックされる。

ステップＳＴ８０２では、フィードバックされたＣＳＩに基づき、ユーザグループ化部６０１がユーザのチャネル間相関を２ユーザ毎に求める。

ステップＳＴ８０３では、ユーザグループ化部６０１が、送信アンテナ数とダイバーシチゲインとにより、グループ毎のユーザ数Ｕを決定する（ｕ＝１,２,…,Ｕ）。なお、本実施の形態では、グループごとのユーザ数は２とする。

ステップＳＴ８０４では、ステップＳＴ８０２で求められた相関に基づき、ユーザグループ化部６０１が、ユーザ間のチャネル相関が最小となるように、ユーザをＧ個のグループに分ける（ｇ＝１,２,…,Ｇ）。

ステップＳＴ８０５では、ユーザグループ化部６０１が、グループ番号がｇ＝１のグループを選択し、ステップＳＴ８０６で、ユーザグループ化部６０１が、選択したグループのユーザ番号がｕ＝１のユーザを確定する。

ステップＳＴ８０７では、ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎが、フィードバックされた同一グループの他方のユーザのＣＳＩを利用して、ユーザｕのプレ符号α_ｇ,ｕ、β_ｇ,ｕを算出する。例えばＺＦ（Zero Forcing）法により、送信アンテナ数が２、グループごとのユーザ数が２である場合、算出されたα_ｇ,ｕ、β_ｇ,ｕはそれぞれ式（６）と（７）となる。ｈ_ｌ,１、ｈ_ｌ,２はそれぞれユーザｕと同一グループの他方のユーザのチャネルフェージングを示す。

ステップＳ８０８では、ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎがｕ＝ｕ＋１にして、ステップＳ８０９では、ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎが当該グループ内すべてのユーザのプレ符号が算出されたか否かを判断する。

ｕ＜Ｕ＋１の場合（ＳＴ８０９；ＹＥＳ）ステップＳＴ８０７に戻り、ダイバーシチ設
定部６０３−１〜６０３−Ｎが続けてユーザのプレ符号を算出する。一方、ｕ≧Ｕ＋１の場合（ＳＴ８０９；ＮＯ）ステップＳＴ８１０に進む。

ステップＳＴ８１０では、ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎが、同一グループ内のデータをそれぞれプレ符号化及び拡散する。

ステップＳ８１１では、ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎがｇ＝ｇ＋１にして、ステップＳＴ８１２では、ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎがすべてのグループに対してダイバーシチ設定が完了したか否かを判断する。

ｇ＜Ｇ＋１の場合（ＳＴ８１２；ＹＥＳ）ステップＳＴ８０６に戻り、ダイバーシチ設定部６０３−１〜６０３−Ｎが続けてユーザのダイバーシチ設定を行い、一方、ｇ≧Ｇ＋１の場合（ＳＴ８１２；ＮＯ）処理を終了する。

図８は本発明の実施の形態に係る受信側の無線通信装置の構成を示す図である。

図８に示す無線通信装置において、アンテナ９０１は信号を受信し、逆拡散部９０２に出力する。

逆拡散部９０２は入力された受信信号を逆拡散し、複素係数除去部９０３に出力する。

複素係数除去部９０３は、信号のＦＡ（Finite Alphabet）特性を利用して、逆拡散されたデータから複素係数を除去し、復調部９０４に出力するとともに回線品質測定部９０５にも出力する。

復調部９０４は、複素係数が除去されたデータを復調して、送信されたデータを得る。

回線品質測定部９０５は、入力されたデータから回線品質を測定してＣＳＩを生成し、フィードバック部９０６に出力する。

フィードバック部９０６は、入力されたＣＳＩをフィードバック情報としてアンテナ９０１からフィードバックチャネルにより送信側の無線通信装置（図５）にフィードバックする。

以下、受信側の信号検出処理について説明する。本実施の形態では、フラットフェージングにおける受信アルゴリズムを例にとって説明する。受信アンテナ数を１とし、基地局の２本の送信アンテナからユーザＫまでのチャネルフェージングをｈ_１、ｈ_２で示し、ユーザＬまでのチャネルフェージングをｑ_１、ｑ_２で示す。

ｎ番目のシンボル周期では、ユーザＫがＮ個ユーザ宛てのデータを受信し、拡散コードの直交性を利用して、Ｎ−２個のユーザのデータを除去する。よって、ユーザＫがｎ番目のシンボル周期に受信した信号ｒ_ｋ（ｎ）は次式（８）に示される。ｒ_ｋ（ｎ）はＮ次元のベクトルである。

また、拡散コードｃより逆拡散して、得られるデータを次式（９）で示す。Ｎ_Ｇは拡散コードの長さである。

式（９）から明らかなように、ユーザＫが受信信号を逆拡散して得られた式（９）に示されたデータｘ_１（ｎ）に、ユーザＬ宛の信号も含まれている。この場合、ユーザＬのプレ符号α_Ｌ、β_Ｌにより、式（９）のデータからユーザＬ宛ての信号を除去することができる。α_Ｌ、β_Ｌをそれぞれ式（１０）、（１１）で示す。

これにより、ユーザＬの信号が除去されたユーザＫのｘ_１（ｎ）が得られる。ｘ_１（ｎ）を式（１２）で示す。

同じく、拡散コードｐで逆拡散し、α_Ｌ、β_Ｌを利用すれば、次式（１３）に示されるユーザＫのｘ_２（ｎ）も得られる。

次いで、式（１２）及び（１３）の複素係数ｈ_１α_Ｋ＋ｈ_２β_Ｋはデータを復調時に位相ずれを引き起こすため、除去する必要がある。ユーザＫはα_Ｋ、β_Ｋの内容（すなわちユーザＬのチャネル状況）を知らないので、通信信号のＦＡ特性により複素係数を除去する。

一方、同一グループの他方のユーザＬも、同様の方法により、α_Ｋ、β_Ｋを利用して、受信信号からユーザＫ宛の信号を除去することができる。

以上、送信アンテナ数が２、受信アンテナ数が１である場合を例にとって説明した。なお、本発明では送信アンテナ数は２本に限定されず、マルチアンテナを使用してもよい。

図９は本発明の実施の形態に係る無線通信装置がマルチアンテナを使用する場合の構成を示す図である。ここでは、ダイバーシチ設定などの詳細説明は上述の内容と同様であるため、省略する。

図９に示す無線通信装置において、Ｓ／Ｐ変換部１００１は、入力されたデータをパラレルに変換してアンテナグループ化部１００２に出力する。

アンテナグループ化部１００２は、２本のアンテナを１グループに分ける。この際、同一信号を送信する２本のアンテナが同時にディープフェージングにならないように、送信
空間ダイバーシチの性能を考慮して、比較的離れた２本のアンテナを１グループにする。アンテナの最適な組み合わせは、アンテナチャネルフェージングの統計データに基づき、基地局とユーザが通信している間に、グループ内及びグループ同士のアンテナチャネルフェージング相関が最も低くなる組み合わせである。

図１０は本発明の実施の形態に係る無線通信装置での異なる拡散ゲインを示すグラフである。図１１は本発明の実施の形態に係る無線通信装置でのチャネル相関を示すグラフである。シミュレーションの実行環境は、３０００００回の実験データに基づき、雑音は零平均値ガウスホワイトノイズであり、エネルギーは可変である。また、送信アンテナ数は２、受信アンテナ数は１であり、それぞれの送信アンテナから受信アンテナまでのチャネルフェージングが互いに独立する。

図１０では、同調マルチユーザシステムにおいて、ユーザ数は２、拡散ゲインはそれぞれ４、８及び１６である場合のＳＮＲ変化曲線が示される。図１１は、拡散ゲインが８であり、２ユーザの無線チャネル間において、それぞれ相関する場合と独立する場合のＳＮＲによる誤り率の変化を比較する図である。図１１では、上の曲線はチャネルの相関ρ＝０.５の場合の誤り率曲線であり、３ＧＰＰのＳＣＭ（3GPP TR 25.996, “Spatial channel model for multiple input multiple output simulation”）におけるチャネル相関に関するパラメータによれば、大多数の基地局ダイバーシチアンテナ間の相関が０.５未満である。図１１により、チャネルが相関する場合の性能は、チャネルが独立する場合の性能と近似しているため、本発明による無線通信装置は相関に強いということが明らかである。

従来のＭＰＤ法及びＳＴＴＤ拡散法によるＭＩＭＯ通信装置と比較して、本実施の形態の無線通信装置は、クローズドループシステムにおいて、すべてのユーザを全体的に考慮し、フィードバック情報（ＣＳＩ）に基づき、複数のユーザを複数のグループにし、同一グループ内の他方ユーザのＣＳＩより算出された第１及び第２のプレ符号を用いて、第１及び第２の送信データをそれぞれプレ符号化する。さらに、分配された第１及び第２の拡散コードでそれぞれ拡散して、得られた第１及び第２の拡散データをプレ符号毎に加算して、それぞれ第１及び第２のアンテナより送信する。このように、本発明ではユーザを全体的に考慮するので、ユーザ間でチャネル資源を共有することができる。また、クローズドループシステムのフィードバック情報を利用して、システムスループット量を低減することなく、送信空間ダイバーシチを実現することができる。また、方程式を連立するような複雑な計算を送信側に集中させて、受信側での信号検出処理の複雑度を低減することができる。

以上、本発明の最良な実施の形態について説明したが、本発明の主旨と範囲から逸脱しない限り、種々の変更、置き換え及び追加をすることができる。そのため、本発明は上記の実施の形態に拘らず、請求の範囲及びそれに均等する範囲によって限定されるものである。

本明細書は、２００５年９月３０日出願の中国出願番号２００５１０１０８５５９.７に基づくものである。この内容はすべてここに含めておく。

本発明に係る無線通信装置およびその方法は、各種セルラ方式の高速無線通信システム及びスループット量の高い無線ローカルネットワークシステム等に好適である。

従来のＭＩＭＯ通信システムの構成を示す図 従来のＭＰＤ法によるＭＩＭＯ通信システムの送信側の構成を示す図 従来のＭＰＤ法によるＭＩＭＯ通信システムの受信側の構成を示す図 本発明の実施の形態に係るマルチユーザＭＩＭＯ通信システムの構成を示す図 本発明の実施の形態に係る送信側の無線通信装置の構成を示す図 本発明の実施の形態に係るダイバーシチ設定部の詳細構成を示す図 本発明の実施の形態に係る送信側の無線通信装置の処理フロー図 本発明の実施の形態に係る受信側の無線通信装置の構成を示す図 本発明の実施の形態に係る無線通信装置がマルチアンテナを使用する場合の構成を示す図 本発明の実施の形態に係る無線通信装置の異なる拡散ゲインを示すグラフ 本発明の実施の形態に係る無線通信装置のチャネル相関を示すグラフ

Claims (8)

1. ＭＩＭＯ通信システムにおいて用いられる無線通信装置であって、
   複数の通信端末ユーザを複数のグループに分けるユーザグループ化手段と、
   １つのグループ内の一方の通信端末ユーザからフィードバックされた回線品質情報から複数のプレ符号を算出する算出手段と、
   前記１つのグループ内の他方の通信端末ユーザの複数のデータを前記複数のプレ符号を用いてそれぞれ符号化して複数の符号化データを得る符号化手段と、
   前記複数の符号化データを前記複数のデータにそれぞれ対応する複数の拡散コードでそれぞれ拡散して複数の拡散データを得る拡散手段と、
   前記複数の拡散データを前記複数のプレ符号毎に加算して複数の加算データを得る加算手段と、
   前記複数の加算データを複数のアンテナからそれぞれ送信する送信手段と、
   を具備する無線通信装置。
2. 前記算出手段は、前記回線品質情報から第１のプレ符号および第２のプレ符号を算出し、
   前記符号化手段は、前記他方の通信端末ユーザの第１のデータおよび第２のデータと前記第１のプレ符号および前記第２のプレ符号とをそれぞれ乗算し、前記第１のデータに前記第１のプレ符号を乗算した第１の符号化データ、前記第１のデータに前記第２のプレ符号を乗算した第２の符号化データ、前記第２のデータに前記第１のプレ符号を乗算した第３の符号化データ、および、前記第２のデータに前記第２のプレ符号を乗算した第４の符号化データを得て、
   前記拡散手段は、前記第１の符号化データおよび前記第２の符号化データを前記第１のデータに対応する第１の拡散コードでそれぞれ拡散して第１の拡散データおよび第２の拡散データを得るとともに、前記第３の符号化データおよび前記第４の符号化データを前記第２のデータに対応する第２の拡散コードでそれぞれ拡散して第３の拡散データおよび第４の拡散データを得て、
   前記加算手段は、互いに前記第１のプレ符号を乗算されている前記第１の拡散データと前記第３の拡散データとを加算して第１の加算データを得るともに、互いに前記第２のプレ符号を乗算されている前記第２の拡散データと前記第４の拡散データとを加算して第２の加算データを得て、
   前記送信手段は、前記第１の加算データを第１のアンテナから送信するとともに、前記第２の加算データを第２のアンテナから送信する、
   請求項１記載の無線通信装置。
3. 前記ユーザグループ化手段は、アンテナ数及びダイバーシチゲインに基づき、１グループごとの通信端末ユーザ数を決定する、
   請求項１記載の無線通信装置。
4. 前記ユーザグループ化手段は、通信端末ユーザ間の相関が最も低い複数の通信端末ユーザを１グループにする、
   請求項１記載の無線通信装置。
5. 前記ユーザグループ化手段は、前記相関を前記回線品質情報から算出する、
   請求項４記載の無線通信装置。
6. 前記拡散手段は、グループごとに異なる拡散コードを使用する、
   請求項１記載の無線通信装置。
7. 前記複数のアンテナを１グループにグループ化するアンテナグループ化手段、をさらに具備する、
   請求項１記載の無線通信装置。
8. ＭＩＭＯ通信システムにおいて用いられる無線通信方法であって、
   複数の通信端末ユーザを複数のグループに分けるステップと、
   １つのグループ内の一方の通信端末ユーザからフィードバックされた回線品質情報から複数のプレ符号を算出するステップと、
   前記１つのグループ内の他方の通信端末ユーザの複数のデータを前記複数のプレ符号を用いてそれぞれ符号化して複数の符号化データを得るステップと、
   前記複数の符号化データを前記複数のデータにそれぞれ対応する複数の拡散コードでそれぞれ拡散して複数の拡散データを得るステップと、
   前記複数の拡散データを前記複数のプレ符号毎に加算して複数の加算データを得るステップと、
   前記複数の加算データを複数のアンテナからそれぞれ送信するステップと、
   を具備する無線通信方法。
   
   

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