JPWO2005036741A1 - ノイズ防止コイル回路 - Google Patents
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Abstract
通信入力部と通信回路の間に接続するコイル回路で、高周波信号の交流電圧をＥ、コイル回路の端子ＨＳ間の電圧をＶ、負荷の内部抵抗をｒとする通信回路において、入力の高周波信号に対して信号の交流電圧Ｅと端子ＨＳ間の電圧の比がＶ／Ｅ＜＝０．１になり、インピーダンスが小さく、高周波信号を負荷に流すことができ、異常な大きいノイズに対しては、インピーダンスが非常に大きくなって、ノイズが負荷に流れるのを防止するノイズ防止コイル回路である。
Description
本発明は、通信機器等の電子機器の通信入力部における外部からのノイズの流入を防止する保護回路に関する。
情報通信は、専用の通信線、あるいは、商用電源の交流電圧線に高周波信号を流して行うが、専用の通信線には、雷による誘導電圧ノイズが発生したり、また、交流電圧線には、雷による誘導電圧ノイズやパワーの大きな電気機器のオン、オフによるサージ電圧ノイズが流れたりする。
従来の高周波回路のノイズ防止方法は、第１９図のように、通信入力部の線（Ｈ）とグランド間にバリスタやアレスタ等の定電圧素子を接続し、負荷側に抵抗Ｒ３０を直列に接続する。大きなノイズの流入に対しては、大きなノイズ電流が抵抗Ｒ３０に流れることで抵抗Ｒ３０に発生する電圧により、定電圧素子にかかる電圧を上昇させ、定電圧素子を機能させて、高電圧の電流をグランドに流し、通信入力部の高電圧を下げることにより、大きなノイズが負荷に流れるのを抵抗Ｒ３０で少し弱めている。大きな抵抗値の抵抗を接続すると、ノイズを大きく弱めることができるが、同時に正常な高周波信号も大きく減衰するために、抵抗値を大きく設定することはできない。
また、信号の周波数が比較的低い低周波回路においては、第１９図の抵抗Ｒ３０の替わりにコイルを接続している。ノイズが負荷に流れるのをコイルで防止するためには、ある程度の大きさのインダクタンスのコイルが必要であるために、低周波回路においては使用できるが、高周波回路においては、コイルのインピーダンスが大きくなって高周波信号を大きく減衰させるために、コイルを使用できない。従って、高周波回路では、抵抗でノイズを少し弱めるだけで、ノイズを十分に防止できないという欠点があった。
高周波信号で行う情報通信において、この欠点は通信機器や通信ネットワークの安全性、信頼性に関して大きな障害である。具体的には、大きい雷サージ等のノイズでその地域の多くの通信機器が故障し、また、通信ネットワークが寸断するなどの問題があった。
この改善策として、通信の同軸ケーブルに誘導する雷ノイズを吸収するために、同軸ケーブルをトランスの１次側線とし、２次側巻線の線条の両端部間に抵抗を接続した回路（特開平７−３９０７１）がある。しかしこの回路は、同軸ケーブルに適用するものであり、単線ケーブルに適用できない。さらに、同軸ケーブルに適用した場合であっても、トランスの１次側と２次側のインダクタンスの大きさが、正常な高周波信号に対しても、異常な大きいノイズに対しても、同じであるため、インダクタンスをあまり大きくすると、正常な高周波信号を減衰また劣化させることになり、インダクタンスをあまり大きくできない。そのために、このトランスのインダクタンスでは、異常な大きいノイズを確実に防止することができない。
別の改善策として、第２０図のＩＳＤＮ回線の雷サージ保護回路のように、通信線（Ｆ）と他方の通信線（Ｎ）の間に両方向サイリスタ３１の定電圧素子を接続し、両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランドの間に３極ガスチューブアレスタ３３（以下、３極アレスタ）の定電圧素子を接続し、それらの定電圧素子より負荷（通信機器）側の通信線（Ｆ）と他方の通信線（Ｎ）に協調用インピーダンス３５ａ、３５ｂを接続した回路（特開２００２−３５４６６２）がある。協調用インピーダンス３５ａ、３５ｂは、抵抗、また、フェライトコア、また、両通信線（Ｆ、Ｎ）をねじることによるインダクタンスである。
第２０図の回路では、ＩＳＤＮ通信の１６０ｋＨｚにおいて６０ｄＢ以上を確保するために、両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランドの間に、静電容量が数ｐＦの３極アレスタを用いている。アレスタは、過電圧が印加されてから、２〜６μｓｅｃ遅れて放電を開始するために、その遅れの間に、大きなノイズが負荷に流れるが、その大きなノイズを弱めるために、協調用インピーダンス３５ａ、３５ｂを接続している。しかし、協調用インピーダンス３５ａ、３５ｂのインピーダンスを大きくすると、ノイズを大きく弱めることができるが、同時に正常な高周波信号も大きく減衰させるために、インピーダンスをあまり大きく設定することはできない。
また、第２０図の回路の両通信線（Ｆ、Ｎ）間は、両方向サイリスタ３１で接続しているが、両通信線（Ｆ、Ｎ）間にかかる大きなノイズを両方向サイリスタ３１だけで吸収する（流す）ためには、短絡電流が大きい両方向サイリスタが必要になるが、短絡電流が大きい両方向サイリスタは、静電容量が数１００ｐＦと大きいために、周波数が比較的低い通信はできるが、高周波通信はできない。また、高周波通信をするために、静電容量の小さい両方向サイリスタを使用すると、短絡電流が小さく、大きなノイズを十分に吸収することができないという問題がある。
従って、本発明は、従来の通信線のノイズ防止回路では、正常な高周波信号を減衰させることなく、異常な大きいノイズが負荷に流れるのを防止できなかった問題点を解決するために、通信入力部の定電圧素子と負荷（通信回路）の間に、通信の正常な高周波信号に対しては、非常に小さいインダクタンスで高周波信号を流すことができ、雷ノイズやサージ電圧ノイズに対しては、非常に大きなインピーダンスを発生して、ノイズが負荷に流れるのを確実に防止することができ、さらに、両通信線間の静電容量と、両通信線とグランド間の静電容量を小さくすることにより高周波信号を流すことができるノイズ防止コイル回路を提供することを目的としている。
従来の高周波回路のノイズ防止方法は、第１９図のように、通信入力部の線（Ｈ）とグランド間にバリスタやアレスタ等の定電圧素子を接続し、負荷側に抵抗Ｒ３０を直列に接続する。大きなノイズの流入に対しては、大きなノイズ電流が抵抗Ｒ３０に流れることで抵抗Ｒ３０に発生する電圧により、定電圧素子にかかる電圧を上昇させ、定電圧素子を機能させて、高電圧の電流をグランドに流し、通信入力部の高電圧を下げることにより、大きなノイズが負荷に流れるのを抵抗Ｒ３０で少し弱めている。大きな抵抗値の抵抗を接続すると、ノイズを大きく弱めることができるが、同時に正常な高周波信号も大きく減衰するために、抵抗値を大きく設定することはできない。
また、信号の周波数が比較的低い低周波回路においては、第１９図の抵抗Ｒ３０の替わりにコイルを接続している。ノイズが負荷に流れるのをコイルで防止するためには、ある程度の大きさのインダクタンスのコイルが必要であるために、低周波回路においては使用できるが、高周波回路においては、コイルのインピーダンスが大きくなって高周波信号を大きく減衰させるために、コイルを使用できない。従って、高周波回路では、抵抗でノイズを少し弱めるだけで、ノイズを十分に防止できないという欠点があった。
高周波信号で行う情報通信において、この欠点は通信機器や通信ネットワークの安全性、信頼性に関して大きな障害である。具体的には、大きい雷サージ等のノイズでその地域の多くの通信機器が故障し、また、通信ネットワークが寸断するなどの問題があった。
この改善策として、通信の同軸ケーブルに誘導する雷ノイズを吸収するために、同軸ケーブルをトランスの１次側線とし、２次側巻線の線条の両端部間に抵抗を接続した回路（特開平７−３９０７１）がある。しかしこの回路は、同軸ケーブルに適用するものであり、単線ケーブルに適用できない。さらに、同軸ケーブルに適用した場合であっても、トランスの１次側と２次側のインダクタンスの大きさが、正常な高周波信号に対しても、異常な大きいノイズに対しても、同じであるため、インダクタンスをあまり大きくすると、正常な高周波信号を減衰また劣化させることになり、インダクタンスをあまり大きくできない。そのために、このトランスのインダクタンスでは、異常な大きいノイズを確実に防止することができない。
別の改善策として、第２０図のＩＳＤＮ回線の雷サージ保護回路のように、通信線（Ｆ）と他方の通信線（Ｎ）の間に両方向サイリスタ３１の定電圧素子を接続し、両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランドの間に３極ガスチューブアレスタ３３（以下、３極アレスタ）の定電圧素子を接続し、それらの定電圧素子より負荷（通信機器）側の通信線（Ｆ）と他方の通信線（Ｎ）に協調用インピーダンス３５ａ、３５ｂを接続した回路（特開２００２−３５４６６２）がある。協調用インピーダンス３５ａ、３５ｂは、抵抗、また、フェライトコア、また、両通信線（Ｆ、Ｎ）をねじることによるインダクタンスである。
第２０図の回路では、ＩＳＤＮ通信の１６０ｋＨｚにおいて６０ｄＢ以上を確保するために、両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランドの間に、静電容量が数ｐＦの３極アレスタを用いている。アレスタは、過電圧が印加されてから、２〜６μｓｅｃ遅れて放電を開始するために、その遅れの間に、大きなノイズが負荷に流れるが、その大きなノイズを弱めるために、協調用インピーダンス３５ａ、３５ｂを接続している。しかし、協調用インピーダンス３５ａ、３５ｂのインピーダンスを大きくすると、ノイズを大きく弱めることができるが、同時に正常な高周波信号も大きく減衰させるために、インピーダンスをあまり大きく設定することはできない。
また、第２０図の回路の両通信線（Ｆ、Ｎ）間は、両方向サイリスタ３１で接続しているが、両通信線（Ｆ、Ｎ）間にかかる大きなノイズを両方向サイリスタ３１だけで吸収する（流す）ためには、短絡電流が大きい両方向サイリスタが必要になるが、短絡電流が大きい両方向サイリスタは、静電容量が数１００ｐＦと大きいために、周波数が比較的低い通信はできるが、高周波通信はできない。また、高周波通信をするために、静電容量の小さい両方向サイリスタを使用すると、短絡電流が小さく、大きなノイズを十分に吸収することができないという問題がある。
従って、本発明は、従来の通信線のノイズ防止回路では、正常な高周波信号を減衰させることなく、異常な大きいノイズが負荷に流れるのを防止できなかった問題点を解決するために、通信入力部の定電圧素子と負荷（通信回路）の間に、通信の正常な高周波信号に対しては、非常に小さいインダクタンスで高周波信号を流すことができ、雷ノイズやサージ電圧ノイズに対しては、非常に大きなインピーダンスを発生して、ノイズが負荷に流れるのを確実に防止することができ、さらに、両通信線間の静電容量と、両通信線とグランド間の静電容量を小さくすることにより高周波信号を流すことができるノイズ防止コイル回路を提供することを目的としている。
本発明は、通信入力部と通信回路（負荷）の間に、正常な高周波信号に対しては、インピーダンスが非常に小さくなり、また、異常な大きいノイズに対しては、インピーダンスが非常に大きくなるように構成したコイル回路を接続して、正常な高周波信号は減衰させずに負荷に流し、異常な大きいノイズが負荷に流れるのを確実に防止するノイズ防止コイル回路を実現したものである。
第１図は、通信入力部と負荷の間に接続した本発明のノイズ防止コイル回路を説明する図である。
第２図は、ノイズ防止コイル回路の第１の実施例を説明する図である。
第３図は、第２図のノイズ防止コイル回路の特性図である。
第４図は、ノイズ防止コイル回路の第２の実施例を説明する図である。
第５図は、ノイズ防止コイル回路の第３の実施例を説明する図である。
第６図は、ノイズ防止コイル回路の第４の実施例を説明する図である。
第７図は、ノイズ防止コイル回路の第５の実施例を説明する図である。
第８図は、ノイズ防止コイル回路の第６の実施例を説明する図である。
第９図は、ノイズ防止コイル回路の第７の実施例を説明する図である。
第１０図は、ノイズ防止コイル回路の第８の実施例を説明する図である。
第１１図は、ノイズ防止コイル回路の第９の実施例を説明する図である。
第１２図は、第９の実施例のディファレンシャル・モード部を説明する図である。
第１３図は、第１２図のノイズ防止コイル回路の特性図である。
第１４図は、第１２図のノイズ防止コイル回路にノイズが印加した場合の電圧電流特性図である。
第１５図は、第１２図のノイズ防止コイル回路の別の回路を説明する図である。
第１６図は、第９の実施例のコモン・モード部を説明する図である。
第１７図は、第１６図のノイズ防止コイル回路にノイズが印加した場合の電圧電流特性図である。
第１８図は、ノイズ防止コイル回路の第１０の実施例を説明する図である。
第１９図は、従来例の第１の雷防護回路を説明する図である。
第２０図は、従来例の第２の雷防護回路を説明する図である。
第２図は、ノイズ防止コイル回路の第１の実施例を説明する図である。
第３図は、第２図のノイズ防止コイル回路の特性図である。
第４図は、ノイズ防止コイル回路の第２の実施例を説明する図である。
第５図は、ノイズ防止コイル回路の第３の実施例を説明する図である。
第６図は、ノイズ防止コイル回路の第４の実施例を説明する図である。
第７図は、ノイズ防止コイル回路の第５の実施例を説明する図である。
第８図は、ノイズ防止コイル回路の第６の実施例を説明する図である。
第９図は、ノイズ防止コイル回路の第７の実施例を説明する図である。
第１０図は、ノイズ防止コイル回路の第８の実施例を説明する図である。
第１１図は、ノイズ防止コイル回路の第９の実施例を説明する図である。
第１２図は、第９の実施例のディファレンシャル・モード部を説明する図である。
第１３図は、第１２図のノイズ防止コイル回路の特性図である。
第１４図は、第１２図のノイズ防止コイル回路にノイズが印加した場合の電圧電流特性図である。
第１５図は、第１２図のノイズ防止コイル回路の別の回路を説明する図である。
第１６図は、第９の実施例のコモン・モード部を説明する図である。
第１７図は、第１６図のノイズ防止コイル回路にノイズが印加した場合の電圧電流特性図である。
第１８図は、ノイズ防止コイル回路の第１０の実施例を説明する図である。
第１９図は、従来例の第１の雷防護回路を説明する図である。
第２０図は、従来例の第２の雷防護回路を説明する図である。
図面にもとづき以下、発明の実施例の詳細を説明する。
第１図は、通信入力部（端子Ｈ）と通信回路（端子Ｓ、負荷側）の間に本発明のノイズ防止コイル回路を接続したものであり、通信信号の交流電圧をＥ、コイル回路の端子Ｈと端子Ｓ間の電圧をＶ、負荷の内部抵抗をｒとする。電源に並列に定電圧素子を接続する。
第１図により、本発明のノイズ防止コイル回路の正常な高周波信号に対するインピーダンスの大きさを説明する。
高周波信号が流れる時のコイル回路のインピーダンスの大きさの指標として、信号の交流電圧Ｅと端子ＨＳ間の電圧Ｖの比（Ｖ／Ｅ）をとることができる。すなわち、コイル回路の内部抵抗が、負荷の内部抵抗ｒにくらべて無視できなくなる大きさになると、大きな電圧が端子ＨＳ間に発生し、Ｖ／Ｅは大きくなる。Ｖ／Ｅの値がいくら以下なら無視できると言う明確な基準はないが、一般的にはＶ／Ｅ＜＝０．１の場合、コイル回路のインピーダンスは許容される大きさの範囲であると言える。Ｖ／Ｅ＞０．１の場合は、コイル回路における信号の減衰が大きくなり好ましくない。
本発明のノイズ防止コイル回路は、正常な高周波信号に対してインピーダンスが小さく、信号の交流電圧Ｅと端子ＨＳ間の電圧Ｖの比がＶ／Ｅ＜＝０．１になり、異常な大きいノイズに対してインピーダンスが非常に大きくなり、ノイズが負荷に流れるのを確実に防止できるコイル回路である。
第２図は、本発明のノイズ防止コイル回路の第１の実施例であり、コイルＬ１にコンデンサＣ１を並列に接続したコイル回路である。端子Ｈを入力側とし、端子Ｓを負荷側とする。コイルＬ１のインダクタンスは、入力端子Ｈに流れ込む大きなノイズを防止するのに必要な大きさである。今、第２図のＬＣ並列回路を第１図のコイル回路に置き換えて、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５ｍＨ、負荷内部抵抗ｒ＝２００Ωとする。入力高周波信号の周波数ｆとコンデンサＣ１の容量Ｃに対するＶ／Ｅの大きさを、表１に示す。コンデンサＣ１の容量Ｃ＝１００ｐＦの場合、Ｖ／Ｅ＜＝０．１になるのは、信号の周波数ｆ＞約５０ＭＨｚである。また、コンデンサＣ１の容量Ｃ＝１ｎＦの場合、Ｖ／Ｅ＜＝０．１になるのは、信号の周波数ｆ＞約５ＭＨｚである。コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５ｍＨは１例で、これに限定するものではなく、コイルのインダクタンスとコンデンサの容量と信号の周波数の値は、あくまでも、使用条件、取付け場所等に合わせて調整する。
従って、入力端子Ｈに流れ込む大きなノイズを防止するのに必要な大きさのインダクタンスのコイルＬ１に、入力高周波信号ＩＳに対して信号の交流電圧Ｅと端子ＨＳ間の電圧Ｖの比がＶ／Ｅ＜＝０．１になる容量ＣのコンデンサＣ１を並列に接続することにより、高周波信号ＩＳを大きく減衰させることなく負荷に流すことができる。
表１に示すように、周波数の低い入力信号に対して、コンデンサＣ１の容量Ｃを大きくすることにより、信号の交流電圧Ｅと端子ＨＳ間の電圧Ｖの比をＶ／Ｅ＜＝０．１にすることができるが、コンデンサ容量Ｃが大きくなると、雷ノイズまたスパークノイズ等の１００ｋＨｚから数１００ｋＨｚのノイズも流れ易くなるために、コンデンサ容量Ｃをあまり大きく出来ない。コンデンサＣ１の容量Ｃの大きさの上限は、異常なノイズに対して、信号の交流電圧Ｅと端子ＨＳ間の電圧Ｖの比がＶ／Ｅ＞０．５の範囲が好ましい。
第３図に、正常な高周波信号がコイルＬ１とコンデンサＣ１を流れるようすを示す。コイルＬ１には、高周波信号ＩＳの直流分の一定電流ＩＬ１が流れ、コンデンサＣ１には、充放電電流として交流分の振幅電流ＩＣ１が流れる。そして、出力端子Ｓから負荷に、高周波信号ＩＳが流れる。
また、入力端子Ｈに大きなノイズが流れ込む場合、コンデンサＣ１の容量は、高周波信号の交流分の振幅電流を流すことができる程度の小さい容量であるので、大きなノイズはコイルＬ１を流れようとするが、大きいノイズによる急激な電流変化（増大）に対しては、コイルＬ１は大きいインダクタンスとして機能して大きなインピーダンスが発生するために、大きいノイズが負荷に流れるのを確実に防止することができる。
コイルＬ１をインダクタンス可変型にする、また、コンデンサＣ１を容量可変型にすることにより、使用場所、使用条件、異常状況に合わせて、最適な状態のノイズ防止コイル回路に調整できる。可変方法は、直列方式（直列の値の変更）でも、また、並列方式（並列の値の変更）でもよく、そして、手動でも自動でも可能である。
同様に、方形波の高周波信号ＩＳに対しても、コンデンサの容量を方形波の高周波信号ＩＳに合わせて選ぶことにより流すことができる。
第４図は、本発明のコイル回路の第２の実施例であり、第２図のコイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路に、コイルＬ５を直列に接続したコイル回路である。端子Ｈを入力側とし、端子Ｓを負荷側とする。コイルＬ１とＬ５は、磁気けつごうしていない。
入力信号ＩＳにおいて、信号の交流電圧Ｅと、コイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路の電圧Ｖの比がＶ／Ｅ＞０．１になる場合は、コイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路にコイルＬ５を直列に接続し、コンデンサＣ１とコイルＬ５を直列共振させることにより、コイル回路全体のインピーダンスを小さくすることができる。
１例として、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５ｍＨ、コンデンサＣ１の容量Ｃ＝１ｎＦ、負荷内部抵抗ｒ＝２００Ωにおいて、入力信号の周波数ｆ＝２ＭＨｚの場合、表１からＶ／Ｅ＝０．２である。今、コイルＬ５のインダクタンスＬ＝６μＨとすると、コイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路における電圧とコイルＬ５における電圧とは逆相で、これらの電圧はほぼ等しくなり、等価的にはコイル回路全体が短絡された形となり、Ｖ／Ｅ＝０．０２になる。これにより、このコイル回路は、高周波信号ＩＳを減衰させず、位相をずらさずに負荷に流すことができる。
コイルＬ５のインダクタンスを可変にすることにより、位相を可変でき、必要な位相の進み具合に、位相を合わせることができ、また、高周波信号の周波数に合わせてコイル回路全体のインピーダンスを小さく、あるいは、必要な値に調整することができる。
入力端子Ｈに大きなノイズが流れ込む場合、第１の実施例と同様に、コイルＬ１が、大きなノイズが負荷に流れるのを確実に防止する。
第５図は、本発明のコイル回路の第３の実施例であり、コイルＬ２に、コイルＬ３とコンデンサＣ３の直列回路を並列に接続したコイル回路である。端子Ｈを入力側とし、端子Ｓを負荷側とする。コイルＬ２とＬ３は、入力端子Ｈ側を巻き始め（黒丸）として磁気結合している。
コイルＬ２は、入力端子Ｈに流れ込む大きなノイズを防止するのに必要な大きさのインダクタンスである。コイルＬ２とコイルＬ３は、巻き始めが同じで、磁気結合しているため、コイルＬ２を流れる電流ＩＬ２の交流電流は、高周波信号ＩＳを負荷に流すとともに、コンデンサＣ３の充放電に従って、コイルＬ３とコンデンサＣ３を電流ＩＣ３として流れ循環するので、コンデンサの容量を高周波信号ＩＳとコイルＬ２とＬ３のインダクタンスの組み合わせに合わせて選ぶことにより、入力端子Ｈと出力端子Ｓの間のインダクタンスは等価的に小さくなり、高周波信号ＩＳを流すことができる。
１例として、コイルＬ２、Ｌ３のインダクタンスを、Ｌ２＝５ｍＨ、Ｌ３＝５００μＨ、コンデンサＣ３の容量Ｃ＝３ｎＦ、負荷内部抵抗ｒ＝２００Ωにおいて、入力信号の周波数ｆ＝２０ＭＨｚの場合、Ｖ／Ｅ＝０．０３である。
入力端子Ｈに大きなノイズが流れ込む場合、コンデンサＣ３の容量は、コイルＬ２とＬ３との組み合わせで、高周波信号の電流を流す程度の小さい容量であるので、大きなノイズはコイルＬ２を流れようとするが、大きいノイズによる急激な電流変化に対しては、コイルＬ２は大きいインダクタンスとして機能し、大きなインピーダンスが発生するために、負荷にノイズが流れるのを確実に防止することができる。また、コイルＬ３は、異常時にコンデンサＣ３に突入電流が流れるのを抑えるはたらきもする。
コイルＬ２がノイズを防止した時、コイルＬ２に大きい逆電圧が発生するが、コイルＬ２と磁気結合したコイルＬ３にも、コイルＬ２とＬ３のそれぞれのインダクタンスの大きさに関係して電圧が発生するために、コンデンサＣ３には、コイルＬ２の電圧とコイルＬ３の電圧の差の電圧のみがかかる。従って、コイルＬ３は、コンデンサＣ３に大きな電圧がかかるのを防ぐことができる。
第６図は、本発明のコイル回路の第４の実施例であり、コイルＬ２に、コイルＬ３とコンデンサＣ３の直列回路を並列に接続した第３の実施例のコイル回路に、コイルＬ５を直列に接続したコイル回路である。端子Ｈを入力側とし、端子Ｓを負荷側とする。コイルＬ２とＬ３は、磁気結合し、コイルＬ２、Ｌ３とＬ５は、磁気結合していない。
このコイル回路は、第２の実施例と同様に、コイルＬ２とＬ３とコンデンサＣ２のコイル回路における等価インダクタンスに合わせて、コイルＬ５のインダクタンスを選ぶことにより、コイルＬ２とＬ３とコンデンサＣ３の回路における電圧とコイルＬ５における電圧とは逆相で、これらの電圧はほぼ等しくなり、等価的にはコイル回路全体が短絡された形となる。これにより、このコイル回路は、高周波信号ＩＳを減衰させず、位相をずらさずに負荷に流すことができる。
コイルＬ５のインダクタンスを可変にすることにより、位相を可変でき、必要な位相の進み具合に、位相を合わせることができ、また、高周波信号の周波数に合わせてコイル回路全体のインピーダンスを小さく、あるいは、必要な値に調整することができる。
入力端子Ｈに大きなノイズが流れ込む場合、コイルＬ２が、大きなノイズが負荷に流れるのを確実に防止する。
第７図は、本発明のコイル回路の第５の実施例であり、コイルＬ２に、コイルＬ３とコンデンサＣ３の直列回路を並列に接続した第３の実施例のコイル回路のコイルＬ３とコンデンサＣ３の接合箇所とグランドの間に２個のツェナーダイオードＤ２、Ｄ３を逆向き直列に接続したコイル回路である。端子Ｈを入力側とし、端子Ｓを負荷側とする。コイルＬ２とＬ３は、入力端子Ｈ側を巻き始めとして、磁気結合している。コイルＬ２とＬ３とコンデンサＣ２の組み合わせは第３の実施例と同じであり、同じ機能の説明は省略する。
入力端子Ｈに大きなノイズが流れ込む場合、コイルＬ２は大きいインダクタンスとして機能して、負荷にノイズが流れるのを防止するが、その時、コイルＬ３とコンデンサＣ２の接続箇所の電圧が上昇してツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通し、コイルＬ３からグランドに電流が流れる。グランドに流れる電流は、コンデンサＣ３を流れないために、コイルＬ３をコイルの巻き始めから巻き終わりに向かって流れる。それにより、コイルＬ２には巻き終わりから巻き始めに向かって電流を流そうとする電圧が発生して、コイルＬ２はノイズが負荷に流れるのをより強く防止する。
また、入力端子Ｈの電圧が大きくマイナスに下がる負のノイズがかかる場合は、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通して、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３からコイルＬ３に電流が流れるために、コイルＬ２には、巻き始めから巻き終わりに向かって電流を流そうとする電圧が発生して、コイルＬ２は、負荷から入力端子Ｈに向かって負のノイズが流れるのを防止する。
第８図は、本発明のコイル回路の第６の実施例であり、端子Ｈと端子Ｓの間にコイルＬ２とコイルＬ３を並列接続し、端子Ｈとグランドの間に、コイルＬ４と逆向き直列に接続した２個のツェナーダイオードＤ２、Ｄ３を直列に接続したコイル回路である。端子Ｈを入力側とし、端子Ｓを負荷側とする。コイルＬ２とＬ３とＬ４は、入力端子Ｈ側を巻き始めとして磁気結合している。コイルＬ２とＬ３とＬ４の各コイル単体のインダクタンスの大きさは、正常な高周波信号ＩＳが正確に流れ、ノイズに対しては大きなインピーダンスが発生して、ノイズを防止できるように決める。
１例として、コイルＬ２、Ｌ３、Ｌ４のインダクタンスを、Ｌ２＝１５０μＨ、Ｌ３＝１３５μＨ、Ｌ４＝１４０μＨ、負荷内部抵抗ｒ＝２００Ωにおいて、 Ｖ／Ｅ＝０．０３５である。このコイル回路は、コイルだけで構成しているため、信号の周波数を変えても、Ｖ／Ｅの値は同じである。
入力端子Ｈに正常なサイン波形や方形波の高周波信号ＩＳが入る場合、コイルＬ２には、コイルＬ２からコイルＬ３へ循環する電流も流れるために、コイルＬ２の等価インダクタンスは非常に小さくなり、入力端子Ｈから負荷に高周波信号ＩＳが流れる。
入力端子Ｈに大きなノイズが流れ込む場合、そのノイズにより入力端子Ｈの電圧が上昇すると、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通して、コイルＬ４を通ってグランドヘ電流が流れる。コイルＬ４に大きな電流が流れると、コイルＬ４に大きな逆電圧が発生し、コイルＬ４と磁気結合しているコイルＬ２とＬ３に逆向きの電圧が発生して、コイルＬ２とＬ３はノイズが負荷に流れるのを防止する。
入力端子Ｈの電圧が大きくマイナスに下がる負のノイズがかかる場合は、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通して、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３からコイルＬ４に逆方向の電流が流れるために、コイルＬ２とＬ３は負荷から入力端子Ｈに向かって負のノイズが流れるのを防止する。
第９図は、本発明のコイル回路の第７の実施例であり、端子Ｈと端子Ｓの間にコイルＬ２を接続し、端子Ｈとグランドの間に、コイルＬ３とコンデンサＣ４の並列回路に逆向き直列に接続した２個のツェナーダイオードＤ２、Ｄ３を直列に接続したコイル回路である。端子Ｈを入力側とし、端子Ｓを負荷側とする。コイルＬ２とＬ３は入力端子Ｈ側を巻き始めとし、コイルＬ２とＬ３は磁気結合している。コイルＬ２とＬ３の各コイル単体のインダクタンスの大きさを正常な高周波信号ＩＳが正確に流れ、ノイズに対しては大きなインピーダンスが発生してノイズを防止できるように決める。
入力端子Ｈに正常なサイン波形や方形波の高周波信号ＩＳが入る場合、正常な高周波信号ＩＳが流れることによりコイルＬ２に逆電圧が発生すると、コイルＬ３にも同じ大きさの電圧が発生するが、第１の実施例と同様に、コイルＬ３に発生した電圧により、コイルＬ３とコンデンサＣ４を循環する電流が流れることにより、コイルＬ３における電圧は小さくなる。そのために、コイルＬ２の等価インダクタンスは非常に小さくなり、入力端子Ｈから負荷に高周波信号ＩＳが流れる。
入力端子Ｈに大きなノイズが流れ込む場合、そのノイズにより入力端子の電圧が上昇して、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通すると、コンデンサＣ４からはグランドヘ電流が流れず、コイルＬ３を通ってグランドヘ電流が流れるため、コイルＬ３に大きな逆電圧が発生し、コイルＬ３と磁気結合しているコイルＬ２に逆向きの電圧が発生して、コイルＬ２はノイズが負荷に流れるのを防止する。
入力端子Ｈの電圧が大きくマイナスに下がる負のノイズがかかる場合は、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通して、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３からコイルＬ３に電流が流れるために、コイルＬ２は負荷から入力端子Ｈに向かって負のノイズが流れるのを防止する。
第１０図は、本発明のコイル回路の第８の実施例であり、端子Ｈを入力端子とし、端子Ｓを負荷側の端子とし、端子Ｈと端子Ｓの間にエンハンスメント型の第１のＭＯＳＦＥＴ（以下、ＭＯＳ（Ｍ１）とする）とコイルＬ２と第２のＭＯＳＦＥＴ（以下、ＭＯＳ（Ｍ２）とする）を接続する。端子ＨにＭＯＳ（Ｍ１）のドレインを接続し、ＭＯＳ（Ｍ１）のソースにコイルＬ２の巻き始めを接続し、コイルＬ２の巻き終わりにＭＯＳ（Ｍ２）のソースを接続し、ＭＯＳ（Ｍ２）のドレインを端子Ｓに接続する。コイルＬ３の巻き始めは、コイルＬ２の巻き終わりに接続し、コイルＬ３の巻き終わりとグランドの間に逆向き直列に接続した２個のツェナーダイオードＤ２、Ｄ３を直列に接続する。コイルＬ３にコンデンサＣ４を並列に接続する。コイルＬ２とコイルＬ３は、巻き方向が同じであり、磁気結合している。２個のＭＯＳ（Ｍ１、Ｍ２）は、エンハンスメントのＰ型である。入力端子Ｈとグランドの間に抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３を直列に接続し、ＭＯＳ（Ｍ１）とＭＯＳ（Ｍ２）のゲートは、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続箇所に接続する。正常時、ＭＯＳ（Ｍ１、Ｍ２）が導通状態になり高周波信号が流れるように抵抗Ｒ２とＲ３を選ぶ。抵抗Ｒ２とＲ３の抵抗値は大きい。
コイルＬ２は、コンデンサＣ４と並列接続したコイルＬ３と磁気結合しているために、コイルＬ２は非常に小さいインダクタンスのコイルと等価になり、正常な高周波信号ＩＳを負荷に流すことができる。
入力端子Ｈにプラスの大きなノイズが流れ込む場合、そのノイズにより入力端子の電圧が上昇して、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通すると、電流はコンデンサＣ４を流れず、コイルＬ３を通ってグランドヘ流れるため、コイルＬ３に大きな逆電圧が発生し、コイルＬ３と磁気結合しているコイルＬ２に逆向きの電圧が発生して、コイルＬ２はノイズが負荷に流れるのを防止する。
そして、ＭＯＳ（Ｍ２）のゲートは入力端子Ｈと抵抗Ｒ２で接続しているので、コイルＬ２に大きな電圧が発生するとＭＯＳ（Ｍ２）のゲートの電圧が上がり、ＭＯＳ（Ｍ２）は不導通状態になるため、入力端子Ｈに大きなノイズが印加している間、ＭＯＳ（Ｍ２）はノイズを完全に遮断することができる。
もちろん、コイルＬ２で発生する電圧を検出して、ＭＯＳ（Ｍ２）のゲート電圧を制御することによりＭＯＳ（Ｍ２）を不導通状態にすることもできる。
入力端子Ｈにマイナスの大きなノイズが流れ込む場合、そのノイズにより入力端子の電圧が降下して、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通すると、電流はコンデンサＣ４を流れず、コイルＬ３を通ってグランドから入力端子Ｈへ流れるため、コイルＬ３に大きな逆電圧が発生し、コイルＬ３と磁気結合しているコイルＬ２に逆向きの電圧が発生して、コイルＬ２はノイズが負荷から入力端子Ｈに流れるのを防止する。
そして、ＭＯＳ（Ｍｌ）のゲートはグランドと抵抗Ｒ３で接続しているので、コイルＬ２に逆向きの大きな電圧が発生するとＭＯＳ（Ｍ１）のゲートの電圧が上がり、ＭＯＳ（Ｍ１）が不導通状態になるために、入力端子Ｈにマイナスの大きなノイズが印加している間、ＭＯＳ（Ｍ１）はノイズを完全に遮断することができる。
もちろん、コイルＬ２で発生する電圧を検出して、ＭＯＳ（Ｍ１）のゲート電圧を制御することによりＭＯＳ（Ｍ１）を不導通状態にすることもできる。また、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴによっても構成することができる。
第１１図は、本発明のコイル回路の第９の実施例であり、通信線（Ｆ）と通信線（Ｎ）に接続した負荷を、ディファレンシャル・モードノイズとコモン・モードノイズから保護するためのノイズ防止コイル回路である。通信線（Ｆ、Ｎ）の入力部と負荷（通信機器）の間に、ディファレンシャル・モードノイズ用のノイズ防止コイル回路とコモン・モードノイズ用のノイズ防止コイル回路を接続する。通信線（Ｆ）の入力部と負荷の間にコイルＬ１１とコイルＬ１４を直列に接続し、通信線（Ｎ）の入力部と負荷の間にコイルＬ１２とコイルＬ１５を直列に接続する。入力部とコイルＬ１１、Ｌ１２の間の両通信線（Ｆ、Ｎ）間に、コイルＬ１３と抵抗Ｒ１１とバリスア１、７、８と２極アレスタ５と３極アレスタ６を接続する。コイルＬ１３の１端を通信線（Ｆ）に接続し、コイルＬ１３の他端と通信線（Ｎ）の間にバリスタ１を接続し、コイルＬ１３と並列に抵抗Ｒ１１を接続する。両通信線（Ｆ、Ｎ）の間に２極アレスタ５とバリスタ７を直列に接続し、両通信線（Ｆ、Ｎ）に３極アレスタ６の両端電極を接続し、３極アレスタの中間電極とグランドの間にバリスタ８を接続する。通信線（Ｆ）のコイルＬｌｌとコイルＬ１４の接続箇所と通信線（Ｎ）のコイルＬ１２とコイルＬＬ５の接続箇所の間に、バリスタ２、３を直列に接続し、バリスア２とバリスア３の接続箇所とグランドの間に、コイルＬ１６を接続する。各コイルの巻き方向（巻き始め）は、黒丸で示している。また、バリスタ７、８は、ノイズの印加が終わった時に、アレスタ５、６の続流を止めるために接続している。
第１１図の実施例の回路のディファレンシャル・モードノイズ用のコイル回路部を第１２図において、コモン・モードノイズ用のコイル回路部を第１６図において、別々に説明する。第１２図の回路は、コイルＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３と抵抗Ｒ１１とバリスタ１、７と２極アレスタ５で構成している。コイルＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３は、互いに磁気結合している。いま、ＩＳＮＤ通信の信号を電流ＩＳとする。電流ＩＳは、直流電流に、信号の交流電流が重なった電流である。ＩＳＮＤ通信の電流ＩＳが、通信線（Ｆ）の入力部からコイルＬ１１を通って負荷、コイルＬ１２、通信線（Ｎ）の入力部へ流れる場合、コイルＬ１１、Ｌ１２の直流電流抵抗は、数１０ｍΩと非常に小さいために、電流ＩＳの直流電流による電圧降下は無視できるほど小さい。コイルＬ１１、Ｌ１２のインダクタンスと信号の交流電流により、コイルＬ１１、Ｌ１２の各々に信号周期の電圧変動が発生するが、コイルＬ１１、Ｌ１２と磁気結合しているコイルＬ１３にも、同じ周期の同じ大きさの電圧変動が発生する。コイルＬ１３には、抵抗Ｒ１１が並列に接続しているので、コイルＬ１３に発生した電圧変動により、コイルＬ１３と抵抗Ｒ１１を、電流ＩＳの信号の交流電流に近い大きさの交流電流が循環して流れる。コイルＬ１１、Ｌ１２のインダクタンスの大きさは、同じである。コイルＬ１３のインダクタンスは、１例であるが、コイルＬ１１、Ｌ１２のインダクタンスの大きさの合計の２倍か、それに近い大きさである。もちろん、回路の保護特性に合わせて、コイルＬ１１、Ｌ１２とＬ１３のインダクタンスの割合は調整することができる。
電流ＩＳとコイルＬ１３の電流ＩＬ１３と抵抗Ｒ１１の電流ＩＲ１１を、第１３図に示す。第１２図のように、コイルＬ１１、Ｌ１２とコイルＬ１３は、磁気結合しているので、コイルＬ１３に、電流ＩＳの信号の交流電流と同じ大きさで、向きが逆の電流ＩＬ１３が流れ、抵抗Ｒ１１に電流ＩＲ１１として循環して流れる。抵抗Ｒ１１の抵抗の大きさを小さくすると、電流ＩＲ１１によって、抵抗Ｒ１１に発生する電圧変動の大きさを小さくすることができる。抵抗Ｒ１１における電圧変動の大きさが小さくなると、コイルＬ１１、Ｌ１２における電圧変動も小さくなる。従って、保護すべきノイズの大きさにより、コイルＬ１１、Ｌ１２のインダクタンスの大きさを決定し、電流ＩＳの信号の交流電流の大きさにより、抵抗Ｒ１１の抵抗の大きさを選ぶことにより、コイルＬ１１、Ｌ１２における電圧降下を小さくすることができる。
次に、通信線（Ｆ）と通信線（Ｎ）の間に、大きなノイズが印加された場合について説明する。各部の電圧電流特性の特徴は第１４図に示す。いま、仮に、立上り時間１μｓｅｃ、立下り時間数１０μｓｅｃで、波高値が１０００Ｖのノイズが印加されたとすると、コイルＬ１１、Ｌ１２には、急激な電流変化に対して、大きな逆電圧ＶＬ１１、ＶＬ１２が発生する。同時に、コイルＬ１３にも、コイルＬ１１とＬ１２の逆電圧の合計と同じ大きさの電圧ＶＬｌ３が発生する。その後、バリスタ１にバリスタ電圧以上の電圧が加わると、バリスタ１は導通して、コイルＬ１３の電流ＩＬ１３と抵抗Ｒｌｌの電流ＩＲ１１が流れることにより、コイルＬ１３に電圧ＶＬ１３が継続して発生するために、コイルＬ１１、Ｌ１２の逆電圧も継続して発生する。そして、コイルＬ１１、Ｌ１２の継続する逆電圧が、ノイズの印加後のアレスタ５が導通しない２〜６μｓｅｃ間、ノイズの大きな電圧が負荷に加わるのを防ぐために、負荷には、バリスタ電圧しか加わらない。ノイズ印加の２〜６μｓｅｃ後、２極アレスタ５が導通して、大きな電流ＩＡ５が流れて、両通信線間（Ｆ、Ｎ）の電圧ＶＦ−Ｎがバリスタ電圧に下がると、コイルＬ１１、Ｌ１２の逆電圧ＶＬ１１、ＶＬ１２とコイルＬ１３の電圧ＶＬ１３は、０Ｖになる。コイルＬ１３の電流ＩＬ１３は、両通信線間（Ｆ、Ｎ）の電圧ＶＦ−Ｎがバリスタ電圧に下がっても、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間、ほぼ一定で流れ、その後、減少する。抵抗Ｒ１１の電流ＩＲ１１は、両通信線間（Ｆ、Ｎ）の電圧ＶＦ−Ｎがバリスタ電圧に下がると止まる。２極アレスタ５の電流ＩＡ５は、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間流れて、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がると、バリスタ７が不導通になり止まる。
従って、両通信線間に大きなノイズ電圧が印加しても、負荷には、バリスタ電圧以上の電圧は加わらないので、負荷を大きなノイズ電圧から保護することができる。また、バリスタ１に流れる電流は、コイルＬ１３の電流ＩＬ１３と抵抗Ｒ１１の電流ＩＲ１１であるが、電流ＩＬ１３は、コイルＬ１３のインダクタンスにより制限され、電流ＩＲ１１は、抵抗Ｒ１１の抵抗で制限されるので、２極アレスタ５の電流ＩＡ５の１／数１０の小さい電流であるので、バリスタ１はサージ電流耐量の小さい、静電容量の小さいバリスタを使用することができる。
アレスタは、過電圧印加後２〜６μｓｅｃ遅れて放電を開始するとしているが、アレスタによっては、１０μｓｅｃ以上遅れて放電を開始するものもある。アレスタ５の放電が１０μｓｅｃ以上遅れても、アレスタ５が放電するまでバリスタ１にバリスタ電圧以上の電圧が加わり、コイルＬ１３に電流ＩＬ１３が流れ続け、コイルＬ１１、Ｌ１２の逆電圧は継続して発生するので、負荷にはバリスタ電圧しか加わらない。
第１５図の回路で示すように、第１２図の回路の１方の通信線（Ｎ）がグランドに接続している場合は、通信線（Ｎ）のコイルＬ１２を外すことができる。そして、その他は、第１２図の回路と同様であるので、負荷にはバリスタ電圧以上の電圧は加わらずに、大きなノイズを防止することができる。この場合、コイルＬ１３のインダクタンスの大きさは、１例として、コイルＬ１１と同じか、それに近い大きさである。もちろん、回路の保護特性に合わせて、コイルＬ１１とＬ１３のインダクタンスの割合は調整することができる。
次に、コモン・モードノイズ用の第１６図の回路は、コイルＬ１４、Ｌ１５、Ｌ１６とバリスタ２、３、８と３極アレスタ６で構成している。コイルＬ１４、Ｌ１５、Ｌ１６は、互いに磁気結合している。コイルＬ１４、Ｌ１５は、コモン・モード用であるので、ＩＳＮＤ通信の信号電流ＩＳの交流電流によるコイルＬ１４、Ｌ１５における電圧降下（変動）は、非常に小さく無視できる大きさである。従って、両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランドの間に、コモン・モードの大きなノイズが印加された場合について説明する。各部の電圧電流特性の特徴は、第７図に示す。いま、立上り時間１μｓｅｃ、立下り時間数１０μｓｅｃで、波高値が１０００Ｖのノイズが印加されたとすると、コイルＬ１４、Ｌ１５には、急激な電流変化に対して、大きな逆電圧ＶＬ１４、ＶＬ１５が発生する。同時に、コイルＬ１６にも、コイルＬ１４、Ｌ１５の逆電圧と同じ大きさの電圧ＶＬ１６が発生する。その後、バリスタ２、３にバリスタ電圧以上の電圧が加わると、バリスタ２、３は導通して、コイルＬ１６の電流ＩＬ１６が流れることにより、コイルＬ１６に電圧ＶＬ１６が継続して発生するために、コイルＬ１４、Ｌ１５の逆電圧も継続して発生する。そして、コイルＬ１４、Ｌ１５の継続する逆電圧が、ノイズの印加後の３極アレスタ６が導通しない２〜６μｓｅｃ間、大きな電圧が負荷に加わるのを防ぐために、負荷とグランド間には、バリスタ電圧しか加わらない。ノイズ印加の２〜６μｓｅｃ後、３極アレスタ６が導通して、大きな電流ＩＡ６が流れて、両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランド間の電圧ＶＦＮ−Ｇがバリスタ電圧に下がると、コイルＬ１４、Ｌ１５の逆電圧ＶＬ１４、ＶＬｌ５とコイルＬ１６の電圧ＶＬ１６は、０Ｖになる。コイルＬ１６の電流ＩＬ１６は、両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランド間の電圧ＶＦＮ−Ｇがバリスタ電圧に下がっても、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間、ほぼ一定で流れ、その後、減少する。３極アレスタ６の電流ＩＡ６は、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間流れて、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がると、バリスタ８が不導通になり止まる。コイルＬ１６のインダクタンスの大きさは、１例として、コイルＬ１４、Ｌ１５と同じか、それに近い大きさである。もちろん、回路の保護特性に合わせて、コイルＬ１４、Ｌ１５とＬ１３のインダクタンスの割合は調整することができる。
従って、両通信線とグランド間に大きなノイズ電圧が印加しても、負荷とグランド間には、バリスタ電圧以上の電圧は加わらないので、負荷を大きなノイズ電圧から保護することができる。また、バリスタ２、３に流れる電流は、コイルＬ１６の電流ＩＬ１６であるが、電流ＩＬ１６は、コイルＬ１６のインダクタンスにより制限されるため、３極アレスタ６の電流ＩＡ６の１／数１０の小さい電流であるので、バリスタ２、３はサージ電流耐量の小さい、静電容量の小さいバリスタを使用することができる。
第１８図は、通信線（Ｆ）の入力部と負荷の間にコイルＬ１７を接続し、通信線（Ｎ）の入力部と負荷の間にコイルＬ１９を接続する。入力部とコイルＬ１７、Ｌ１９の間の両通信線（Ｆ、Ｎ）間に、バリスタ９とコイルＬ１８とコイルＬ２０とバリスタ１０を直列に接続し、直列接続のコイルＬ１８、Ｌ２０に並列に抵抗Ｒ１２を接続し、コイルＬ１８とコイルＬ２０の接続箇所とグランド間にバリスタ１１を接続する。両通信線（Ｆ、Ｎ）の間に２極アレスタ５とバリスタ７を直列に接続し、両通信線（Ｆ、Ｎ）に３極アレスタ６の両端電極を接続し、３極アレスタの中間電極とグランドの間にバリスタ８を接続する。コイルＬ１７とＬ１８は互いに磁気結合し、また、コイルＬ１９とＬ２０は互いに磁気結合している。各コイルの巻き方向は、黒丸で示している。バリスタ７、８は、ノイズの印加が終わった時に、アレスタ５、６の続流を止めるために接続している。
第１８図の回路にＩＳＤＮ通信の信号電流ＩＳが、通信線（Ｆ）の入力部からコイルＬ１７を通って負荷、コイルＬ１９、通信線（Ｎ）の入力部へ流れる場合、図１２の回路と同様に、コイルＬ１７、Ｌ１９の直流電流抵抗は、数１０ｍΩと非常に小さいために、電流ＩＳの直流電流による電圧降下は無視できるほど小さい。コイルＬ１７、Ｌ１９のインダクタンスと信号の交流電流により、コイルＬ１７、Ｌ１９の各々に信号周期の電圧変動が発生するが、コイルＬ１７と磁気結合しているコイルＬ１８にも、また、コイルＬ１９と磁気結合しているコイルＬ２０にも、同じ周期の同じ大きさの電圧変動が発生する。直列接続のコイルＬ１８とコイルＬ２０には、抵抗Ｒ１２が並列に接続しているので、コイルＬ１８とＬ２０に発生した電圧変動により、コイルＬ１８、Ｌ２０と抵抗Ｒ１２を、電流ＩＳの信号の交流電流に近い大きさの交流電流が循環して流れる。コイルＬ１７、Ｌ１９のインダクタンスの大きさは、同じである。コイルＬ１８、Ｌ２０のインダクタンスは、１例であるが、コイルＬ１７、Ｌ１９のインダクタンスの大きさと同じか、それに近い大きさである。もちろん、回路の保護特性に合わせて、コイルＬ１７、Ｌ１９とＬ１８、Ｌ２０のインダクタンスの割合は調整することができる。
次に、通信線（Ｆ）と通信線（Ｎ）の間に、ディファレンシャル・モードの大きなノイズが印加された場合について説明する。いま、仮に、立上り時間１μｓｅｃ、立下り時間数１０μｓｅｃで、波高値が１０００Ｖのノイズが印加されたとすると、コイルＬ１７、Ｌ１９には、急激な電流変化に対して、大きな逆電圧が発生する。同時に、コイルＬ１８にはコイルＬ１７の逆電圧と同じ大きさで同じ向きの電圧が、コイルＬ２０にはコイルＬ１９の逆電圧と同じ大きさで同じ向きの電圧が、発生する。その後、バリスタ９、１０にバリスタ電圧以上の電圧が加わると、バリスタ９、１０は導通して、コイルＬ１８とＬ２０と抵抗Ｒ１２に電流が流れることにより、コイルＬ１８とＬ２０に電圧が継続して発生するために、コイルＬ１７、Ｌ１９の逆電圧も継続して発生する。そして、コイルＬ１７、Ｌ２０の継続する逆電圧が、ノイズの印加後のアレスタ５が導通しない２〜６μｓｅｃ間、大きな電圧が負荷に加わるのを防ぐために、負荷には、バリスタ電圧しか加わらない。ノイズ印加の２〜６μｓｅｃ後、２極アレスタ５が導通して、大きな電流ＩＡ５が流れて、両通信線間（Ｆ、Ｎ）の電圧ＶＦ−Ｎがバリスタ電圧に下がると、コイルＬ１７、Ｌ１９の逆電圧とコイルＬ１８、Ｌ２０の電圧は、０Ｖになる。コイルＬ１８、Ｌ２０の電流は、両通信線間（Ｆ、Ｎ）の電圧ＶＦ−Ｎがバリスタ電圧に下がっても、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間、ほぼ一定で流れ、その後、減少する。抵抗Ｒ１２の電流は、両通信線間（Ｆ、Ｎ）の電圧ＶＦ−Ｎがバリスタ電圧に下がると止まる。２極アレスタ５の電流ＩＡ５は、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間流れて、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がると、バリスタ７が不導通になり止まる。
両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランドの間に、コモン・モードの大きなノイズが印加された場合について説明する。いま、立上り時間１μｓｅｃ、立下り時間数１０μｓｅｃで、波高値が１０００Ｖのノイズが印加されたとすると、コイルＬ１７、Ｌ１９には、急激な電流変化に対して、大きな逆電圧が発生する。同時に、コイルＬ１８にはコイルＬ１７の逆電圧と同じ大きさで同じ向きの電圧が、コイルＬ２０にはコイルＬ１９の逆電圧と同じ大きさで同じ向きの電圧が、発生する。その後、バリスタ９、１０、１１にバリスタ電圧以上の電圧が加わると、バリスタ９、１０、１１は導通して、バリスタ９とコイルＬ１８を通ってバリスタ１１に、また、バリスタ１０とコイルＬ２０を通ってバリスタ１１に電流が流れることにより、コイルＬ１８とＬ２０に電圧が継続して発生するために、コイルＬ１７、Ｌ１９の逆電圧も継続して発生する。
そして、コイルＬ１７、Ｌ１９の継続する逆電圧が、ノイズの印加後の３極アレスタ６が導通しない２〜６μｓｅｃ間、大きな電圧が負荷に加わるの防ぐために、負荷とグランド間には、バリスタ電圧しか加わらない。ノイズ印加の２〜６μｓｅｃ後、３極アレスタ６が導通して、大きな電流ＩＡ６が流れて、両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランド間の電圧ＶＦＮ−Ｇがバリスタ電圧に下がると、コイルＬ１７、Ｌ１９の逆電圧とコイルＬ１８、Ｌ２０の電圧は、０Ｖになる。コイルＬ１８、Ｌ２０の電流は、両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランド間の電圧ＶＦＮ−Ｇがバリスタ電圧に下がっても、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間、ほぼ一定で流れ、その後、減少する。３極アレスタ６の電流ＩＡ６は、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間流れて、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がると、バリスタ８が不導通になり止まる。また、バリスタ９、１０、１１のバリスタ電圧は、バリスタ７、８のバリスタ電圧の１／２である。
従って、両通信線間に大きなノイズ電圧が印加しても、負荷には、バリスタ電圧以上の電圧は加わらないので、負荷を大きなノイズ電圧から保護することができ、両通信線とグランド間に大きなノイズ電圧が印加しても、負荷とグランド間には、バリスタ電圧以上の電圧は加わらないので、負荷を大きなノイズ電圧から保護することができる。また、バリスタ９、１０、１１に流れる電流は、コイルＬ１８、Ｌ２０の電流であるが、コイルＬ１８、Ｌ２０のインダクタンスにより制限され、２極アレスタ５の電流ＩＡ５、また、３極アレスタ６の電流ＩＡ６の１／数１０の小さい電流であるので、バリスタ９、１０、１１はサージ電流耐量の小さい、静電容量の小さいバリスタを使用することができる。
ディファレンシャル・モード用とコモン・モード用の回路を合わせて、両通信線間の静電容量と両通信線とグランド間の静電容量を、２０ｐＦ、１０ｐＦ、あるいは、それ以下にすることができるので、ＩＳＤＮ通信、ＡＤＳＬ通信、また、もっと高速の通信を行うことができる。バリスタを、必要により、アバランシェ・ダイオードやサイリスタ（ＰＮＰＮ素子）に置換えられることは自明である。
第１図は、通信入力部（端子Ｈ）と通信回路（端子Ｓ、負荷側）の間に本発明のノイズ防止コイル回路を接続したものであり、通信信号の交流電圧をＥ、コイル回路の端子Ｈと端子Ｓ間の電圧をＶ、負荷の内部抵抗をｒとする。電源に並列に定電圧素子を接続する。
第１図により、本発明のノイズ防止コイル回路の正常な高周波信号に対するインピーダンスの大きさを説明する。
高周波信号が流れる時のコイル回路のインピーダンスの大きさの指標として、信号の交流電圧Ｅと端子ＨＳ間の電圧Ｖの比（Ｖ／Ｅ）をとることができる。すなわち、コイル回路の内部抵抗が、負荷の内部抵抗ｒにくらべて無視できなくなる大きさになると、大きな電圧が端子ＨＳ間に発生し、Ｖ／Ｅは大きくなる。Ｖ／Ｅの値がいくら以下なら無視できると言う明確な基準はないが、一般的にはＶ／Ｅ＜＝０．１の場合、コイル回路のインピーダンスは許容される大きさの範囲であると言える。Ｖ／Ｅ＞０．１の場合は、コイル回路における信号の減衰が大きくなり好ましくない。
本発明のノイズ防止コイル回路は、正常な高周波信号に対してインピーダンスが小さく、信号の交流電圧Ｅと端子ＨＳ間の電圧Ｖの比がＶ／Ｅ＜＝０．１になり、異常な大きいノイズに対してインピーダンスが非常に大きくなり、ノイズが負荷に流れるのを確実に防止できるコイル回路である。
第２図は、本発明のノイズ防止コイル回路の第１の実施例であり、コイルＬ１にコンデンサＣ１を並列に接続したコイル回路である。端子Ｈを入力側とし、端子Ｓを負荷側とする。コイルＬ１のインダクタンスは、入力端子Ｈに流れ込む大きなノイズを防止するのに必要な大きさである。今、第２図のＬＣ並列回路を第１図のコイル回路に置き換えて、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５ｍＨ、負荷内部抵抗ｒ＝２００Ωとする。入力高周波信号の周波数ｆとコンデンサＣ１の容量Ｃに対するＶ／Ｅの大きさを、表１に示す。コンデンサＣ１の容量Ｃ＝１００ｐＦの場合、Ｖ／Ｅ＜＝０．１になるのは、信号の周波数ｆ＞約５０ＭＨｚである。また、コンデンサＣ１の容量Ｃ＝１ｎＦの場合、Ｖ／Ｅ＜＝０．１になるのは、信号の周波数ｆ＞約５ＭＨｚである。コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５ｍＨは１例で、これに限定するものではなく、コイルのインダクタンスとコンデンサの容量と信号の周波数の値は、あくまでも、使用条件、取付け場所等に合わせて調整する。
従って、入力端子Ｈに流れ込む大きなノイズを防止するのに必要な大きさのインダクタンスのコイルＬ１に、入力高周波信号ＩＳに対して信号の交流電圧Ｅと端子ＨＳ間の電圧Ｖの比がＶ／Ｅ＜＝０．１になる容量ＣのコンデンサＣ１を並列に接続することにより、高周波信号ＩＳを大きく減衰させることなく負荷に流すことができる。
表１に示すように、周波数の低い入力信号に対して、コンデンサＣ１の容量Ｃを大きくすることにより、信号の交流電圧Ｅと端子ＨＳ間の電圧Ｖの比をＶ／Ｅ＜＝０．１にすることができるが、コンデンサ容量Ｃが大きくなると、雷ノイズまたスパークノイズ等の１００ｋＨｚから数１００ｋＨｚのノイズも流れ易くなるために、コンデンサ容量Ｃをあまり大きく出来ない。コンデンサＣ１の容量Ｃの大きさの上限は、異常なノイズに対して、信号の交流電圧Ｅと端子ＨＳ間の電圧Ｖの比がＶ／Ｅ＞０．５の範囲が好ましい。
第３図に、正常な高周波信号がコイルＬ１とコンデンサＣ１を流れるようすを示す。コイルＬ１には、高周波信号ＩＳの直流分の一定電流ＩＬ１が流れ、コンデンサＣ１には、充放電電流として交流分の振幅電流ＩＣ１が流れる。そして、出力端子Ｓから負荷に、高周波信号ＩＳが流れる。
また、入力端子Ｈに大きなノイズが流れ込む場合、コンデンサＣ１の容量は、高周波信号の交流分の振幅電流を流すことができる程度の小さい容量であるので、大きなノイズはコイルＬ１を流れようとするが、大きいノイズによる急激な電流変化（増大）に対しては、コイルＬ１は大きいインダクタンスとして機能して大きなインピーダンスが発生するために、大きいノイズが負荷に流れるのを確実に防止することができる。
コイルＬ１をインダクタンス可変型にする、また、コンデンサＣ１を容量可変型にすることにより、使用場所、使用条件、異常状況に合わせて、最適な状態のノイズ防止コイル回路に調整できる。可変方法は、直列方式（直列の値の変更）でも、また、並列方式（並列の値の変更）でもよく、そして、手動でも自動でも可能である。
同様に、方形波の高周波信号ＩＳに対しても、コンデンサの容量を方形波の高周波信号ＩＳに合わせて選ぶことにより流すことができる。
入力信号ＩＳにおいて、信号の交流電圧Ｅと、コイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路の電圧Ｖの比がＶ／Ｅ＞０．１になる場合は、コイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路にコイルＬ５を直列に接続し、コンデンサＣ１とコイルＬ５を直列共振させることにより、コイル回路全体のインピーダンスを小さくすることができる。
１例として、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５ｍＨ、コンデンサＣ１の容量Ｃ＝１ｎＦ、負荷内部抵抗ｒ＝２００Ωにおいて、入力信号の周波数ｆ＝２ＭＨｚの場合、表１からＶ／Ｅ＝０．２である。今、コイルＬ５のインダクタンスＬ＝６μＨとすると、コイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路における電圧とコイルＬ５における電圧とは逆相で、これらの電圧はほぼ等しくなり、等価的にはコイル回路全体が短絡された形となり、Ｖ／Ｅ＝０．０２になる。これにより、このコイル回路は、高周波信号ＩＳを減衰させず、位相をずらさずに負荷に流すことができる。
コイルＬ５のインダクタンスを可変にすることにより、位相を可変でき、必要な位相の進み具合に、位相を合わせることができ、また、高周波信号の周波数に合わせてコイル回路全体のインピーダンスを小さく、あるいは、必要な値に調整することができる。
入力端子Ｈに大きなノイズが流れ込む場合、第１の実施例と同様に、コイルＬ１が、大きなノイズが負荷に流れるのを確実に防止する。
第５図は、本発明のコイル回路の第３の実施例であり、コイルＬ２に、コイルＬ３とコンデンサＣ３の直列回路を並列に接続したコイル回路である。端子Ｈを入力側とし、端子Ｓを負荷側とする。コイルＬ２とＬ３は、入力端子Ｈ側を巻き始め（黒丸）として磁気結合している。
コイルＬ２は、入力端子Ｈに流れ込む大きなノイズを防止するのに必要な大きさのインダクタンスである。コイルＬ２とコイルＬ３は、巻き始めが同じで、磁気結合しているため、コイルＬ２を流れる電流ＩＬ２の交流電流は、高周波信号ＩＳを負荷に流すとともに、コンデンサＣ３の充放電に従って、コイルＬ３とコンデンサＣ３を電流ＩＣ３として流れ循環するので、コンデンサの容量を高周波信号ＩＳとコイルＬ２とＬ３のインダクタンスの組み合わせに合わせて選ぶことにより、入力端子Ｈと出力端子Ｓの間のインダクタンスは等価的に小さくなり、高周波信号ＩＳを流すことができる。
１例として、コイルＬ２、Ｌ３のインダクタンスを、Ｌ２＝５ｍＨ、Ｌ３＝５００μＨ、コンデンサＣ３の容量Ｃ＝３ｎＦ、負荷内部抵抗ｒ＝２００Ωにおいて、入力信号の周波数ｆ＝２０ＭＨｚの場合、Ｖ／Ｅ＝０．０３である。
入力端子Ｈに大きなノイズが流れ込む場合、コンデンサＣ３の容量は、コイルＬ２とＬ３との組み合わせで、高周波信号の電流を流す程度の小さい容量であるので、大きなノイズはコイルＬ２を流れようとするが、大きいノイズによる急激な電流変化に対しては、コイルＬ２は大きいインダクタンスとして機能し、大きなインピーダンスが発生するために、負荷にノイズが流れるのを確実に防止することができる。また、コイルＬ３は、異常時にコンデンサＣ３に突入電流が流れるのを抑えるはたらきもする。
コイルＬ２がノイズを防止した時、コイルＬ２に大きい逆電圧が発生するが、コイルＬ２と磁気結合したコイルＬ３にも、コイルＬ２とＬ３のそれぞれのインダクタンスの大きさに関係して電圧が発生するために、コンデンサＣ３には、コイルＬ２の電圧とコイルＬ３の電圧の差の電圧のみがかかる。従って、コイルＬ３は、コンデンサＣ３に大きな電圧がかかるのを防ぐことができる。
第６図は、本発明のコイル回路の第４の実施例であり、コイルＬ２に、コイルＬ３とコンデンサＣ３の直列回路を並列に接続した第３の実施例のコイル回路に、コイルＬ５を直列に接続したコイル回路である。端子Ｈを入力側とし、端子Ｓを負荷側とする。コイルＬ２とＬ３は、磁気結合し、コイルＬ２、Ｌ３とＬ５は、磁気結合していない。
このコイル回路は、第２の実施例と同様に、コイルＬ２とＬ３とコンデンサＣ２のコイル回路における等価インダクタンスに合わせて、コイルＬ５のインダクタンスを選ぶことにより、コイルＬ２とＬ３とコンデンサＣ３の回路における電圧とコイルＬ５における電圧とは逆相で、これらの電圧はほぼ等しくなり、等価的にはコイル回路全体が短絡された形となる。これにより、このコイル回路は、高周波信号ＩＳを減衰させず、位相をずらさずに負荷に流すことができる。
コイルＬ５のインダクタンスを可変にすることにより、位相を可変でき、必要な位相の進み具合に、位相を合わせることができ、また、高周波信号の周波数に合わせてコイル回路全体のインピーダンスを小さく、あるいは、必要な値に調整することができる。
入力端子Ｈに大きなノイズが流れ込む場合、コイルＬ２が、大きなノイズが負荷に流れるのを確実に防止する。
第７図は、本発明のコイル回路の第５の実施例であり、コイルＬ２に、コイルＬ３とコンデンサＣ３の直列回路を並列に接続した第３の実施例のコイル回路のコイルＬ３とコンデンサＣ３の接合箇所とグランドの間に２個のツェナーダイオードＤ２、Ｄ３を逆向き直列に接続したコイル回路である。端子Ｈを入力側とし、端子Ｓを負荷側とする。コイルＬ２とＬ３は、入力端子Ｈ側を巻き始めとして、磁気結合している。コイルＬ２とＬ３とコンデンサＣ２の組み合わせは第３の実施例と同じであり、同じ機能の説明は省略する。
入力端子Ｈに大きなノイズが流れ込む場合、コイルＬ２は大きいインダクタンスとして機能して、負荷にノイズが流れるのを防止するが、その時、コイルＬ３とコンデンサＣ２の接続箇所の電圧が上昇してツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通し、コイルＬ３からグランドに電流が流れる。グランドに流れる電流は、コンデンサＣ３を流れないために、コイルＬ３をコイルの巻き始めから巻き終わりに向かって流れる。それにより、コイルＬ２には巻き終わりから巻き始めに向かって電流を流そうとする電圧が発生して、コイルＬ２はノイズが負荷に流れるのをより強く防止する。
また、入力端子Ｈの電圧が大きくマイナスに下がる負のノイズがかかる場合は、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通して、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３からコイルＬ３に電流が流れるために、コイルＬ２には、巻き始めから巻き終わりに向かって電流を流そうとする電圧が発生して、コイルＬ２は、負荷から入力端子Ｈに向かって負のノイズが流れるのを防止する。
第８図は、本発明のコイル回路の第６の実施例であり、端子Ｈと端子Ｓの間にコイルＬ２とコイルＬ３を並列接続し、端子Ｈとグランドの間に、コイルＬ４と逆向き直列に接続した２個のツェナーダイオードＤ２、Ｄ３を直列に接続したコイル回路である。端子Ｈを入力側とし、端子Ｓを負荷側とする。コイルＬ２とＬ３とＬ４は、入力端子Ｈ側を巻き始めとして磁気結合している。コイルＬ２とＬ３とＬ４の各コイル単体のインダクタンスの大きさは、正常な高周波信号ＩＳが正確に流れ、ノイズに対しては大きなインピーダンスが発生して、ノイズを防止できるように決める。
１例として、コイルＬ２、Ｌ３、Ｌ４のインダクタンスを、Ｌ２＝１５０μＨ、Ｌ３＝１３５μＨ、Ｌ４＝１４０μＨ、負荷内部抵抗ｒ＝２００Ωにおいて、 Ｖ／Ｅ＝０．０３５である。このコイル回路は、コイルだけで構成しているため、信号の周波数を変えても、Ｖ／Ｅの値は同じである。
入力端子Ｈに正常なサイン波形や方形波の高周波信号ＩＳが入る場合、コイルＬ２には、コイルＬ２からコイルＬ３へ循環する電流も流れるために、コイルＬ２の等価インダクタンスは非常に小さくなり、入力端子Ｈから負荷に高周波信号ＩＳが流れる。
入力端子Ｈに大きなノイズが流れ込む場合、そのノイズにより入力端子Ｈの電圧が上昇すると、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通して、コイルＬ４を通ってグランドヘ電流が流れる。コイルＬ４に大きな電流が流れると、コイルＬ４に大きな逆電圧が発生し、コイルＬ４と磁気結合しているコイルＬ２とＬ３に逆向きの電圧が発生して、コイルＬ２とＬ３はノイズが負荷に流れるのを防止する。
入力端子Ｈの電圧が大きくマイナスに下がる負のノイズがかかる場合は、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通して、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３からコイルＬ４に逆方向の電流が流れるために、コイルＬ２とＬ３は負荷から入力端子Ｈに向かって負のノイズが流れるのを防止する。
第９図は、本発明のコイル回路の第７の実施例であり、端子Ｈと端子Ｓの間にコイルＬ２を接続し、端子Ｈとグランドの間に、コイルＬ３とコンデンサＣ４の並列回路に逆向き直列に接続した２個のツェナーダイオードＤ２、Ｄ３を直列に接続したコイル回路である。端子Ｈを入力側とし、端子Ｓを負荷側とする。コイルＬ２とＬ３は入力端子Ｈ側を巻き始めとし、コイルＬ２とＬ３は磁気結合している。コイルＬ２とＬ３の各コイル単体のインダクタンスの大きさを正常な高周波信号ＩＳが正確に流れ、ノイズに対しては大きなインピーダンスが発生してノイズを防止できるように決める。
入力端子Ｈに正常なサイン波形や方形波の高周波信号ＩＳが入る場合、正常な高周波信号ＩＳが流れることによりコイルＬ２に逆電圧が発生すると、コイルＬ３にも同じ大きさの電圧が発生するが、第１の実施例と同様に、コイルＬ３に発生した電圧により、コイルＬ３とコンデンサＣ４を循環する電流が流れることにより、コイルＬ３における電圧は小さくなる。そのために、コイルＬ２の等価インダクタンスは非常に小さくなり、入力端子Ｈから負荷に高周波信号ＩＳが流れる。
入力端子Ｈに大きなノイズが流れ込む場合、そのノイズにより入力端子の電圧が上昇して、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通すると、コンデンサＣ４からはグランドヘ電流が流れず、コイルＬ３を通ってグランドヘ電流が流れるため、コイルＬ３に大きな逆電圧が発生し、コイルＬ３と磁気結合しているコイルＬ２に逆向きの電圧が発生して、コイルＬ２はノイズが負荷に流れるのを防止する。
入力端子Ｈの電圧が大きくマイナスに下がる負のノイズがかかる場合は、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通して、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３からコイルＬ３に電流が流れるために、コイルＬ２は負荷から入力端子Ｈに向かって負のノイズが流れるのを防止する。
第１０図は、本発明のコイル回路の第８の実施例であり、端子Ｈを入力端子とし、端子Ｓを負荷側の端子とし、端子Ｈと端子Ｓの間にエンハンスメント型の第１のＭＯＳＦＥＴ（以下、ＭＯＳ（Ｍ１）とする）とコイルＬ２と第２のＭＯＳＦＥＴ（以下、ＭＯＳ（Ｍ２）とする）を接続する。端子ＨにＭＯＳ（Ｍ１）のドレインを接続し、ＭＯＳ（Ｍ１）のソースにコイルＬ２の巻き始めを接続し、コイルＬ２の巻き終わりにＭＯＳ（Ｍ２）のソースを接続し、ＭＯＳ（Ｍ２）のドレインを端子Ｓに接続する。コイルＬ３の巻き始めは、コイルＬ２の巻き終わりに接続し、コイルＬ３の巻き終わりとグランドの間に逆向き直列に接続した２個のツェナーダイオードＤ２、Ｄ３を直列に接続する。コイルＬ３にコンデンサＣ４を並列に接続する。コイルＬ２とコイルＬ３は、巻き方向が同じであり、磁気結合している。２個のＭＯＳ（Ｍ１、Ｍ２）は、エンハンスメントのＰ型である。入力端子Ｈとグランドの間に抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３を直列に接続し、ＭＯＳ（Ｍ１）とＭＯＳ（Ｍ２）のゲートは、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続箇所に接続する。正常時、ＭＯＳ（Ｍ１、Ｍ２）が導通状態になり高周波信号が流れるように抵抗Ｒ２とＲ３を選ぶ。抵抗Ｒ２とＲ３の抵抗値は大きい。
コイルＬ２は、コンデンサＣ４と並列接続したコイルＬ３と磁気結合しているために、コイルＬ２は非常に小さいインダクタンスのコイルと等価になり、正常な高周波信号ＩＳを負荷に流すことができる。
入力端子Ｈにプラスの大きなノイズが流れ込む場合、そのノイズにより入力端子の電圧が上昇して、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通すると、電流はコンデンサＣ４を流れず、コイルＬ３を通ってグランドヘ流れるため、コイルＬ３に大きな逆電圧が発生し、コイルＬ３と磁気結合しているコイルＬ２に逆向きの電圧が発生して、コイルＬ２はノイズが負荷に流れるのを防止する。
そして、ＭＯＳ（Ｍ２）のゲートは入力端子Ｈと抵抗Ｒ２で接続しているので、コイルＬ２に大きな電圧が発生するとＭＯＳ（Ｍ２）のゲートの電圧が上がり、ＭＯＳ（Ｍ２）は不導通状態になるため、入力端子Ｈに大きなノイズが印加している間、ＭＯＳ（Ｍ２）はノイズを完全に遮断することができる。
もちろん、コイルＬ２で発生する電圧を検出して、ＭＯＳ（Ｍ２）のゲート電圧を制御することによりＭＯＳ（Ｍ２）を不導通状態にすることもできる。
入力端子Ｈにマイナスの大きなノイズが流れ込む場合、そのノイズにより入力端子の電圧が降下して、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ３が導通すると、電流はコンデンサＣ４を流れず、コイルＬ３を通ってグランドから入力端子Ｈへ流れるため、コイルＬ３に大きな逆電圧が発生し、コイルＬ３と磁気結合しているコイルＬ２に逆向きの電圧が発生して、コイルＬ２はノイズが負荷から入力端子Ｈに流れるのを防止する。
そして、ＭＯＳ（Ｍｌ）のゲートはグランドと抵抗Ｒ３で接続しているので、コイルＬ２に逆向きの大きな電圧が発生するとＭＯＳ（Ｍ１）のゲートの電圧が上がり、ＭＯＳ（Ｍ１）が不導通状態になるために、入力端子Ｈにマイナスの大きなノイズが印加している間、ＭＯＳ（Ｍ１）はノイズを完全に遮断することができる。
もちろん、コイルＬ２で発生する電圧を検出して、ＭＯＳ（Ｍ１）のゲート電圧を制御することによりＭＯＳ（Ｍ１）を不導通状態にすることもできる。また、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴによっても構成することができる。
第１１図は、本発明のコイル回路の第９の実施例であり、通信線（Ｆ）と通信線（Ｎ）に接続した負荷を、ディファレンシャル・モードノイズとコモン・モードノイズから保護するためのノイズ防止コイル回路である。通信線（Ｆ、Ｎ）の入力部と負荷（通信機器）の間に、ディファレンシャル・モードノイズ用のノイズ防止コイル回路とコモン・モードノイズ用のノイズ防止コイル回路を接続する。通信線（Ｆ）の入力部と負荷の間にコイルＬ１１とコイルＬ１４を直列に接続し、通信線（Ｎ）の入力部と負荷の間にコイルＬ１２とコイルＬ１５を直列に接続する。入力部とコイルＬ１１、Ｌ１２の間の両通信線（Ｆ、Ｎ）間に、コイルＬ１３と抵抗Ｒ１１とバリスア１、７、８と２極アレスタ５と３極アレスタ６を接続する。コイルＬ１３の１端を通信線（Ｆ）に接続し、コイルＬ１３の他端と通信線（Ｎ）の間にバリスタ１を接続し、コイルＬ１３と並列に抵抗Ｒ１１を接続する。両通信線（Ｆ、Ｎ）の間に２極アレスタ５とバリスタ７を直列に接続し、両通信線（Ｆ、Ｎ）に３極アレスタ６の両端電極を接続し、３極アレスタの中間電極とグランドの間にバリスタ８を接続する。通信線（Ｆ）のコイルＬｌｌとコイルＬ１４の接続箇所と通信線（Ｎ）のコイルＬ１２とコイルＬＬ５の接続箇所の間に、バリスタ２、３を直列に接続し、バリスア２とバリスア３の接続箇所とグランドの間に、コイルＬ１６を接続する。各コイルの巻き方向（巻き始め）は、黒丸で示している。また、バリスタ７、８は、ノイズの印加が終わった時に、アレスタ５、６の続流を止めるために接続している。
第１１図の実施例の回路のディファレンシャル・モードノイズ用のコイル回路部を第１２図において、コモン・モードノイズ用のコイル回路部を第１６図において、別々に説明する。第１２図の回路は、コイルＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３と抵抗Ｒ１１とバリスタ１、７と２極アレスタ５で構成している。コイルＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３は、互いに磁気結合している。いま、ＩＳＮＤ通信の信号を電流ＩＳとする。電流ＩＳは、直流電流に、信号の交流電流が重なった電流である。ＩＳＮＤ通信の電流ＩＳが、通信線（Ｆ）の入力部からコイルＬ１１を通って負荷、コイルＬ１２、通信線（Ｎ）の入力部へ流れる場合、コイルＬ１１、Ｌ１２の直流電流抵抗は、数１０ｍΩと非常に小さいために、電流ＩＳの直流電流による電圧降下は無視できるほど小さい。コイルＬ１１、Ｌ１２のインダクタンスと信号の交流電流により、コイルＬ１１、Ｌ１２の各々に信号周期の電圧変動が発生するが、コイルＬ１１、Ｌ１２と磁気結合しているコイルＬ１３にも、同じ周期の同じ大きさの電圧変動が発生する。コイルＬ１３には、抵抗Ｒ１１が並列に接続しているので、コイルＬ１３に発生した電圧変動により、コイルＬ１３と抵抗Ｒ１１を、電流ＩＳの信号の交流電流に近い大きさの交流電流が循環して流れる。コイルＬ１１、Ｌ１２のインダクタンスの大きさは、同じである。コイルＬ１３のインダクタンスは、１例であるが、コイルＬ１１、Ｌ１２のインダクタンスの大きさの合計の２倍か、それに近い大きさである。もちろん、回路の保護特性に合わせて、コイルＬ１１、Ｌ１２とＬ１３のインダクタンスの割合は調整することができる。
電流ＩＳとコイルＬ１３の電流ＩＬ１３と抵抗Ｒ１１の電流ＩＲ１１を、第１３図に示す。第１２図のように、コイルＬ１１、Ｌ１２とコイルＬ１３は、磁気結合しているので、コイルＬ１３に、電流ＩＳの信号の交流電流と同じ大きさで、向きが逆の電流ＩＬ１３が流れ、抵抗Ｒ１１に電流ＩＲ１１として循環して流れる。抵抗Ｒ１１の抵抗の大きさを小さくすると、電流ＩＲ１１によって、抵抗Ｒ１１に発生する電圧変動の大きさを小さくすることができる。抵抗Ｒ１１における電圧変動の大きさが小さくなると、コイルＬ１１、Ｌ１２における電圧変動も小さくなる。従って、保護すべきノイズの大きさにより、コイルＬ１１、Ｌ１２のインダクタンスの大きさを決定し、電流ＩＳの信号の交流電流の大きさにより、抵抗Ｒ１１の抵抗の大きさを選ぶことにより、コイルＬ１１、Ｌ１２における電圧降下を小さくすることができる。
次に、通信線（Ｆ）と通信線（Ｎ）の間に、大きなノイズが印加された場合について説明する。各部の電圧電流特性の特徴は第１４図に示す。いま、仮に、立上り時間１μｓｅｃ、立下り時間数１０μｓｅｃで、波高値が１０００Ｖのノイズが印加されたとすると、コイルＬ１１、Ｌ１２には、急激な電流変化に対して、大きな逆電圧ＶＬ１１、ＶＬ１２が発生する。同時に、コイルＬ１３にも、コイルＬ１１とＬ１２の逆電圧の合計と同じ大きさの電圧ＶＬｌ３が発生する。その後、バリスタ１にバリスタ電圧以上の電圧が加わると、バリスタ１は導通して、コイルＬ１３の電流ＩＬ１３と抵抗Ｒｌｌの電流ＩＲ１１が流れることにより、コイルＬ１３に電圧ＶＬ１３が継続して発生するために、コイルＬ１１、Ｌ１２の逆電圧も継続して発生する。そして、コイルＬ１１、Ｌ１２の継続する逆電圧が、ノイズの印加後のアレスタ５が導通しない２〜６μｓｅｃ間、ノイズの大きな電圧が負荷に加わるのを防ぐために、負荷には、バリスタ電圧しか加わらない。ノイズ印加の２〜６μｓｅｃ後、２極アレスタ５が導通して、大きな電流ＩＡ５が流れて、両通信線間（Ｆ、Ｎ）の電圧ＶＦ−Ｎがバリスタ電圧に下がると、コイルＬ１１、Ｌ１２の逆電圧ＶＬ１１、ＶＬ１２とコイルＬ１３の電圧ＶＬ１３は、０Ｖになる。コイルＬ１３の電流ＩＬ１３は、両通信線間（Ｆ、Ｎ）の電圧ＶＦ−Ｎがバリスタ電圧に下がっても、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間、ほぼ一定で流れ、その後、減少する。抵抗Ｒ１１の電流ＩＲ１１は、両通信線間（Ｆ、Ｎ）の電圧ＶＦ−Ｎがバリスタ電圧に下がると止まる。２極アレスタ５の電流ＩＡ５は、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間流れて、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がると、バリスタ７が不導通になり止まる。
従って、両通信線間に大きなノイズ電圧が印加しても、負荷には、バリスタ電圧以上の電圧は加わらないので、負荷を大きなノイズ電圧から保護することができる。また、バリスタ１に流れる電流は、コイルＬ１３の電流ＩＬ１３と抵抗Ｒ１１の電流ＩＲ１１であるが、電流ＩＬ１３は、コイルＬ１３のインダクタンスにより制限され、電流ＩＲ１１は、抵抗Ｒ１１の抵抗で制限されるので、２極アレスタ５の電流ＩＡ５の１／数１０の小さい電流であるので、バリスタ１はサージ電流耐量の小さい、静電容量の小さいバリスタを使用することができる。
アレスタは、過電圧印加後２〜６μｓｅｃ遅れて放電を開始するとしているが、アレスタによっては、１０μｓｅｃ以上遅れて放電を開始するものもある。アレスタ５の放電が１０μｓｅｃ以上遅れても、アレスタ５が放電するまでバリスタ１にバリスタ電圧以上の電圧が加わり、コイルＬ１３に電流ＩＬ１３が流れ続け、コイルＬ１１、Ｌ１２の逆電圧は継続して発生するので、負荷にはバリスタ電圧しか加わらない。
第１５図の回路で示すように、第１２図の回路の１方の通信線（Ｎ）がグランドに接続している場合は、通信線（Ｎ）のコイルＬ１２を外すことができる。そして、その他は、第１２図の回路と同様であるので、負荷にはバリスタ電圧以上の電圧は加わらずに、大きなノイズを防止することができる。この場合、コイルＬ１３のインダクタンスの大きさは、１例として、コイルＬ１１と同じか、それに近い大きさである。もちろん、回路の保護特性に合わせて、コイルＬ１１とＬ１３のインダクタンスの割合は調整することができる。
次に、コモン・モードノイズ用の第１６図の回路は、コイルＬ１４、Ｌ１５、Ｌ１６とバリスタ２、３、８と３極アレスタ６で構成している。コイルＬ１４、Ｌ１５、Ｌ１６は、互いに磁気結合している。コイルＬ１４、Ｌ１５は、コモン・モード用であるので、ＩＳＮＤ通信の信号電流ＩＳの交流電流によるコイルＬ１４、Ｌ１５における電圧降下（変動）は、非常に小さく無視できる大きさである。従って、両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランドの間に、コモン・モードの大きなノイズが印加された場合について説明する。各部の電圧電流特性の特徴は、第７図に示す。いま、立上り時間１μｓｅｃ、立下り時間数１０μｓｅｃで、波高値が１０００Ｖのノイズが印加されたとすると、コイルＬ１４、Ｌ１５には、急激な電流変化に対して、大きな逆電圧ＶＬ１４、ＶＬ１５が発生する。同時に、コイルＬ１６にも、コイルＬ１４、Ｌ１５の逆電圧と同じ大きさの電圧ＶＬ１６が発生する。その後、バリスタ２、３にバリスタ電圧以上の電圧が加わると、バリスタ２、３は導通して、コイルＬ１６の電流ＩＬ１６が流れることにより、コイルＬ１６に電圧ＶＬ１６が継続して発生するために、コイルＬ１４、Ｌ１５の逆電圧も継続して発生する。そして、コイルＬ１４、Ｌ１５の継続する逆電圧が、ノイズの印加後の３極アレスタ６が導通しない２〜６μｓｅｃ間、大きな電圧が負荷に加わるのを防ぐために、負荷とグランド間には、バリスタ電圧しか加わらない。ノイズ印加の２〜６μｓｅｃ後、３極アレスタ６が導通して、大きな電流ＩＡ６が流れて、両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランド間の電圧ＶＦＮ−Ｇがバリスタ電圧に下がると、コイルＬ１４、Ｌ１５の逆電圧ＶＬ１４、ＶＬｌ５とコイルＬ１６の電圧ＶＬ１６は、０Ｖになる。コイルＬ１６の電流ＩＬ１６は、両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランド間の電圧ＶＦＮ−Ｇがバリスタ電圧に下がっても、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間、ほぼ一定で流れ、その後、減少する。３極アレスタ６の電流ＩＡ６は、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間流れて、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がると、バリスタ８が不導通になり止まる。コイルＬ１６のインダクタンスの大きさは、１例として、コイルＬ１４、Ｌ１５と同じか、それに近い大きさである。もちろん、回路の保護特性に合わせて、コイルＬ１４、Ｌ１５とＬ１３のインダクタンスの割合は調整することができる。
従って、両通信線とグランド間に大きなノイズ電圧が印加しても、負荷とグランド間には、バリスタ電圧以上の電圧は加わらないので、負荷を大きなノイズ電圧から保護することができる。また、バリスタ２、３に流れる電流は、コイルＬ１６の電流ＩＬ１６であるが、電流ＩＬ１６は、コイルＬ１６のインダクタンスにより制限されるため、３極アレスタ６の電流ＩＡ６の１／数１０の小さい電流であるので、バリスタ２、３はサージ電流耐量の小さい、静電容量の小さいバリスタを使用することができる。
第１８図は、通信線（Ｆ）の入力部と負荷の間にコイルＬ１７を接続し、通信線（Ｎ）の入力部と負荷の間にコイルＬ１９を接続する。入力部とコイルＬ１７、Ｌ１９の間の両通信線（Ｆ、Ｎ）間に、バリスタ９とコイルＬ１８とコイルＬ２０とバリスタ１０を直列に接続し、直列接続のコイルＬ１８、Ｌ２０に並列に抵抗Ｒ１２を接続し、コイルＬ１８とコイルＬ２０の接続箇所とグランド間にバリスタ１１を接続する。両通信線（Ｆ、Ｎ）の間に２極アレスタ５とバリスタ７を直列に接続し、両通信線（Ｆ、Ｎ）に３極アレスタ６の両端電極を接続し、３極アレスタの中間電極とグランドの間にバリスタ８を接続する。コイルＬ１７とＬ１８は互いに磁気結合し、また、コイルＬ１９とＬ２０は互いに磁気結合している。各コイルの巻き方向は、黒丸で示している。バリスタ７、８は、ノイズの印加が終わった時に、アレスタ５、６の続流を止めるために接続している。
第１８図の回路にＩＳＤＮ通信の信号電流ＩＳが、通信線（Ｆ）の入力部からコイルＬ１７を通って負荷、コイルＬ１９、通信線（Ｎ）の入力部へ流れる場合、図１２の回路と同様に、コイルＬ１７、Ｌ１９の直流電流抵抗は、数１０ｍΩと非常に小さいために、電流ＩＳの直流電流による電圧降下は無視できるほど小さい。コイルＬ１７、Ｌ１９のインダクタンスと信号の交流電流により、コイルＬ１７、Ｌ１９の各々に信号周期の電圧変動が発生するが、コイルＬ１７と磁気結合しているコイルＬ１８にも、また、コイルＬ１９と磁気結合しているコイルＬ２０にも、同じ周期の同じ大きさの電圧変動が発生する。直列接続のコイルＬ１８とコイルＬ２０には、抵抗Ｒ１２が並列に接続しているので、コイルＬ１８とＬ２０に発生した電圧変動により、コイルＬ１８、Ｌ２０と抵抗Ｒ１２を、電流ＩＳの信号の交流電流に近い大きさの交流電流が循環して流れる。コイルＬ１７、Ｌ１９のインダクタンスの大きさは、同じである。コイルＬ１８、Ｌ２０のインダクタンスは、１例であるが、コイルＬ１７、Ｌ１９のインダクタンスの大きさと同じか、それに近い大きさである。もちろん、回路の保護特性に合わせて、コイルＬ１７、Ｌ１９とＬ１８、Ｌ２０のインダクタンスの割合は調整することができる。
次に、通信線（Ｆ）と通信線（Ｎ）の間に、ディファレンシャル・モードの大きなノイズが印加された場合について説明する。いま、仮に、立上り時間１μｓｅｃ、立下り時間数１０μｓｅｃで、波高値が１０００Ｖのノイズが印加されたとすると、コイルＬ１７、Ｌ１９には、急激な電流変化に対して、大きな逆電圧が発生する。同時に、コイルＬ１８にはコイルＬ１７の逆電圧と同じ大きさで同じ向きの電圧が、コイルＬ２０にはコイルＬ１９の逆電圧と同じ大きさで同じ向きの電圧が、発生する。その後、バリスタ９、１０にバリスタ電圧以上の電圧が加わると、バリスタ９、１０は導通して、コイルＬ１８とＬ２０と抵抗Ｒ１２に電流が流れることにより、コイルＬ１８とＬ２０に電圧が継続して発生するために、コイルＬ１７、Ｌ１９の逆電圧も継続して発生する。そして、コイルＬ１７、Ｌ２０の継続する逆電圧が、ノイズの印加後のアレスタ５が導通しない２〜６μｓｅｃ間、大きな電圧が負荷に加わるのを防ぐために、負荷には、バリスタ電圧しか加わらない。ノイズ印加の２〜６μｓｅｃ後、２極アレスタ５が導通して、大きな電流ＩＡ５が流れて、両通信線間（Ｆ、Ｎ）の電圧ＶＦ−Ｎがバリスタ電圧に下がると、コイルＬ１７、Ｌ１９の逆電圧とコイルＬ１８、Ｌ２０の電圧は、０Ｖになる。コイルＬ１８、Ｌ２０の電流は、両通信線間（Ｆ、Ｎ）の電圧ＶＦ−Ｎがバリスタ電圧に下がっても、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間、ほぼ一定で流れ、その後、減少する。抵抗Ｒ１２の電流は、両通信線間（Ｆ、Ｎ）の電圧ＶＦ−Ｎがバリスタ電圧に下がると止まる。２極アレスタ５の電流ＩＡ５は、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間流れて、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がると、バリスタ７が不導通になり止まる。
両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランドの間に、コモン・モードの大きなノイズが印加された場合について説明する。いま、立上り時間１μｓｅｃ、立下り時間数１０μｓｅｃで、波高値が１０００Ｖのノイズが印加されたとすると、コイルＬ１７、Ｌ１９には、急激な電流変化に対して、大きな逆電圧が発生する。同時に、コイルＬ１８にはコイルＬ１７の逆電圧と同じ大きさで同じ向きの電圧が、コイルＬ２０にはコイルＬ１９の逆電圧と同じ大きさで同じ向きの電圧が、発生する。その後、バリスタ９、１０、１１にバリスタ電圧以上の電圧が加わると、バリスタ９、１０、１１は導通して、バリスタ９とコイルＬ１８を通ってバリスタ１１に、また、バリスタ１０とコイルＬ２０を通ってバリスタ１１に電流が流れることにより、コイルＬ１８とＬ２０に電圧が継続して発生するために、コイルＬ１７、Ｌ１９の逆電圧も継続して発生する。
そして、コイルＬ１７、Ｌ１９の継続する逆電圧が、ノイズの印加後の３極アレスタ６が導通しない２〜６μｓｅｃ間、大きな電圧が負荷に加わるの防ぐために、負荷とグランド間には、バリスタ電圧しか加わらない。ノイズ印加の２〜６μｓｅｃ後、３極アレスタ６が導通して、大きな電流ＩＡ６が流れて、両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランド間の電圧ＶＦＮ−Ｇがバリスタ電圧に下がると、コイルＬ１７、Ｌ１９の逆電圧とコイルＬ１８、Ｌ２０の電圧は、０Ｖになる。コイルＬ１８、Ｌ２０の電流は、両通信線（Ｆ、Ｎ）とグランド間の電圧ＶＦＮ−Ｇがバリスタ電圧に下がっても、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間、ほぼ一定で流れ、その後、減少する。３極アレスタ６の電流ＩＡ６は、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がるまでの間流れて、ノイズの印加電圧がバリスタ電圧に下がると、バリスタ８が不導通になり止まる。また、バリスタ９、１０、１１のバリスタ電圧は、バリスタ７、８のバリスタ電圧の１／２である。
従って、両通信線間に大きなノイズ電圧が印加しても、負荷には、バリスタ電圧以上の電圧は加わらないので、負荷を大きなノイズ電圧から保護することができ、両通信線とグランド間に大きなノイズ電圧が印加しても、負荷とグランド間には、バリスタ電圧以上の電圧は加わらないので、負荷を大きなノイズ電圧から保護することができる。また、バリスタ９、１０、１１に流れる電流は、コイルＬ１８、Ｌ２０の電流であるが、コイルＬ１８、Ｌ２０のインダクタンスにより制限され、２極アレスタ５の電流ＩＡ５、また、３極アレスタ６の電流ＩＡ６の１／数１０の小さい電流であるので、バリスタ９、１０、１１はサージ電流耐量の小さい、静電容量の小さいバリスタを使用することができる。
ディファレンシャル・モード用とコモン・モード用の回路を合わせて、両通信線間の静電容量と両通信線とグランド間の静電容量を、２０ｐＦ、１０ｐＦ、あるいは、それ以下にすることができるので、ＩＳＤＮ通信、ＡＤＳＬ通信、また、もっと高速の通信を行うことができる。バリスタを、必要により、アバランシェ・ダイオードやサイリスタ（ＰＮＰＮ素子）に置換えられることは自明である。
以上述べたように、本発明のノイズ防止回路は、正常な高周波信号は流すことができ、大きなノイズは確実に防止することができるために、情報通信機器、及び、通信インターフェイスを有する広範囲な電子機器等に使用できる。また、このノイズ防止コイル回路は、商用電源の交流、直流の電力供給線における雷サージ、高調波ノイズを防護（遮断）できるので、広範囲の電力機器等の保護にも使用できる。
Claims (17)
- 通信入力部と通信回路の間に接続するコイル回路において、正常な高周波信号に対しては、信号の交流電圧Ｅと前記コイル回路における電圧Ｖの比が、Ｖ／Ｅ＜＝０．１の小さいインピーダンスになり、異常な大きいノイズに対しては、Ｖ／Ｅ＞０．５の非常に大きいインピーダンスになるノイズ防止コイル回路。
- コイル（Ｌ１）にコンデンサ（Ｃ１）を並列に接続する請求項１記載のノイズ防止コイル回路。
- 可変型のコイル（Ｌ１）にコンデンサ（Ｃ１）を並列に接続する請求項１記載のノイズ防止コイル回路。
- コイル（Ｌ１）に可変型のコンデンサ（Ｃ１）を並列に接続する請求項１記載のノイズ防止コイル回路。
- 可変型のコイル（Ｌ１）に可変型のコンデンサ（Ｃ１）を並列に接続する請求項１記載のノイズ防止コイル回路。
- コイル（Ｌ１）とコンデンサ（Ｃ１）の並列回路に、前記並列回路の電圧と逆相でほぼ等しい電圧を発生するコイル（Ｌ５）を直列に接続する請求項１記載のノイズ防止コイル回路。
- コイル（Ｌ１）とコンデンサ（Ｃ１）の並列回路に、前記並列回路の電圧と逆相でほぼ等しい電圧を発生する可変型のコイル（Ｌ５）を直列に接続する請求項１記載のノイズ防止コイル回路。
- コイル（Ｌ２）に、コイル（Ｌ３）とコンデンサ（Ｃ３）の直列回路を並列に接続し、前記コイル（Ｌ２、Ｌ３）は巻き始めを同じとして、磁気結合している請求項１記載のノイズ防止コイル回路。
- コイル（Ｌ２）に、コイル（Ｌ３）とコンデンサ（Ｃ３）の直列回路を並列に接続し、前記コイル（Ｌ２、Ｌ３）は巻き始めを同じとして、磁気結合している回路にコイル（Ｌ５）を直列に接続する請求項１記載のノイズ防止コイル回路。
- コイル（Ｌ２）に、コイル（Ｌ３）とコンデンサ（Ｃ３）の直列回路を並列に接続し、前記コイル（Ｌ２、Ｌ３）は巻き始めを同じとして、磁気結合している回路の前記コイル（Ｌ３）と前記コンデンサ（Ｃ３）の接続箇所とグランドの間に、２個のツェナーダイオード（Ｄ２、Ｄ３）を逆向き直列に接続する請求項１記載のノイズ防止コイル回路。
- 通信入力部と通信回路の間に接続するコイル回路において、入力端子と通信回路の間にコイル（Ｌ２）とコイル（Ｌ３）を並列に接続し、入力端子とグランドの間に、コイル（Ｌ４）と逆向き直列の２個のツェナーダイオード（Ｄ２、Ｄ３）を直列に接続し、前記コイル（Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４）は巻き始めを同じとして、磁気結合している請求項１記載のノイズ防止コイル回路。
- 通信入力部と通信回路の間に接続するコイル回路において、入力端子と通信回路の間にコイル（Ｌ２）を接続し、入力端子とグランドの間に、コイル（Ｌ３）とコンデンサ（Ｃ４）の並列回路と逆向き直列の２個のツェナーダイオード（Ｄ２、Ｄ３）を直列に接続し、前記コイル（Ｌ２、Ｌ３）は巻き始めを同じとして、磁気結合している請求項１記載のノイズ防止コイル回路。
- 通信入力端子にエンハンスメント型の第１のＭＯＳＦＥＴのドレインを接続し、前記第１のＭＯＳＦＥＴのソースにコイル（Ｌ２）の巻き始めを接続し、前記コイル（Ｌ２）の巻き終りにエンハンスメント型の第２のＭＯＳＦＥＴのソースを接続し、前記第２のＭＯＳＦＥＴのドレインを通信回路に接続し、コイル（Ｌ３）の巻き始めを、前記コイル（Ｌ２）の巻き終りに接続し、前記コイル（Ｌ３）の巻き終りとグランドの間に２個のツェナーダイオード（Ｄ２、Ｄ３）を逆向き直列に接続し、前記コイル（Ｌ３）にコンデンサ（Ｃ４）を並列に接続し、前記コイル（Ｌ２、Ｌ３）は磁気結合し、前記通信入力端子とグランドの間に抵抗（Ｒ２）と抵抗（Ｒ３）を直列に接続し、前記第１のＭＯＳＦＥＴのゲートと前記第２のＭＯＳＦＥＴのゲートを、前記抵抗（Ｒ２）と前記抵抗（Ｒ３）の接続箇所に接続している請求項１記載のノイズ防止コイル回路。
- 通信線（Ｆ）の入力部と負荷の間にコイル（Ｌ１１）を接続し、通信線（Ｎ）の入力部と負荷の間にコイル（Ｌ１２）を接続し、両通信線（Ｆ、Ｎ）の入力部間に、コイル（Ｌ１３）とバリスタ（１）を接続し、前記コイル（Ｌ１３）と並列に抵抗（Ｒ１１）を接続し、両通信線（Ｆ、Ｎ）の入力部間に２極アレスタ（５）とバリスタ（７）を直列に接続し、前記コイル（Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ１３）が磁気結合しているディファレンシャル・モードノイズ用回路と、通信線（Ｆ）の入力部と負荷の間にコイル（Ｌ１４）を接続し、通信線（Ｎ）の入力部と負荷の間にコイル（Ｌ１５）を接続し、バリスタ（２）とバリスタ（３）を直列に接続し、前記バリスア（２）と前記バリスア（３）の接続箇所とグランドの間に、コイル（Ｌ１６）を接続し、両通信線（Ｆ、Ｎ）の入力部間に３極アレスタ（６）の両端電極を接続し、前記３極アレスタ（６）の中間電極とグランドの間にバリスタ（８）を接続し、前記コイル（Ｌ１４、Ｌ１５、Ｌ１６）が磁気結合しているコモン・モードノイズ用回路を直列に接続するノイズ防止コイル回路。
- 前記コイル（Ｌ１３）のインダクタンスの大きさは、前記コイル（Ｌ１１、Ｌ１２）のインダクタンスの大きさの合計の２倍か、それに近い大きさであり、前記コイル（Ｌ１６）のインダクタンスの大きさは、前記コイル（Ｌ１４、Ｌ１５）と同じか、それに近い大きさである請求項１４記載のノイズ防止コイル回路。
- 通信線（Ｆ）の入力部と負荷の間にコイル（Ｌ１１）に接続し、通信線（Ｆ）の入力部とグランド間に、コイル（Ｌ１３）とバリスタ（１）を直列に接続し、前記コイル（Ｌ１３）と並列に抵抗（Ｒ１１）を接続し、通信線（Ｆ）とグランド間に２極アレスタ（５）とバリスタ（７）を直列に接続する請求項１４記載のディファレンシャル・モードノイズ用のノイズ防止コイル回路。
- 通信線（Ｆ）の入力部と負荷の間にコイル（Ｌ１７）を接続し、通信線（Ｎ）の入力部と負荷の間にコイル（Ｌ１９）を接続し、入力部とコイル（Ｌ１７、Ｌ１９）の間の両通信線（Ｆ、Ｎ）間に、バリスタ（９）とコイル（Ｌ１８）とコイル（Ｌ２０）とバリスタ（１０）を直列に接続し、直列接続の前記コイル（Ｌ１８、Ｌ２０）に並列に抵抗（Ｒ１２）を接続し、前記コイル（Ｌ１８）と前記コイル（Ｌ２０）の接続箇所とグランド間にバリスタ（１１）を接続し、両通信線（Ｆ、Ｎ）の間に２極アレスタ（５）とバリスタ（７）を直列に接続し、両通信線（Ｆ、Ｎ）に３極アレスタ（６）の両端電極を接続し、前記３極アレスタ（６）の中間電極とグランドの間にバリスタ（８）を接続し、前記コイル（Ｌ１７、Ｌ１８）は磁気結合し、また、前記コイル（Ｌ１９、Ｌ２０）は磁気結合しているノイズ防止コイル回路。
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Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5261456A (en) * | 1975-11-15 | 1977-05-20 | Matsushita Electric Works Ltd | Power line carrier deleting filter |
| JPS60167510A (ja) * | 1984-02-10 | 1985-08-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ブロツクフイルタ |
| JPS6315512U (ja) * | 1986-07-15 | 1988-02-01 | ||
| JPS63217813A (ja) * | 1987-03-06 | 1988-09-09 | Murata Mfg Co Ltd | ノイズフイルタ |
| JPH07336176A (ja) * | 1993-07-23 | 1995-12-22 | Toko Inc | 積層ｌｃローパスフィルタ |
| JP2000114048A (ja) * | 1998-10-05 | 2000-04-21 | Kankyo Denji Gijutsu Kenkyusho:Kk | コモンモードフィルタ |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3237718B2 (ja) * | 1992-03-20 | 2001-12-10 | ティーディーケイ株式会社 | ノイズ対策用積層型電子部品 |
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Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5261456A (en) * | 1975-11-15 | 1977-05-20 | Matsushita Electric Works Ltd | Power line carrier deleting filter |
| JPS60167510A (ja) * | 1984-02-10 | 1985-08-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ブロツクフイルタ |
| JPS6315512U (ja) * | 1986-07-15 | 1988-02-01 | ||
| JPS63217813A (ja) * | 1987-03-06 | 1988-09-09 | Murata Mfg Co Ltd | ノイズフイルタ |
| JPH07336176A (ja) * | 1993-07-23 | 1995-12-22 | Toko Inc | 積層ｌｃローパスフィルタ |
| JP2000114048A (ja) * | 1998-10-05 | 2000-04-21 | Kankyo Denji Gijutsu Kenkyusho:Kk | コモンモードフィルタ |
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