JPWO2003049276A1 - 復調器およびそれを用いた受信機 - Google Patents
復調器およびそれを用いた受信機 Download PDFInfo
- Publication number
- JPWO2003049276A1 JPWO2003049276A1 JP2003550350A JP2003550350A JPWO2003049276A1 JP WO2003049276 A1 JPWO2003049276 A1 JP WO2003049276A1 JP 2003550350 A JP2003550350 A JP 2003550350A JP 2003550350 A JP2003550350 A JP 2003550350A JP WO2003049276 A1 JPWO2003049276 A1 JP WO2003049276A1
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- subtractor
- level
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
受信信号とローカル信号を受けて、位相差を持った３つの信号を生成し、これらの信号の信号レベル（振幅成分）をそれぞれ検波して３つの電力検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を得る５ポートジャンクション回路と、検波信号Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ１を乗算する第１の乗算器と、検波信号Ｐ２に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ２を乗算する第２の乗算器と、検波信号Ｐ２から第１の乗算器の乗算結果を減算する第１の減算器と、検波信号Ｐ３から第２の乗算結果を減算する第２の減算器と、第１の減算器および第２の減算器の出力信号に基づいて復調信号である同相信号Ｉ及び直交信号Ｑに変換するマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路を含む、広帯域特性、低歪、低消費電力及び温度変動、経時変動に対して特性変動の少ない復調性能の向上を図れる復調器。
Description
技 術 分 野
本発明は、たとえば高周波信号を送受信する通信装置等に用いられ、また、ＧＨｚ帯のような高周波数帯におけるインピーダンス測定にも有効なダイレクトコンバージョン方式の復調器およびそれを用いた受信機に関するものである。
背 景 技 術
図１は、一般的な復調器の要部構成を示す回路図である。
図１に示すように、この復調器１０は、ローカル信号発生回路１１、＋４５度位相シフタ１２、−４５度位相シフタ１３、およびＲＦミキサ１４，１５を主構成要素として有している。
この復調器１０においては、ローカル信号発生回路１１により発生された所定周波数を有するローカル信号Ｓｌｏは、位相が＋４５度位相シフタ１２により４５度シフトされてＲＦミキサ１４に供給され、また−４５度位相シフタ１３により−４５度シフトされてＲＦミキサ１５に供給される。
そして、たとえば図示しないアンテナ素子やローノイズ増幅器を介した受信信号ＳｒがＲＦミキサ１４，１５に供給され、ＲＦミキサ１４において受信信号Ｓｒと＋４５度だけ位相シフトされたローカル信号とが乗算されて同相信号（Ｉ）が得られ、ＲＦミキサ１５において受信信号Ｓｒと−４５度だけ位相シフトされたローカル信号とが乗算されて直交信号（Ｑ）が得られる。
しかし、図１に示すようにミキサを用いた復調器１０では、広帯域化が困難であり、ミキサに高いローカルレベルを印加する必要がある。そして、ミキサは高いローカル電力により非線形な動作状態にあることから、低歪な復調が困難であるという不利益がある。
そこで、近年、電力検波回路（パワーディテクタ）を用いた図１とは異なる原理に基づくｎ（ｎは３以上の整数）ポート方式の復調器（マルチポート復調器）が提案されている。
このマルチポート方式の復調器は、上述した復調方式で使用されているミキサに比較し、電力検波回路は広帯域化が容易である。このことから、マルチポート復調器は、マルチバンドまたはワイドバンド特性が要求されるソフトウェア無線との適応性がよいといえる。また、近年の無線通信では搬送波周波数としてより高い周波数を用いる傾向にあり、高周波化の要求に対しても答えることができる。
また、ミキサを用いた復調方式では、ミキサに高いローカルレベルを印加する必要がある。これに対して、マルチポート方式では、電力検波回路が線形な領域で動作している。したがって、マルチポート方式は低いローカル信号電力でも復調が可能である。
さらに、ミキサを用いた復調方式では、ミキサは高いローカル電力により非線形な動作状態にある。これに対してマルチポート方式では、電力検波回路が線形な領域で動作している。したがって、マルチポート方式は低歪な復調が可能である。
図２は、ｎポート復調器の構成例を示すブロック図である（たとえば、ＷＯ９９／３３１６６（ＰＣＴ／ＥＰ９８／０８３２９）参照）。ここでは、簡単化のために、図２に示す理想的な５（ｎ＝５）ポートモデルに基づき説明を行う。
この５ポート復調器１は、図２に示すように、５ポートジャンクション回路２、ローパスフィルタ３〜５、増幅器６〜８、アナログ／ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）９〜１１、およびマルチ（ｎ）ポート信号−ＩＱ信号変換回路１２を有している。
そして、５ポートジャンクション回路２は、カップラ２１、分岐回路２２，２３、移相器２４、電力検波回路２５〜２７、および抵抗素子Ｒ２１を有している。
この５ポート復調器１においては、受信信号Ｓｒは、カップラ２１により分岐回路２２に入力され、その一部は電力検波回路２５に入力される。分岐回路２２に入力された受信信号は、２つの信号に分岐される。分岐された一方の信号が電力検波回路２６に入力され、他方の信号が移相器２４に入力される。移相器２４では、分岐回路２２による受信信号に対して位相シフトθが与えられ、位相シフト作用を受けた信号が分岐回路２３に入力され、２つの信号に分岐される。分岐回路２３では、分岐された一方の信号が電力検波回路２７に入力される。
また、ローカル信号Ｓｌｏは、分岐回路２３に入力される。分岐回路２３に入力されたローカル信号は、２つの信号に分岐される。分岐された一方の信号が電力検波回路２７に入力され、他方の信号が移相器２４に入力される。移相器２４では、分岐回路２３によるローカル信号に対して位相シフトθが与えられ、位相シフト作用を受けた信号が分岐回路２２に入力され、２つの信号に分岐される。分岐回路２２では、分岐された一方の信号が電力検波回路２６に入力され、他方の信号がカップラ２１に供給される。
電力検波回路２５には、受信信号が供給される。電力検波回路２５では、供給された信号の振幅成分が検波され、信号Ｐ１としてローパスフィルタ３に出力される。ローパスフィルタ３では、たとえば高域成分が除去され、増幅器６で増幅された後、ＡＤＣ９によりアナログ信号からディジタル信号に変換され変換回路１２に供給される。
電力検波回路２６には、受信信号と位相シフトθが与えられたローカル信号が供給される。電力検波回路２６では、供給された信号の振幅成分が検波され、信号Ｐ２としてローパスフィルタ４に出力される。ローパスフィルタ４では、たとえば高域成分が除去され、増幅器７で増幅された後、ＡＤＣ１０によりアナログ信号からディジタル信号に変換され変換回路１２に供給される。
また、電力検波回路２７には、ローカル信号と位相シフトθが与えられた受信信号が供給される。電力検波回路２７では、供給された信号の振幅成分が検波され、信号Ｐ３としてローパスフィルタ５に出力される。ローパスフィルタ５では、たとえば高域成分が除去され、増幅器８で増幅された後、ＡＤＣ１１によりアナログ信号からディジタル信号に変換され変換回路１２に供給される。
そして、変換回路１２において、入力ディジタル信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に基づいて次式で示される計算処理が行われ、入力信号が復調信号である同相信号（Ｉ）と直交信号（Ｑ）に変換されて出力される。
ここで、κｉｊは電圧伝達係数（ｉは出力端子番号，ｊはｊ＝１が受信信号入力ポート、ｊ＝２がローカル信号入力ポート）、Ｐｌｏはローカル信号電力、Ｒ０はローカル信号源のインピーダンス、θは移相器の位相をそれぞれ示している。
ところで、上述した５ポート復調器１におけるローパスフィルタ３〜５については、次の２つの目的のために配置される。
第１は、後段のＡＤＣ９〜１１でのエイリアシングを避けることを目的とし、比較的高いカットオフ周波数（サンプリング周波数の１／２以下で、希望波信号帯域に較べて高いカットオフ周波数）をもつ場合である。
第２は、希望周波数チャネル信号を目的とし、チャネルフィルタリングを行う場合である。
前者の場合、希望受信信号の隣接チャネルに強い干渉信号が存在したときの受信性能を確保するために、ＡＤＣの分解能を大きくする必要がある。ＡＤＣの分解能を増加させることは、ＡＤＣの高速化または低消費電力化の点で不利となる。この問題の改善の一つとして、後者の方法が挙げられる。すなわち、隣接チャネルの干渉信号を除去することで、ＡＤＣのダイナミックレンジを低減することができる。しかしながら、本方法は以下の点で改善の余地がある。
３つの電力検波回路の出力信号Ｐ１，Ｐ２、およびＰ３は次式で表される。ここでは、図２に示す理想的な５ポートモデルに基づき説明を行う。電力検波回路は理想的な２乗特性をもち、回路定数はすべて１を仮定している。
ここで、Ｓ０は受信希望信号、Ｘｕは干渉信号、ＳＬ０＋は位相シフトされたローカル信号、ＳＬ０−は位相シフトされたローカル信号をそれぞれ示している。また、ＬＰＦ〔 〕は低周波成分のみをとりだすことを意味している。
式（４）または（５）からわかるように、第３項が復調信号を含んだ項である。第１項は干渉信号を含む受信信号の電力レベルを示しており、第２項はローカル信号の電力レベルを示している。また、これらの信号は希望受信号帯域の成分を含んでおり、チャネルフィルタリングではこれらの不要信号を取り除くことはできない。このことは、以下の問題を引き起こす。
３つの電力検波回路の特性が完全に一致していないとき、ローカル漏れ信号の反射など、回路の不完全性を起因として受信性能が劣化する。
また、これら不要信号のためにＡＤＣのダイナミックレンジを大きくとる必要が生じる。また、ＡＤＣ後段のディジタル信号処理部での変数のビット数が多くなる。
また、図２の回路は、３個のＡＤＣを必要とする。このことは受信機の消費電力、回路サイズ、コストの点について改善の余地がある。
発明の開示
本発明の第１の目的は、低消費電力、低歪、広帯域特性、および復調性能の向上を図れる復調器およびそれを用いた受信機を提供することにある。
本発明の第２の目的は、ディジタル信号処理で変換処理等を行う場合に、ＡＤＣのダイナミックを大きくとる必要がなく、ＡＤＣが最適なレンジで動作することが可能な復調器およびそれを用いた受信機を提供することにある。
本発明の第３の目的は、回路の簡単化を図れ、また回路サイズの増大を防止できる復調器およびそれを用いた受信機を提供することにある。
本発明の第１の観点に係る復調器は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、上記減算器の出力信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換する変換回路とを有する。
本発明の第１の観点では、好適には、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、本発明の第１の観点では、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第１の観点では、上記オフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
好適には、上記チャネル選択手段は、ローパスフィルタを含む。
本発明の第２の観点に係る復調器は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、上記減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する少なくとも一つの可変利得増幅器と、上記可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するアナログ／ディジタルコンバータと、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、アナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記減算器の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する。
本発明の第２の観点では、好適には、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
好適には、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記可変利得増幅器に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、好適には、上記オフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記可変利得増幅器に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、好適には、上記チャネル選択手段は、ローパスフィルタを含む。
また、本発明の第２の観点では、上記変換回路は、無受信信号時において、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
本発明の第３の観点に係る復調器は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記複数の電力検波回路の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する複数の可変利得増幅器と、上記複数の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する複数のアナログ／ディジタルコンバータと、上記アナログ／ディジタルコンバータによりディジタル信号に変換された上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、上記アナログ／ディジタルコンバータによりディジタル信号に変換された上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、上記減算器によるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、上記アナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記電力検波回路の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する。
本発明の第３の観点では、好適には、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
好適には、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記チャネル選択手段によるディジタル信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第３の観点では、上記オフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記チャネル選択手段によるディジタル信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
好適には、上記チャネル選択手段は、ローパスフィルタを含む。
また、本発明の第３の観点では、上記変換回路は、無受信信号時において、上記チャネル選択手段によるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
本発明の第４の観点に係る復調器は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、上記第１および第２の減算器の出力信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換する変換回路とを有する。
本発明の第４の観点では、好適には、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
好適には、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝α１ｘ１＋β１ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２ｘ１＋β２ｘ２＋γ２
ただし、ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第４の観点では、上記第１のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
好適には、上記第１および第２のチャネル選択手段の少なくとも一方は、ローパスフィルタを含む。
本発明の第５の観点に係る復調器は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、上記第１の減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第１の可変利得増幅器と、上記第２の減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第２の可変利得増幅器と、上記第１の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第２の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第２のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記第１および第２の減算器の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記第１および第２の可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する。
本発明の第５の観点では、好適には、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
本発明の第５の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段とを有し、上記変換回路は、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２Ｘ１＋β２Ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明では、上記第１のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、上記変換回路は、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
好適には、上記第１および第２のチャネル選択手段の少なくとも一方は、ローパスフィルタを含む。
また、上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
本発明の第６の観点に係る復調器は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第１の可変利得増幅器と、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第２の可変利得増幅器と、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第３の可変利得増幅器と、上記第１の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第２の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第２のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第３の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第３のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第１のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、上記第１のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、上記第２のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、上記第３のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、上記第１および第２の減算器によるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、少なくとも上記第２および第３のアナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記第２および第３の電力検波回路の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記第２および第３の可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する。
本発明の第６の観点では、好適には、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
本発明の第６の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の変換に入力させる第２のチャネル選択手段とを有し、上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２Ｘ１＋β２Ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第６の観点では、上記第１のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段とを有し、上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
好適には、上記第１および第２のチャネル選択手段の少なくとも一方は、ローパスフィルタを含む。
また、上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のチャネル選択手段によるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
本発明の第７の観点に係る受信機は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、上記減算器の出力信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換する変換回路とを有する復調器と、受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路とを有する。
本発明の第７の観点では、上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、上記複数の電力検波回路のうち一つの電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む。
また、好適には、上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する。
本発明の第７の観点では、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第７の観点では、レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む。
また、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段と、無受信信号時に、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号からローカル信号レベルを測定して算出し、算出したローカル信号レベルを保持しておくレベル測定回路とを有し、上記変換回路は、保持したローカル信号レベル、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第７の観点では、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
本発明の第８の観点に係る受信機は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、上記減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する少なくとも一つの可変利得増幅器と、上記可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するアナログ／ディジタルコンバータと、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、アナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記減算器の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する復調器と、受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路とを有する。
本発明の第８の観点では、上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む。
好適には、上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する。
また、本発明の第８の観点では、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記可変利得増幅器に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記アナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第８の観点では、レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む。
好適には、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記可変利得増幅器に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記アナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第８の観点では、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、本発明の第８の観点では、上記変換回路は、無受信信号時において、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
本発明の第９の観点に係る受信機は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記複数の電力検波回路の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する複数の可変利得増幅器と、上記複数の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する複数のアナログ／ディジタルコンバータと、上記アナログ／ディジタルコンバータによりディジタル信号に変換された上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、上記アナログ／ディジタルコンバータによりディジタル信号に変換された上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、上記減算器によるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、上記アナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記電力検波回路の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する復調器と、受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路とを有する。 本発明の第９の観点では、上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む。
好適には、上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する。
また、好適には、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第９の観点では、レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む。
また、本発明の第９の観点では、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第９の観点では、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、本発明の第９の観点では、上記変換回路は、無受信信号時において、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
本発明の第１０の観点に係る受信機は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、上記第１および第２の減算器の出力信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換する変換回路とを有する復調器と、受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路とを有する。
本発明の第１０の観点では、上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む。
好適には、上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する。
本発明の第１０の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段とを有し、上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝α１ｘ１＋β１ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２ｘ１＋β２ｘ２＋γ２
ただし、ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１０の観点では、レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む。
また、本発明の第１０の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段とを有し、上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝ａ１ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１０の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、無受信信号時に、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号からローカル信号レベルを測定して算出し、算出したローカル信号レベルを保持しておくレベル測定回路とを有し、上記変換回路は、保持したローカル信号レベル、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝ａ１ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１０の観点では、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
本発明の第１１の観点に係る受信機は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、上記第１の減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第１の可変利得増幅器と、上記第２の減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第２の可変利得増幅器と、上記第１の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第２の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第２のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記第１および第２の減算器の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記第１および第２の可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する復調器と、受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路とを有する。
本発明の第１１の観点では、上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む。
好適には、上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する。
また、本発明の第１１の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段と、上記変換回路は、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２Ｘ１＋β２Ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１１の観点では、レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む。
また、本発明の第１１の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段とを有し、上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝ａ１Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１Ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２Ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１１の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段と、無受信信号時に、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号からローカル信号レベルを測定して算出し、算出したローカル信号レベルを保持しておくレベル測定回路とを有し、上記変換回路は、保持したローカル信号レベル、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝ａ１Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１Ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２Ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１１の観点では、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、本発明の第１１の観点では、上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（ γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
本発明の第１２の観点に係る受信機は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第１の可変利得増幅器と、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第２の可変利得増幅器と、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第３の可変利得増幅器と、上記第１の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第２の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第２のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第３の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第３のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第１のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、上記第１のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、上記第２のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、上記第３のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、上記第１および第２の減算器によるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、少なくとも上記第２および第３のアナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記第２および第３の電力検波回路の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記第２および第３の可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する復調器と、受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路とを有する。
本発明の第１２の観点では、上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む。
好適には、上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する。
本発明の第１２の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２Ｘ１＋β２Ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１２の観点では、レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む。
本発明の第１２の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝ａ１Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１Ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２Ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１２の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、無受信信号時に、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号からローカル信号レベルを測定して算出し、算出したローカル信号レベルを保持しておくレベル測定回路とを有し、上記変換回路は、保持したローカル信号レベル、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝ａ１Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１Ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２Ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１２の観点では、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、本発明の第１２の観点では、上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のチャネル選択手段によるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（ γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。なお、以下の説明では、簡単化のため、理想的な５ポートモデルを例に説明するが、本発明は、５ポートに限定されるものではなくｎポート（ｎは４以上の整数（４を含む））の復調器に対して同様に適用でき、同様の効果を得ることができる。
図３は、本発明の第１の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の５ポート復調器を示すブロック図である。
本５ポート復調器１００は、図３に示すように、５ポートジャンクション回路１０１、ローカル信号発生回路１０２、第１の乗算器１０３、第２の乗算器１０４、第１の減算器１０５、第２の減算器１０６、チャネル選択のための第１のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７、チャネル選択のための第２のＬＰＦ１０８、およびマルチ（ｎ）ポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９を有している。
５ポートジャンクション回路１０１は、受信信号Ｓｒとローカル信号発生回路１０２で生成されたローカル信号Ｓｌｏを受けて、位相差を持った３つの信号を生成し、これら信号の信号レベル（振幅成分）をそれぞれ検波して３つの電力検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を得、電力検波信号Ｐ１を第１の乗算器１０３および第２の乗算器１０４に出力し、電力検波信号Ｐ２を第１の減算器１０５に出力し、電力検波信号Ｐ３を第２の減算器１０６に出力する。
図４は、５ポートジャンクション回路１０１の具体的な構成例を示すブロック図である。
この５ポートジャンクション回路１０１は、図４に示すように、受信信号用第１の信号入力端子ＴＩＮＳｒ、ローカル信号用第２の信号入力端子ＴＩＮＳｌｏ、第１の分岐回路１００１、第２の分岐回路１００２、第１の移相器１００３、第２の移相器１００４、第１の結合回路１００５、第２の結合回路１００６、第１の電力検波回路１００７、第２の電力検波回路１００８、および第３の電力検波回路１００９を有している。
そして、第１の分岐回路１００１、第２の分岐回路１００２、第１の移相器１００３、第２の移相器１００４、第１の結合回路１００５、および第２の結合回路１００６により本発明に係る生成手段が構成されている。
第１の分岐回路１００１は、入力端子Ｉ１、第１出力端子Ｏ１、第２出力端子Ｏ２、および第３出力端子Ｏ３を有し、入力端子Ｉ１が第１の信号入力端子ＴＩＮＳｒに接続され、入力端子Ｉ１に入力された受信信号Ｓｒを３つの信号に分岐し、分岐した第１の受信信号を第１出力端子Ｏ１から第１の電力検波回路１００７に出力し、第２の受信信号を第２出力端子Ｏ２から第１の結合回路１００５に出力し、第３の受信信号を第３出力端子Ｏ３から第２の結合回路１００６に出力する。
１入力３出力の第１の分岐回路１００１は、たとえば図５〜図８に示すような回路により構成される。
図５の分岐回路１００１ａは、それぞれ一端側が入力端子Ｉ１に対して並列に接続されたλｇ／４伝送線路１００１１，１００１２，１００１３、および抵抗素子Ｒ１０１，Ｒ１０２，Ｒ１０３により構成されている。ここで、λｇは実効的波長を表している。
λｇ／４伝送回路１００１１の他端が第１出力端子Ｏ１に接続され、λｇ／４伝送回路１００１２の他端が第１出力端子Ｏ２に接続され、λｇ／４伝送線路１００１３の他端が第１出力端子Ｏ３に接続されている。
そして、第１出力端子Ｏ１と第２出力端子Ｏ２間に抵抗素子Ｒ１０１が接続され、第２出力端子Ｏ２と第３出力端子Ｏ３間に抵抗素子Ｒ１０２が接続され、第１出力端子Ｏ１と第３出力端子Ｏ３間に抵抗素子Ｒ１０３が接続されている。
この分岐回路１００１ａでは、入力端子Ｉ１に入力された受信信号Ｓｒは、略均等に３分岐されて第１出力端子Ｏ１、第２出力端子Ｏ２、および第３出力端子Ｏ３から出力される。
図６の分岐回路１００１ｂは、図５の回路の第１出力端子Ｏ１と第３出力端子Ｏ３間に抵抗素子Ｒ１０３を接続していない回路であり、この回路においても、良好に受信信号の３分岐信号を得ることができる。
図７の分岐回路１００１ｃは、λｇ／４伝送線路１００１１，１００１２，１００１３の代わりに、それぞれインダクタＬ１０１とキャパシタＣ１０１、インダクタＬ１０２とキャパシタＣ１０２、およびインダクタＬ１０３とキャパシタＣ１０３からなる遅延線路１００１４，１００１５，１００１６を配置して構成されている。また、各インダクタＬ１０１〜Ｌ１０３の一端と入力端子Ｉ１との接続点は、第１電極が接地されたキャパシタＣ１０４の第２電極に接続されている。
この回路においても、良好に受信信号の３分岐信号を得ることができる。
図８の分岐回路１００１ｄは、４つの抵抗素子Ｒ１０４，Ｒ１０５，Ｒ１０６、およびＲ１０７により構成されている。
分岐回路１００１ｄでは、入力端子Ｉ１に抵抗素子Ｒ１０４の一端が接続され、抵抗素子Ｒ１０４の他端に抵抗素子Ｒ１０５〜Ｒ１０７の一端が並列に接続されている。そして、抵抗素子Ｒ１０５の他端が第１出力端子Ｏ１に接続され、抵抗素子Ｒ１０６の他端が第１出力端子Ｏ２に接続され、抵抗素子Ｒ１０７の他端が第１出力端子Ｏ３に接続されている。
第２の分岐回路１００２は、入力端子Ｉ１、第１出力端子Ｏ１、および第２出力端子Ｏ２を有し、入力端子Ｉ１が第２の信号入力端子ＴＩＮＳｌｏに接続され、入力端子Ｉ１に入力されたローカル信号Ｓｌｏを２つの信号に分岐し、分岐した第１のローカル信号を第１出力端子Ｏ１から第１の移相器１００３に出力し、第２のローカル信号を第２出力端子Ｏ２から第２の位相器１００４に出力する。
１入力２出力の第２の分岐回路１００２は、たとえば図９〜図１２に示すような回路により構成される。
図９の分岐回路１００２ａは、それぞれ一端側が入力端子Ｉ１に対して並列に接続されたλｇ／４伝送線路１００２１，１００２２、および抵抗素子Ｒ１０７により構成されている。ここで、λｇは実効的波長を表している。
λｇ／４伝送線路１００２１の他端が第１出力端子Ｏ１に接続され、λｇ／４伝送線路１００２２の他端が第１出力端子Ｏ２に接続されている。
そして、第１出力端子Ｏ１と第２出力端子Ｏ２間に抵抗素子Ｒ１０７が接続されている。
この分岐回路１００２ａでは、入力端子Ｉ１に入力されたローカル信号Ｓｌｏは、略均等に２分岐されて第１出力端子Ｏ１、および第２出力端子Ｏ２から出力される。
図１０の分岐回路１００２ｂは、λｇ／４伝送線路１００２１，１００２２の代わりに、それぞれインダクタＬ１０４とキャパシタＣ１０５、およびインダクタＬ１０５とキャパシタＣ１０６からなる遅延線路１００２３，１００２４を配置して構成されている。また、各インダクタＬ１０４，Ｌ１０５の一端と入力端子Ｉ１との接続点は、第１電極が接地されたキャパシタＣ１０７の第２電極に接続されている。
この回路においても、良好に受信信号の２分岐信号を得ることができる。
図１１の分岐回路１００２ｃは、３つの抵抗素子Ｒ１０８，Ｒ１０９、およびＲ１１０により構成されている。
分岐回路１００２ｃでは、入力端子Ｉ１に抵抗素子Ｒ１０８の一端が接続され、抵抗素子Ｒ１０８の他端に抵抗素子Ｒ１０９，Ｒ１１０の一端が並列に接続されている。そして、抵抗素子Ｒ１０９の他端が第１出力端子Ｏ１に接続され、抵抗素子Ｒ１１０の他端が第１出力端子Ｏ２に接続されている。
図１２の分岐回路１００２ｄは、抵抗素子Ｒ１０８を抵抗素子Ｒ１０９およびＲ１１０の一端と入力端子Ｉ１間に接続する代わりに、第１出力端子Ｏ１と第２出力端子Ｏ２間に接続して構成されている。
第１の移相器１００３は、第２の結合回路１００２の第１出力端子Ｏ１から出力されたローカル信号の位相をθ１度だけシフトさせて第１の結合回路１００５に出力する。
第２の移相器１００４は、第２の結合回路１００２の第２出力端子Ｏ２から出力されたローカル信号の位相をθ２度だけシフトさせて第２の結合回路１００６に出力する。
第１および第２の移相器１００３，１００４は、たとえば図１３〜図１５に示すような回路により構成される。
図１３に示す移相器１００３ａ（１００４ａ）は、インダクタＬ１０６、およびキャパシタＣ１０８，Ｃ１０９からなるπ型ＬＣ移相器により構成されている。移相器１００３ａにおいて、第１端子ａと第２端子ｂ間にインダクタＬ１０６が接続され、第１端子ａと接地電位ＧＮＤ間にキャパシタＣ１０８が接続され、第２端子ｂと接地電位ＧＮＤ間にキャパシタＣ１０９が接続されている。
図１４に示す移相器１００３ｂ（１００４ｂ）は、第１端子ａと第２端子ｂ間に接続された伝送線路１００３１により構成されている。
図１５に示す移相器１００３ｃ（１００４ｃ）は、第１端子ａと第２端子ｂ間に接続された抵抗素子Ｒ１１１、および第２端子ｂと接地ＧＮＤ間に接続されたキャパシタＣ１１０からなるフィルタにより構成されている。
第１の結合回路１００５は、第１の分岐回路１００１の第２出力端子Ｏ２から出力された受信信号と第１の移相器１００３によりθ１度だけ位相がシフトされたローカル信号とを結合し、第２の電力検波回路１００８に出力する。
第２の結合回路１００６は、第１の分岐回路１００１の第３出力端子Ｏ３から出力された受信信号と第２の移相器１００４によりθ２度だけ位相がシフトされたローカル信号とを結合し、第３の電力検波回路１００９に出力する。
第１および第２の結合回路１００５，１００６は、たとえば図１６に示すような回路により構成される。
図１６に示す結合回路１００５ａ（１００６ａ）は、電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタという）Ｑ１０１，Ｑ１０２、電流源Ｉ１０１、および抵抗素子Ｒ１１２，Ｒ１１３，Ｒ１１４およびＲ１１５により構成されている。
トランジスタＱ１０１のゲートが信号ＦｉｎＡ（第１の移相器１００３または第２の移相器１００４の出力信号）の入力端子ＴＩＮＡに接続され、ソースが抵抗素子Ｒ１１２を介して電流源Ｉ１０１に接続され、ドレインが抵抗素子Ｒ１１３を介して電源電圧ＶＤＤの供給ラインに接続されている。
また、トランジスタＱ１０２のゲートがＲＦｉｎＢ（第１の分岐回路１００１で分岐された受信信号）の入力端子ＴＩＮＢに接続され、ソースが抵抗素子Ｒ１１４を介して電流源Ｉ１０１に接続され、ドレインが抵抗素子Ｒ１１５を介して電源電圧ＶＤＤの供給ラインに接続されている。そして、トランジスタＱ１０２のドレインが出力ＴＯＵＴに接続されている。
この結合回路１００５ａ（１００６ａ）では、入力端子ＴＩＮＢを介して受信信号がトランジスタＱ１０２のゲートに供給され、入力端子ＴＩＮＡを介して位相シフト作用を受けたローカル信号がトランジスタＱ１０１のゲートに供給され、両信号成分が結合されて、結合信号がトランジスタＱ１０２のドレインから出力される。
このような構成において、受信信号Ｓｒ（ｔ）が第１の信号入力端子ＴＩＮＳｒに入力される。なお、Ｓｒ（ｔ）は時間ｔにおける入力端子ＴＩＮＳｒの電圧である。受信信号Ｓｒ（ｔ）は第１の分岐回路１００１の入力端子Ｉ１に供給され、３つの信号に分岐される。分岐された第１の受信信号は第１出力端子Ｏ１から第１の電力検波回路１００７に供給される。分岐された第２の受信信号は第２出力端子Ｏ２から第１の結合回路１００５に出力される。そして、分岐された第３の受信信号は第３出力端子Ｏ３から第２の結合回路１００６に出力される。
一方、ローカル信号Ｓｌｏ（ｔ）が第２の信号入力端子ＴＩＮＳｌｏに入力される。Ｓｌｏ（ｔ）は時間ｔにおける入力端子ＴＩＮＳｌｏの電圧である。ローカル信号Ｓｌｏ（ｔ）は第２の分岐回路１００２の入力端子Ｉ１に供給され、２つの信号に分岐される。分岐された第１のローカル信号は第１出力端子Ｏ１から第１の移相器１００３に出力される。分岐された第２のローカル信号は第２出力端子Ｏ２から第２の移相器１００４に出力される。
第１の移相器１００３では、第２の分岐回路１００２の第１出力端子Ｏ１から出力されたローカル信号の位相がθ１度だけシフトされて第１の結合回路１００５に出力される。第２の移相器１００４では、第２の分岐回路１００２の第２出力端子Ｏ２から出力されたローカル信号の位相がθ２度だけシフトされて第２の結合回路１００６に出力される。
そして、第１の結合回路１００５においては、第１の分岐回路１００１の第２出力端子Ｏ２から出力された受信信号と第１の移相器１００３によりθ１度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第２の電力検波回路１００８に出力される。第２の結合回路１００６においては、第１の分岐回路１００１の第３出力端子Ｏ３から出力された受信信号と第２の移相器１００４によりθ２度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第３の電力検波回路１００９に出力される。
したがって、第１の電力検波回路１００７の入力には、受信信号Ｓｒが供給される。第１の電力検波回路１００７は、入力された受信信号Ｓｒの振幅成分を検波信号Ｐ１として第１の乗算器１０３および第２の乗算器１０４に出力する。
同様に、第２の電力検波回路１００８の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が供給される。第２の電力検波回路１００８は、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分を検波信号Ｐ２として第１の減算器１０５に出力する。
同様に、第３の電力検波回路１００９の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ２が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が印加される。第３の電力検波回路１００９は、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分を検波信号Ｐ３として第２の減算器１０６に出力する。
なおここで５ポートとは、受信信号用入力端子ＴＩＮＳｒ、ローカル信号用入力端子ＴＩＮＳｌｏの２ポートに、第１の分岐回路１００１の第１の電力検波回路１００７への出力端子（第１出力端子Ｏ１）、第２の結合回路１００５の第２の電力検波回路１００８への出力端子、および第２の結合回路１００６の第３の電力検波回路１００９への出力端子の３ポートを加えた５ポートのことである。
また、第１〜第３の電力検波回路１００７〜１００９から出力される検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は、ＩＭ２成分（受信信号、干渉信号、ローカル信号の２乗成分）を含んでいる。
ここで、マルチポート復調器に適用可能な電力検波回路の具体的な構成について説明する。
図１７は、本発明に係る電力検波回路の一例を示す回路図である。
電力検波回路２００（ＰＤ１，ＰＤ２，ＰＤ３）は、能動素子としての２つの第１および第２のトランジスタ（電界効果トランジスタ）Ｑ２０１，Ｑ２０２、キャパシタＣ２０１，Ｃ２０２，Ｃ２０３、抵抗素子Ｒ２０１，Ｒ２０２，Ｒ２０３，Ｒ２０４，Ｒ２０５，Ｒ２０６，Ｒ２０７およびＲ２０８、電圧源Ｖ２０１、整合回路（ＭＴＲ）２０１、およびゲートバイアス供給回路２０２，２０３により構成されている。
整合回路２０１は、抵抗素子Ｒ２０８により構成されている。抵抗素子Ｒ２０８は、入力端子ＴＩＮ２０１および直流（ＤＣ）カットオフ用キャパシタＣ２０１の一方の電極の接続点と接地電位ＧＮＤとの間に接続されている。
ゲートバイアス供給回路２０２は、電圧源Ｖ２０１と接地電位ＧＮＤとの間に直列に接続された抵抗素子Ｒ２０１およびＲ２０２により構成されている。抵抗素子Ｒ２０１およびＲ２０２の接続点はキャパシタＣ２０１の他方の電極およびトランジスタＱ２０１のゲートに接続されている。
このような構成を有するゲートバイアス供給回路２０２は、抵抗素子Ｒ２０１およびＲ２０２により電圧源Ｖ２０１の電圧Ｖｄｄを抵抗分割することによりトランジスタＱ２０１のバイアス電圧を発生する。
ゲートバイアス供給回路２０３は、電圧源Ｖ２０１と接地電位ＧＮＤとの間に直列に接続された抵抗素子Ｒ２０３およびＲ２０４により構成されている。抵抗素子Ｒ２０３およびＲ２０４の接続点はトランジスタＱ２０２のゲートに接続されている。
このような構成を有するゲートバイアス供給回路２０３は、抵抗素子Ｒ２０３およびＲ２０４により電圧源Ｖ２０１の電圧Ｖｄｄを抵抗分割することによりトランジスタＱ２０２のバイアス電圧を発生する。
なお、ゲートバイアス供給回路は、抵抗分割ではなく、たとえばチョークコイル（十分大きなインダクタンス値をもつインダクタ）、チョークコイルとシャント結合キャパシタンス、または分布定数線路などで構成することも可能である。
そして、トランジスタＱ２０１のソースとトランジスタＱ２０２のソースが接続され、その接続点が電流源としての抵抗素子Ｒ２０５を介して接地電位ＧＮＤに接続されている。
トランジスタＱ２０１のドレインは抵抗素子Ｒ２０６の一端、キャパシタＣ２０２の一方の電極、および第１出力端子ＴＯＴ２０１に接続されている。抵抗素子Ｒ２０６の他端が電圧Ｖｄｄの電圧源Ｖ２０１に接続され、キャパシタＣ２０２の他方の電極は接地電位ＧＮＤに接続されている。
トランジスタＱ２０２のドレインは抵抗素子Ｒ２０７の一端、キャパシタＣ２０３の一方の電極、および第２出力端子ＴＯＴ２０２に接続されている。抵抗素子Ｒ２０７の他端が電圧Ｖｄｄの電圧源Ｖ２０１に接続され、キャパシタＣ２０３の他方の電極は接地電位ＧＮＤに接続されている。
トランジスタＱ２０１のドレインに抵抗素子Ｒ２０６を介してドレインバイアス電圧が供給され、トランジスタＱ２０２のドレインに抵抗素子Ｒ２０７を介してドレインバイアス電圧が供給される。
このような接続関係もって構成された電力検波回路２００において、能動素子としてのトランジスタＱ２０１とＱ２０２は、たとえば実質的に殆ど同特性を持つように、同一のデバイス構造を有している。
また、本実施形態に係る回路では、ゲートバイアス供給回路２０２，２０３を構成する抵抗素子Ｒ２０１，Ｒ２０２の抵抗値Ｒｇａ１，Ｒｇｂ１と抵抗素子Ｒ２０３，Ｒ２０４の抵抗値Ｒｇａ２，Ｒｇｂ２はＲｇａ１＝Ｒｇａ２、Ｒｇｂ１＝Ｒｇｂ２の条件を満足し、トランジスタＱ２０１とＱ２０２のゲートバイアス電圧をできるだけ等しくする必要がある。
また、トランジスタＱ２０１，Ｑ２０２のドレインに接続された抵抗素子Ｒ２０６の抵抗値Ｒｄａと抵抗素子Ｒ２０７の抵抗値ＲｄｂはＲｄａ＝Ｒｄｂの条件を満たす。
同様に、キャパシタＣ２０２の容量値ＣｏｕｔａとキャパシタＣ２０３の容量値Ｃｏｕｔｂは、Ｃｏｕｔａ＝Ｃｏｕｔｂの条件を満たすことが望ましく、容量値ＣｏｕｔａおよびＣｏｕｔｂは、入力周波数ｆｉｎの入力高周波信号を含むより高い周波数ではそのインピーダンスが殆ど０オームとなるような十分大きな容量値に設定される。
あるいは、電力検波回路２００において、トランジスタＱ２０１のゲート幅ＷｇａとトランジスタＱ２０２のゲート幅Ｗｇｂの比（Ｗｇａ／Ｗｇｂ）をＮとしたとき、Ｒｄａ／Ｒｄｂ＝１／Ｎ，Ｃｏｕｔａ＝Ｃｏｕｔｂの条件を満たすように構成される。
具体的には、トランジスタＱ２０２のゲート幅Ｗｇｂを、トランジスタＱ２０１のゲート幅Ｗｇａより小さく設定し、かつドレインバイアス用抵抗素子Ｒ２０７の抵抗値Ｒｄｂを、抵抗素子Ｒ２０６の抵抗値Ｒｄａより大きく設定することにより、消費電流を改善することができる。
たとえば、トランジスタＱ２０１のゲート幅ＷｇａとトランジスタＱ２０２のゲート幅Ｗｇｂとの比Ｗｇａ／ＷｇｂがＮに設定され、さらに、抵抗素子Ｒ２０７の抵抗値Ｒｄｂが、抵抗素子Ｒ２０６の抵抗値ＲｄａのＮ倍に設定されることにより、トランジスタＱ２０１，Ｑ２０２に同特性のものを用いた場合に比較し、（Ｎ＋１）／（２Ｎ）倍に消費電流を低減することができる。
次に、上記構成を有する電力検波回路の動作を説明する。
入力端子ＴＩＮ２０１に入力された高周波信号ＲＦｉｎは、整合回路２０１およびＤＣカットオフ用キャパシタＣ２０１を介してトランジスタＱ２０１のゲートに供給される。
このとき、トランジスタＱ２０１のゲートには、ゲートバイアス供給回路２０２により生成されたゲートバイアス電圧が供給されている。同様に、トランジスタＱ２０２のゲートには、ゲートバイアス供給回路２０３により生成されたゲートバイアス電圧が供給されている。
また、トランジスタＱ２０１およびＱ２０２のドレインには、それぞれ抵抗素子Ｒ２０６，Ｒ２０７を介してドレインバイアス電圧が供給されている。
そして、トランジスタＱ２０１およびＱ２０２のドレインと接地電位ＧＮＤとの間に、それぞれ十分大きな容量値を有する結合キャパシタＣ２０２、Ｃ２０３が接続されていることから、トランジスタＱ２０１およびＱ２０２のドレインは高周波的に安定状態となる。
その結果、トランジスタＱ２０１のドレインの電圧、すなわち第１出力端子ＴＯＴ２０１の電圧と、トランジスタＱ２０２のドレインの電圧、すなわち第２出力端子ＴＯＴ２０２との電圧差が検波出力信号Ｖｏｕｔとして、図示しない後段の処理回路に供給される。
以下に、図１７の電力検波回路の検波特性について、図１８および図１９に関連付けて考察する。
図１８は、図１７の電力検波回路の検波特性の一例を示す図である。
図１８において、横軸は入力高周波電力Ｐｉｎを、縦軸は出力検波電圧Ｖｏｕｔを表している。入力高周波信号の周波数は５．５ＧＨｚである。
図１８からわるように、図１７の電力検波回路は直線性が良い。
図１９は、ゲートバイアス電圧をパラメータとしたときの図１７の電力検波回路の検波特性を示す図である。
図１９においても、横軸は入力高周波電力Ｐｉｎを、縦軸は出力検波電圧Ｖｏｕｔを表している。
図１９から、図１７の電力検波回路の特性は、ゲートバイアス変動に対してＰｉｎ対Ｖｏｕｔ特性の変動が小さいことがわかる。
すなわち、図１７の電力検波回路では、ＤＣオフセット量が生じていない。
第１の乗算器１０３は、５ポートジャンクション回路１０１の第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ１（＝（κ２１／κ１１）２）を乗算し、その結果Ａ１×Ｐ１〔（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕を第１の減算器１０５に出力する。
第２の乗算器１０４、５ポートジャンクション回路１０１の第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ２（＝（κ３１／κ１１）２）を乗算し、その結果Ａ２×Ｐ１〔（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕を第２の減算器１０６に出力する。
第１の減算器１０５は、５ポートジャンクション回路１０１の第２の電力検波回路１００８から出力された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ２から第１の乗算器１０３の乗算結果を減算し、その結果〔Ｐ２−（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕をＬＰＦ１０７に出力する。
第２の減算器１０６は、５ポートジャンクション回路１０１の第３の電力検波回路１００９から出力された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ３から第２の乗算器１０４の乗算結果を減算し、その結果〔Ｐ３−（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕をＬＰＦ１０８に出力する。
なお、ここで、κｉｊ（κ１１，κ２１，κ３１）は５ポートジャンクション回路１０１の回路定数であり、次式で定義される。
ここで、Ｖｏｕｔ，Ｖｉｎは、それぞれ５ポートジャンクション回路のベースバンド出力電圧、ｉは入力ポート番号、ｊは出力ポート番号を示している。以上のアナログ演算によりベースバンド信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に含まれるＩＭ２成分が除去される。
ＬＰＦ１０７は、第１の減算器１０５の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出しマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９に出力する。
ＬＰＦ１０８は、第２の減算器１０６の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出しマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９に出力する。
マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９は、ＬＰＦ１０７、１０８の出力信号ｘ１、ｘ２を受けて、演算回路により、下記の式（７）および式（８）に基づいた計算を行い、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換する。
ここで、α１、β１、γ１、α２、β２、γ２は、５ポートジャンクション回路１０１を構成する分岐回路１００１，１００２、移相器１００３，１００４、結合回路１００５，１００６，および電力検波回路１００７〜１００９のもつ回路定数から求められる定数であり、次のように与えられる。
Ｒ０はローカル信号発生源のインピーダンス、ＰＬ０はローカル信号電力、θは移相器１００３，１００４の位相をそれぞれ示している。なお、θ＝θ１＝−θ２である。ここで、θ１は１００３の位相シフト量、θ２は１００４の位相シフト量である。
そして、上記（７）式および（８）式は以下のように変形できる。
次に、上記構成による動作を詳細に説明する。
５ポートジャンクション回路１０１において、受信信号Ｓｒが入力端子ＴＩＮＳｒに入力され、ローカル信号発生回路１０２で発生されたローカル信号Ｓｌｏが入力端子ＴＩＮＳｌｏに入力される。
受信信号Ｓｒは第１の分岐回路１００１の入力端子Ｉ１に供給され、３つの信号に分岐される。分岐された第１の受信信号は第１出力端子Ｏ１から第１の電力検波回路１００７に出力され、第２の受信信号は第２出力端子Ｏ２から第１の結合回路１００５に出力され、第３の受信信号は第３出力端子Ｏ３から第２の結合回路１００６に出力される。
一方、ローカル信号Ｓｌｏは第２の分岐回路１００２の入力端子Ｉ１に供給され、２つの信号に分岐される。分岐された第１のローカル信号は第１出力端子Ｏ１から第１の移相器１００３に出力され、第２のローカル信号は第２出力端子Ｏ２から第２の移相器１００４に出力される。
第１の移相器１００３では、第２の結合回路１００２の第１出力端子Ｏ１から出力されたローカル信号の位相がθ１度だけシフトされて第１の結合回路１００５に出力される。第２の移相器１００４では、第２の結合回路１００２の第２出力端子Ｏ２から出力されたローカル信号の位相がθ２度だけシフトされて第２の結合回路１００６に出力される。
そして、第１の結合回路１００５においては、第１の分岐回路１００１の第２出力端子Ｏ２から出力された受信信号と第１の移相器１００３によりθ１度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第２の電力検波回路１００８に出力される。第２の結合回路１００６においては、第１の分岐回路１００１の第３出力端子Ｏ３から出力された受信信号と第２の移相器１００４によりθ２度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第３の電力検波回路１００９に出力される。
第１の電力検波回路１００７の入力には、受信信号Ｓｒが供給される。第１の電力検波回路１００７では、入力された受信信号Ｓｒの振幅成分が検波信号Ｐ１として第１の乗算器１０３および第２の乗算器１０４に出力される。
また、第２の電力検波回路１００８の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が供給される。第２の電力検波回路１００８では、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分が検波信号Ｐ２として第１の減算器１０５に出力される。
また、第３の電力検波回路１００９の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ２が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が印加される。第３の電力検波回路１００９では、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ２が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分が検波信号Ｐ３として第２の減算器１０６に出力される。
なお、第１〜第３の電力検波回路１００７〜１００９から出力される検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は、ＩＭ２成分（受信信号、干渉信号、ローカル信号の２乗成分）を含んでいる。
第１の乗算器１０３では、５ポートジャンクション回路１０１の第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ１（＝（κ２１／κ１１）２）が乗算される。そして、第１の乗算器１０３から乗算結果Ａ１×Ｐ１〔（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕が第１の減算器１０５に出力される。
同様に、第２の乗算器１０４では、５ポートジャンクション回路１０１の第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ２（＝（κ３１／κ１１）２）が乗算される。そして、第２の乗算器１０４から乗算結果Ａ２×Ｐ１〔（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕が第２の減算器１０６に出力される。
第１の減算器１０５では、５ポートジャンクション回路１０１の第２の電力検波回路１００８から出力された検波信号Ｐ２から第１の乗算器１０３の乗算結果が減算される。そして、第１の減算器１０５から減算結果〔Ｐ２−（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕がＬＰＦ１０７に出力される。
また、第２の減算器１０６では、５ポートジャンクション回路１０１の第３の電力検波回路１００９から出力された検波信号Ｐ３から第２の乗算器１０４の乗算結果が減算される。そして、第２の減算器１０６から減算結果〔Ｐ３−（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕がＬＰＦ１０８に出力される。
ＬＰＦ１０７では、第１の減算器１０５の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９に出力される。同様に、ＬＰＦ１０８では、第２の減算器１０６の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９に出力される。
マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９においては、ＬＰＦ１０７、ＬＰＦ１０８の出力信号ｘ１、ｘ２を受けて、下記の式（１７）および式（１８）に基づいた計算が演算回路で行われ、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換される。
以上の説明のように、本発明の回路により、受信信号から干渉信号やローカル信号の２乗成分が除去され、高性能の復調信号ＩおよびＱを得ることができる。
以上説明したように、本実施形態によれば、受信信号Ｓｒとローカル信号発生回路１０２で生成されたローカル信号Ｓｌｏを受けて、位相差を持った３つの信号を生成し、これら信号の信号レベル（振幅成分）をそれぞれ検波して３つの電力検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を得る５ポートジャンクション回路１０１と、５ポートジャンクション回路１０１の第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ１（＝（κ２１／κ１１）２）を乗算する第１の乗算器１０３と、第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ２（＝（κ３１／κ１１）２）を乗算する第２の乗算器１０４と、５ポートジャンクション回路１０１の第２の電力検波回路１００８から出力された検波信号Ｐ２から第１の乗算器１０３の乗算結果を減算する第１の減算器１０５と、５ポートジャンクション回路１０１の第３の電力検波回路１００９から出力された検波信号Ｐ３から第２の乗算器１０４の乗算結果を減算する第２の減算器１０６とを設けたので、マルチポート方式復調器の特徴である、広帯域性、ローカル信号電力の低減に寄与するだけでなく、従来のマルチポート復調器に比較して以下の特徴を有する。
すなわち、従来のマルチポート復調器に比較して、低消費電力、低歪、広帯域特性、および高性能の復調性能を有する復調器を実現できる。
また、３つの電力検波回路、１つの１入力３出力の結合回路、１つの１入力２出力の結合回路、２つの移相器により構成可能であることから、従来の回路より回路構成を簡単化でき、回路サイズの増大を防止できる利点がある。
図２０は、本発明の第２の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を示すブロック図である。
図２０においては、図３のマルチポート復調器と同一構成部分は同一符号をもって表している。
図２０の復調器１００Ａと図３の復調器１００の異なる点は、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａの処理をアナログ処理ではなくディジタル信号処理により行い、かつ、付加された可変利得増幅器の利得を制御するための制御信号ＢＢＡＧＣを生成するようにしたことにある。
具体的には、図２０に示すように、ＬＰＦ１０７およびＬＰＦ１０８の出力に可変利得増幅器１１０，１１１をそれぞれ接続し、可変利得増幅器１１０の出力にＡＤＣ１１２を接続し、可変利得増幅器１１１の出力にＡＤＣ１１３を接続している。そして、ＡＤＣ１１２によるディジタル信号Ｘ１およびＡＤＣ１１３によるディジタル信号Ｘ２をマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａに入力させている。
本復調器１００Ａにおいては、ＩＭ２成分（受信信号、干渉信号、ローカル信号の２乗成分）を含んでいる５ポートジャンクション回路１０１の第１〜第３の電力検波回路１００７〜１００９から出力される検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に対して、第１の実施形態と同様に、第１および第２の乗算器１０３，１０４、第１および第２の減算器１０５，１０６におけるアナログ演算処理が行われ、受信信号から干渉信号やローカル信号の２乗成分が除去されてＬＰＦ１０７およびＬＰＦ１０８に入力される。
ＬＰＦ１０７では、第１の減算器１０５の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、可変利得増幅器１１０に出力される。同様に、ＬＰＦ１０８では、第２の減算器１０６の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、可変利得増幅器１１１に出力される。
可変利得増幅器１１０では、後段のＡＤＣ１１２のダイナミックレンジを有効に使えるように、ディジタル処理系であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａで生成された制御信号ＢＢＡＧＣに基づいてＬＰＦ１０７の出力信号のレベルが調整されてＡＤＣ１１２に出力される。
また、可変利得増幅器１１１では、後段のＡＤＣ１１３のダイナミックレンジを有効に使えるように、ディジタル処理系であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａで生成された制御信号ＢＢＡＧＣに基づいてＬＰＦ１０８の出力信号のレベルが調整されてＡＤＣ１１３に出力される。
ＡＤＣ１１２では、可変利得増幅器１１１でレベル調整されたアナログ信号がディジタル信号Ｘ１に変換されてマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａに出力される。
同様に、ＡＤＣ１１３では、可変利得増幅器１１１でレベル調整されたアナログ信号がディジタル信号Ｘ２に変換されてマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａに出力される。
マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａにおいては、ＡＤＣ１１２、１１３の出力ディジタル信号Ｘ１、Ｘ２を受けて、下記の式（１９）および式（２０）に基づいた計算が演算回路で行われ、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換される。
ここで、α１、β１、γ１、α２、β２、γ２は、５ポートジャンクション回路１０１を構成する分岐回路１００１，１００２、移相器１００３，１００４、結合回路１００５，１００６，および電力検波回路１００７〜１００９のもつ回路定数から求められる定数であり、次のように与えられる。
本第２の実施形態によれば、従来のマルチポート復調器に比較して、低消費電力、低歪、広帯域特性、および高性能の復調性能を有する復調器を実現できる。
なお、このディジタル部であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａは、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ、ロジック回路などで実現できる。
図２１は、本発明の第３の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
本受信機２００は、図２１に示すように、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０１、可変利得回路（ＬＮＡ）２０２、５ポートジャンクション回路２０３、ローカル信号発生回路２０４、ＬＰＦ２０５〜２０７、第１の乗算器２０８、第２の乗算器２０９、第１の減算器２１０、第２の減算器２１１、チャネル選択のためのＬＰＦ２１２，２１３、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４、利得制御信号生成回路（ＡＧＣ）２１５、ＤＣオフセット除去回路２１６、搬送波再生回路２１７、および増幅器２１８を有している。
ＢＰＦ２０１は、図示しないアンテナ素子で受信された信号から所定の帯域の信号を抽出して可変利得回路２０２に出力する。
可変利得回路２０２は、ＢＰＦ２０１を介した受信信号のレベルを利得制御信号生成回路２１５による制御信号ＲＦＡＧＣに応じたレベルに調整して５ポートジャンクション回路２０３に出力する。
５ポートジャンクション回路２０３は、受信信号Ｓｒとローカル信号発生回路１０２で生成されたローカル信号Ｓｌｏを受けて、位相差を持った３つの信号を生成し、これら信号の信号レベル（振幅成分）をそれぞれ検波して３つの電力検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を得、電力検波信号Ｐ１をＬＰＦ２０５に出力し、電力検波信号Ｐ２をＬＰＦ２０６に出力し、電力検波信号Ｐ３をＬＰＦ２０７に出力する。
この５ポートジャンクション回路２０３は、第１の実施形態において図４に関連付けて説明した回路と同様の回路により構成されるが、ここでは、他の構成を有する５ポートジャンクション回路２０３について説明する。
図２２は、５ポートジャンクション回路２０３の具体的な構成例を示すブロック図である。
図２２においては、図４の５ポートジャンクション回路と同一構成部分は同一符号をもって表している。
図２２の５ポートジャンクション回路２０３と図４の５ポートジャンクション回路１０１の異なる点は、第１の分岐回路１００１Ｃを１入力３出力の代わりに、１入力２出力の分岐回路１０１０，１０１１を縦続接続した構成を採用したことにある。
具体的には、分岐回路（第１の分岐回路）１０１０の入力端子Ｉ１が受信信号用信号入力端子ＴＩＮＳｒに接続され、分岐回路１０１０は、入力端子Ｉ１を介して入力した受信信号を２つの信号に分岐し、分岐回路１０１０は分岐した第１の受信信号を第１の出力端子Ｏ１から第１の電力検波回路１００７に供給する。分岐回路１０１０は分岐した第２の受信信号を第２の出力端子Ｏ２から分岐回路１０１１に出力する。
分岐回路（第２の分岐回路）１０１１は、入力端子Ｉ１から入力した第２の受信信号を２つの信号に分岐する。分岐回路１０１１は、分岐した第３の受信信号を第１出力端子Ｏ１から第１の結合回路１００５に出力する。分岐回路１０１１は、分岐した第４の受信信号を第２出力端子Ｏ２から第２の結合回路１００６に出力する。
このような構成を有する５ポートジャンクション回路２０３において、受信信号Ｓｒが第１の信号入力端子ＴＩＮＳｒに入力される。受信信号Ｓｒは分岐回路１０１０の入力端子Ｉ１に供給され、２つの信号に分岐される。分岐された第１の受信信号は第１出力端子Ｏ１から第１の電力検波回路１００７に供給される。分岐された第２の受信信号は第２出力端子Ｏ２から分岐回路１０１１の入力端子Ｉ１に出力される。
分岐回路１０１１では、入力端子Ｉ１から入力した分岐受信信号が２つの信号に分岐される。分岐された第３の受信信号は第１出力端子Ｏ１から第１の結合回路１００５に出力される。分岐された第４の受信信号は第２出力端子Ｏ２から第２の結合回路１００６に出力される。
一方、ローカル信号Ｓｌｏが第２の信号入力端子ＴＩＮＳｌｏに入力される。ローカル信号Ｓｌｏは第２の分岐回路１００２の入力端子Ｉ１に供給され、２つの信号に分岐される。分岐された第１のローカル信号は第１出力端子Ｏ１から第１の移相器１００３に出力される。分岐された第２のローカル信号は第２出力端子Ｏ２から第２の移相器１００４に出力される。
第１の移相器１００３では、第２の分岐回路１００２の第１出力端子Ｏ１から出力されたローカル信号の位相がθ１度だけシフトされて第１の結合回路１００５に出力される。第２の移相器１００４では、第２の分岐回路１００２の第２出力端子Ｏ２から出力されたローカル信号の位相がθ２度だけシフトされて第２の結合回路１００６に出力される。
そして、第１の結合回路１００５においては、分岐回路１０１１の第１出力端子Ｏ１から出力された受信信号と第１の移相器１００３によりθ１度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第２の電力検波回路１００８に出力される。第２の結合回路１００６においては、分岐回路１０１１の第２出力端子Ｏ２から出力された受信信号と第２の移相器１００４によりθ２度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第３の電力検波回路１００９に出力される。
したがって、第１の電力検波回路１００７の入力には、受信信号Ｓｒが印加される。第１の電力検波回路１００７では、入力された受信信号Ｓｒの振幅成分が検波信号Ｐ１としてＬＰＦ２０５に出力される。
同様に、第２の電力検波回路１００８の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が印加される。第２の電力検波回路１００８では、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分が検波信号Ｐ２としてＬＰＦ２０６に出力される。
第３の電力検波回路１００９の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ２が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が供給される。第３の電力検波回路１００９では、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ２が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分が検波信号Ｐ３としてＬＰＦ２０７に出力される。
なお、第１〜第３の検波回路１００７〜１００９は、たとえば第１の実施形態において図１７に関連付けて説明した回路と同様の回路により構成されることから、ここではその詳細な説明は省略する。
ローカル信号発生回路２０４は、所定周波数のローカル信号Ｓｌｏを生成して５ポートジャンクション回路２０３に供給する。また、ローカル信号発生回路２０４は、搬送波再生回路２１７による再生信号Ｓ２１７を受けてローカル信号Ｓｌｏの周波数および信号レベルを調整する。これにより、ローカル信号発生回路２０４は、受信信号周波数に発振周波数が略等しいローカル信号Ｓｌｏを発生する。
ＬＰＦ２０５は、５ポートジャンクション回路２０３の第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１の高域成分を除去し、第１の乗算器２０８、第２の乗算器２０９、および増幅器２１８に出力する。
ＬＰＦ２０６は、５ポートジャンクション回路２０３の第２の電力検波回路１００８から出力された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ２の高域成分を除去し、第１の減算器２１０に出力する。
ＬＰＦ２０７は、５ポートジャンクション回路２０３の第３の電力検波回路１００９から出力された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ３の高域成分を除去し、第２の減算器２１１に出力する。
第１の乗算器２０８は、ＬＰＦ２０５により高域成分が除去された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ１（＝（κ２１／κ１１）２）を乗算し、その結果Ａ１×Ｐ１〔（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕を第１の減算器２１０に出力する。
第２の乗算器２０９は、ＬＰＦ２０５により高域成分が除去された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ２（＝（κ３１／κ１１）２）を乗算し、その結果Ａ２×Ｐ１〔（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕を第２の減算器２１１に出力する。
第１の減算器２１０は、ＬＰＦ２０６により高域成分が除去された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ２から第１の乗算器２０８の乗算結果を減算し、さらにその減算結果〔Ｐ２−（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕に対してＤＣオフセット除去回路２１６において生成され信号Ｓ２１６として供給されるＤＣオフセット量を減算または加算してＬＰＦ２１２に出力する。
第２の減算器２１１は、ＬＰＦ２０７により高域成分が除去された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ３から第２の乗算器２０９の乗算結果を減算し、さらにその減算結果〔Ｐ３−（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕に対してＤＣオフセット除去回路２１６において生成され信号Ｓ２１６として供給されるＤＣオフセット量を減算または加算してＬＰＦ２１３に出力する。
なお、ここで、κｉｊ（κ１１，κ２１，κ３１）は５ポートジャンクション回路２０３の回路定数であり、次式で定義される。
ここで、Ｖｏｕｔ，Ｖｉｎは、それぞれ５ポートジャンクション回路のベースバンド出力電圧、ｉは入力ポート番号、ｊは出力ポート番号を示している。
なお、本実施形態では、第１の減算器２１０および第２の減算器２１１においてＩＭ２成分を除去する減算処理に加えてＤＣオフセット量を除去する加算または減算処理を行うように構成しているが、第１の減算器２１０および第２の減算器２１１においてはＩＭ２成分を除去するための減算処理を行い、これらの後段にＤＣオフセット量を除去する演算器を配置することも可能である。
ここで、除去すべきＤＣオフセット量について説明する。
１）ローカル信号により発生するＤＣオフセット量の除去
上記（４）式に示すように、電力検波回路の出力には、ローカル信号によるＤＣ成分が存在する。上記式（１０）および（１１）より、除去すべきＤＣ成分はローカル信号レベルが既知の値ならば、次式から求めることができる。
２）回路の不完全性から生じるＤＣオフセット量の除去
３つの電力検波回路１００７〜１００９の特性の不一致、ローカル漏れ信号の反射など回路の不完全性を起因とするＤＣオフセットを除去する。
これのらＤＣオフセット量を除去するように、信号Ｓ２１６が第１の減算器２１０および第２の減算器２１１に供給される。
以上のアナログ演算によりベースバンド信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に含まれるＩＭ２成分およびＤＣオフセット量が除去される。
ＬＰＦ２１２は、第１の減算器２１０の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出しマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４に出力する。
ＬＰＦ２１３は、第２の減算器２１１の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出しマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４に出力する。
マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４は、ＬＰＦ２１２、２１３の出力信号ｘ１、ｘ２を受けて、演算回路により、下記の式（２９）および式（３０）に基づいた計算を行い、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換する。
ここで、α１、β１、γ１、α２、β２、γ２は、５ポートジャンクション回路２０３を構成する分岐回路１００２，１０１０，１０１１、移相器１００３，１００４、結合回路１００５，１００６，および電力検波回路１００７〜１００９のもつ回路定数から求められる定数である。
ただし、式（２９）および式（３０）は、上述したローカル信号により発生するＤＣオフセット量の除去が機能していないときの式である。このＤＣオフセット除去が機能している場合は、γ１＝γ２＝０となり、次式が用いられる。
ここで、θ１＝−θ２＝θの場合、各係数α１、β１、γ１、α２、β２、γ２は、次のように与えられる。
Ｒ０はローカル信号発生源のインピーダンス、ＰＬ０はローカル信号電力、θは移相器１００３，１００４の位相をそれぞれ示している。
利得制御信号生成回路２１５は、ＬＰＦ２０５で高域成分が除去され、増幅器２１８でレベルが調整された５ポートジャンクション回路２０３の第１の電力検波回路１００７による検波信号Ｐ１に基づいて、受信信号の平均信号電力を求め、求められた平均電力に基づいて、５ポートジャンクション回路２０３に入力される受信信号レベルが一定となり、最適な動作を行うように制御信号ＲＦＡＧＣを可変利得回路２０２に出力する。なお、ここで、最適な動作とは、十分に線形な領域で、ＳＮ比も十分とれるレベルに回路の動作状態があることをいう。
ＤＣオフセット除去回路２１６は、既知のローカル信号Ｓｌｏの信号レベルをメモリに格納しており、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４の復調信号の平均を求め、この平均結果、メモリに格納された信号レベルおよび上記式（２８）に基づいて除去すべきＤＣオフセット量を算出し、ＤＣオフセットを除去するための信号Ｓ２１６を第１の減算器２１０および第２の減算器２１１に出力する。
搬送波再生回路２１７は、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４の復調信号に基づいて搬送波信号を再生し、ローカル信号の周波数およびレベルを調整するための再生信号Ｓ２１７をローカル信号発生回路２０４に出力する。
次に、上記図２１の構成による動作を詳細に説明する。
図示しないアンテナ素子で受信された信号が、ＢＰＦ２０１で所定の帯域の信号が抽出され、さらに可変利得回路２０２において所定レベルに調整された受信信号Ｓｒが５ポートジャンクション回路２０３の入力端子ＴＩＮＳｒに入力される。また、ローカル信号発生回路２０４で発生されたローカル信号Ｓｌｏが５ポートジャンクション回路２０３の入力端子ＴＩＮＳｌｏに入力される。
５ポートジャンクション回路２０３においては、受信信号Ｓｒが分岐回路１０１０の入力端子Ｉ１に供給され、２つの信号に分岐される。分岐された第１の受信信号は第１出力端子Ｏ１から第１の電力検波回路１００７に供給される。分岐された第２の受信信号は第２出力端子Ｏ２から分岐回路１０１１の入力端子Ｉ１に出力される。
分岐回路１０１１では、入力端子Ｉ１から入力した分岐受信信号が２つの信号に分岐される。分岐された第３の受信信号は第１出力端子Ｏ１から第１の結合回路１００５に出力される。分岐された第４の受信信号は第２出力端子Ｏ２から第２の結合回路１００６に出力される。
一方、ローカル信号Ｓｌｏが第２の信号入力端子ＴＩＮＳｌｏに入力される。ローカル信号Ｓｌｏは第２の分岐回路１００２の入力端子Ｉ１に供給され、２つの信号に分岐される。分岐された第１のローカル信号は第１出力端子Ｏ１から第１の移相器１００３に出力される。分岐された第２のローカル信号は第２出力端子Ｏ２から第２の移相器１００４に出力される。
第１の移相器１００３では、第２の分岐回路１００２の第１出力端子Ｏ１から出力されたローカル信号の位相がθ１度だけシフトされて第１の結合回路１００５に出力される。第２の移相器１００４では、第２の分岐回路１００２の第２出力端子Ｏ２から出力されたローカル信号の位相がθ２度だけシフトされて第２の結合回路１００６に出力される。
そして、第１の結合回路１００５においては、分岐回路１０１１の第１出力端子Ｏ１から出力された受信信号と第１の移相器１００３によりθ１度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第２の電力検波回路１００８に出力される。第２の結合回路１００６においては、分岐回路１０１１の第２出力端子Ｏ２から出力された受信信号と第２の移相器１００４によりθ２度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第３の電力検波回路１００９に出力される。
したがって、第１の電力検波回路１００７の入力には、受信信号Ｓｒが印加される。第１の電力検波回路１００７では、入力された受信信号Ｓｒの振幅成分が検波信号Ｐ１としてＬＰＦ２０５に出力される。
同様に、第２の電力検波回路１００８の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が印加される。第２の電力検波回路１００８では、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分が検波信号Ｐ２としてＬＰＦ２０６に出力される。
第３の電力検波回路１００９の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ２が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が供給される。第３の電力検波回路１００９では、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ２が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分が検波信号Ｐ３としてＬＰＦ２０７に出力される。
なお、第１〜第３の電力検波回路１００７〜１００９から出力される検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は、ＩＭ２成分（受信信号、干渉信号、ローカル信号の２乗成分）、並びにローカル信号により発生するＤＣオフセットおよび電力検波回路の不完全性からくるＤＣオフセットを含んでいる。
ＬＰＦ２０５では、５ポートジャンクション回路２０３の第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号Ｐ１の高域成分が除去され第１の乗算器２０８、第２の乗算器２０９、および増幅器２１８を介して利得制御信号生成回路２１５に出力される。
また、ＬＰＦ２０６では、５ポートジャンクション回路２０３の第２の電力検波回路１００８から出力された検波信号Ｐ２の高域成分が除去され、第１の減算器２１０に出力され、ＬＰＦ２０７では、５ポートジャンクション回路２０３の第３の電力検波回路１００９から出力された検波信号Ｐ３の高域成分が除去され、第２の減算器２１１に出力される。
第１の乗算器２０８においては、ＬＰＦ２０５により高域成分が除去された検波信号Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ１（＝（κ２１／κ１１）２）が乗算される。そして、その乗算結果Ａ１×Ｐ１〔（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕が第１の減算器２１０に出力される。
第２の乗算器２０９では、ＬＰＦ２０５により高域成分が除去された検波信号Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ２（＝（κ３１／κ１１）２）が乗算される。そして、その乗算結果Ａ２×Ｐ１〔（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕が第２の減算器２１１に出力される。
第１の減算器２１０においては、ＬＰＦ２０６により高域成分が除去された検波信号Ｐ２から第１の乗算器２０８の乗算結果が減算される。第１の減算器２１０においては、さらにその減算結果〔Ｐ２−（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕に対してＤＣオフセット除去回路２１６において生成され信号Ｓ２１６として供給されるＤＣオフセット量が減算または加算される。これにより、第１の減算器２１０からは、ＩＭ２成分、並びにローカル信号により発生するＤＣオフセットおよび電力検波回路の不完全性からくるＤＣオフセットが除去された信号がＬＰＦ２１２に出力される。
第２の減算器２１１では、ＬＰＦ２０７により高域成分が除去された検波信号Ｐ３から第２の乗算器２０９の乗算結果が減算される。第２の減算器２１１においては、さらにその減算結果〔Ｐ３−（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕に対してＤＣオフセット除去回路２１６において生成され信号Ｓ２１６として供給されるＤＣオフセット量が減算または加算される。これにより、第２の減算器２０９からは、ＩＭ２成分、並びにローカル信号により発生するＤＣオフセットおよび電力検波回路の不完全性からくるＤＣオフセットが除去された信号がＬＰＦ２１３に出力される。
ＬＰＦ２１２では、第１の減算器２１０の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４に出力される。同様に、ＬＰＦ２１３では、第２の減算器２１１の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４に出力される。
マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４においては、ＬＰＦ２１２、２１３の出力信号ｘ１、ｘ２を受けて、下記の式（３９）および式（４０）に基づいた計算が演算回路で行われ、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換され、利得制御信号発生回路２１５および搬送波再生回路２１７に出力される。
以上の説明のように、本実施形態の回路により、受信信号から干渉信号やローカル信号の２乗成分が除去され、ＤＣオフセットが除去された高性能の復調信号ＩおよびＱを得ることができる。
また、利得制御信号生成回路２１５においては、５ポートジャンクション回路２０３の第１の電力検波回路１００７の検波信号Ｐ１を受けて平均信号電力が計算される。そして、求められた平均電力に基づいて、５ポートジャンクション回路２０３に入力される受信信号レベルが一定となるように制御信号ＲＦＡＧＣが可変利得回路２０２に出力される。
そして、可変利得回路２０２においては、図示しないアンテナ素子で受信され、ＢＰＦ２０１を介した受信信号のレベルが利得制御信号生成回路２１５による制御信号ＲＦＡＧＣに応じたレベルに調整されて５ポートジャンクション回路２０３に供給される。
また、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４の出力復調信号ＩおよびＱを受けた搬送波再生回路２１７では、搬送波信号が再生され、ローカル信号の周波数およびレベルを調整するための再生信号Ｓ２１７が生成されてローカル信号発生回路２０４に出力される。
ローカル信号発生回路２０４では、搬送波再生回路２１７による再生信号Ｓ２１７を受けてローカル信号Ｓｌｏの周波数および信号レベルが調整され、５ポートジャンクション回路２０３に供給される。
以上説明したように、本第２の実施形態によれば、受信信号から干渉信号やローカル信号の２乗成分が除去され、ＤＣオフセットが除去された高性能の復調信号ＩおよびＱを得ることができる。
また、マルチポート復調器の特徴である、広帯域性、低歪み特性、ローカル信号電力の低減に寄与するだけでなく、温度変動、経時変動に対して特性変動が小さい高性能な受信機を実現できる利点がある。
図２３は、本発明の第４の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２３においては、図２１の受信機と同一構成部分は同一符号をもって表している。
図２３の受信機２００Ａと図２１の受信機２００の異なる点は、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａ、利得制御信号生成回路２１５Ａ、ＤＣオフセット除去回路２１６Ａ、および搬送波再生回路２１７Ａの処理をアナログ処理ではなくディジタル信号処理により行い、かつ、付加された可変利得増幅器の利得を制御するための制御信号ＢＢＡＧＣを生成するようにしたことにある。
具体的には、図２３に示すように、ＬＰＦ２１２およびＬＰＦ２１３の出力に可変利得増幅器２１９，２２０をそれぞれ接続し、可変利得増幅器２１９の出力にＡＤＣ２２１を接続し、可変利得増幅器２２０の出力にＡＤＣ２２２を接続している。そして、ＡＤＣ２２１によるディジタル信号Ｘ１およびＡＤＣ２２２によるディジタル信号Ｘ２をマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａに入力させている。さらに、増幅器２１８の出力にＡＤＣ２２３を接続し、ＡＤＣ２２３による検波信号Ｐ１のディジタル信号Ｘ０を利得制御信号生成回路２１５Ａに入力させている。また、利得制御信号生成回路２１５Ａの出力にディジタルの制御信号をアナログの制御信号ＲＦＡＧＣに変換するディジタル／アナログコンバータ（ＤＡＣ）２２４を接続している。加えて、ＤＣオフセット除去回路２１６Ａの出力にディジタルの信号をアナログの信号に変換するＤＡＣ２２５を接続している。
なお、図２３の回路では、ＬＰＦ２０５、２０６、および２０７は、後段の回路のダイナミックレンジ性能を緩和するために用いられている。省略することも可能となる。省略の場合、第２の乗算器２０９と増幅器２１８の間にＡＤＣで生じるエイリアシング防止のためのＬＰＦを加える。
本受信機２００Ａにおいては、ＩＭ２成分（受信信号、干渉信号、ローカル信号の２乗成分）、並びにローカル信号により発生するＤＣオフセットおよび電力検波回路の不完全性からくるＤＣオフセットを含んでいる５ポートジャンクション回路２０３の第１〜第３の電力検波回路１００７〜１００９から出力される検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に対して、第３の実施形態と同様に、第１および第２の乗算器２０８，２０９、第１および第２の減算器２１０，２１１におけるアナログ演算処理が行われ、受信信号から干渉信号やローカル信号の２乗成分、並びにＤＣオフセットが除去されてＬＰＦ２１２およびＬＰＦ２１３に入力される。
ＬＰＦ２１２では、第１の減算器２１０の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、可変利得増幅器２１９に出力される。同様に、ＬＰＦ２１３では、第２の減算器２１１の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、可変利得増幅器２２０に出力される。
可変利得増幅器２１９では、後段のＡＤＣ２２１のダイナミックレンジを有効に使えるように、ディジタル処理系であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａで生成された制御信号ＢＢＡＧＣに基づいてＬＰＦ２１２の出力信号のレベルが調整されてＡＤＣ２２１に出力される。
また、可変利得増幅器２２０では、後段のＡＤＣ２２２のダイナミックレンジを有効に使えるように、ディジタル処理系であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａで生成された制御信号ＢＢＡＧＣに基づいてＬＰＦ２１３の出力信号のレベルが調整されてＡＤＣ２２２に出力される。
ＡＤＣ２２１では、可変利得増幅器２１９でレベル調整されたアナログ信号がディジタル信号Ｘ１に変換されてマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａに出力される。
同様に、ＡＤＣ２２２では、可変利得増幅器２２０でレベル調整されたアナログ信号がディジタル信号Ｘ２に変換されてマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａに出力される。
マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａにおいては、ＡＤＣ２２１、２２２の出力ディジタル信号Ｘ１、Ｘ２を受けて、下記の式（４１）および式（４２）に基づいた計算が演算回路で行われ、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換される。
ここで、α１、β１、γ１、α２、β２、γ２は、５ポートジャンクション回路２０３を構成する分岐回路１００２，１０１０，１０１１、移相器１００３，１００４、結合回路１００５，１００６，および電力検波回路１００７〜１００９のもつ回路定数から求められる定数である。
ただし、式（４１）および式（４２）は、上述したローカル信号により発生するＤＣオフセット量の除去が機能していないときの式である。このＤＣオフセット除去が機能している場合は、γ１＝γ２＝０となり、次式が用いられる。
ここで、θ１＝−θ２＝θの場合、各係数α１、β１、γ１、α２、β２、γ２は、次のように与えられる。
Ｒ０はローカル信号発生源のインピーダンス、ＰＬ０はローカル信号電力、θは移相器１００３，１００４の位相をそれぞれ示している。
本第４の実施形態によれば、受信信号から干渉信号やローカル信号の２乗成分が除去され、ＤＣオフセットが除去された高性能の復調信号ＩおよびＱを得ることができる。
また、マルチポート復調器の特徴である、広帯域性、ローカル信号電力の低減に寄与するだけでなく、温度変動、経時変動に対して特性変動が小さい高性能な受信機を実現できる利点がある。
また、ＤＣオフセットを除去していることから、ＡＤＣ２２０，２２１に入力される信号レベルを低減でき、これにより、ＡＤＣのダイナミックレンジを低減できる利点がある。
また、可変利得回路２０２を制御する制御信号ＲＦＡＧＣを生成する利得制御信号生成回路２１５Ａにディジタル信号Ｘ０を入力させるＡＤＣ２２３は、他のＡＤＣ２２１，２２２に比べ、低速、低ビットでよい。また、制御信号ＲＦＡＧＣを生成する機能は、第３の実施形態と同様にアナログ系回路による構成することも可能である。この場合、ＡＤＣは２個で済み、回路の簡単化、低消費電力化を図れる。
なお、このディジタル部であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａは、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ、ロジック回路などで実現できる。
図２４は、本発明の第５の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２４においては、図２３の受信機と同一構成部分は同一符号をもって表している。
図２４の受信機２００Ｂと図２３の受信機２００Ａの異なる点は、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａ、利得制御信号生成回路２１５Ａ、および搬送波再生回路２１７Ａの処理に加えて、第１の乗算器２０８Ｂ、第２の乗算器２０９Ｂ、第１の減算器２１０Ｂ、第２の減算器２１１Ｂ、およびＬＰＦ２１２Ｂ，２１３Ｂの処理をアナログ処理ではなくディジタル信号処理により行うようにしたことにある。
具体的には、図２４に示すように、ＬＰＦ２０６およびＬＰＦ２０７の出力に可変利得増幅器２１９Ｂ，２２０Ｂをそれぞれ接続し、可変利得増幅器２１９Ｂの出力にＡＤＣ２２１Ｂを接続し、可変利得増幅器２２０Ｂの出力にＡＤＣ２２２Ｂを接続している。そして、ＡＤＣ２２１Ｂによるディジタル信号を第１の減算器２１０Ｂに入力させ、ＡＤＣ２２２Ｂによるディジタル信号を第２の減算器２１１Ｂに入力させている。さらに、ＬＰＦ２０５の出力に可変利得増幅器２２６を接続し、可変利得増幅器２２６の出力にＡＤＣ２２３Ｂを接続し、ＡＤＣ２２３Ｂによる検波信号Ｐ１のディジタル信号を第１の乗算器２０８Ｂ、第２の乗算器２０９Ｂ、および増幅器２１８Ｂに入力させている。
本受信機２００Ｂにおいては、ＩＭ２成分（受信信号、干渉信号、ローカル信号の２乗成分）、並びにローカル信号により発生するＤＣオフセットおよび電力検波回路の不完全性からくるＤＣオフセットを含んでいる５ポートジャンクション回路２０３の第１〜第３の電力検波回路１００７〜１００９から出力される検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３がそれぞれＬＰＦ２０５、ＬＰＦ２０６、およびＬＰＦ２０７で高域成分が除去された後、可変利得増幅器２２６、２１９Ｂ、および２２０Ｂに入力される。ＬＰＦ２０５、２０６および２０７では希望チャネルをとり出す。
可変利得増幅器２２６では、後段のＡＤＣ２２３Ｂのダイナミックレンジを有効に使えるように、ディジタル処理系であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａで生成された制御信号ＢＢＡＧＣに基づいてＬＰＦ２０５の出力信号のレベルが調整されてＡＤＣ２２３Ｂに出力される。
可変利得増幅器２１９Ｂでは、後段のＡＤＣ２２１Ｂのダイナミックレンジを有効に使えるように、ディジタル処理系であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａで生成された制御信号ＢＢＡＧＣに基づいてＬＰＦ２０６の出力信号のレベルが調整されてＡＤＣ２２１Ｂに出力される。
また、可変利得増幅器２２０Ｂでは、後段のＡＤＣ２２２Ｂのダイナミックレンジを有効に使えるように、ディジタル処理系であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａで生成された制御信号ＢＢＡＧＣに基づいてＬＰＦ２０７の出力信号のレベルが調整されてＡＤＣ２２２Ｂに出力される。
ＡＤＣ２２３Ｂでは、可変利得増幅器２２６でレベル調整されたアナログ信号がディジタル信号に変換されて第１の乗算器２０８Ｂ、第２の乗算器２０９Ｂ、および増幅器２１８Ｂに出力される。
ＡＤＣ２２１Ｂでは、可変利得増幅器２１９Ｂでレベル調整されたアナログ信号がディジタル信号に変換されて第１の減算器２１０Ｂに出力される。同様に、ＡＤＣ２２２Ｂでは、可変利得増幅器２２０Ｂでレベル調整されたアナログ信号がディジタル信号に変換されて第２の減算器２１１Ｂに出力される。
そして、第１および第２の乗算器２０８Ｂ，２０９Ｂ、第１および第２の減算器２１０Ｂ，２１１Ｂにおけるディジタル演算処理が行われ、受信信号から干渉信号やローカル信号の２乗成分、並びにＤＣオフセットが除去されてｎポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａに出力される。
マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａにおいては、その入力ディジタル信号Ｘ１、Ｘ２を受けて、上記の式（４１）および式（４２）に基づいた計算が演算回路で行われ、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換される。
本第５の実施形態によれば、上述した第４の実施形態の効果と同様の効果を得ることができる。
なお、この例では、第４の実施形態に比較し高ビット数のＡＤＣが３つ必要となり、回路サイズ、コスト、消費電流の点で不利となる。しかしながら、本第５の実施形態では、ディジタルでＩＭ２キャンセルを行っていることから、高精度に安定した（ばらつき、温度変動の小さい）ＩＭ２キャンセルが可能という利点がある。
図２５は、本発明の第６の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２５においては、図２１の受信機と同一構成部分は同一符号をもって表している。
図２５の受信機２００Ｃと図２１の受信機２００の異なる点は、ローカル信号レベルを測定し、この測定結果に基づいてローカル信号レベルを可変する機能を有し、受信信号レベルに応じてローカル信号レベルを変化させ、かつ、測定したローカル信号レベルに応じて同相信号Ｉおよび直交信号Ｑを復調するようにしたことにある。
本第６の実施形態では、５ポートジャンクション回路２０３が最適動作レベルで安定して動作するようにローカル信号レベルをコントロールする。
具体的には、ローカル信号発生回路２０４の出力側に可変利得回路２２７を設け、利得制御信号生成回路の代わりにローカル信号レベル測定回路２２８を設け、受信信号レベルに応じて可変利得回路２２７の利得を制御するローカル信号レベル制御回路２２９を設けている。
ローカル信号レベル測定回路２２８は、増幅器２１８による信号ｘ０およびマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ｃの復調信号に基づいてローカル信号のレベルを測定し、ローカル信号レベルＰＬ０を算出してメモリに記憶しておく。
本第６の実施形態に係るマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ｃにおいては、ローカル信号レベル測定回路２２８のメモリに記憶されているローカル信号レベルＰＬ０に応じて、ＬＰＦ２１２、２１３の出力信号ｘ１、ｘ２を受けて、下記の式（５１）および式（５２）に基づいた計算が演算回路で行われ、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換される。
ここで、ａ１、ｂ１、γ１、ａ２、ｂ２、γ２は、５ポートジャンクション回路１０１を構成する分岐回路１００１，１００２、移相器１００３，１００４、結合回路１００５，１００６，および電力検波回路１００７〜１００９のもつ回路定数から求められる定数であり、次のように与えられる。
本第６の実施形態によれば、５ポートジャンクション回路２０３の前段の可変利得回路２０２Ｃでの自動利得コントロール（ＡＧＣ）機能が不要または制御範囲を小さくすることができ、受信信号レベルに無関係に安定した雑音特性、歪特性を得る利点を有する。
さらに、本第６の実施形態に係るマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ｃにおいては、無受信信号時（受信信号が０であるとき）において、信号ｘ０の値からローカル信号レベルＰＬ０を求め、これをメモリ記憶回路に保存する。
そして、次式より、ＩＱ復調信号を得る。
このことにより、温度特性、経年変化などによるローカル信号の変動の補償を行うことが可能である。
図２６は、本発明の第７の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２６においては、図２３の受信機と同一構成部分は同一符号をもって表している。
図２６の受信機２００Ｄと図２３の受信機２００Ａの異なる点は、ローカル信号レベルを測定し、この測定結果に基づいてローカル信号レベルを可変する機能を有し、受信信号レベルに応じてローカル信号レベルを変化させ、かつ、測定したローカル信号レベルに応じて同相信号Ｉおよび直交信号Ｑを復調するようにしたことにある。
本第７の実施形態では、５ポートジャンクション回路２０３が最適動作レベルで安定して動作するようにローカル信号レベルをコントロールする。
具体的には、ローカル信号発生回路２０４の出力側に可変利得回路２２７Ｄを設け、利得制御信号生成回路の代わりにローカル信号レベル測定回路２２８Ｄを設け、受信信号レベルに応じて可変利得回路２２７Ｄの利得を制御するローカル信号レベル制御回路２２９Ｄを設けている。なお、ローカル信号レベル制御回路２２９Ｄの出力側にＤＡＣ２３０が接続されている。
ローカル信号レベル測定回路２２８Ｄは、ＡＤＣ２２４によるディジタル信号Ｘ０およびマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ｄの復調信号に基づいてローカル信号のレベルを測定し、ローカル信号レベルＰＬ０を算出してメモリに記憶しておく。
本第７の実施形態に係るマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ｄにおいては、ローカル信号レベル測定回路２２８Ｄのメモリに記憶されているローカル信号レベルＰＬ０に応じて、ＡＤＣ２２１、２２２の出力ディジタル信号Ｘ１、Ｘ２を受けて、下記の式（６１）および式（６２）に基づいた計算が演算回路で行われ、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換される。
ここで、ａ１、ｂ１、γ１、ａ２、ｂ２、γ２は、５ポートジャンクション回路１０１を構成する分岐回路１００１，１００２、移相器１００３，１００４、結合回路１００５，１００６，および電力検波回路１００７〜１００９のもつ回路定数から求められる定数であり、次のように与えられる。
本第７の実施形態によれば、５ポートジャンクション回路２０３の前段の可変利得回路２０２Ｄでの自動利得コントロール（ＡＧＣ）機能が不要または制御範囲を小さくすることができ、受信信号レベルに無関係に安定した雑音特性、歪特性を得る利点を有する。
さらに、本第７の実施形態に係るマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ｄにおいては、無受信信号時（受信信号が０であるとき）において、信号Ｘ０の値からローカル信号レベルＰＬ０を求め、これをメモリ記憶回路に保存する。
そして、次式より、ＩＱ復調信号を得る。
このことにより、温度特性、経年変化などによるローカル信号の変動の補償を行うことが可能である。
なお、受信信号が０であるとき、ＡＤＣ２２１およびＡＤＣ２２２の出力信号Ｘ１およびＸ２が次式で求められる値になるように、第１の乗算器２０８および第２の乗算器２０９の利得、並びに可変利得増幅器２１９，２２０の利得を調整することで、より正確なＩＭ２キャンセルを行うことができる。この校正法において、γ１＝γ２＝のとき、Ｘ１＝Ｘ２＝０となる。
なお、本第７の実施形態においては、信号Ｘ０のみに基づいてローカル信号レベルを測定することができる。
たとえば、図３のＬＰＦ１０７の出力部に、Ｘ０を測定する手段を備え、受信信号がない場合次式で与えられる信号処理を行うことで、ローカル信号レベルを測定する。
（Ｋ２２は回路定数から得られる定数）
産業上の利用可能性
以上のように、本発明に係る復調器およびそれを用いた受信機によれば、マルチポート方式復調器の特徴である、広帯域性、ローカル信号電力の低減に寄与するだけでなく、従来のマルチポート復調器に比較して、更なる広帯域性、低歪特性、低消費電力を実現でき、温度変動、経時変動に対して特性変動が小さい高性能な復調器および受信機を実現できる。
【図面の簡単な説明】
図１は一般的な復調器の要部構成を示す回路図である。
図２は５ポート復調器の構成例を示すブロック図である。
図３は本発明の第１の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を示すブロック図である。
図４は本発明に係る５ポートジャンクション回路の具体的な構成例を示すブロック図である。
図５は本発明に係る１入力３出力分岐回路の具体的な構成例を示す回路図である。
図６は本発明に係る１入力３出力分岐回路の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図７は本発明に係る１入力３出力分岐回路の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図８は本発明に係る１入力３出力分岐回路の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図９は本発明に係る１入力２出力分岐回路の具体的な構成例を示す回路図である。
図１０は本発明に係る１入力２出力分岐回路の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図１１は本発明に係る１入力２出力分岐回路の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図１２は本発明に係る１入力２出力分岐回路の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図１３は本発明に係る移相器の具体的な構成例を示す回路図である。
図１４は本発明に係る移相器の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図１５は本発明に係る移相器の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図１６は本発明に係る結合回路の具体的な構成例を示す回路図である。
図１７は本発明に係る電力検波回路の一例を示す回路図である。
図１８は図１７の電力検波回路の検波特性の一例を示す図である。
図１９は図１７の回路においてゲートバイアス電圧をパラメータとしたときの高周波入力電力Ｐｉｎ対出力検波電圧Ｖｏｕｔ特性を示す図である。
図２０は本発明の第２の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を示すブロック図である。
図２１は本発明に係る第３の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２２は本発明に係る５ポートジャンクション回路の他の実施形態を示すブロック図である。
図２３は本発明に係る第４の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２４は本発明に係る第５の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２５は本発明に係る第６の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２６は本発明に係る第７の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
符 号 の 説 明
１００，１００Ａ…複調器
１０１…５ポートジャンクション回路
１０２…ローカル信号発生回路
１０３…第１の乗算器
１０４…第２の乗算器
１０５…第１の減算器
１０６…第２の減算器
１０７，１０８…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１０９，１０９Ａ…マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路
１１０，１１１…可変利得増幅器
１１２，１１３…アナログ／ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）
２００，２００Ａ〜２００Ｄ…受信機
２０１…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
２０２…可変利得回路
２０３…５ポートジャンクション回路
２０４…ローカル信号発生回路
２０５〜２０７…ＬＰＦ
２０８，２０８Ｂ…第１の乗算器
２０９，２０９Ｂ…第２の乗算器
２１０，２１０Ｂ…第１の減算器
２１１，２１１Ｂ…第２の減算器
２１２，２１２Ｂ，２１３，２１３Ｂ…ＬＰＦ
２１４，２１４Ａ，２１４Ｃ，２１４Ｄ…マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路
２１５，２１５Ａ…利得制御信号生成回路
２１６，２１６Ａ…ＤＣオフセット除去回路
２１７，２１７Ａ…搬送波再生回路
２１９，２１９Ｂ，２２０，２２０Ｂ，２２６…可変利得増幅器
２２１〜２２３…アナログ／ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）
２２７，２２７Ｄ…可変利得回路
２２８，２２８Ｄ…レベル測定回路
２２９，２２９Ｄ…レベル制御回路
本発明は、たとえば高周波信号を送受信する通信装置等に用いられ、また、ＧＨｚ帯のような高周波数帯におけるインピーダンス測定にも有効なダイレクトコンバージョン方式の復調器およびそれを用いた受信機に関するものである。
背 景 技 術
図１は、一般的な復調器の要部構成を示す回路図である。
図１に示すように、この復調器１０は、ローカル信号発生回路１１、＋４５度位相シフタ１２、−４５度位相シフタ１３、およびＲＦミキサ１４，１５を主構成要素として有している。
この復調器１０においては、ローカル信号発生回路１１により発生された所定周波数を有するローカル信号Ｓｌｏは、位相が＋４５度位相シフタ１２により４５度シフトされてＲＦミキサ１４に供給され、また−４５度位相シフタ１３により−４５度シフトされてＲＦミキサ１５に供給される。
そして、たとえば図示しないアンテナ素子やローノイズ増幅器を介した受信信号ＳｒがＲＦミキサ１４，１５に供給され、ＲＦミキサ１４において受信信号Ｓｒと＋４５度だけ位相シフトされたローカル信号とが乗算されて同相信号（Ｉ）が得られ、ＲＦミキサ１５において受信信号Ｓｒと−４５度だけ位相シフトされたローカル信号とが乗算されて直交信号（Ｑ）が得られる。
しかし、図１に示すようにミキサを用いた復調器１０では、広帯域化が困難であり、ミキサに高いローカルレベルを印加する必要がある。そして、ミキサは高いローカル電力により非線形な動作状態にあることから、低歪な復調が困難であるという不利益がある。
そこで、近年、電力検波回路（パワーディテクタ）を用いた図１とは異なる原理に基づくｎ（ｎは３以上の整数）ポート方式の復調器（マルチポート復調器）が提案されている。
このマルチポート方式の復調器は、上述した復調方式で使用されているミキサに比較し、電力検波回路は広帯域化が容易である。このことから、マルチポート復調器は、マルチバンドまたはワイドバンド特性が要求されるソフトウェア無線との適応性がよいといえる。また、近年の無線通信では搬送波周波数としてより高い周波数を用いる傾向にあり、高周波化の要求に対しても答えることができる。
また、ミキサを用いた復調方式では、ミキサに高いローカルレベルを印加する必要がある。これに対して、マルチポート方式では、電力検波回路が線形な領域で動作している。したがって、マルチポート方式は低いローカル信号電力でも復調が可能である。
さらに、ミキサを用いた復調方式では、ミキサは高いローカル電力により非線形な動作状態にある。これに対してマルチポート方式では、電力検波回路が線形な領域で動作している。したがって、マルチポート方式は低歪な復調が可能である。
図２は、ｎポート復調器の構成例を示すブロック図である（たとえば、ＷＯ９９／３３１６６（ＰＣＴ／ＥＰ９８／０８３２９）参照）。ここでは、簡単化のために、図２に示す理想的な５（ｎ＝５）ポートモデルに基づき説明を行う。
この５ポート復調器１は、図２に示すように、５ポートジャンクション回路２、ローパスフィルタ３〜５、増幅器６〜８、アナログ／ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）９〜１１、およびマルチ（ｎ）ポート信号−ＩＱ信号変換回路１２を有している。
そして、５ポートジャンクション回路２は、カップラ２１、分岐回路２２，２３、移相器２４、電力検波回路２５〜２７、および抵抗素子Ｒ２１を有している。
この５ポート復調器１においては、受信信号Ｓｒは、カップラ２１により分岐回路２２に入力され、その一部は電力検波回路２５に入力される。分岐回路２２に入力された受信信号は、２つの信号に分岐される。分岐された一方の信号が電力検波回路２６に入力され、他方の信号が移相器２４に入力される。移相器２４では、分岐回路２２による受信信号に対して位相シフトθが与えられ、位相シフト作用を受けた信号が分岐回路２３に入力され、２つの信号に分岐される。分岐回路２３では、分岐された一方の信号が電力検波回路２７に入力される。
また、ローカル信号Ｓｌｏは、分岐回路２３に入力される。分岐回路２３に入力されたローカル信号は、２つの信号に分岐される。分岐された一方の信号が電力検波回路２７に入力され、他方の信号が移相器２４に入力される。移相器２４では、分岐回路２３によるローカル信号に対して位相シフトθが与えられ、位相シフト作用を受けた信号が分岐回路２２に入力され、２つの信号に分岐される。分岐回路２２では、分岐された一方の信号が電力検波回路２６に入力され、他方の信号がカップラ２１に供給される。
電力検波回路２５には、受信信号が供給される。電力検波回路２５では、供給された信号の振幅成分が検波され、信号Ｐ１としてローパスフィルタ３に出力される。ローパスフィルタ３では、たとえば高域成分が除去され、増幅器６で増幅された後、ＡＤＣ９によりアナログ信号からディジタル信号に変換され変換回路１２に供給される。
電力検波回路２６には、受信信号と位相シフトθが与えられたローカル信号が供給される。電力検波回路２６では、供給された信号の振幅成分が検波され、信号Ｐ２としてローパスフィルタ４に出力される。ローパスフィルタ４では、たとえば高域成分が除去され、増幅器７で増幅された後、ＡＤＣ１０によりアナログ信号からディジタル信号に変換され変換回路１２に供給される。
また、電力検波回路２７には、ローカル信号と位相シフトθが与えられた受信信号が供給される。電力検波回路２７では、供給された信号の振幅成分が検波され、信号Ｐ３としてローパスフィルタ５に出力される。ローパスフィルタ５では、たとえば高域成分が除去され、増幅器８で増幅された後、ＡＤＣ１１によりアナログ信号からディジタル信号に変換され変換回路１２に供給される。
そして、変換回路１２において、入力ディジタル信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に基づいて次式で示される計算処理が行われ、入力信号が復調信号である同相信号（Ｉ）と直交信号（Ｑ）に変換されて出力される。
ところで、上述した５ポート復調器１におけるローパスフィルタ３〜５については、次の２つの目的のために配置される。
第１は、後段のＡＤＣ９〜１１でのエイリアシングを避けることを目的とし、比較的高いカットオフ周波数（サンプリング周波数の１／２以下で、希望波信号帯域に較べて高いカットオフ周波数）をもつ場合である。
第２は、希望周波数チャネル信号を目的とし、チャネルフィルタリングを行う場合である。
前者の場合、希望受信信号の隣接チャネルに強い干渉信号が存在したときの受信性能を確保するために、ＡＤＣの分解能を大きくする必要がある。ＡＤＣの分解能を増加させることは、ＡＤＣの高速化または低消費電力化の点で不利となる。この問題の改善の一つとして、後者の方法が挙げられる。すなわち、隣接チャネルの干渉信号を除去することで、ＡＤＣのダイナミックレンジを低減することができる。しかしながら、本方法は以下の点で改善の余地がある。
３つの電力検波回路の出力信号Ｐ１，Ｐ２、およびＰ３は次式で表される。ここでは、図２に示す理想的な５ポートモデルに基づき説明を行う。電力検波回路は理想的な２乗特性をもち、回路定数はすべて１を仮定している。
式（４）または（５）からわかるように、第３項が復調信号を含んだ項である。第１項は干渉信号を含む受信信号の電力レベルを示しており、第２項はローカル信号の電力レベルを示している。また、これらの信号は希望受信号帯域の成分を含んでおり、チャネルフィルタリングではこれらの不要信号を取り除くことはできない。このことは、以下の問題を引き起こす。
３つの電力検波回路の特性が完全に一致していないとき、ローカル漏れ信号の反射など、回路の不完全性を起因として受信性能が劣化する。
また、これら不要信号のためにＡＤＣのダイナミックレンジを大きくとる必要が生じる。また、ＡＤＣ後段のディジタル信号処理部での変数のビット数が多くなる。
また、図２の回路は、３個のＡＤＣを必要とする。このことは受信機の消費電力、回路サイズ、コストの点について改善の余地がある。
発明の開示
本発明の第１の目的は、低消費電力、低歪、広帯域特性、および復調性能の向上を図れる復調器およびそれを用いた受信機を提供することにある。
本発明の第２の目的は、ディジタル信号処理で変換処理等を行う場合に、ＡＤＣのダイナミックを大きくとる必要がなく、ＡＤＣが最適なレンジで動作することが可能な復調器およびそれを用いた受信機を提供することにある。
本発明の第３の目的は、回路の簡単化を図れ、また回路サイズの増大を防止できる復調器およびそれを用いた受信機を提供することにある。
本発明の第１の観点に係る復調器は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、上記減算器の出力信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換する変換回路とを有する。
本発明の第１の観点では、好適には、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、本発明の第１の観点では、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第１の観点では、上記オフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
好適には、上記チャネル選択手段は、ローパスフィルタを含む。
本発明の第２の観点に係る復調器は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、上記減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する少なくとも一つの可変利得増幅器と、上記可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するアナログ／ディジタルコンバータと、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、アナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記減算器の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する。
本発明の第２の観点では、好適には、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
好適には、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記可変利得増幅器に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、好適には、上記オフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記可変利得増幅器に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、好適には、上記チャネル選択手段は、ローパスフィルタを含む。
また、本発明の第２の観点では、上記変換回路は、無受信信号時において、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
本発明の第３の観点に係る復調器は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記複数の電力検波回路の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する複数の可変利得増幅器と、上記複数の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する複数のアナログ／ディジタルコンバータと、上記アナログ／ディジタルコンバータによりディジタル信号に変換された上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、上記アナログ／ディジタルコンバータによりディジタル信号に変換された上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、上記減算器によるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、上記アナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記電力検波回路の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する。
本発明の第３の観点では、好適には、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
好適には、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記チャネル選択手段によるディジタル信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第３の観点では、上記オフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記チャネル選択手段によるディジタル信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
好適には、上記チャネル選択手段は、ローパスフィルタを含む。
また、本発明の第３の観点では、上記変換回路は、無受信信号時において、上記チャネル選択手段によるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
本発明の第４の観点に係る復調器は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、上記第１および第２の減算器の出力信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換する変換回路とを有する。
本発明の第４の観点では、好適には、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
好適には、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝α１ｘ１＋β１ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２ｘ１＋β２ｘ２＋γ２
ただし、ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第４の観点では、上記第１のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
好適には、上記第１および第２のチャネル選択手段の少なくとも一方は、ローパスフィルタを含む。
本発明の第５の観点に係る復調器は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、上記第１の減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第１の可変利得増幅器と、上記第２の減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第２の可変利得増幅器と、上記第１の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第２の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第２のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記第１および第２の減算器の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記第１および第２の可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する。
本発明の第５の観点では、好適には、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
本発明の第５の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段とを有し、上記変換回路は、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２Ｘ１＋β２Ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明では、上記第１のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、上記変換回路は、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
好適には、上記第１および第２のチャネル選択手段の少なくとも一方は、ローパスフィルタを含む。
また、上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
本発明の第６の観点に係る復調器は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第１の可変利得増幅器と、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第２の可変利得増幅器と、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第３の可変利得増幅器と、上記第１の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第２の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第２のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第３の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第３のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第１のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、上記第１のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、上記第２のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、上記第３のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、上記第１および第２の減算器によるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、少なくとも上記第２および第３のアナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記第２および第３の電力検波回路の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記第２および第３の可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する。
本発明の第６の観点では、好適には、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
本発明の第６の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の変換に入力させる第２のチャネル選択手段とを有し、上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２Ｘ１＋β２Ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第６の観点では、上記第１のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段とを有し、上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
好適には、上記第１および第２のチャネル選択手段の少なくとも一方は、ローパスフィルタを含む。
また、上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のチャネル選択手段によるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
本発明の第７の観点に係る受信機は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、上記減算器の出力信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換する変換回路とを有する復調器と、受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路とを有する。
本発明の第７の観点では、上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、上記複数の電力検波回路のうち一つの電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む。
また、好適には、上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する。
本発明の第７の観点では、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第７の観点では、レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む。
また、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段と、無受信信号時に、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号からローカル信号レベルを測定して算出し、算出したローカル信号レベルを保持しておくレベル測定回路とを有し、上記変換回路は、保持したローカル信号レベル、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第７の観点では、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
本発明の第８の観点に係る受信機は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、上記減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する少なくとも一つの可変利得増幅器と、上記可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するアナログ／ディジタルコンバータと、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、アナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記減算器の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する復調器と、受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路とを有する。
本発明の第８の観点では、上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む。
好適には、上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する。
また、本発明の第８の観点では、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記可変利得増幅器に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記アナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第８の観点では、レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む。
好適には、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記可変利得増幅器に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記アナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第８の観点では、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、本発明の第８の観点では、上記変換回路は、無受信信号時において、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
本発明の第９の観点に係る受信機は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記複数の電力検波回路の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する複数の可変利得増幅器と、上記複数の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する複数のアナログ／ディジタルコンバータと、上記アナログ／ディジタルコンバータによりディジタル信号に変換された上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、上記アナログ／ディジタルコンバータによりディジタル信号に変換された上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、上記減算器によるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、上記アナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記電力検波回路の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する復調器と、受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路とを有する。 本発明の第９の観点では、上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む。
好適には、上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する。
また、好適には、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第９の観点では、レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む。
また、本発明の第９の観点では、上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、本発明の第９の観点では、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、本発明の第９の観点では、上記変換回路は、無受信信号時において、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
本発明の第１０の観点に係る受信機は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、上記第１および第２の減算器の出力信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換する変換回路とを有する復調器と、受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路とを有する。
本発明の第１０の観点では、上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む。
好適には、上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する。
本発明の第１０の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段とを有し、上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝α１ｘ１＋β１ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２ｘ１＋β２ｘ２＋γ２
ただし、ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１０の観点では、レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む。
また、本発明の第１０の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段とを有し、上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝ａ１ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１０の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、無受信信号時に、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号からローカル信号レベルを測定して算出し、算出したローカル信号レベルを保持しておくレベル測定回路とを有し、上記変換回路は、保持したローカル信号レベル、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝ａ１ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１０の観点では、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
本発明の第１１の観点に係る受信機は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、上記第１の減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第１の可変利得増幅器と、上記第２の減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第２の可変利得増幅器と、上記第１の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第２の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第２のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記第１および第２の減算器の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記第１および第２の可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する復調器と、受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路とを有する。
本発明の第１１の観点では、上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む。
好適には、上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する。
また、本発明の第１１の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段と、上記変換回路は、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２Ｘ１＋β２Ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１１の観点では、レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む。
また、本発明の第１１の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段とを有し、上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝ａ１Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１Ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２Ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１１の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段と、無受信信号時に、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号からローカル信号レベルを測定して算出し、算出したローカル信号レベルを保持しておくレベル測定回路とを有し、上記変換回路は、保持したローカル信号レベル、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝ａ１Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１Ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２Ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１１の観点では、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、本発明の第１１の観点では、上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（ γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
本発明の第１２の観点に係る受信機は、受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第１の可変利得増幅器と、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第２の可変利得増幅器と、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第３の可変利得増幅器と、上記第１の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第２の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第２のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第３の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第３のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第１のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、上記第１のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、上記第２のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、上記第３のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、上記第１および第２の減算器によるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、少なくとも上記第２および第３のアナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記第２および第３の電力検波回路の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記第２および第３の可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する復調器と、受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路とを有する。
本発明の第１２の観点では、上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む。
好適には、上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する。
本発明の第１２の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２Ｘ１＋β２Ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１２の観点では、レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む。
本発明の第１２の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝ａ１Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１Ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２Ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１２の観点では、上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、無受信信号時に、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号からローカル信号レベルを測定して算出し、算出したローカル信号レベルを保持しておくレベル測定回路とを有し、上記変換回路は、保持したローカル信号レベル、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する。
また、上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る。
Ｉ＝ａ１Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１Ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２Ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
また、本発明の第１２の観点では、上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段を有する。
また、好適には、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む。
また、本発明の第１２の観点では、上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のチャネル選択手段によるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（ γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。なお、以下の説明では、簡単化のため、理想的な５ポートモデルを例に説明するが、本発明は、５ポートに限定されるものではなくｎポート（ｎは４以上の整数（４を含む））の復調器に対して同様に適用でき、同様の効果を得ることができる。
図３は、本発明の第１の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の５ポート復調器を示すブロック図である。
本５ポート復調器１００は、図３に示すように、５ポートジャンクション回路１０１、ローカル信号発生回路１０２、第１の乗算器１０３、第２の乗算器１０４、第１の減算器１０５、第２の減算器１０６、チャネル選択のための第１のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７、チャネル選択のための第２のＬＰＦ１０８、およびマルチ（ｎ）ポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９を有している。
５ポートジャンクション回路１０１は、受信信号Ｓｒとローカル信号発生回路１０２で生成されたローカル信号Ｓｌｏを受けて、位相差を持った３つの信号を生成し、これら信号の信号レベル（振幅成分）をそれぞれ検波して３つの電力検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を得、電力検波信号Ｐ１を第１の乗算器１０３および第２の乗算器１０４に出力し、電力検波信号Ｐ２を第１の減算器１０５に出力し、電力検波信号Ｐ３を第２の減算器１０６に出力する。
図４は、５ポートジャンクション回路１０１の具体的な構成例を示すブロック図である。
この５ポートジャンクション回路１０１は、図４に示すように、受信信号用第１の信号入力端子ＴＩＮＳｒ、ローカル信号用第２の信号入力端子ＴＩＮＳｌｏ、第１の分岐回路１００１、第２の分岐回路１００２、第１の移相器１００３、第２の移相器１００４、第１の結合回路１００５、第２の結合回路１００６、第１の電力検波回路１００７、第２の電力検波回路１００８、および第３の電力検波回路１００９を有している。
そして、第１の分岐回路１００１、第２の分岐回路１００２、第１の移相器１００３、第２の移相器１００４、第１の結合回路１００５、および第２の結合回路１００６により本発明に係る生成手段が構成されている。
第１の分岐回路１００１は、入力端子Ｉ１、第１出力端子Ｏ１、第２出力端子Ｏ２、および第３出力端子Ｏ３を有し、入力端子Ｉ１が第１の信号入力端子ＴＩＮＳｒに接続され、入力端子Ｉ１に入力された受信信号Ｓｒを３つの信号に分岐し、分岐した第１の受信信号を第１出力端子Ｏ１から第１の電力検波回路１００７に出力し、第２の受信信号を第２出力端子Ｏ２から第１の結合回路１００５に出力し、第３の受信信号を第３出力端子Ｏ３から第２の結合回路１００６に出力する。
１入力３出力の第１の分岐回路１００１は、たとえば図５〜図８に示すような回路により構成される。
図５の分岐回路１００１ａは、それぞれ一端側が入力端子Ｉ１に対して並列に接続されたλｇ／４伝送線路１００１１，１００１２，１００１３、および抵抗素子Ｒ１０１，Ｒ１０２，Ｒ１０３により構成されている。ここで、λｇは実効的波長を表している。
λｇ／４伝送回路１００１１の他端が第１出力端子Ｏ１に接続され、λｇ／４伝送回路１００１２の他端が第１出力端子Ｏ２に接続され、λｇ／４伝送線路１００１３の他端が第１出力端子Ｏ３に接続されている。
そして、第１出力端子Ｏ１と第２出力端子Ｏ２間に抵抗素子Ｒ１０１が接続され、第２出力端子Ｏ２と第３出力端子Ｏ３間に抵抗素子Ｒ１０２が接続され、第１出力端子Ｏ１と第３出力端子Ｏ３間に抵抗素子Ｒ１０３が接続されている。
この分岐回路１００１ａでは、入力端子Ｉ１に入力された受信信号Ｓｒは、略均等に３分岐されて第１出力端子Ｏ１、第２出力端子Ｏ２、および第３出力端子Ｏ３から出力される。
図６の分岐回路１００１ｂは、図５の回路の第１出力端子Ｏ１と第３出力端子Ｏ３間に抵抗素子Ｒ１０３を接続していない回路であり、この回路においても、良好に受信信号の３分岐信号を得ることができる。
図７の分岐回路１００１ｃは、λｇ／４伝送線路１００１１，１００１２，１００１３の代わりに、それぞれインダクタＬ１０１とキャパシタＣ１０１、インダクタＬ１０２とキャパシタＣ１０２、およびインダクタＬ１０３とキャパシタＣ１０３からなる遅延線路１００１４，１００１５，１００１６を配置して構成されている。また、各インダクタＬ１０１〜Ｌ１０３の一端と入力端子Ｉ１との接続点は、第１電極が接地されたキャパシタＣ１０４の第２電極に接続されている。
この回路においても、良好に受信信号の３分岐信号を得ることができる。
図８の分岐回路１００１ｄは、４つの抵抗素子Ｒ１０４，Ｒ１０５，Ｒ１０６、およびＲ１０７により構成されている。
分岐回路１００１ｄでは、入力端子Ｉ１に抵抗素子Ｒ１０４の一端が接続され、抵抗素子Ｒ１０４の他端に抵抗素子Ｒ１０５〜Ｒ１０７の一端が並列に接続されている。そして、抵抗素子Ｒ１０５の他端が第１出力端子Ｏ１に接続され、抵抗素子Ｒ１０６の他端が第１出力端子Ｏ２に接続され、抵抗素子Ｒ１０７の他端が第１出力端子Ｏ３に接続されている。
第２の分岐回路１００２は、入力端子Ｉ１、第１出力端子Ｏ１、および第２出力端子Ｏ２を有し、入力端子Ｉ１が第２の信号入力端子ＴＩＮＳｌｏに接続され、入力端子Ｉ１に入力されたローカル信号Ｓｌｏを２つの信号に分岐し、分岐した第１のローカル信号を第１出力端子Ｏ１から第１の移相器１００３に出力し、第２のローカル信号を第２出力端子Ｏ２から第２の位相器１００４に出力する。
１入力２出力の第２の分岐回路１００２は、たとえば図９〜図１２に示すような回路により構成される。
図９の分岐回路１００２ａは、それぞれ一端側が入力端子Ｉ１に対して並列に接続されたλｇ／４伝送線路１００２１，１００２２、および抵抗素子Ｒ１０７により構成されている。ここで、λｇは実効的波長を表している。
λｇ／４伝送線路１００２１の他端が第１出力端子Ｏ１に接続され、λｇ／４伝送線路１００２２の他端が第１出力端子Ｏ２に接続されている。
そして、第１出力端子Ｏ１と第２出力端子Ｏ２間に抵抗素子Ｒ１０７が接続されている。
この分岐回路１００２ａでは、入力端子Ｉ１に入力されたローカル信号Ｓｌｏは、略均等に２分岐されて第１出力端子Ｏ１、および第２出力端子Ｏ２から出力される。
図１０の分岐回路１００２ｂは、λｇ／４伝送線路１００２１，１００２２の代わりに、それぞれインダクタＬ１０４とキャパシタＣ１０５、およびインダクタＬ１０５とキャパシタＣ１０６からなる遅延線路１００２３，１００２４を配置して構成されている。また、各インダクタＬ１０４，Ｌ１０５の一端と入力端子Ｉ１との接続点は、第１電極が接地されたキャパシタＣ１０７の第２電極に接続されている。
この回路においても、良好に受信信号の２分岐信号を得ることができる。
図１１の分岐回路１００２ｃは、３つの抵抗素子Ｒ１０８，Ｒ１０９、およびＲ１１０により構成されている。
分岐回路１００２ｃでは、入力端子Ｉ１に抵抗素子Ｒ１０８の一端が接続され、抵抗素子Ｒ１０８の他端に抵抗素子Ｒ１０９，Ｒ１１０の一端が並列に接続されている。そして、抵抗素子Ｒ１０９の他端が第１出力端子Ｏ１に接続され、抵抗素子Ｒ１１０の他端が第１出力端子Ｏ２に接続されている。
図１２の分岐回路１００２ｄは、抵抗素子Ｒ１０８を抵抗素子Ｒ１０９およびＲ１１０の一端と入力端子Ｉ１間に接続する代わりに、第１出力端子Ｏ１と第２出力端子Ｏ２間に接続して構成されている。
第１の移相器１００３は、第２の結合回路１００２の第１出力端子Ｏ１から出力されたローカル信号の位相をθ１度だけシフトさせて第１の結合回路１００５に出力する。
第２の移相器１００４は、第２の結合回路１００２の第２出力端子Ｏ２から出力されたローカル信号の位相をθ２度だけシフトさせて第２の結合回路１００６に出力する。
第１および第２の移相器１００３，１００４は、たとえば図１３〜図１５に示すような回路により構成される。
図１３に示す移相器１００３ａ（１００４ａ）は、インダクタＬ１０６、およびキャパシタＣ１０８，Ｃ１０９からなるπ型ＬＣ移相器により構成されている。移相器１００３ａにおいて、第１端子ａと第２端子ｂ間にインダクタＬ１０６が接続され、第１端子ａと接地電位ＧＮＤ間にキャパシタＣ１０８が接続され、第２端子ｂと接地電位ＧＮＤ間にキャパシタＣ１０９が接続されている。
図１４に示す移相器１００３ｂ（１００４ｂ）は、第１端子ａと第２端子ｂ間に接続された伝送線路１００３１により構成されている。
図１５に示す移相器１００３ｃ（１００４ｃ）は、第１端子ａと第２端子ｂ間に接続された抵抗素子Ｒ１１１、および第２端子ｂと接地ＧＮＤ間に接続されたキャパシタＣ１１０からなるフィルタにより構成されている。
第１の結合回路１００５は、第１の分岐回路１００１の第２出力端子Ｏ２から出力された受信信号と第１の移相器１００３によりθ１度だけ位相がシフトされたローカル信号とを結合し、第２の電力検波回路１００８に出力する。
第２の結合回路１００６は、第１の分岐回路１００１の第３出力端子Ｏ３から出力された受信信号と第２の移相器１００４によりθ２度だけ位相がシフトされたローカル信号とを結合し、第３の電力検波回路１００９に出力する。
第１および第２の結合回路１００５，１００６は、たとえば図１６に示すような回路により構成される。
図１６に示す結合回路１００５ａ（１００６ａ）は、電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタという）Ｑ１０１，Ｑ１０２、電流源Ｉ１０１、および抵抗素子Ｒ１１２，Ｒ１１３，Ｒ１１４およびＲ１１５により構成されている。
トランジスタＱ１０１のゲートが信号ＦｉｎＡ（第１の移相器１００３または第２の移相器１００４の出力信号）の入力端子ＴＩＮＡに接続され、ソースが抵抗素子Ｒ１１２を介して電流源Ｉ１０１に接続され、ドレインが抵抗素子Ｒ１１３を介して電源電圧ＶＤＤの供給ラインに接続されている。
また、トランジスタＱ１０２のゲートがＲＦｉｎＢ（第１の分岐回路１００１で分岐された受信信号）の入力端子ＴＩＮＢに接続され、ソースが抵抗素子Ｒ１１４を介して電流源Ｉ１０１に接続され、ドレインが抵抗素子Ｒ１１５を介して電源電圧ＶＤＤの供給ラインに接続されている。そして、トランジスタＱ１０２のドレインが出力ＴＯＵＴに接続されている。
この結合回路１００５ａ（１００６ａ）では、入力端子ＴＩＮＢを介して受信信号がトランジスタＱ１０２のゲートに供給され、入力端子ＴＩＮＡを介して位相シフト作用を受けたローカル信号がトランジスタＱ１０１のゲートに供給され、両信号成分が結合されて、結合信号がトランジスタＱ１０２のドレインから出力される。
このような構成において、受信信号Ｓｒ（ｔ）が第１の信号入力端子ＴＩＮＳｒに入力される。なお、Ｓｒ（ｔ）は時間ｔにおける入力端子ＴＩＮＳｒの電圧である。受信信号Ｓｒ（ｔ）は第１の分岐回路１００１の入力端子Ｉ１に供給され、３つの信号に分岐される。分岐された第１の受信信号は第１出力端子Ｏ１から第１の電力検波回路１００７に供給される。分岐された第２の受信信号は第２出力端子Ｏ２から第１の結合回路１００５に出力される。そして、分岐された第３の受信信号は第３出力端子Ｏ３から第２の結合回路１００６に出力される。
一方、ローカル信号Ｓｌｏ（ｔ）が第２の信号入力端子ＴＩＮＳｌｏに入力される。Ｓｌｏ（ｔ）は時間ｔにおける入力端子ＴＩＮＳｌｏの電圧である。ローカル信号Ｓｌｏ（ｔ）は第２の分岐回路１００２の入力端子Ｉ１に供給され、２つの信号に分岐される。分岐された第１のローカル信号は第１出力端子Ｏ１から第１の移相器１００３に出力される。分岐された第２のローカル信号は第２出力端子Ｏ２から第２の移相器１００４に出力される。
第１の移相器１００３では、第２の分岐回路１００２の第１出力端子Ｏ１から出力されたローカル信号の位相がθ１度だけシフトされて第１の結合回路１００５に出力される。第２の移相器１００４では、第２の分岐回路１００２の第２出力端子Ｏ２から出力されたローカル信号の位相がθ２度だけシフトされて第２の結合回路１００６に出力される。
そして、第１の結合回路１００５においては、第１の分岐回路１００１の第２出力端子Ｏ２から出力された受信信号と第１の移相器１００３によりθ１度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第２の電力検波回路１００８に出力される。第２の結合回路１００６においては、第１の分岐回路１００１の第３出力端子Ｏ３から出力された受信信号と第２の移相器１００４によりθ２度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第３の電力検波回路１００９に出力される。
したがって、第１の電力検波回路１００７の入力には、受信信号Ｓｒが供給される。第１の電力検波回路１００７は、入力された受信信号Ｓｒの振幅成分を検波信号Ｐ１として第１の乗算器１０３および第２の乗算器１０４に出力する。
同様に、第２の電力検波回路１００８の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が供給される。第２の電力検波回路１００８は、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分を検波信号Ｐ２として第１の減算器１０５に出力する。
同様に、第３の電力検波回路１００９の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ２が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が印加される。第３の電力検波回路１００９は、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分を検波信号Ｐ３として第２の減算器１０６に出力する。
なおここで５ポートとは、受信信号用入力端子ＴＩＮＳｒ、ローカル信号用入力端子ＴＩＮＳｌｏの２ポートに、第１の分岐回路１００１の第１の電力検波回路１００７への出力端子（第１出力端子Ｏ１）、第２の結合回路１００５の第２の電力検波回路１００８への出力端子、および第２の結合回路１００６の第３の電力検波回路１００９への出力端子の３ポートを加えた５ポートのことである。
また、第１〜第３の電力検波回路１００７〜１００９から出力される検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は、ＩＭ２成分（受信信号、干渉信号、ローカル信号の２乗成分）を含んでいる。
ここで、マルチポート復調器に適用可能な電力検波回路の具体的な構成について説明する。
図１７は、本発明に係る電力検波回路の一例を示す回路図である。
電力検波回路２００（ＰＤ１，ＰＤ２，ＰＤ３）は、能動素子としての２つの第１および第２のトランジスタ（電界効果トランジスタ）Ｑ２０１，Ｑ２０２、キャパシタＣ２０１，Ｃ２０２，Ｃ２０３、抵抗素子Ｒ２０１，Ｒ２０２，Ｒ２０３，Ｒ２０４，Ｒ２０５，Ｒ２０６，Ｒ２０７およびＲ２０８、電圧源Ｖ２０１、整合回路（ＭＴＲ）２０１、およびゲートバイアス供給回路２０２，２０３により構成されている。
整合回路２０１は、抵抗素子Ｒ２０８により構成されている。抵抗素子Ｒ２０８は、入力端子ＴＩＮ２０１および直流（ＤＣ）カットオフ用キャパシタＣ２０１の一方の電極の接続点と接地電位ＧＮＤとの間に接続されている。
ゲートバイアス供給回路２０２は、電圧源Ｖ２０１と接地電位ＧＮＤとの間に直列に接続された抵抗素子Ｒ２０１およびＲ２０２により構成されている。抵抗素子Ｒ２０１およびＲ２０２の接続点はキャパシタＣ２０１の他方の電極およびトランジスタＱ２０１のゲートに接続されている。
このような構成を有するゲートバイアス供給回路２０２は、抵抗素子Ｒ２０１およびＲ２０２により電圧源Ｖ２０１の電圧Ｖｄｄを抵抗分割することによりトランジスタＱ２０１のバイアス電圧を発生する。
ゲートバイアス供給回路２０３は、電圧源Ｖ２０１と接地電位ＧＮＤとの間に直列に接続された抵抗素子Ｒ２０３およびＲ２０４により構成されている。抵抗素子Ｒ２０３およびＲ２０４の接続点はトランジスタＱ２０２のゲートに接続されている。
このような構成を有するゲートバイアス供給回路２０３は、抵抗素子Ｒ２０３およびＲ２０４により電圧源Ｖ２０１の電圧Ｖｄｄを抵抗分割することによりトランジスタＱ２０２のバイアス電圧を発生する。
なお、ゲートバイアス供給回路は、抵抗分割ではなく、たとえばチョークコイル（十分大きなインダクタンス値をもつインダクタ）、チョークコイルとシャント結合キャパシタンス、または分布定数線路などで構成することも可能である。
そして、トランジスタＱ２０１のソースとトランジスタＱ２０２のソースが接続され、その接続点が電流源としての抵抗素子Ｒ２０５を介して接地電位ＧＮＤに接続されている。
トランジスタＱ２０１のドレインは抵抗素子Ｒ２０６の一端、キャパシタＣ２０２の一方の電極、および第１出力端子ＴＯＴ２０１に接続されている。抵抗素子Ｒ２０６の他端が電圧Ｖｄｄの電圧源Ｖ２０１に接続され、キャパシタＣ２０２の他方の電極は接地電位ＧＮＤに接続されている。
トランジスタＱ２０２のドレインは抵抗素子Ｒ２０７の一端、キャパシタＣ２０３の一方の電極、および第２出力端子ＴＯＴ２０２に接続されている。抵抗素子Ｒ２０７の他端が電圧Ｖｄｄの電圧源Ｖ２０１に接続され、キャパシタＣ２０３の他方の電極は接地電位ＧＮＤに接続されている。
トランジスタＱ２０１のドレインに抵抗素子Ｒ２０６を介してドレインバイアス電圧が供給され、トランジスタＱ２０２のドレインに抵抗素子Ｒ２０７を介してドレインバイアス電圧が供給される。
このような接続関係もって構成された電力検波回路２００において、能動素子としてのトランジスタＱ２０１とＱ２０２は、たとえば実質的に殆ど同特性を持つように、同一のデバイス構造を有している。
また、本実施形態に係る回路では、ゲートバイアス供給回路２０２，２０３を構成する抵抗素子Ｒ２０１，Ｒ２０２の抵抗値Ｒｇａ１，Ｒｇｂ１と抵抗素子Ｒ２０３，Ｒ２０４の抵抗値Ｒｇａ２，Ｒｇｂ２はＲｇａ１＝Ｒｇａ２、Ｒｇｂ１＝Ｒｇｂ２の条件を満足し、トランジスタＱ２０１とＱ２０２のゲートバイアス電圧をできるだけ等しくする必要がある。
また、トランジスタＱ２０１，Ｑ２０２のドレインに接続された抵抗素子Ｒ２０６の抵抗値Ｒｄａと抵抗素子Ｒ２０７の抵抗値ＲｄｂはＲｄａ＝Ｒｄｂの条件を満たす。
同様に、キャパシタＣ２０２の容量値ＣｏｕｔａとキャパシタＣ２０３の容量値Ｃｏｕｔｂは、Ｃｏｕｔａ＝Ｃｏｕｔｂの条件を満たすことが望ましく、容量値ＣｏｕｔａおよびＣｏｕｔｂは、入力周波数ｆｉｎの入力高周波信号を含むより高い周波数ではそのインピーダンスが殆ど０オームとなるような十分大きな容量値に設定される。
あるいは、電力検波回路２００において、トランジスタＱ２０１のゲート幅ＷｇａとトランジスタＱ２０２のゲート幅Ｗｇｂの比（Ｗｇａ／Ｗｇｂ）をＮとしたとき、Ｒｄａ／Ｒｄｂ＝１／Ｎ，Ｃｏｕｔａ＝Ｃｏｕｔｂの条件を満たすように構成される。
具体的には、トランジスタＱ２０２のゲート幅Ｗｇｂを、トランジスタＱ２０１のゲート幅Ｗｇａより小さく設定し、かつドレインバイアス用抵抗素子Ｒ２０７の抵抗値Ｒｄｂを、抵抗素子Ｒ２０６の抵抗値Ｒｄａより大きく設定することにより、消費電流を改善することができる。
たとえば、トランジスタＱ２０１のゲート幅ＷｇａとトランジスタＱ２０２のゲート幅Ｗｇｂとの比Ｗｇａ／ＷｇｂがＮに設定され、さらに、抵抗素子Ｒ２０７の抵抗値Ｒｄｂが、抵抗素子Ｒ２０６の抵抗値ＲｄａのＮ倍に設定されることにより、トランジスタＱ２０１，Ｑ２０２に同特性のものを用いた場合に比較し、（Ｎ＋１）／（２Ｎ）倍に消費電流を低減することができる。
次に、上記構成を有する電力検波回路の動作を説明する。
入力端子ＴＩＮ２０１に入力された高周波信号ＲＦｉｎは、整合回路２０１およびＤＣカットオフ用キャパシタＣ２０１を介してトランジスタＱ２０１のゲートに供給される。
このとき、トランジスタＱ２０１のゲートには、ゲートバイアス供給回路２０２により生成されたゲートバイアス電圧が供給されている。同様に、トランジスタＱ２０２のゲートには、ゲートバイアス供給回路２０３により生成されたゲートバイアス電圧が供給されている。
また、トランジスタＱ２０１およびＱ２０２のドレインには、それぞれ抵抗素子Ｒ２０６，Ｒ２０７を介してドレインバイアス電圧が供給されている。
そして、トランジスタＱ２０１およびＱ２０２のドレインと接地電位ＧＮＤとの間に、それぞれ十分大きな容量値を有する結合キャパシタＣ２０２、Ｃ２０３が接続されていることから、トランジスタＱ２０１およびＱ２０２のドレインは高周波的に安定状態となる。
その結果、トランジスタＱ２０１のドレインの電圧、すなわち第１出力端子ＴＯＴ２０１の電圧と、トランジスタＱ２０２のドレインの電圧、すなわち第２出力端子ＴＯＴ２０２との電圧差が検波出力信号Ｖｏｕｔとして、図示しない後段の処理回路に供給される。
以下に、図１７の電力検波回路の検波特性について、図１８および図１９に関連付けて考察する。
図１８は、図１７の電力検波回路の検波特性の一例を示す図である。
図１８において、横軸は入力高周波電力Ｐｉｎを、縦軸は出力検波電圧Ｖｏｕｔを表している。入力高周波信号の周波数は５．５ＧＨｚである。
図１８からわるように、図１７の電力検波回路は直線性が良い。
図１９は、ゲートバイアス電圧をパラメータとしたときの図１７の電力検波回路の検波特性を示す図である。
図１９においても、横軸は入力高周波電力Ｐｉｎを、縦軸は出力検波電圧Ｖｏｕｔを表している。
図１９から、図１７の電力検波回路の特性は、ゲートバイアス変動に対してＰｉｎ対Ｖｏｕｔ特性の変動が小さいことがわかる。
すなわち、図１７の電力検波回路では、ＤＣオフセット量が生じていない。
第１の乗算器１０３は、５ポートジャンクション回路１０１の第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ１（＝（κ２１／κ１１）２）を乗算し、その結果Ａ１×Ｐ１〔（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕を第１の減算器１０５に出力する。
第２の乗算器１０４、５ポートジャンクション回路１０１の第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ２（＝（κ３１／κ１１）２）を乗算し、その結果Ａ２×Ｐ１〔（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕を第２の減算器１０６に出力する。
第１の減算器１０５は、５ポートジャンクション回路１０１の第２の電力検波回路１００８から出力された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ２から第１の乗算器１０３の乗算結果を減算し、その結果〔Ｐ２−（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕をＬＰＦ１０７に出力する。
第２の減算器１０６は、５ポートジャンクション回路１０１の第３の電力検波回路１００９から出力された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ３から第２の乗算器１０４の乗算結果を減算し、その結果〔Ｐ３−（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕をＬＰＦ１０８に出力する。
なお、ここで、κｉｊ（κ１１，κ２１，κ３１）は５ポートジャンクション回路１０１の回路定数であり、次式で定義される。
ＬＰＦ１０７は、第１の減算器１０５の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出しマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９に出力する。
ＬＰＦ１０８は、第２の減算器１０６の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出しマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９に出力する。
マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９は、ＬＰＦ１０７、１０８の出力信号ｘ１、ｘ２を受けて、演算回路により、下記の式（７）および式（８）に基づいた計算を行い、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換する。
そして、上記（７）式および（８）式は以下のように変形できる。
５ポートジャンクション回路１０１において、受信信号Ｓｒが入力端子ＴＩＮＳｒに入力され、ローカル信号発生回路１０２で発生されたローカル信号Ｓｌｏが入力端子ＴＩＮＳｌｏに入力される。
受信信号Ｓｒは第１の分岐回路１００１の入力端子Ｉ１に供給され、３つの信号に分岐される。分岐された第１の受信信号は第１出力端子Ｏ１から第１の電力検波回路１００７に出力され、第２の受信信号は第２出力端子Ｏ２から第１の結合回路１００５に出力され、第３の受信信号は第３出力端子Ｏ３から第２の結合回路１００６に出力される。
一方、ローカル信号Ｓｌｏは第２の分岐回路１００２の入力端子Ｉ１に供給され、２つの信号に分岐される。分岐された第１のローカル信号は第１出力端子Ｏ１から第１の移相器１００３に出力され、第２のローカル信号は第２出力端子Ｏ２から第２の移相器１００４に出力される。
第１の移相器１００３では、第２の結合回路１００２の第１出力端子Ｏ１から出力されたローカル信号の位相がθ１度だけシフトされて第１の結合回路１００５に出力される。第２の移相器１００４では、第２の結合回路１００２の第２出力端子Ｏ２から出力されたローカル信号の位相がθ２度だけシフトされて第２の結合回路１００６に出力される。
そして、第１の結合回路１００５においては、第１の分岐回路１００１の第２出力端子Ｏ２から出力された受信信号と第１の移相器１００３によりθ１度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第２の電力検波回路１００８に出力される。第２の結合回路１００６においては、第１の分岐回路１００１の第３出力端子Ｏ３から出力された受信信号と第２の移相器１００４によりθ２度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第３の電力検波回路１００９に出力される。
第１の電力検波回路１００７の入力には、受信信号Ｓｒが供給される。第１の電力検波回路１００７では、入力された受信信号Ｓｒの振幅成分が検波信号Ｐ１として第１の乗算器１０３および第２の乗算器１０４に出力される。
また、第２の電力検波回路１００８の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が供給される。第２の電力検波回路１００８では、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分が検波信号Ｐ２として第１の減算器１０５に出力される。
また、第３の電力検波回路１００９の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ２が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が印加される。第３の電力検波回路１００９では、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ２が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分が検波信号Ｐ３として第２の減算器１０６に出力される。
なお、第１〜第３の電力検波回路１００７〜１００９から出力される検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は、ＩＭ２成分（受信信号、干渉信号、ローカル信号の２乗成分）を含んでいる。
第１の乗算器１０３では、５ポートジャンクション回路１０１の第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ１（＝（κ２１／κ１１）２）が乗算される。そして、第１の乗算器１０３から乗算結果Ａ１×Ｐ１〔（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕が第１の減算器１０５に出力される。
同様に、第２の乗算器１０４では、５ポートジャンクション回路１０１の第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ２（＝（κ３１／κ１１）２）が乗算される。そして、第２の乗算器１０４から乗算結果Ａ２×Ｐ１〔（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕が第２の減算器１０６に出力される。
第１の減算器１０５では、５ポートジャンクション回路１０１の第２の電力検波回路１００８から出力された検波信号Ｐ２から第１の乗算器１０３の乗算結果が減算される。そして、第１の減算器１０５から減算結果〔Ｐ２−（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕がＬＰＦ１０７に出力される。
また、第２の減算器１０６では、５ポートジャンクション回路１０１の第３の電力検波回路１００９から出力された検波信号Ｐ３から第２の乗算器１０４の乗算結果が減算される。そして、第２の減算器１０６から減算結果〔Ｐ３−（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕がＬＰＦ１０８に出力される。
ＬＰＦ１０７では、第１の減算器１０５の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９に出力される。同様に、ＬＰＦ１０８では、第２の減算器１０６の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９に出力される。
マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９においては、ＬＰＦ１０７、ＬＰＦ１０８の出力信号ｘ１、ｘ２を受けて、下記の式（１７）および式（１８）に基づいた計算が演算回路で行われ、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換される。
以上説明したように、本実施形態によれば、受信信号Ｓｒとローカル信号発生回路１０２で生成されたローカル信号Ｓｌｏを受けて、位相差を持った３つの信号を生成し、これら信号の信号レベル（振幅成分）をそれぞれ検波して３つの電力検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を得る５ポートジャンクション回路１０１と、５ポートジャンクション回路１０１の第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ１（＝（κ２１／κ１１）２）を乗算する第１の乗算器１０３と、第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ２（＝（κ３１／κ１１）２）を乗算する第２の乗算器１０４と、５ポートジャンクション回路１０１の第２の電力検波回路１００８から出力された検波信号Ｐ２から第１の乗算器１０３の乗算結果を減算する第１の減算器１０５と、５ポートジャンクション回路１０１の第３の電力検波回路１００９から出力された検波信号Ｐ３から第２の乗算器１０４の乗算結果を減算する第２の減算器１０６とを設けたので、マルチポート方式復調器の特徴である、広帯域性、ローカル信号電力の低減に寄与するだけでなく、従来のマルチポート復調器に比較して以下の特徴を有する。
すなわち、従来のマルチポート復調器に比較して、低消費電力、低歪、広帯域特性、および高性能の復調性能を有する復調器を実現できる。
また、３つの電力検波回路、１つの１入力３出力の結合回路、１つの１入力２出力の結合回路、２つの移相器により構成可能であることから、従来の回路より回路構成を簡単化でき、回路サイズの増大を防止できる利点がある。
図２０は、本発明の第２の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を示すブロック図である。
図２０においては、図３のマルチポート復調器と同一構成部分は同一符号をもって表している。
図２０の復調器１００Ａと図３の復調器１００の異なる点は、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａの処理をアナログ処理ではなくディジタル信号処理により行い、かつ、付加された可変利得増幅器の利得を制御するための制御信号ＢＢＡＧＣを生成するようにしたことにある。
具体的には、図２０に示すように、ＬＰＦ１０７およびＬＰＦ１０８の出力に可変利得増幅器１１０，１１１をそれぞれ接続し、可変利得増幅器１１０の出力にＡＤＣ１１２を接続し、可変利得増幅器１１１の出力にＡＤＣ１１３を接続している。そして、ＡＤＣ１１２によるディジタル信号Ｘ１およびＡＤＣ１１３によるディジタル信号Ｘ２をマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａに入力させている。
本復調器１００Ａにおいては、ＩＭ２成分（受信信号、干渉信号、ローカル信号の２乗成分）を含んでいる５ポートジャンクション回路１０１の第１〜第３の電力検波回路１００７〜１００９から出力される検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に対して、第１の実施形態と同様に、第１および第２の乗算器１０３，１０４、第１および第２の減算器１０５，１０６におけるアナログ演算処理が行われ、受信信号から干渉信号やローカル信号の２乗成分が除去されてＬＰＦ１０７およびＬＰＦ１０８に入力される。
ＬＰＦ１０７では、第１の減算器１０５の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、可変利得増幅器１１０に出力される。同様に、ＬＰＦ１０８では、第２の減算器１０６の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、可変利得増幅器１１１に出力される。
可変利得増幅器１１０では、後段のＡＤＣ１１２のダイナミックレンジを有効に使えるように、ディジタル処理系であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａで生成された制御信号ＢＢＡＧＣに基づいてＬＰＦ１０７の出力信号のレベルが調整されてＡＤＣ１１２に出力される。
また、可変利得増幅器１１１では、後段のＡＤＣ１１３のダイナミックレンジを有効に使えるように、ディジタル処理系であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａで生成された制御信号ＢＢＡＧＣに基づいてＬＰＦ１０８の出力信号のレベルが調整されてＡＤＣ１１３に出力される。
ＡＤＣ１１２では、可変利得増幅器１１１でレベル調整されたアナログ信号がディジタル信号Ｘ１に変換されてマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａに出力される。
同様に、ＡＤＣ１１３では、可変利得増幅器１１１でレベル調整されたアナログ信号がディジタル信号Ｘ２に変換されてマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａに出力される。
マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａにおいては、ＡＤＣ１１２、１１３の出力ディジタル信号Ｘ１、Ｘ２を受けて、下記の式（１９）および式（２０）に基づいた計算が演算回路で行われ、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換される。
なお、このディジタル部であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路１０９Ａは、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ、ロジック回路などで実現できる。
図２１は、本発明の第３の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
本受信機２００は、図２１に示すように、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０１、可変利得回路（ＬＮＡ）２０２、５ポートジャンクション回路２０３、ローカル信号発生回路２０４、ＬＰＦ２０５〜２０７、第１の乗算器２０８、第２の乗算器２０９、第１の減算器２１０、第２の減算器２１１、チャネル選択のためのＬＰＦ２１２，２１３、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４、利得制御信号生成回路（ＡＧＣ）２１５、ＤＣオフセット除去回路２１６、搬送波再生回路２１７、および増幅器２１８を有している。
ＢＰＦ２０１は、図示しないアンテナ素子で受信された信号から所定の帯域の信号を抽出して可変利得回路２０２に出力する。
可変利得回路２０２は、ＢＰＦ２０１を介した受信信号のレベルを利得制御信号生成回路２１５による制御信号ＲＦＡＧＣに応じたレベルに調整して５ポートジャンクション回路２０３に出力する。
５ポートジャンクション回路２０３は、受信信号Ｓｒとローカル信号発生回路１０２で生成されたローカル信号Ｓｌｏを受けて、位相差を持った３つの信号を生成し、これら信号の信号レベル（振幅成分）をそれぞれ検波して３つの電力検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を得、電力検波信号Ｐ１をＬＰＦ２０５に出力し、電力検波信号Ｐ２をＬＰＦ２０６に出力し、電力検波信号Ｐ３をＬＰＦ２０７に出力する。
この５ポートジャンクション回路２０３は、第１の実施形態において図４に関連付けて説明した回路と同様の回路により構成されるが、ここでは、他の構成を有する５ポートジャンクション回路２０３について説明する。
図２２は、５ポートジャンクション回路２０３の具体的な構成例を示すブロック図である。
図２２においては、図４の５ポートジャンクション回路と同一構成部分は同一符号をもって表している。
図２２の５ポートジャンクション回路２０３と図４の５ポートジャンクション回路１０１の異なる点は、第１の分岐回路１００１Ｃを１入力３出力の代わりに、１入力２出力の分岐回路１０１０，１０１１を縦続接続した構成を採用したことにある。
具体的には、分岐回路（第１の分岐回路）１０１０の入力端子Ｉ１が受信信号用信号入力端子ＴＩＮＳｒに接続され、分岐回路１０１０は、入力端子Ｉ１を介して入力した受信信号を２つの信号に分岐し、分岐回路１０１０は分岐した第１の受信信号を第１の出力端子Ｏ１から第１の電力検波回路１００７に供給する。分岐回路１０１０は分岐した第２の受信信号を第２の出力端子Ｏ２から分岐回路１０１１に出力する。
分岐回路（第２の分岐回路）１０１１は、入力端子Ｉ１から入力した第２の受信信号を２つの信号に分岐する。分岐回路１０１１は、分岐した第３の受信信号を第１出力端子Ｏ１から第１の結合回路１００５に出力する。分岐回路１０１１は、分岐した第４の受信信号を第２出力端子Ｏ２から第２の結合回路１００６に出力する。
このような構成を有する５ポートジャンクション回路２０３において、受信信号Ｓｒが第１の信号入力端子ＴＩＮＳｒに入力される。受信信号Ｓｒは分岐回路１０１０の入力端子Ｉ１に供給され、２つの信号に分岐される。分岐された第１の受信信号は第１出力端子Ｏ１から第１の電力検波回路１００７に供給される。分岐された第２の受信信号は第２出力端子Ｏ２から分岐回路１０１１の入力端子Ｉ１に出力される。
分岐回路１０１１では、入力端子Ｉ１から入力した分岐受信信号が２つの信号に分岐される。分岐された第３の受信信号は第１出力端子Ｏ１から第１の結合回路１００５に出力される。分岐された第４の受信信号は第２出力端子Ｏ２から第２の結合回路１００６に出力される。
一方、ローカル信号Ｓｌｏが第２の信号入力端子ＴＩＮＳｌｏに入力される。ローカル信号Ｓｌｏは第２の分岐回路１００２の入力端子Ｉ１に供給され、２つの信号に分岐される。分岐された第１のローカル信号は第１出力端子Ｏ１から第１の移相器１００３に出力される。分岐された第２のローカル信号は第２出力端子Ｏ２から第２の移相器１００４に出力される。
第１の移相器１００３では、第２の分岐回路１００２の第１出力端子Ｏ１から出力されたローカル信号の位相がθ１度だけシフトされて第１の結合回路１００５に出力される。第２の移相器１００４では、第２の分岐回路１００２の第２出力端子Ｏ２から出力されたローカル信号の位相がθ２度だけシフトされて第２の結合回路１００６に出力される。
そして、第１の結合回路１００５においては、分岐回路１０１１の第１出力端子Ｏ１から出力された受信信号と第１の移相器１００３によりθ１度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第２の電力検波回路１００８に出力される。第２の結合回路１００６においては、分岐回路１０１１の第２出力端子Ｏ２から出力された受信信号と第２の移相器１００４によりθ２度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第３の電力検波回路１００９に出力される。
したがって、第１の電力検波回路１００７の入力には、受信信号Ｓｒが印加される。第１の電力検波回路１００７では、入力された受信信号Ｓｒの振幅成分が検波信号Ｐ１としてＬＰＦ２０５に出力される。
同様に、第２の電力検波回路１００８の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が印加される。第２の電力検波回路１００８では、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分が検波信号Ｐ２としてＬＰＦ２０６に出力される。
第３の電力検波回路１００９の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ２が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が供給される。第３の電力検波回路１００９では、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ２が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分が検波信号Ｐ３としてＬＰＦ２０７に出力される。
なお、第１〜第３の検波回路１００７〜１００９は、たとえば第１の実施形態において図１７に関連付けて説明した回路と同様の回路により構成されることから、ここではその詳細な説明は省略する。
ローカル信号発生回路２０４は、所定周波数のローカル信号Ｓｌｏを生成して５ポートジャンクション回路２０３に供給する。また、ローカル信号発生回路２０４は、搬送波再生回路２１７による再生信号Ｓ２１７を受けてローカル信号Ｓｌｏの周波数および信号レベルを調整する。これにより、ローカル信号発生回路２０４は、受信信号周波数に発振周波数が略等しいローカル信号Ｓｌｏを発生する。
ＬＰＦ２０５は、５ポートジャンクション回路２０３の第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１の高域成分を除去し、第１の乗算器２０８、第２の乗算器２０９、および増幅器２１８に出力する。
ＬＰＦ２０６は、５ポートジャンクション回路２０３の第２の電力検波回路１００８から出力された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ２の高域成分を除去し、第１の減算器２１０に出力する。
ＬＰＦ２０７は、５ポートジャンクション回路２０３の第３の電力検波回路１００９から出力された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ３の高域成分を除去し、第２の減算器２１１に出力する。
第１の乗算器２０８は、ＬＰＦ２０５により高域成分が除去された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ１（＝（κ２１／κ１１）２）を乗算し、その結果Ａ１×Ｐ１〔（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕を第１の減算器２１０に出力する。
第２の乗算器２０９は、ＬＰＦ２０５により高域成分が除去された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ２（＝（κ３１／κ１１）２）を乗算し、その結果Ａ２×Ｐ１〔（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕を第２の減算器２１１に出力する。
第１の減算器２１０は、ＬＰＦ２０６により高域成分が除去された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ２から第１の乗算器２０８の乗算結果を減算し、さらにその減算結果〔Ｐ２−（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕に対してＤＣオフセット除去回路２１６において生成され信号Ｓ２１６として供給されるＤＣオフセット量を減算または加算してＬＰＦ２１２に出力する。
第２の減算器２１１は、ＬＰＦ２０７により高域成分が除去された検波信号（ベースバンド信号）Ｐ３から第２の乗算器２０９の乗算結果を減算し、さらにその減算結果〔Ｐ３−（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕に対してＤＣオフセット除去回路２１６において生成され信号Ｓ２１６として供給されるＤＣオフセット量を減算または加算してＬＰＦ２１３に出力する。
なお、ここで、κｉｊ（κ１１，κ２１，κ３１）は５ポートジャンクション回路２０３の回路定数であり、次式で定義される。
なお、本実施形態では、第１の減算器２１０および第２の減算器２１１においてＩＭ２成分を除去する減算処理に加えてＤＣオフセット量を除去する加算または減算処理を行うように構成しているが、第１の減算器２１０および第２の減算器２１１においてはＩＭ２成分を除去するための減算処理を行い、これらの後段にＤＣオフセット量を除去する演算器を配置することも可能である。
ここで、除去すべきＤＣオフセット量について説明する。
１）ローカル信号により発生するＤＣオフセット量の除去
上記（４）式に示すように、電力検波回路の出力には、ローカル信号によるＤＣ成分が存在する。上記式（１０）および（１１）より、除去すべきＤＣ成分はローカル信号レベルが既知の値ならば、次式から求めることができる。
３つの電力検波回路１００７〜１００９の特性の不一致、ローカル漏れ信号の反射など回路の不完全性を起因とするＤＣオフセットを除去する。
これのらＤＣオフセット量を除去するように、信号Ｓ２１６が第１の減算器２１０および第２の減算器２１１に供給される。
以上のアナログ演算によりベースバンド信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に含まれるＩＭ２成分およびＤＣオフセット量が除去される。
ＬＰＦ２１２は、第１の減算器２１０の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出しマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４に出力する。
ＬＰＦ２１３は、第２の減算器２１１の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出しマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４に出力する。
マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４は、ＬＰＦ２１２、２１３の出力信号ｘ１、ｘ２を受けて、演算回路により、下記の式（２９）および式（３０）に基づいた計算を行い、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換する。
ただし、式（２９）および式（３０）は、上述したローカル信号により発生するＤＣオフセット量の除去が機能していないときの式である。このＤＣオフセット除去が機能している場合は、γ１＝γ２＝０となり、次式が用いられる。
利得制御信号生成回路２１５は、ＬＰＦ２０５で高域成分が除去され、増幅器２１８でレベルが調整された５ポートジャンクション回路２０３の第１の電力検波回路１００７による検波信号Ｐ１に基づいて、受信信号の平均信号電力を求め、求められた平均電力に基づいて、５ポートジャンクション回路２０３に入力される受信信号レベルが一定となり、最適な動作を行うように制御信号ＲＦＡＧＣを可変利得回路２０２に出力する。なお、ここで、最適な動作とは、十分に線形な領域で、ＳＮ比も十分とれるレベルに回路の動作状態があることをいう。
ＤＣオフセット除去回路２１６は、既知のローカル信号Ｓｌｏの信号レベルをメモリに格納しており、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４の復調信号の平均を求め、この平均結果、メモリに格納された信号レベルおよび上記式（２８）に基づいて除去すべきＤＣオフセット量を算出し、ＤＣオフセットを除去するための信号Ｓ２１６を第１の減算器２１０および第２の減算器２１１に出力する。
搬送波再生回路２１７は、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４の復調信号に基づいて搬送波信号を再生し、ローカル信号の周波数およびレベルを調整するための再生信号Ｓ２１７をローカル信号発生回路２０４に出力する。
次に、上記図２１の構成による動作を詳細に説明する。
図示しないアンテナ素子で受信された信号が、ＢＰＦ２０１で所定の帯域の信号が抽出され、さらに可変利得回路２０２において所定レベルに調整された受信信号Ｓｒが５ポートジャンクション回路２０３の入力端子ＴＩＮＳｒに入力される。また、ローカル信号発生回路２０４で発生されたローカル信号Ｓｌｏが５ポートジャンクション回路２０３の入力端子ＴＩＮＳｌｏに入力される。
５ポートジャンクション回路２０３においては、受信信号Ｓｒが分岐回路１０１０の入力端子Ｉ１に供給され、２つの信号に分岐される。分岐された第１の受信信号は第１出力端子Ｏ１から第１の電力検波回路１００７に供給される。分岐された第２の受信信号は第２出力端子Ｏ２から分岐回路１０１１の入力端子Ｉ１に出力される。
分岐回路１０１１では、入力端子Ｉ１から入力した分岐受信信号が２つの信号に分岐される。分岐された第３の受信信号は第１出力端子Ｏ１から第１の結合回路１００５に出力される。分岐された第４の受信信号は第２出力端子Ｏ２から第２の結合回路１００６に出力される。
一方、ローカル信号Ｓｌｏが第２の信号入力端子ＴＩＮＳｌｏに入力される。ローカル信号Ｓｌｏは第２の分岐回路１００２の入力端子Ｉ１に供給され、２つの信号に分岐される。分岐された第１のローカル信号は第１出力端子Ｏ１から第１の移相器１００３に出力される。分岐された第２のローカル信号は第２出力端子Ｏ２から第２の移相器１００４に出力される。
第１の移相器１００３では、第２の分岐回路１００２の第１出力端子Ｏ１から出力されたローカル信号の位相がθ１度だけシフトされて第１の結合回路１００５に出力される。第２の移相器１００４では、第２の分岐回路１００２の第２出力端子Ｏ２から出力されたローカル信号の位相がθ２度だけシフトされて第２の結合回路１００６に出力される。
そして、第１の結合回路１００５においては、分岐回路１０１１の第１出力端子Ｏ１から出力された受信信号と第１の移相器１００３によりθ１度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第２の電力検波回路１００８に出力される。第２の結合回路１００６においては、分岐回路１０１１の第２出力端子Ｏ２から出力された受信信号と第２の移相器１００４によりθ２度だけ位相がシフトされたローカル信号とが結合され、第３の電力検波回路１００９に出力される。
したがって、第１の電力検波回路１００７の入力には、受信信号Ｓｒが印加される。第１の電力検波回路１００７では、入力された受信信号Ｓｒの振幅成分が検波信号Ｐ１としてＬＰＦ２０５に出力される。
同様に、第２の電力検波回路１００８の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が印加される。第２の電力検波回路１００８では、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ１が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分が検波信号Ｐ２としてＬＰＦ２０６に出力される。
第３の電力検波回路１００９の入力には、受信信号Ｓｒと位相シフトθ２が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号が供給される。第３の電力検波回路１００９では、入力された受信信号Ｓｒと位相シフトθ２が与えられたローカル信号Ｓｌｏのベクトル和信号の振幅成分が検波信号Ｐ３としてＬＰＦ２０７に出力される。
なお、第１〜第３の電力検波回路１００７〜１００９から出力される検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は、ＩＭ２成分（受信信号、干渉信号、ローカル信号の２乗成分）、並びにローカル信号により発生するＤＣオフセットおよび電力検波回路の不完全性からくるＤＣオフセットを含んでいる。
ＬＰＦ２０５では、５ポートジャンクション回路２０３の第１の電力検波回路１００７から出力された検波信号Ｐ１の高域成分が除去され第１の乗算器２０８、第２の乗算器２０９、および増幅器２１８を介して利得制御信号生成回路２１５に出力される。
また、ＬＰＦ２０６では、５ポートジャンクション回路２０３の第２の電力検波回路１００８から出力された検波信号Ｐ２の高域成分が除去され、第１の減算器２１０に出力され、ＬＰＦ２０７では、５ポートジャンクション回路２０３の第３の電力検波回路１００９から出力された検波信号Ｐ３の高域成分が除去され、第２の減算器２１１に出力される。
第１の乗算器２０８においては、ＬＰＦ２０５により高域成分が除去された検波信号Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ１（＝（κ２１／κ１１）２）が乗算される。そして、その乗算結果Ａ１×Ｐ１〔（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕が第１の減算器２１０に出力される。
第２の乗算器２０９では、ＬＰＦ２０５により高域成分が除去された検波信号Ｐ１に、干渉信号やローカル信号の２乗成分を相殺するための係数Ａ２（＝（κ３１／κ１１）２）が乗算される。そして、その乗算結果Ａ２×Ｐ１〔（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕が第２の減算器２１１に出力される。
第１の減算器２１０においては、ＬＰＦ２０６により高域成分が除去された検波信号Ｐ２から第１の乗算器２０８の乗算結果が減算される。第１の減算器２１０においては、さらにその減算結果〔Ｐ２−（κ２１／κ１１）２・Ｐ１〕に対してＤＣオフセット除去回路２１６において生成され信号Ｓ２１６として供給されるＤＣオフセット量が減算または加算される。これにより、第１の減算器２１０からは、ＩＭ２成分、並びにローカル信号により発生するＤＣオフセットおよび電力検波回路の不完全性からくるＤＣオフセットが除去された信号がＬＰＦ２１２に出力される。
第２の減算器２１１では、ＬＰＦ２０７により高域成分が除去された検波信号Ｐ３から第２の乗算器２０９の乗算結果が減算される。第２の減算器２１１においては、さらにその減算結果〔Ｐ３−（κ３１／κ１１）２・Ｐ１〕に対してＤＣオフセット除去回路２１６において生成され信号Ｓ２１６として供給されるＤＣオフセット量が減算または加算される。これにより、第２の減算器２０９からは、ＩＭ２成分、並びにローカル信号により発生するＤＣオフセットおよび電力検波回路の不完全性からくるＤＣオフセットが除去された信号がＬＰＦ２１３に出力される。
ＬＰＦ２１２では、第１の減算器２１０の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４に出力される。同様に、ＬＰＦ２１３では、第２の減算器２１１の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４に出力される。
マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４においては、ＬＰＦ２１２、２１３の出力信号ｘ１、ｘ２を受けて、下記の式（３９）および式（４０）に基づいた計算が演算回路で行われ、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換され、利得制御信号発生回路２１５および搬送波再生回路２１７に出力される。
また、利得制御信号生成回路２１５においては、５ポートジャンクション回路２０３の第１の電力検波回路１００７の検波信号Ｐ１を受けて平均信号電力が計算される。そして、求められた平均電力に基づいて、５ポートジャンクション回路２０３に入力される受信信号レベルが一定となるように制御信号ＲＦＡＧＣが可変利得回路２０２に出力される。
そして、可変利得回路２０２においては、図示しないアンテナ素子で受信され、ＢＰＦ２０１を介した受信信号のレベルが利得制御信号生成回路２１５による制御信号ＲＦＡＧＣに応じたレベルに調整されて５ポートジャンクション回路２０３に供給される。
また、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４の出力復調信号ＩおよびＱを受けた搬送波再生回路２１７では、搬送波信号が再生され、ローカル信号の周波数およびレベルを調整するための再生信号Ｓ２１７が生成されてローカル信号発生回路２０４に出力される。
ローカル信号発生回路２０４では、搬送波再生回路２１７による再生信号Ｓ２１７を受けてローカル信号Ｓｌｏの周波数および信号レベルが調整され、５ポートジャンクション回路２０３に供給される。
以上説明したように、本第２の実施形態によれば、受信信号から干渉信号やローカル信号の２乗成分が除去され、ＤＣオフセットが除去された高性能の復調信号ＩおよびＱを得ることができる。
また、マルチポート復調器の特徴である、広帯域性、低歪み特性、ローカル信号電力の低減に寄与するだけでなく、温度変動、経時変動に対して特性変動が小さい高性能な受信機を実現できる利点がある。
図２３は、本発明の第４の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２３においては、図２１の受信機と同一構成部分は同一符号をもって表している。
図２３の受信機２００Ａと図２１の受信機２００の異なる点は、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａ、利得制御信号生成回路２１５Ａ、ＤＣオフセット除去回路２１６Ａ、および搬送波再生回路２１７Ａの処理をアナログ処理ではなくディジタル信号処理により行い、かつ、付加された可変利得増幅器の利得を制御するための制御信号ＢＢＡＧＣを生成するようにしたことにある。
具体的には、図２３に示すように、ＬＰＦ２１２およびＬＰＦ２１３の出力に可変利得増幅器２１９，２２０をそれぞれ接続し、可変利得増幅器２１９の出力にＡＤＣ２２１を接続し、可変利得増幅器２２０の出力にＡＤＣ２２２を接続している。そして、ＡＤＣ２２１によるディジタル信号Ｘ１およびＡＤＣ２２２によるディジタル信号Ｘ２をマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａに入力させている。さらに、増幅器２１８の出力にＡＤＣ２２３を接続し、ＡＤＣ２２３による検波信号Ｐ１のディジタル信号Ｘ０を利得制御信号生成回路２１５Ａに入力させている。また、利得制御信号生成回路２１５Ａの出力にディジタルの制御信号をアナログの制御信号ＲＦＡＧＣに変換するディジタル／アナログコンバータ（ＤＡＣ）２２４を接続している。加えて、ＤＣオフセット除去回路２１６Ａの出力にディジタルの信号をアナログの信号に変換するＤＡＣ２２５を接続している。
なお、図２３の回路では、ＬＰＦ２０５、２０６、および２０７は、後段の回路のダイナミックレンジ性能を緩和するために用いられている。省略することも可能となる。省略の場合、第２の乗算器２０９と増幅器２１８の間にＡＤＣで生じるエイリアシング防止のためのＬＰＦを加える。
本受信機２００Ａにおいては、ＩＭ２成分（受信信号、干渉信号、ローカル信号の２乗成分）、並びにローカル信号により発生するＤＣオフセットおよび電力検波回路の不完全性からくるＤＣオフセットを含んでいる５ポートジャンクション回路２０３の第１〜第３の電力検波回路１００７〜１００９から出力される検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に対して、第３の実施形態と同様に、第１および第２の乗算器２０８，２０９、第１および第２の減算器２１０，２１１におけるアナログ演算処理が行われ、受信信号から干渉信号やローカル信号の２乗成分、並びにＤＣオフセットが除去されてＬＰＦ２１２およびＬＰＦ２１３に入力される。
ＬＰＦ２１２では、第１の減算器２１０の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、可変利得増幅器２１９に出力される。同様に、ＬＰＦ２１３では、第２の減算器２１１の出力信号から希望チャネル信号のみをとり出され、可変利得増幅器２２０に出力される。
可変利得増幅器２１９では、後段のＡＤＣ２２１のダイナミックレンジを有効に使えるように、ディジタル処理系であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａで生成された制御信号ＢＢＡＧＣに基づいてＬＰＦ２１２の出力信号のレベルが調整されてＡＤＣ２２１に出力される。
また、可変利得増幅器２２０では、後段のＡＤＣ２２２のダイナミックレンジを有効に使えるように、ディジタル処理系であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａで生成された制御信号ＢＢＡＧＣに基づいてＬＰＦ２１３の出力信号のレベルが調整されてＡＤＣ２２２に出力される。
ＡＤＣ２２１では、可変利得増幅器２１９でレベル調整されたアナログ信号がディジタル信号Ｘ１に変換されてマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａに出力される。
同様に、ＡＤＣ２２２では、可変利得増幅器２２０でレベル調整されたアナログ信号がディジタル信号Ｘ２に変換されてマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａに出力される。
マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａにおいては、ＡＤＣ２２１、２２２の出力ディジタル信号Ｘ１、Ｘ２を受けて、下記の式（４１）および式（４２）に基づいた計算が演算回路で行われ、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換される。
ただし、式（４１）および式（４２）は、上述したローカル信号により発生するＤＣオフセット量の除去が機能していないときの式である。このＤＣオフセット除去が機能している場合は、γ１＝γ２＝０となり、次式が用いられる。
本第４の実施形態によれば、受信信号から干渉信号やローカル信号の２乗成分が除去され、ＤＣオフセットが除去された高性能の復調信号ＩおよびＱを得ることができる。
また、マルチポート復調器の特徴である、広帯域性、ローカル信号電力の低減に寄与するだけでなく、温度変動、経時変動に対して特性変動が小さい高性能な受信機を実現できる利点がある。
また、ＤＣオフセットを除去していることから、ＡＤＣ２２０，２２１に入力される信号レベルを低減でき、これにより、ＡＤＣのダイナミックレンジを低減できる利点がある。
また、可変利得回路２０２を制御する制御信号ＲＦＡＧＣを生成する利得制御信号生成回路２１５Ａにディジタル信号Ｘ０を入力させるＡＤＣ２２３は、他のＡＤＣ２２１，２２２に比べ、低速、低ビットでよい。また、制御信号ＲＦＡＧＣを生成する機能は、第３の実施形態と同様にアナログ系回路による構成することも可能である。この場合、ＡＤＣは２個で済み、回路の簡単化、低消費電力化を図れる。
なお、このディジタル部であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａは、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ、ロジック回路などで実現できる。
図２４は、本発明の第５の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２４においては、図２３の受信機と同一構成部分は同一符号をもって表している。
図２４の受信機２００Ｂと図２３の受信機２００Ａの異なる点は、マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａ、利得制御信号生成回路２１５Ａ、および搬送波再生回路２１７Ａの処理に加えて、第１の乗算器２０８Ｂ、第２の乗算器２０９Ｂ、第１の減算器２１０Ｂ、第２の減算器２１１Ｂ、およびＬＰＦ２１２Ｂ，２１３Ｂの処理をアナログ処理ではなくディジタル信号処理により行うようにしたことにある。
具体的には、図２４に示すように、ＬＰＦ２０６およびＬＰＦ２０７の出力に可変利得増幅器２１９Ｂ，２２０Ｂをそれぞれ接続し、可変利得増幅器２１９Ｂの出力にＡＤＣ２２１Ｂを接続し、可変利得増幅器２２０Ｂの出力にＡＤＣ２２２Ｂを接続している。そして、ＡＤＣ２２１Ｂによるディジタル信号を第１の減算器２１０Ｂに入力させ、ＡＤＣ２２２Ｂによるディジタル信号を第２の減算器２１１Ｂに入力させている。さらに、ＬＰＦ２０５の出力に可変利得増幅器２２６を接続し、可変利得増幅器２２６の出力にＡＤＣ２２３Ｂを接続し、ＡＤＣ２２３Ｂによる検波信号Ｐ１のディジタル信号を第１の乗算器２０８Ｂ、第２の乗算器２０９Ｂ、および増幅器２１８Ｂに入力させている。
本受信機２００Ｂにおいては、ＩＭ２成分（受信信号、干渉信号、ローカル信号の２乗成分）、並びにローカル信号により発生するＤＣオフセットおよび電力検波回路の不完全性からくるＤＣオフセットを含んでいる５ポートジャンクション回路２０３の第１〜第３の電力検波回路１００７〜１００９から出力される検波信号（ベースバンド信号）Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３がそれぞれＬＰＦ２０５、ＬＰＦ２０６、およびＬＰＦ２０７で高域成分が除去された後、可変利得増幅器２２６、２１９Ｂ、および２２０Ｂに入力される。ＬＰＦ２０５、２０６および２０７では希望チャネルをとり出す。
可変利得増幅器２２６では、後段のＡＤＣ２２３Ｂのダイナミックレンジを有効に使えるように、ディジタル処理系であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａで生成された制御信号ＢＢＡＧＣに基づいてＬＰＦ２０５の出力信号のレベルが調整されてＡＤＣ２２３Ｂに出力される。
可変利得増幅器２１９Ｂでは、後段のＡＤＣ２２１Ｂのダイナミックレンジを有効に使えるように、ディジタル処理系であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａで生成された制御信号ＢＢＡＧＣに基づいてＬＰＦ２０６の出力信号のレベルが調整されてＡＤＣ２２１Ｂに出力される。
また、可変利得増幅器２２０Ｂでは、後段のＡＤＣ２２２Ｂのダイナミックレンジを有効に使えるように、ディジタル処理系であるマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａで生成された制御信号ＢＢＡＧＣに基づいてＬＰＦ２０７の出力信号のレベルが調整されてＡＤＣ２２２Ｂに出力される。
ＡＤＣ２２３Ｂでは、可変利得増幅器２２６でレベル調整されたアナログ信号がディジタル信号に変換されて第１の乗算器２０８Ｂ、第２の乗算器２０９Ｂ、および増幅器２１８Ｂに出力される。
ＡＤＣ２２１Ｂでは、可変利得増幅器２１９Ｂでレベル調整されたアナログ信号がディジタル信号に変換されて第１の減算器２１０Ｂに出力される。同様に、ＡＤＣ２２２Ｂでは、可変利得増幅器２２０Ｂでレベル調整されたアナログ信号がディジタル信号に変換されて第２の減算器２１１Ｂに出力される。
そして、第１および第２の乗算器２０８Ｂ，２０９Ｂ、第１および第２の減算器２１０Ｂ，２１１Ｂにおけるディジタル演算処理が行われ、受信信号から干渉信号やローカル信号の２乗成分、並びにＤＣオフセットが除去されてｎポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａに出力される。
マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ａにおいては、その入力ディジタル信号Ｘ１、Ｘ２を受けて、上記の式（４１）および式（４２）に基づいた計算が演算回路で行われ、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換される。
本第５の実施形態によれば、上述した第４の実施形態の効果と同様の効果を得ることができる。
なお、この例では、第４の実施形態に比較し高ビット数のＡＤＣが３つ必要となり、回路サイズ、コスト、消費電流の点で不利となる。しかしながら、本第５の実施形態では、ディジタルでＩＭ２キャンセルを行っていることから、高精度に安定した（ばらつき、温度変動の小さい）ＩＭ２キャンセルが可能という利点がある。
図２５は、本発明の第６の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２５においては、図２１の受信機と同一構成部分は同一符号をもって表している。
図２５の受信機２００Ｃと図２１の受信機２００の異なる点は、ローカル信号レベルを測定し、この測定結果に基づいてローカル信号レベルを可変する機能を有し、受信信号レベルに応じてローカル信号レベルを変化させ、かつ、測定したローカル信号レベルに応じて同相信号Ｉおよび直交信号Ｑを復調するようにしたことにある。
本第６の実施形態では、５ポートジャンクション回路２０３が最適動作レベルで安定して動作するようにローカル信号レベルをコントロールする。
具体的には、ローカル信号発生回路２０４の出力側に可変利得回路２２７を設け、利得制御信号生成回路の代わりにローカル信号レベル測定回路２２８を設け、受信信号レベルに応じて可変利得回路２２７の利得を制御するローカル信号レベル制御回路２２９を設けている。
ローカル信号レベル測定回路２２８は、増幅器２１８による信号ｘ０およびマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ｃの復調信号に基づいてローカル信号のレベルを測定し、ローカル信号レベルＰＬ０を算出してメモリに記憶しておく。
本第６の実施形態に係るマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ｃにおいては、ローカル信号レベル測定回路２２８のメモリに記憶されているローカル信号レベルＰＬ０に応じて、ＬＰＦ２１２、２１３の出力信号ｘ１、ｘ２を受けて、下記の式（５１）および式（５２）に基づいた計算が演算回路で行われ、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換される。
さらに、本第６の実施形態に係るマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ｃにおいては、無受信信号時（受信信号が０であるとき）において、信号ｘ０の値からローカル信号レベルＰＬ０を求め、これをメモリ記憶回路に保存する。
そして、次式より、ＩＱ復調信号を得る。
図２６は、本発明の第７の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２６においては、図２３の受信機と同一構成部分は同一符号をもって表している。
図２６の受信機２００Ｄと図２３の受信機２００Ａの異なる点は、ローカル信号レベルを測定し、この測定結果に基づいてローカル信号レベルを可変する機能を有し、受信信号レベルに応じてローカル信号レベルを変化させ、かつ、測定したローカル信号レベルに応じて同相信号Ｉおよび直交信号Ｑを復調するようにしたことにある。
本第７の実施形態では、５ポートジャンクション回路２０３が最適動作レベルで安定して動作するようにローカル信号レベルをコントロールする。
具体的には、ローカル信号発生回路２０４の出力側に可変利得回路２２７Ｄを設け、利得制御信号生成回路の代わりにローカル信号レベル測定回路２２８Ｄを設け、受信信号レベルに応じて可変利得回路２２７Ｄの利得を制御するローカル信号レベル制御回路２２９Ｄを設けている。なお、ローカル信号レベル制御回路２２９Ｄの出力側にＤＡＣ２３０が接続されている。
ローカル信号レベル測定回路２２８Ｄは、ＡＤＣ２２４によるディジタル信号Ｘ０およびマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ｄの復調信号に基づいてローカル信号のレベルを測定し、ローカル信号レベルＰＬ０を算出してメモリに記憶しておく。
本第７の実施形態に係るマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ｄにおいては、ローカル信号レベル測定回路２２８Ｄのメモリに記憶されているローカル信号レベルＰＬ０に応じて、ＡＤＣ２２１、２２２の出力ディジタル信号Ｘ１、Ｘ２を受けて、下記の式（６１）および式（６２）に基づいた計算が演算回路で行われ、復調信号である同相信号Ｉおよび直交信号Ｑに変換される。
さらに、本第７の実施形態に係るマルチポート信号−ＩＱ信号変換回路２１４Ｄにおいては、無受信信号時（受信信号が０であるとき）において、信号Ｘ０の値からローカル信号レベルＰＬ０を求め、これをメモリ記憶回路に保存する。
そして、次式より、ＩＱ復調信号を得る。
なお、受信信号が０であるとき、ＡＤＣ２２１およびＡＤＣ２２２の出力信号Ｘ１およびＸ２が次式で求められる値になるように、第１の乗算器２０８および第２の乗算器２０９の利得、並びに可変利得増幅器２１９，２２０の利得を調整することで、より正確なＩＭ２キャンセルを行うことができる。この校正法において、γ１＝γ２＝のとき、Ｘ１＝Ｘ２＝０となる。
たとえば、図３のＬＰＦ１０７の出力部に、Ｘ０を測定する手段を備え、受信信号がない場合次式で与えられる信号処理を行うことで、ローカル信号レベルを測定する。
産業上の利用可能性
以上のように、本発明に係る復調器およびそれを用いた受信機によれば、マルチポート方式復調器の特徴である、広帯域性、ローカル信号電力の低減に寄与するだけでなく、従来のマルチポート復調器に比較して、更なる広帯域性、低歪特性、低消費電力を実現でき、温度変動、経時変動に対して特性変動が小さい高性能な復調器および受信機を実現できる。
【図面の簡単な説明】
図１は一般的な復調器の要部構成を示す回路図である。
図２は５ポート復調器の構成例を示すブロック図である。
図３は本発明の第１の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を示すブロック図である。
図４は本発明に係る５ポートジャンクション回路の具体的な構成例を示すブロック図である。
図５は本発明に係る１入力３出力分岐回路の具体的な構成例を示す回路図である。
図６は本発明に係る１入力３出力分岐回路の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図７は本発明に係る１入力３出力分岐回路の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図８は本発明に係る１入力３出力分岐回路の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図９は本発明に係る１入力２出力分岐回路の具体的な構成例を示す回路図である。
図１０は本発明に係る１入力２出力分岐回路の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図１１は本発明に係る１入力２出力分岐回路の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図１２は本発明に係る１入力２出力分岐回路の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図１３は本発明に係る移相器の具体的な構成例を示す回路図である。
図１４は本発明に係る移相器の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図１５は本発明に係る移相器の具体的な他の構成例を示す回路図である。
図１６は本発明に係る結合回路の具体的な構成例を示す回路図である。
図１７は本発明に係る電力検波回路の一例を示す回路図である。
図１８は図１７の電力検波回路の検波特性の一例を示す図である。
図１９は図１７の回路においてゲートバイアス電圧をパラメータとしたときの高周波入力電力Ｐｉｎ対出力検波電圧Ｖｏｕｔ特性を示す図である。
図２０は本発明の第２の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を示すブロック図である。
図２１は本発明に係る第３の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２２は本発明に係る５ポートジャンクション回路の他の実施形態を示すブロック図である。
図２３は本発明に係る第４の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２４は本発明に係る第５の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２５は本発明に係る第６の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
図２６は本発明に係る第７の実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の復調器を採用した受信機を示すブロック図である。
符 号 の 説 明
１００，１００Ａ…複調器
１０１…５ポートジャンクション回路
１０２…ローカル信号発生回路
１０３…第１の乗算器
１０４…第２の乗算器
１０５…第１の減算器
１０６…第２の減算器
１０７，１０８…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１０９，１０９Ａ…マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路
１１０，１１１…可変利得増幅器
１１２，１１３…アナログ／ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）
２００，２００Ａ〜２００Ｄ…受信機
２０１…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
２０２…可変利得回路
２０３…５ポートジャンクション回路
２０４…ローカル信号発生回路
２０５〜２０７…ＬＰＦ
２０８，２０８Ｂ…第１の乗算器
２０９，２０９Ｂ…第２の乗算器
２１０，２１０Ｂ…第１の減算器
２１１，２１１Ｂ…第２の減算器
２１２，２１２Ｂ，２１３，２１３Ｂ…ＬＰＦ
２１４，２１４Ａ，２１４Ｃ，２１４Ｄ…マルチポート信号−ＩＱ信号変換回路
２１５，２１５Ａ…利得制御信号生成回路
２１６，２１６Ａ…ＤＣオフセット除去回路
２１７，２１７Ａ…搬送波再生回路
２１９，２１９Ｂ，２２０，２２０Ｂ，２２６…可変利得増幅器
２２１〜２２３…アナログ／ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）
２２７，２２７Ｄ…可変利得回路
２２８，２２８Ｄ…レベル測定回路
２２９，２２９Ｄ…レベル制御回路
Claims (186)
- 受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むをマルチポートジャンクション回路と、
上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、
上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、
上記減算器の出力信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換する変換回路と
を有する復調器。 - 上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項１記載の復調器。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項２記載の復調器。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項２記載の復調器。 - 上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、
上記変換回路は、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１記載の復調器。 - 上記オフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、
上記変換回路は、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項３記載の復調器。 - 上記オフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、
上記変換回路は、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項４記載の復調器。 - 上記チャネル選択手段は、ローパスフィルタを含む
請求項５記載の復調器。 - 上記チャネル選択手段は、ローパスフィルタを含む
請求項６記載の復調器。 - 上記チャネル選択手段は、ローパスフィルタを含む
請求項７記載の復調器。 - 受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、
上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、
上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、
上記減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する少なくとも一つの可変利得増幅器と、
上記可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するアナログ／ディジタルコンバータと、
上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、アナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記減算器の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記可変利得増幅器に出力する変換回路と
を有する復調器。 - 上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項１１記載の復調器。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１２記載の復調器。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１２記載の復調器。 - 上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記可変利得増幅器に入力させるチャネル選択手段を有し、
上記変換回路は、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１１記載の復調器。 - 上記オフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記可変利得増幅器に入力させるチャネル選択手段を有し、
上記変換回路は、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１３記載の復調器。 - 上記オフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記可変利得増幅器に入力させるチャネル選択手段を有し、
上記変換回路は、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１４記載の復調器。 - 上記チャネル選択手段は、ローパスフィルタを含む
請求項１５記載の復調器。 - 上記チャネル選択手段は、ローパスフィルタを含む
請求項１６記載の復調器。 - 上記チャネル選択手段は、ローパスフィルタを含む
請求項１７記載の復調器。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項１５記載の復調器。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項１６記載の復調器。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項１７記載の復調器。 - 受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むをマルチポートジャンクション回路と、
上記複数の電力検波回路の出力信号レベルを制御信号に応じた利得をもって調整する複数の可変利得増幅器と、
上記複数の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する複数のアナログ／ディジタルコンバータと、
上記アナログ／ディジタルコンバータによりディジタル信号に変換された上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、
上記アナログ／ディジタルコンバータによりディジタル信号に変換された上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、
上記減算器によるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、上記アナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記電力検波回路の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記可変利得増幅器に出力する変換回路と
を有する復調器。 - 上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項２４記載の復調器。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項２５記載の復調器。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項２５記載の復調器。 - 上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、
上記変換回路は、上記チャネル選択手段によるディジタル信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項２４記載の復調器。 - 上記オフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、
上記変換回路は、上記チャネル選択手段によるディジタル信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項２６記載の復調器。 - 上記オフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、
上記変換回路は、上記チャネル選択手段によるディジタル信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項２７記載の復調器。 - 上記チャネル選択手段は、ローパスフィルタを含む
請求項２８記載の復調器。 - 上記チャネル選択手段は、ローパスフィルタを含む
請求項２９記載の復調器。 - 上記チャネル選択手段は、ローパスフィルタを含む
請求項３０記載の復調器。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記チャネル選択手段によるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項２８記載の復調器。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記チャネル選択手段によるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項２９記載の復調器。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記チャネル選択手段によるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項３０記載の復調器。 - 受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むをマルチポートジャンクション回路と、
上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、
上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、
上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、
上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、
上記第１および第２の減算器の出力信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換する変換回路と
を有する復調器。 - 上記第１および第２の減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項３７記載の復調器。 - 上記除去手段は、上記第１および第２の減算器の後段に接続された第１および第２のオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項３８記載の復調器。 - 上記除去手段は、上記第１および第２の減算器の後段に接続された第１および第２のオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項３８記載の復調器。 - 上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、
上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項３７記載の復調器。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項４１記載の復調器。
Ｉ＝α１ｘ１＋β１ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２ｘ１＋β２ｘ２＋γ２
ただし、ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記第１のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、
上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項３９記載の復調器。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項４３記載の復調器。
Ｉ＝α１ｘ１＋β１ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２ｘ１＋β２ｘ２＋γ２
ただし、ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記第１のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、
上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項４０記載の復調器。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項４５記載の復調器。
Ｉ＝α１ｘ１＋β１ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２ｘ１＋β２ｘ２＋γ２
ただし、ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記第１および第２のチャネル選択手段の少なくとも一方は、ローパスフィルタを含む
請求項４１記載の復調器。 - 上記第１および第２のチャネル選択手段の少なくとも一方は、ローパスフィルタを含む
請求項４３記載の復調器。 - 上記第１および第２のチャネル選択手段の少なくとも一方は、ローパスフィルタを含む
請求項４５記載の復調器。 - 受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むをマルチポートジャンクション回路と、
上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、
上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、
上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、
上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、
上記第１の減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第１の可変利得増幅器と、
上記第２の減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第２の可変利得増幅器と、
上記第１の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタルコンバータと、
上記第２の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第２のアナログ／ディジタルコンバータと、
上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記第１および第２の減算器の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記第１および第２の可変利得増幅器に出力する変換回路と
を有する復調器。 - 上記第１および第２の減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項５０記載の復調器。 - 上記除去手段は、上記第１および第２の減算器の後段に接続された第１および第２のオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項５１記載の復調器。 - 上記除去手段は、上記第１および第２の減算器の後段に接続された第１および第２のオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項５１記載の復調器。 - 上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、
上記変換回路は、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項５０記載の復調器。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項５４記載の復調器。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２Ｘ１＋β２Ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記第１のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、
上記変換回路は、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項５２記載の復調器。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項５６記載の復調器。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２Ｘ１＋β２Ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記第１のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、
上記変換回路は、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項５３記載の復調器。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項５８記載の復調器。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２ｘ１＋β２ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記第１および第２のチャネル選択手段の少なくとも一方は、ローパスフィルタを含む
請求項５４記載の復調器。 - 上記第１および第２のチャネル選択手段の少なくとも一方は、ローパスフィルタを含む
請求項５６記載の復調器。 - 上記第１および第２のチャネル選択手段の少なくとも一方は、ローパスフィルタを含む
請求項５８記載の復調器。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項５５記載の復調器。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項５７記載の復調器。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項５９記載の復調器。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、
上記第１の電力検波回路による第１の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第１の可変利得増幅器と、
上記第２の電力検波回路による第２の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第２の可変利得増幅器と、
上記第３の電力検波回路による第３の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第３の可変利得増幅器と、
上記第１の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタルコンバータと、
上記第２の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第２のアナログ／ディジタルコンバータと、
上記第３の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第３のアナログ／ディジタルコンバータと、
上記第１のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、
上記第１のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、
上記第２のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、
上記第３のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、
上記第１および第２の減算器によるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、少なくとも上記第２および第３のアナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記第２および第３の電力検波回路の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記第２および第３の可変利得増幅器に出力する変換回路と
を有する復調器。 - 上記第１および第２の減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項６６記載の復調器。 - 上記除去手段は、上記第１および第２の減算器の後段に接続された第１および第２のオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項６７記載の復調器。 - 上記除去手段は、上記第１および第２の減算器の後段に接続された第１および第２のオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項６７記載の復調器。 - 上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の変換に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、
上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項６６記載の復調器。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項７０記載の復調器。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２Ｘ１＋β２Ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記第１のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、
上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項６８記載の復調器。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項７２記載の復調器。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２Ｘ１＋β２Ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記第１のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２のオフセット除去用減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、
上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項６９記載の復調器。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項７４記載の復調器。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２ｘ１＋β２ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記第１および第２のチャネル選択手段の少なくとも一方は、ローパスフィルタを含む
請求項７０記載の復調器。 - 上記第１および第２のチャネル選択手段の少なくとも一方は、ローパスフィルタを含む
請求項７２記載の復調器。 - 上記第１および第２のチャネル選択手段の少なくとも一方は、ローパスフィルタを含む
請求項７４記載の復調器。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のチャネル選択手段によるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項７１記載の復調器。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のチャネル選択手段によるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項７３記載の復調器。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のチャネル選択手段によるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項７５記載の復調器。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、上記減算器の出力信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換する変換回路とを有する復調器と、
受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、
所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路と
を有する受信機。 - 上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、
上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む
請求項８２記載の受信機。 - 上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、
上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する
請求項８２記載の受信機。 - 上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、
上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する
請求項８３記載の受信機。 - 上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、
上記変換回路は、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項８５記載の受信機。 - レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、
上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む
請求項８２記載の受信機。 - 上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、
上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項８７記載の受信機。 - 上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段と、
無受信信号時に、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号からローカル信号レベルを測定して算出し、算出したローカル信号レベルを保持しておくレベル測定回路と、を有し、
上記変換回路は、保持したローカル信号レベル、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項８７記載の受信機。 - 上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項８６記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項９０記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項９０記載の受信機。 - 上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項８８記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項９３記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項９３記載の受信機。 - 受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、上記減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する少なくとも一つの可変利得増幅器と、上記可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するアナログ／ディジタルコンバータと、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、アナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記減算器の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する復調器と、
受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、
所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路と
を有する受信機。 - 上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、
上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む
請求項９６記載の受信機。 - 上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、
上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する
請求項９６記載の受信機。 - 上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、
上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する
請求項９７記載の受信機。 - 上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記可変利得増幅器に入力させるチャネル選択手段を有し、
上記変換回路は、上記アナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項９９記載の受信機。 - レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、
上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む
請求項９６記載の受信機。 - 上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記可変利得増幅器に入力させるチャネル選択手段を有し、
上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記アナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１０１記載の受信機。 - 上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記可変利得増幅器に入力させるチャネル選択手段と、
無受信信号時に、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号からローカル信号レベルを測定して算出し、算出したローカル信号レベルを保持しておくレベル測定回路と、を有し、
上記変換回路は、保持したローカル信号レベル、上記アナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１０１記載の受信機。 - 上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項１００記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１０４記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１０４記載の受信機。 - 上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項１０２記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１０７記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１０７記載の受信機。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項１００記載の受信機。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項１０２記載の受信機。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項１０３記載の受信機。 - 受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった少なくとも２つの信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された各信号の信号レベルを検出する複数の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記複数の電力検波回路の出力信号レベルを制御信号に応じた利得をもって調整する複数の可変利得増幅器と、上記複数の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する複数のアナログ／ディジタルコンバータと、上記アナログ／ディジタルコンバータによりディジタル信号に変換された上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に、他の電力検波回路の出力信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する少なくとも一つの乗算器と、上記アナログ／ディジタルコンバータによりディジタル信号に変換された上記他の電力検波回路の出力信号から上記乗算器において係数が乗算された上記一の電力検波回路の出力信号を減算する少なくとも一つの減算器と、上記減算器によるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、上記アナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記電力検波回路の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する復調器と、
受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、
所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路と
を有する受信機。 - 上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、
上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む
請求項１１３記載の受信機。 - 上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、
上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する
請求項１１３記載の受信機。 - 上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、
上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する
請求項１１４記載の受信機。 - 上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、
上記変換回路は、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１１６記載の受信機。 - レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、
上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む
請求項１１３記載の受信機。 - 上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段を有し、
上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１１８記載の受信機。 - 上記減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させるチャネル選択手段と、
無受信信号時に、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号からローカル信号レベルを測定して算出し、算出したローカル信号レベルを保持しておくレベル測定回路と、を有し、
上記変換回路は、保持したローカル信号レベル、上記チャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１１８記載の受信機。 - 上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項１１７記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１２１記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１２１記載の受信機。 - 上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項１１９記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１２４記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１２４記載の受信機。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項１１７記載の受信機。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項１１９記載の受信機。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記アナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が所望のレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項１２０記載の受信機。 - 受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、上記第１および第２の減算器の出力信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換する変換回路とを有する復調器と、
受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、
所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路と
を有する受信機。 - 上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、
上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む
請求項１３０記載の受信機。 - 上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、
上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する
請求項１３０記載の受信機。 - 上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、
上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する
請求項１３１記載の受信機。 - 上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、
上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１３３記載の受信機。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項１３４記載の受信機。
Ｉ＝α１ｘ１＋β１ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２ｘ１＋β２ｘ２＋γ２
ただし、ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、
上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む
請求項１３０記載の受信機。 - 上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、
上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１３６記載の受信機。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項１３７記載の受信機。
Ｉ＝ａ１ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、
無受信信号時に、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号からローカル信号レベルを測定して算出し、算出したローカル信号レベルを保持しておくレベル測定回路と、を有し、
上記変換回路は、保持したローカル信号レベル、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１３６記載の受信機。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項１３９記載の受信機。
Ｉ＝ａ１ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項１３４記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１４１記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１４１記載の受信機。 - 上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項１３７記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１４４記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１４４記載の受信機。 - 受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、上記第１の減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第１の可変利得増幅器と、上記第２の減算器の出力信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第２の可変利得増幅器と、上記第１の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第２の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第２のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記第１および第２の減算器の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記第１および第２の可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する復調器と、
受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、
所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路と
を有する受信機。 - 上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、
上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む
請求項１４７記載の受信機。 - 上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、
上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する
請求項１４７記載の受信機。 - 上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、
上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する
請求項１４８記載の受信機。 - 上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段と、
上記変換回路は、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１５０記載の受信機。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項１５１記載の受信機。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２Ｘ１＋β２Ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、
上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む
請求項１４７記載の受信機。 - 上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段と、を有し、
上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１５２記載の受信機。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項１５３記載の受信機。
Ｉ＝ａ１Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１Ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２Ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第１の可変利得増幅器に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記第２の可変利得増幅器に入力させる第２のチャネル選択手段と、
無受信信号時に、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号からローカル信号レベルを測定して算出し、算出したローカル信号レベルを保持しておくレベル測定回路と、を有し、
上記変換回路は、保持したローカル信号レベル、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１５２記載の受信機。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項１５５記載の受信機。
Ｉ＝ａ１Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１Ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２Ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項１５１記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１５７記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１５７記載の受信機。 - 上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項１５３記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１６０記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１６０記載の受信機。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項１５２記載の受信機。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項１５４記載の受信機。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のアナログ／ディジタルコンバータによるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項１５６記載の受信機。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、Ｘ２は第２のアナログ／ディジタルコンバータの出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 受信信号とローカル信号を受けて、少なくとも一方の信号に基づいて位相差をもった第１の信号、第２の信号、および第３の信号を生成する生成手段と、上記生成手段により生成された第１の信号の信号レベルを検出し第１の検波信号を出力する第１の電力検波回路と、上記第２の信号の信号レベルを検出し第２の検波信号を出力する第２の電力検波回路と、上記第３の信号の信号レベルを検出し第３の検波信号を出力する第３の電力検波回路とを含むマルチポートジャンクション回路と、上記第１の電力検波回路による第１の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第１の可変利得増幅器と、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第２の可変利得増幅器と、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号のレベルを制御信号に応じた利得をもって調整する第３の可変利得増幅器と、上記第１の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第２の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第２のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第３の可変利得増幅器の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する第３のアナログ／ディジタルコンバータと、上記第１のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第２の電力検波回路による第２の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第１の乗算器と、上記第１のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号に、上記第３の電力検波回路による第３の検波信号に含まれる不要成分を相殺するための係数を乗算する第２の乗算器と、上記第２のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第２の電力検波回路による第２の検波信号から上記第１の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第１の減算器と、上記第３のアナログ／ディジタルコンバータでディジタル信号に変換された上記第３の電力検波回路による第３の検波信号から上記第２の乗算器において係数が乗算された上記第１の電力検波回路による第１の検波信号を減算する第２の減算器と、上記第１および第２の減算器によるディジタル信号に基づいて、受信信号に含まれる複数の信号成分に変換し、かつ、少なくとも上記第２および第３のアナログ／ディジタルコンバータのダイナミックレンジに適したレベルに上記第２および第３の電力検波回路の出力信号のレベルを調整するように上記制御信号を上記第２および第３の可変利得増幅器に出力する変換回路とを有する復調器と、
受信信号のレベルを所望のレベルに調整して上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給する利得制御回路と、
所望の発振周波数で所望のレベルのローカル信号を発生し、上記マルチポートジャンクション回路の生成手段に供給するローカル信号発生回路と
を有する受信機。 - 上記利得制御回路は、利得制御信号を受けて利得が制御され、
上記複数の電力検波回路のうち一つの電力検波回路の出力信号に基づいて受信信号レベルが一定レベルとなるように上記利得制御信号を上記利得制御回路に出力する利得制御信号生成回路を含む
請求項１６６記載の受信機。 - 上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、
上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する
請求項１６６記載の受信機。 - 上記変換回路で得られた複数の信号成分に基づいて搬送波を再生し、再生信号を出力する搬送波再生回路を含み、
上記ローカル信号発生回路は、上記再生信号を受けて受信信号の搬送波周波数に略等しい周波数となるようにローカル信号の発振周波数を設定する
請求項１６７記載の受信機。 - 上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、
上記変換回路は、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１６９記載の受信機。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項１７０記載の受信機。
Ｉ＝α１Ｘ１＋β１Ｘ２＋γ１
Ｑ＝α２Ｘ１＋β２Ｘ２＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - レベル制御信号に応じたレベルに上記ローカル信号発生回路によるローカル信号のレベルを調整する可変回路と、
上記変換回路で得られた受信信号レベルに応じて上記マルチポートジャンクション回路が最適レベルで動作可能なレベルとなるように上記レベル制御信号を上記可変回路に出力するレベル制御回路とを含む
請求項１６６記載の受信機。 - 上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、
上記変換回路は、ローカル信号レベルが与えられており、与えられたローカル信号レベル、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１７２記載の受信機。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項１７３記載の受信機。
Ｉ＝ａ１Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１Ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２Ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記第１の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第１のチャネル選択手段と、
上記第２の減算器の出力信号から所望のチャネルを選択して上記変換回路に入力させる第２のチャネル選択手段と、
無受信信号時に、上記複数の電力検波回路のうち一の電力検波回路の出力信号からローカル信号レベルを測定して算出し、算出したローカル信号レベルを保持しておくレベル測定回路と、を有し、
上記変換回路は、保持したローカル信号レベル、上記第１および第２のチャネル選択手段の出力信号、および所定の回路定数に基づいて、同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを復調する
請求項１７２記載の受信機。 - 上記変換回路は、以下の式に基づいた演算により同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを得る
請求項１７５記載の受信機。
Ｉ＝ａ１Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ１Ｘ２／ＰＬ０＋γ１
Ｑ＝ａ２Ｘ１／ＰＬ０＋ｂ２Ｘ２／ＰＬ０＋γ２
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、ＰＬ０はローカル信号レベル、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項１７０記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１７７記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１７７記載の受信機。 - 上記減算器の出力からＤＣオフセットを除去する除去手段
を有する請求項１７３記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力からＤＣオフセット量を測定し、当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号をオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１８０記載の受信機。 - 上記除去手段は、上記減算器の後段に接続されたオフセット除去用減算器と、上記オフセット除去用減算器の出力の平均をとり、当該平均結果を当該ＤＣオフセット量を相殺させる信号としてオフセット除去用減算器に帰還させる回路とを含む
請求項１８０記載の受信機。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のチャネル選択手段によるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項１７１記載の受信機。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のチャネル選択手段によるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項１７４記載の受信機。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。 - 上記変換回路は、無受信信号時において、上記第１および第２のチャネル選択手段によるディジタル信号が下記式から得られるレベルとなるように上記可変利得増幅器に制御信号を出力して、当該可変利得増幅器の利得を校正する
請求項１７６記載の受信機。
Ｘ１＝（−γ１β１＋β２γ２）／（α１β２−α２β１）
Ｘ２＝（γ１α２−α１γ２）／（α１β２−α２β１）
ただし、Ｘ１は第１のチャネル選択手段の出力信号、Ｘ２は第２のチャネル選択手段の出力信号、α１、α２、β１、β２、γ１、γ２は本復調器の回路素子から求められる回路定数である。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/JP2001/010471 WO2003049276A1 (fr) | 2001-11-30 | 2001-11-30 | Demodulateur et recepteur le mettant en application |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2003049276A1 true JPWO2003049276A1 (ja) | 2005-04-21 |
Family
ID=11737985
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003550350A Pending JPWO2003049276A1 (ja) | 2001-11-30 | 2001-11-30 | 復調器およびそれを用いた受信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20050111587A1 (ja) |
| EP (1) | EP1450481A4 (ja) |
| JP (1) | JPWO2003049276A1 (ja) |
| WO (1) | WO2003049276A1 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE602006004224D1 (de) * | 2005-07-25 | 2009-01-22 | Nxp Bv | Empfänger für verstärkermodulierte signale |
| KR100916049B1 (ko) * | 2007-08-13 | 2009-09-08 | 삼성전기주식회사 | 멀티포트 네트워크의 ｉｑ 신호 생성 장치 |
| US10292111B1 (en) * | 2018-03-14 | 2019-05-14 | Corning Optical Communications LLC | Gain control circuit supporting dynamic gain control in a remote unit in a wireless distribution system (WDS) |
| US11349512B1 (en) * | 2021-04-23 | 2022-05-31 | Analog Devices International Unlimited Company | Logarithmic power detector with noise compensation |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI961935A (fi) * | 1996-05-07 | 1997-11-08 | Nokia Mobile Phones Ltd | Erojännitteen eliminointi ja AM-vaimennus suoramuunnosvastaanottimessa |
| JP3731276B2 (ja) * | 1997-03-03 | 2006-01-05 | 三菱電機株式会社 | 受信機 |
| CA2239681C (en) * | 1997-06-10 | 2007-08-21 | Xinping Huang | In-phase and quadrature signal regeneration |
| DE69825148T2 (de) * | 1997-12-18 | 2005-02-10 | Sony International (Europe) Gmbh | Direktempfänger mit n toren |
| DE69829757T2 (de) * | 1998-12-18 | 2006-01-12 | Sony International (Europe) Gmbh | Drei-Tor-Schaltung Empfänger |
| US6516185B1 (en) * | 1999-05-24 | 2003-02-04 | Level One Communications, Inc. | Automatic gain control and offset correction |
| EP1056193B1 (en) * | 1999-05-27 | 2005-04-27 | Sony International (Europe) GmbH | Down converter and demodulator using a three port junction |
| DE69932705T2 (de) * | 1999-06-16 | 2007-08-16 | Sony Deutschland Gmbh | Empfänger mit N Toren |
| EP1067675B1 (en) * | 1999-07-08 | 2005-04-27 | Sony International (Europe) GmbH | Calibration of a N-port receiver |
-
2001
- 2001-11-30 US US10/473,417 patent/US20050111587A1/en not_active Abandoned
- 2001-11-30 JP JP2003550350A patent/JPWO2003049276A1/ja active Pending
- 2001-11-30 WO PCT/JP2001/010471 patent/WO2003049276A1/ja not_active Application Discontinuation
- 2001-11-30 EP EP01274895A patent/EP1450481A4/en not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2003049276A1 (fr) | 2003-06-12 |
| US20050111587A1 (en) | 2005-05-26 |
| WO2003049276A9 (fr) | 2003-09-25 |
| EP1450481A4 (en) | 2005-02-09 |
| EP1450481A1 (en) | 2004-08-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US9680674B2 (en) | I/Q calibration techniques | |
| EP1224742B1 (en) | Universal platform for software defined radio | |
| US8010064B2 (en) | Systems and methods for transmitter calibration | |
| US20040002323A1 (en) | Fully integrated self-tuned image rejection downconversion system | |
| US8311083B2 (en) | Joint transmit and receive I/Q imbalance compensation | |
| US7822389B2 (en) | Methods and apparatus to provide an auxiliary receive path to support transmitter functions | |
| KR101697752B1 (ko) | 쿼드래처 수신 신호의 광 대역폭 아날로그-디지털 변환을 위한 장치 및 방법 | |
| CA2401539C (en) | Method and device for active impedance matching | |
| US20140091848A1 (en) | Direct sampling circuit and receiver | |
| EP1538744A1 (en) | Gain-controlled amplifier, receiver circuit and radio communication device | |
| FR2654879A1 (fr) | Egaliseur de predistorsion avec combinateur et diviseur resistifs et procede d'egalisation correspondant. | |
| KR19980070450A (ko) | 이상기 | |
| WO2014068978A1 (ja) | 光受信器、光受信装置および光受信強度補正方法 | |
| CN110661538B (zh) | 低功耗全自动调整宽带接收机射频前端 | |
| FR2721156A1 (fr) | Circuit de linéarisation à prédistorsion. | |
| JPWO2003049276A1 (ja) | 復調器およびそれを用いた受信機 | |
| JPWO2002091564A1 (ja) | 復調器およびそれを用いた受信機 | |
| CN100461623C (zh) | 双路取样环路负反馈方法及双路取样负反馈放大器 | |
| EP1215814A2 (en) | Receiver | |
| CN101252366A (zh) | 零中频无线接收机直流偏差消除装置 | |
| US7672655B1 (en) | Frequency-selective and adaptive I/Q mismatch digital compensation | |
| Moon et al. | Dual-band direct conversion receiver with additive mixing architecture | |
| US6714602B1 (en) | Demodulator and receiver | |
| CA1119678A (fr) | Amplificateur transistorise a large bande | |
| US20080186219A1 (en) | Method and device for processing an incident signal, in particular for frequency transposition |