JPWO2002093730A1 - Charge / discharge control device - Google Patents

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Abstract

本発明では、充放電制御装置で昇圧用スイッチング素子として使用されていたＳ１と、降圧用スイッチング素子として使用されていたＳ２を、電動機負荷の力行動作，回生動作に関わらず、デッドタイムを挟んで交互にオン／オフ動作させる。これにより、ＤＣリアクトル電流を常に連続動作させることが可能となりＤＣリアクトル電流の不連続状態の検出が不要となる。In the present invention, S1 used as the switching element for boosting and S2 used as the switching element for stepping down in the charge / discharge control device are separated by a dead time regardless of the power running operation and the regenerative operation of the motor load. On / off operation is performed alternately. As a result, the DC reactor current can always be operated continuously, and it is not necessary to detect the discontinuous state of the DC reactor current.

Description

技術分野
本発明は、インバータにより電動機を駆動する装置に付随し、無停電制御及び回生電力の再利用を行う充放電制御装置に関する。
背景技術
例えば従来技術として、特開昭６１−２６７６７５号公報，特開平１１−２９９２７５号公報がある。
これら従来技術は、インバータに接続された電動機が力行か回生かを判断して、二次電池の電圧の昇降を行っている。力行時には、二次電池の電圧を昇圧してインバータの入力部に電力を給電し、回生時には、回生電力を二次電池に充電させている。
特開昭６１−２６７６７５号公報においては、インバータの入力電圧値を検出し、予め定めた値との大小関係により電動機の力行・回生を判定している。また、特開平１１−２９９２７５号公報では、インバータ入力側の電圧と電流を検出し、これらを乗算することにより、電動機の力行・回生を判定している。
発明の開示
本発明を利用しない場合の充放電制御装置を第２図に示す。
第２図に示した充放電制御装置は、電動機６が力行時には、降圧用スイッチング素子Ｓ２をオフにしたまま、昇圧用スイッチング素子Ｓ１をチョッピング制御する昇圧チョッパ動作により、二次電池８の電圧を昇圧してインバータ３の直流入力部に給電する。また、電動機６が回生時には、昇圧用スイッチング素子Ｓ１をオフにしたまま、降圧用スイッチング素子Ｓ２をチョッピング制御する降圧チョッパ動作により、インバータ３の直流入力部の電圧を降圧して二次電池８に充電する。このような充放電制御装置は、充放電制御装置を昇圧チョッパ動作させるのか、降圧チョッパ動作させるのかを決定する為には電動機負荷が力行動作中なのか、回生動作中なのかを常時判定する手段が必要である。
また、上記充放電制御装置は、二次電池８の充放電に応じて昇圧チョッパ動作または、降圧チョッパ動作を行うことから、特に電動機に流れる電流が小さい場合には、ＤＣリアクトル７に流れる電流が不連続化し、制御特性が悪化するという問題がある。この様子を第３図に示す。第３図において、ＩＬは二次電池８から流れ出る電流を正方向にとった場合のＤＣリアクトル７に流れる電流を表している。第３図（ａ）は電動機６が力行時の場合であり、波形４０は電流連続、波形４１は電流不連続の様子を表している。このとき、スイッチング素子Ｓ１の通流率ｄと平滑コンデンサ５の端子間電圧Ｖｄｃと二次電池８の端子間電圧Ｖｂａｔとの間には、電流連続の場合には式（１）の関係が、電流不連続の場合には式（２）の関係がある。

Figure 2002093730
Figure 2002093730
（但し、Ｌ：ＤＣリアクトル値、Ｉｏ：インバータ電流値、Ｔｓｗ：スイッチング周期）
これに対して、第３図（ｂ）は電動機６が回生時の場合であり、波形４２は電流連続、波形４３は電流不連続の様子を表している。このとき、スイッチング素子Ｓ２の通流率ｄ′と平滑コンデンサ５の端子間電圧Ｖｄｃと二次電池８の端子間電圧Ｖｂａｔとの間には、電流連続の場合には式（３）の関係が、電流不連続の場合には式（４）の関係がある。
Figure 2002093730
Figure 2002093730
以上式（１）〜（４）で示されるように、チョッパ動作においてはＤＣリアクトル７に流れる電流が連続の場合と不連続の場合とで、通流率ｄまたはｄ′に対する平滑コンデンサ５の端子間電圧Ｖｄｃの関係式が異なる。また、ＤＣリアクトル７に流れる電流が不連続の場合においても、昇圧チョッパ動作の場合と、降圧チョッパ動作の場合とでは、通流率ｄまたはｄ′に対する平滑コンデンサ５の端子間電圧Ｖｄｃの関係式が全く異なる。このため、上記装置においては、ＤＣリアクトル７に流れる電流が連続なのか不連続なのかを判定し、その結果に応じて制御系を切り替える手段や、電動機負荷６が力行動作中なのか回生動作中なのかを判定し、その結果に応じて昇圧／降圧チョッパを切り替える手段が不可欠である。
そこで、本発明は、上記判定手段を不要とし、且つ、単一の制御系で切り替え動作の要らない充放電制御装置を提供することを目的とする。
本発明の１つの特徴は、上記充放電制御装置で昇圧用スイッチング素子として使用されていたＳ１と、降圧用スイッチング素子として使用されていたＳ２を、電動機負荷の力行動作，回生動作に関わらず、デッドタイムを挟んで交互にオン／オフ動作させる。これにより、ＤＣリアクトル電流を常に連続動作させることが可能となりＤＣリアクトル電流の不連続状態の検出が不要となる。更に、ＤＣリアクトル電流の大小方向に関係なく、単一の式（５）でスイッチング素子Ｓ１の通流率ｄと平滑コンデンサ５の端子間電圧Ｖｄｃと二次電池８の端子間電圧Ｖｂａｔとの関係式が記述できる為、力行／回生の判定が不要となる。
Figure 2002093730
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の第１の実施の形態を図面により説明する。
第１図は、本発明の第１の実施形態を示す充放電制御装置の構成図である。
第１図において、１は交流電源、２は交流電源１に接続され交流を直流電圧に変換するダイオードブリッジ、５はダイオードブリッジ２の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ、４は平滑コンデンサ５の過電圧を防止するブレーキ回路、１２は平滑コンデンサ５の端子間電圧を検出する電圧検出器、３は平滑コンデンサ５を介してダイオードブリッジ２の交流側に接続され直流を交流に変換するインバータ、６はインバータ３の交流側に接続されインバータ３により駆動される電動機、１００は双方向性の昇降圧回路、８は二次電池、７はＤＣリアクトル、Ｓ１とＳ２はスイッチング素子、Ｄ１とＤ２はダイオード、９はスイッチング素子Ｓ１を駆動するためのゲート駆動回路、１０はスイッチング素子Ｓ２を駆動するためのゲート駆動回路、１１は交流電源１の停電を検出するための電圧検出器、１３は電動機６の電流を検出するための電流検出器、２０はＤＣリアクトル７の電流を検出するための電流検出器、２１は充放電制御装置全体の制御を司る制御回路である。
以上の構成において、交流電源１が停電となった場合には、後述する停電検出回路が電圧検出器１１の信号を基に停電検出信号を制御回路２１上のマイコンに対して発行する。この停電検出信号を受けた前述のマイコンは、平滑コンデンサ５の端子間電圧Ｖｄｃを定電圧制御するために、スイッチング素子Ｓ１とＳ２の通流率制御を開始する。これにより、交流電源１が停電した場合でも、電動機６は通常の運転を継続することが可能となる。
また、交流電源１が正常な場合には、電動機６が運転状態であることを、後述する電動機電流検出回路が検出した場合には、二次電池８の残量が過不足でなければ、停電時と同様に平滑コンデンサ５の端子間電圧制御を行う。このとき、平滑コンデンサ端子間電圧Ｖｄｃの電圧指令値を、前述の交流電源１をダイオード整流した電圧値よりも高い値に設定することで、ダイオードブリッジ２を逆バイアス状態とし、交流電源１からダイオードブリッジを通してインバータ３の直流入力部に流入する電流を遮断する。これにより、電動機６が力行動作時には二次電池８から電動機駆動に必要な全ての電力が供給される。反対に電動機６が回生動作時には、回生電力の全てが二次電池８に充電される。以上の動作を行うことにより、回生時に二次電池に蓄えられた電力が、力行時には積極的に利用されることとなり、省エネ効果をもたらす。
次に第５図を用いて本発明の動作原理を説明する。
第５図（ａ）は充放電制御装置の主回路部だけを取り出した図である。この図において、６０は第１図におけるインバータと電動機を電流源負荷として表現したものである。また、ＩＬはＤＣリアクトル７に流れる電流を、Ｉｓ１はスイッチング素子Ｓ１に流れる電流を、Ｉｓ２はスイッチング素子Ｓ２に流れる電流を、Ｉｄ１はダイオードＤ１に流れる電流を、Ｉｄ２はダイオードＤ２に流れる電流を表している。第５図（ｂ）は負荷電流Ｉｏが零近傍の場合について、第５図（ａ）の回路における各部の電流波形をスイッチングパターンと共に表したものである。この図において、Ｔｓｗはスイッチング周期を、Ｔｄはスイッチング素子Ｓ１のオン時間を示しており、通流率ｄに対して、Ｔｄ＝ｄ×Ｔｓｗの関係を持つ。
波形６３のＩＬ電流波形に見られるように、本方式では、負荷電流が零近傍であっても、ＩＬが不連続にはならない。これは、スイッチング素子Ｓ１とＳ２を交互にオン／オフさせていることで、リアクトル電流の向きが従来方式のようにダイオードにより拘束されるモードが発生しないことによる。さらに、ＩＬの向きに関係なく出力電圧Ｖｄｃが単一の式（５）で記述できることから、力行／回生を判定する手段が不要となった。
第４図は第１に示した装置と第２図に示した装置との制御特性の相違を表す一例である。第４図において、グラフ５０は従来方式で通流率ｄ＝０．５の一定値で昇圧チョッパ制御した時の負荷電流に対する出力電圧Ｖｄｃの特性である。また、グラフ５１は従来方式で通流率ｄ＝０．５の一定値で降圧チョッパ制御した時の負荷電流に対する出力電圧Ｖｄｃの特性である。これらのグラフから、従来方式は負荷電流Ｉｏが零の点で、制御特性が不連続であることが分かる。これに対して本発明では、通流率ｄ＝０．５の時の特性はグラフ５２のように、負荷電流Ｉｏに関係なく連続、且つ一定値となることが分かる。
次に、第６図のフローチャートを用いて制御回路２１の動作を説明する。
第６図は電動機電流の有無に基づいてＶｄｃ電圧の制御を開始するシーケンスであり、電動機停止時にはＳ１およびＳ２のスイッチングを停止することにより、スイッチングに伴う回路損失を抑制している。第６図において、ステップ８０で起動されたシーケンスはステップ８１で停電の有無を判定する。ステップ８１で停電の場合には、ステップ８２でＶｄｃ定電圧制御を開始した後、ステップ８５でシーケンスを終了する。一方、ステップ８１で停電でないと判定した場合には、ステップ８３において電動機電流の有無を判定する。ステップ８３で電動機電流が有りの場合には、ステップ８２でＶｄｃ定電圧制御を開始した後、ステップ８５でシーケンスを終了する。一方、ステップ８３で電動機電流無しと判定した場合には、Ｖｄｃ定電圧制御を停止状態にした後、ステップ８５でシーケンスを終了する。以上のシーケンスは一定時間間隔（例えば０．１秒）間隔で起動するものとする。
次に制御回路２１内部の停電検出回路の構成と動作を第７図（ａ）により説明する。
第７図（ａ）において、１５０は三相ダイオードブリッジ、１５１はローパスフィルタ、１５２はコンパレータ、１５３は停電検出レベル設定用の基準電圧源、その他の番号は第１図と同一である。交流電源１の電圧値を、電圧検出器１１で絶縁および降圧し、三相電圧信号Ｖｓｄｅｔを生成する。ダイオードブリッジ１５０では、Ｖｓｄｅｔを全波整流もしくは半波整流し、ローパスフィルタ１５１へ入力する。この結果、ローパスフィルタ１５１の出力には、交流電源１が正常な時には直流電圧Ｖｓ＿ａｃｔが出力される。これに対して、交流電源１が停電の時には出力値は零となる。そこで、ローパスフィルタ１５１の出力値とＶｓｈｕｔ＜ｖｓ＿ａｃｔなるＶｓｈｕｔとをコンパレータ１５２で比較することにより、コンパレータ１５２の出力には交流電源が正常時にはハイレベルが、交流電源が停電時にはローレベルが得られる。こうして生成されたコンパレータ１５２の出力信号をマイコンの入力端子に接続することにより、停電の発生をマイコンに認識させることが可能となる。
次に同じく制御回路２１内部の電動機電流検出回路の構成と動作を第７図（ｂ）により説明する。
第７図（ｂ）において、１６０は三相ダイオードブリッジ、１６１はローパスフィルタ、１６２はコンパレータ、１６３は電動機電流検出レベル設定用の基準電圧源、その他の番号は第１図と同一である。電動機６の電流値を、電流検出器１３で絶縁および電圧信号へ変換し、ローパスフィルタ１６１へ入力する。この結果、ローパスフィルタ１６１の出力には、電動機６が停止時には零が、電動機６が運転時には零以上の値が出力される。そこで、ローパスフィルタ１６１の出力値とＶａｃｔ＿ａｃ＞０なるＶａｃｔ＿ａｃとをコンパレータ１６２で比較することにより、コンパレータ１６２の出力には電動機停止時にはハイレベルが、電動機運転時にはローレベルが得られる。こうして生成されたコンパレータ１６２の出力信号をマイコンの入力端子に接続することにより、電動機電流の有無（即ち電動機が運転中か否か）をマイコンに認識させることが可能となる。
第７図（ｃ）は電動機電流検出回路の第７図（ｂ）とは別の実施の形態を表す図である。第７図（ｃ）において、１７０は単相ダイオードブリッジ、１７１はローパスフィルタ、１７２はコンパレータ、１７３は電動機電流検出レベル設定用の基準電圧源、その他の番号は第１図と同一である。インバータ３の入力電流値を、電流検出器１７５で絶縁および電圧信号へ変換し、ローパスフィルタ１７１へ入力する。この結果、ローパスフィルタ１７１の出力には、電動機６が停止時には零が、電動機６が運転時には零以上の値が出力される。そこで、ローパスフィルタ１７１の出力値とＶａｃｔ＿ｄｃ＞０なるＶａｃｔ＿ｄｃとをコンパレータ１７２で比較することにより、コンパレータ１７２の出力には電動機停止時にはハイレベルが、電動機運転時にはローレベルが得られる。こうして生成されたコンパレータ１７２の出力信号をマイコンの入力端子に接続することにより、電動機電流の有無（即ち電動機が運転中か否か）をマイコンに認識させることが可能となる。
次に第８図を用いて、Ｖｄｃ定電圧制御系の動作を説明する。
第８図において、Ｖｄｃ＿ｒｅｆはＶｄｃ電圧指令値、Ｇｄはスイッチング素子Ｓ１のオン信号、Ｇｃはスイッチング素子Ｓ２のオン信号、１２０と１２２と１２４は上限下限リミッタ、１２１と１２３は比例積分型制御器、１２５はＰＷＭ発生手段である。第８図において、１２６がＶｄｃ電圧制御系を、１２７が電圧制御系１２６からの電流指令値を入力とするＤＣリアクトル電流制御系を形成している。
電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆと実際の出力電圧Ｖｄｃとの差をリミッタ１２０に入力する。ここで上限下限リミットすることにより、後段に控える比例積分型制御器１２１の積分値が増大し過ぎるのを防止している。リミッタ１２０の出力を入力とする比例積分制御器１２１は、ＶｄｃをＶｄｃｒｅｆに近づけるのに最適なＤＣリアクトル電流指令値を算出する。比例積分制御器１２１の出力を入力とするリミッタ１２２は電流指令値に上限下限リミットを与える働きをしており、上限リミット値は二次電池８の放電電流制限値を、下限リミット値は二次電池８の充電電流制限値を意味している。これら充放電電流の制限値は、二次電池８の残量に応じて一定時間間隔（例えば０．１秒間隔）で更新される。これにより、二次電池の残量が少ない場合には放電の抑制を、二次電池の残量が過剰な場合には充電の抑制を行うことが可能となる。リミッタ１２２の出力値は新たな電流指令値ＩＬｒｅｆとして実際のＤＣリアクトル電流値ＩＬとの差分が取られる。ここで得られた差分を入力とする比例積分型制御器１２３は、ＩＬをＩＬｒｅｆに近づけるのに最適な通流率指令値を算出する。比例積分制御器１２３の出力を入力とするリミッタ１２４は、その上限値に後述するＰＷＭ発生手段における三角波信号Ｓｉｇ２の最大値を設定する。また、その下限値には三角波信号Ｓｉｇ１の最小値を設定する。このリミット処理を施すことにより、リミッタ１２４の出力信号ｃｏｍｐを基に生成されるスイッチング信号の通流率が零または１になることを防止している。
次にリミッタ１２４の出力信号ｃｏｍｐを入力とするＰＷＭ発生手段１２５の構成および動作を第９図を用いて説明する。第９図（ｂ）のＰＷＭ発生手段の回路構成図において、１３０は三角波発生器、１３１と１３２はコンパレータである。コンパレータ１３１のマイナス入力端子には三角波発生器１３０の発生する振幅Ｖａｍｐ、周期Ｔｓｗの三角波とＶｏｆｓｔとを加算した信号Ｓｉｇ１を入力、また同コンパレータのプラス入力端子には、前述の信号ｃｏｍｐを入力している。これにより、コンパレータ１３１の出力端子Ｇｄにはｃｏｍｐ＞Ｓｉｇ１の時に限りハイレベルが出力される。他方のコンパレータ１３２のマイナス入力端子には、前述の信号ｃｏｍｐを入力、また同コンパレータのプラス入力端子には三角波発生器１３０の発生する三角波信号Ｓｉｇ２を入力している。これにより、コンパレータ１３２の出力端子Ｇｃにはｃｏｍｐ＜Ｓｉｇ２の時に限りハイレベルが出力される。以上説明した第９図（ｂ）の回路に対して、式（６）の関係を満たすＶｏｆｓｔを入力し、さらにＧｄ，Ｇｃがハイレベルの時にスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンするようにゲート駆動回路９の論理を設定することにより、スイッチング周波数Ｔｓｗでスイッチング素子Ｓ１とＳ２をデッドタイムＴｄを挟んで交互にオン／オフすることが実現できる。
Figure 2002093730
第９図（ａ）に前述のＰＷＭ発生手段における各部の波形とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の状態を示す。
以上、第１図に基づいて説明してきた第一の実施形態は、通常時の電源には交流電源１か二次電池８を使用し、停電時には二次電池８を使用する場合であった。これに対して、第１０図に示す第２の実施形態は第１図における交流電源１とダイオードブリッジ２を一次電池１４０に置換した場合である。
第１０図に示す実施形態においては、Ｖｄｃの電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆを一次電池１４０の出力電圧よりも高い値に設定する。この結果、二次電池８の残量が過放電レベル以上でも過充電レベル以下の条件では、二次電池８の電力が優先的に利用される。反対に、二次電池８の残量が不足している場合には一次電池の電力が電動機負荷６に供給される。これにより、充電機能を持たない一次電池を電源としながら、回生電力を充電し、再利用することが可能となり、省エネ効果を生み出すことができる。
第１１図は、本発明をエレベータシステムに適用した第三の実施の形態である。
第１１図において１５１はモータ軸、１５０は駆動滑車、１５２は滑車、１５３は釣合いおもり、１５４は乗りカゴ、１５５はロープ、１５６はカゴ呼びボタン、１５７はエレベータシステムの制御回路、１５８はカゴ呼びボタン信号線、１５９はエレベータシステムの制御回路１５７からの信号線、１６０はエレベータシステムの制御回路１５７からインバータ３への信号線である。第１１図に示したエレベータシステムにおいては、カゴ呼びボタン１５６が押されると、エレベータシステムの制御回路１５７からインバータ３に対して乗りカゴを呼び出し階まで移動するための電動機６の駆動パターンが信号線１６０により送出される。さらに、呼び出し階で乗客を乗せた後は、エレベータシステムの制御回路１５７からインバータ３に対して乗りカゴを目的階まで移動するための電動機６の駆動パターンが信号線１６０により送出される。
このため、エレベータシステムの制御装置１５７には、
１．カゴ呼びボタン又は、行き先ボタンが押されたかどうか。
２．目的階に到着したかどうか。
といったエレベータの状態が内部に保持されており、この状態信号を信号線１５９で制御回路２１に入力し、後述する第１２図のフローチャートを制御回路２１において実行すれば、電動機６の電流を検出することなしに電動機停止時におけるＳ１，Ｓ２のスイッチングを停止することができる。このようにエレベータのように電動機６の起動／停止のタイミング情報が得やすい用途においては、第１図に示した第一の実施形態よりも簡単な構成で実施可能である。
次に第１２図のフローチャートを説明する。
第１２図において、ステップ９０で起動されたシーケンスはステップ９１で停電の有無を判定する。ステップ９１で停電の場合には、ステップ９４でＶｄｃ定電圧制御を開始した後、ステップ９６でシーケンスを終了する。一方、ステップ９１で停電でないと判定した場合には、ステップ９２でカゴ呼びボタンまたは行き先ボタンが押されたかを判定する。ステップ９２でカゴ呼びボタンまたは行き先ボタンが押されたと判定しなかった場合にはステップ９５でＶｄｃ定電圧制御を停止状態にした後、ステップ９６でシーケンスを終了する。これに対して、ステップ９２でカゴ呼びボタンまたは行き先ボタンが押されたと判定した場合には、ステップ９３で目的階に到着したかどうかを判定する。ステップ９３で目的階に到着したと判定した場合には、ステップ９５に移行し、Ｖｄｃ定電圧制御を停止状態にした後、ステップ９６でシーケンスを終了する。一方、ステップ９３で目的階に到着したと判定しなかった場合には、ステップ９４でＶｄｃ定電圧制御を開始した後、ステップ９６でシーケンスを終了する。以上説明した第１２図のシーケンスは一定時間間隔（例えば０．１秒）間隔で起動するものとする。
第１３図は、第１図に示した昇圧用スイッチング素子Ｓ１と降圧用スイッチング素子の他の動作例を示す図である。
先の実施例では、第９図に示すように、昇圧用スイッチング素子Ｓ１と降圧用スイッチング素子を交互にオン，オフさせていた。しかしながら、第１３図（ａ）（ｂ）に示すように、必ずしも交互にオン，オフさせなくても良い。力行動作中と回生動作中それぞれに昇圧用スイッチング素子Ｓ１と降圧用スイッチング素子の両方のオン時間があれば良い。
このようなスイッチング動作をすることにより、力行動作中であるのか回生動作中であるのかの判断をすることなく、充放電制御が可能となる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の第一の実施形態を示す充放電制御装置の構成図である。第２図は、本発明を利用しない場合の充放電制御装置の構成図である。第３図は、第２図に示した充放電制御装置におけるＤＣリアクトル電流の波形図である。第４図は、第１図と第２図に示した充放電制御装置におけるＶｄｃ電圧制御特性の比較図である。第５図は、本発明における回路動作を説明する図である。第６図は、本発明の第一の実施形態における制御回路２１の動作フローチャート図である。第７図は、本発明における停電検出手段および電動機電流検出手段を表す図である。第８図は、本発明におけるＶｄｃ電圧の定電圧制御系を表す図である。第９図は、本発明におけるＰＷＭ発生手段を説明する図である。第１０図は、本発明を一次電池システムに適用した場合の第二の実施形態図である。第１１図は、本発明をエレベータシステムに適用した場合の第三の実施形態図である。第１２図は、本発明をエレベータシステムに適用した場合の第三の実施形態図である。第１３図は、充放電制御装置における昇圧スイッチング素子と降圧スイッチング素子の動作の他の実施形態を示す図である。TECHNICAL FIELD The present invention relates to a charge / discharge control device that accompanies a device that drives an electric motor with an inverter, and that performs uninterruptible power control and reuse of regenerative power.
BACKGROUND ART For example, JP-A-61-267675 and JP-A-11-299275 disclose conventional techniques.
In these related arts, the voltage of the secondary battery is raised or lowered by determining whether the electric motor connected to the inverter is running or regenerating. During power running, the voltage of the secondary battery is boosted to supply power to the input portion of the inverter, and at the time of regeneration, the secondary battery is charged with regenerated power.
In JP-A-61-267675, an input voltage value of an inverter is detected, and power running / regeneration of a motor is determined based on a magnitude relationship with a predetermined value. In Japanese Patent Application Laid-Open No. H11-299275, the power running and regeneration of the electric motor are determined by detecting the voltage and current on the input side of the inverter and multiplying the detected voltage and current.
DISCLOSURE OF THE INVENTION FIG. 2 shows a charge / discharge control device when the present invention is not used.
The charge / discharge control device shown in FIG. 2 controls the voltage of the secondary battery 8 by the step-up chopper operation for chopping the step-up switching element S1 while the step-down switching element S2 is turned off when the motor 6 is in power running. The voltage is boosted to feed the DC input of the inverter 3. Further, when the motor 6 is in regenerative operation, the voltage of the DC input section of the inverter 3 is reduced by the step-down chopper operation for chopping the step-down switching element S2 while the step-up switching element S1 is kept off, and the voltage is reduced to the secondary battery 8. Charge. Such a charge / discharge control device is means for constantly determining whether the motor load is in a power running operation or a regenerative operation in order to determine whether to operate the charge / discharge control device in a step-up chopper operation or a step-down chopper operation. is necessary.
In addition, since the charge / discharge control device performs a step-up chopper operation or a step-down chopper operation in accordance with charging / discharging of the secondary battery 8, especially when the current flowing through the motor is small, the current flowing through the DC reactor 7 is reduced. There is a problem that discontinuity is caused and control characteristics are deteriorated. This is shown in FIG. In FIG. 3, IL represents the current flowing through the DC reactor 7 when the current flowing from the secondary battery 8 is taken in the positive direction. FIG. 3A shows a case where the electric motor 6 is in power running, and a waveform 40 shows a state of continuous current and a waveform 41 shows a state of discontinuous current. At this time, the relation of equation (1) between the conduction ratio d of the switching element S1, the terminal voltage Vdc of the smoothing capacitor 5, and the terminal voltage Vbat of the secondary battery 8 in the case of continuous current is as follows: In the case where the current is discontinuous, there is a relationship of Expression (2).
Figure 2002093730
Figure 2002093730
(However, L: DC reactor value, Io: inverter current value, Tsw: switching cycle)
On the other hand, FIG. 3 (b) shows the case where the motor 6 is in the regenerative state, in which the waveform 42 shows a continuous current and the waveform 43 shows a discontinuous current. At this time, the relation of equation (3) between the conduction ratio d 'of the switching element S2, the voltage Vdc between terminals of the smoothing capacitor 5 and the voltage Vbat between terminals of the secondary battery 8 in the case of continuous current is given. In the case where the current is discontinuous, there is the relationship of equation (4).
Figure 2002093730
Figure 2002093730
As shown by the above equations (1) to (4), in the chopper operation, the terminal of the smoothing capacitor 5 with respect to the conduction ratio d or d 'depends on whether the current flowing through the DC reactor 7 is continuous or discontinuous. The relational expression of the inter-voltage Vdc is different. Further, even when the current flowing through the DC reactor 7 is discontinuous, the relational expression of the voltage Vdc between the terminals of the smoothing capacitor 5 with respect to the conduction ratio d or d 'in the case of the step-up chopper operation and the case of the step-down chopper operation. Is completely different. For this reason, in the above-described device, it is determined whether the current flowing in the DC reactor 7 is continuous or discontinuous, and the control system is switched in accordance with the result, and the motor load 6 is in the power running operation or the regenerative operation. It is indispensable to have a means for judging the situation and switching the step-up / step-down chopper according to the result.
Therefore, an object of the present invention is to provide a charge / discharge control device that does not require the above-described determination means and does not require a switching operation with a single control system.
One feature of the present invention is that S1 used as a boosting switching element and S2 used as a step-down switching element in the above-described charge / discharge control device can be used regardless of the power running operation and the regenerative operation of the motor load. On / off operation is performed alternately with a dead time in between. As a result, the DC reactor current can always be operated continuously, and it is not necessary to detect the discontinuous state of the DC reactor current. Further, regardless of the magnitude of the DC reactor current, the relationship between the conduction ratio d of the switching element S1, the voltage Vdc between the terminals of the smoothing capacitor 5, and the voltage Vbat between the terminals of the secondary battery 8 is expressed by a single equation (5). Since the equation can be described, it is not necessary to determine whether the vehicle is running or regenerated.
Figure 2002093730
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a configuration diagram of a charge / discharge control device showing a first embodiment of the present invention.
In FIG. 1, 1 is an AC power supply, 2 is a diode bridge connected to the AC power supply 1 and converts AC into DC voltage, 5 is a smoothing capacitor for smoothing the output voltage of the diode bridge 2, 4 is an overvoltage of the smoothing capacitor 5. A voltage detector for detecting the voltage between the terminals of the smoothing capacitor 5; an inverter 3 connected to the AC side of the diode bridge 2 via the smoothing capacitor 5 for converting DC to AC; 3, an electric motor connected to the AC side and driven by the inverter 3, 100 is a bidirectional buck-boost circuit, 8 is a secondary battery, 7 is a DC reactor, S1 and S2 are switching elements, D1 and D2 are diodes, 9 Is a gate drive circuit for driving the switching element S1, and 10 is a gate drive circuit for driving the switching element S2 11 is a voltage detector for detecting a power failure of the AC power supply 1, 13 is a current detector for detecting the current of the motor 6, 20 is a current detector for detecting the current of the DC reactor 7, and 21 is a charge detector. This is a control circuit that controls the entire discharge control device.
In the above configuration, when the AC power supply 1 has a power failure, a power failure detection circuit, which will be described later, issues a power failure detection signal to the microcomputer on the control circuit 21 based on the signal of the voltage detector 11. Upon receiving the power failure detection signal, the microcomputer starts the duty ratio control of the switching elements S1 and S2 in order to control the voltage Vdc between terminals of the smoothing capacitor 5 at a constant voltage. Thus, even when the AC power supply 1 is interrupted, the electric motor 6 can continue the normal operation.
Further, when the AC power supply 1 is normal, and when the motor current detection circuit described later detects that the electric motor 6 is operating, if the remaining amount of the secondary battery 8 is not excessive or insufficient, a power failure occurs. The voltage control between the terminals of the smoothing capacitor 5 is performed in the same manner as at the time. At this time, by setting the voltage command value of the smoothing capacitor terminal voltage Vdc to a value higher than the voltage value obtained by diode-rectifying the AC power supply 1 described above, the diode bridge 2 is brought into a reverse bias state, and the diode is switched from the AC power supply 1 to the diode. The current flowing into the DC input of the inverter 3 through the bridge is cut off. Thus, when the motor 6 is in a power running operation, all the power necessary for driving the motor is supplied from the secondary battery 8. Conversely, when the electric motor 6 performs a regenerative operation, all of the regenerative electric power is charged in the secondary battery 8. By performing the above operation, the electric power stored in the secondary battery at the time of regeneration is actively used at the time of power running, and an energy saving effect is brought about.
Next, the operation principle of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 5 (a) is a diagram in which only the main circuit portion of the charge / discharge control device is taken out. In this figure, reference numeral 60 represents the inverter and the electric motor in FIG. 1 as a current source load. Further, IL represents a current flowing through the DC reactor 7, Is1 represents a current flowing through the switching element S1, Is2 represents a current flowing through the switching element S2, Id1 represents a current flowing through the diode D1, and Id2 represents a current flowing through the diode D2. ing. FIG. 5 (b) shows the current waveform of each part in the circuit of FIG. 5 (a) together with the switching pattern when the load current Io is near zero. In this figure, Tsw indicates a switching cycle, and Td indicates the on time of the switching element S1, and has a relation of Td = d × Tsw with respect to the conduction ratio d.
As can be seen from the IL current waveform of the waveform 63, in this method, even if the load current is near zero, the IL does not become discontinuous. This is because the switching elements S1 and S2 are alternately turned on / off, so that a mode in which the direction of the reactor current is restricted by the diode unlike the conventional method does not occur. Furthermore, since the output voltage Vdc can be described by a single expression (5) regardless of the direction of IL, there is no need for a means for determining powering / regeneration.
FIG. 4 is an example showing the difference in control characteristics between the device shown in FIG. 1 and the device shown in FIG. In FIG. 4, a graph 50 shows a characteristic of the output voltage Vdc with respect to the load current when the step-up chopper control is performed at a constant value of the conduction ratio d = 0.5 in the conventional method. Graph 51 shows the characteristics of the output voltage Vdc with respect to the load current when the step-down chopper control is performed at a constant value of the conduction ratio d = 0.5 in the conventional method. From these graphs, it can be seen that in the conventional method, the control characteristics are discontinuous at the point where the load current Io is zero. On the other hand, in the present invention, it can be seen that the characteristics at the time of the conduction ratio d = 0.5 are continuous and constant regardless of the load current Io as shown in the graph 52.
Next, the operation of the control circuit 21 will be described with reference to the flowchart of FIG.
FIG. 6 shows a sequence for starting the control of the Vdc voltage based on the presence or absence of the motor current. When the motor is stopped, the switching of S1 and S2 is stopped to suppress the circuit loss accompanying the switching. In FIG. 6, the sequence started in step 80 determines in step 81 whether there is a power failure. In the case of a power failure in step 81, after starting Vdc constant voltage control in step 82, the sequence ends in step 85. On the other hand, when it is determined in step 81 that there is no power failure, in step 83, the presence or absence of a motor current is determined. If the motor current is present in step 83, the Vdc constant voltage control is started in step 82, and the sequence ends in step 85. On the other hand, if it is determined in step 83 that there is no motor current, the Vdc constant voltage control is stopped, and the sequence ends in step 85. The above sequence is assumed to be started at regular time intervals (for example, 0.1 seconds).
Next, the configuration and operation of the power failure detection circuit in the control circuit 21 will be described with reference to FIG.
In FIG. 7A, 150 is a three-phase diode bridge, 151 is a low-pass filter, 152 is a comparator, 153 is a reference voltage source for setting a power failure detection level, and other numbers are the same as those in FIG. The voltage value of the AC power supply 1 is insulated and stepped down by the voltage detector 11 to generate a three-phase voltage signal Vsdet. In the diode bridge 150, Vsdet is full-wave rectified or half-wave rectified and input to the low-pass filter 151. As a result, the DC voltage Vs_act is output to the output of the low-pass filter 151 when the AC power supply 1 is normal. On the other hand, when the AC power supply 1 is out of power, the output value becomes zero. Therefore, by comparing the output value of the low-pass filter 151 with Vshut satisfying Vshut <vs_act by the comparator 152, the output of the comparator 152 has a high level when the AC power supply is normal and a low level when the AC power supply is out of power. By connecting the output signal of the comparator 152 thus generated to the input terminal of the microcomputer, it becomes possible for the microcomputer to recognize the occurrence of the power failure.
Next, the configuration and operation of the motor current detection circuit in the control circuit 21 will be described with reference to FIG.
In FIG. 7 (b), 160 is a three-phase diode bridge, 161 is a low-pass filter, 162 is a comparator, 163 is a reference voltage source for setting a motor current detection level, and other numbers are the same as those in FIG. The current value of the electric motor 6 is converted into an insulation and voltage signal by the current detector 13 and input to the low-pass filter 161. As a result, zero is output to the output of the low-pass filter 161 when the motor 6 is stopped, and a value equal to or greater than zero is output when the motor 6 is operating. Therefore, by comparing the output value of the low-pass filter 161 with Vact_ac satisfying Vact_ac> 0 by the comparator 162, the output of the comparator 162 has a high level when the motor is stopped and a low level when the motor is operating. By connecting the output signal of the comparator 162 thus generated to the input terminal of the microcomputer, the microcomputer can recognize the presence or absence of the motor current (that is, whether or not the motor is operating).
FIG. 7 (c) is a diagram showing another embodiment of the motor current detection circuit different from FIG. 7 (b). In FIG. 7C, 170 is a single-phase diode bridge, 171 is a low-pass filter, 172 is a comparator, 173 is a reference voltage source for setting a motor current detection level, and other numbers are the same as those in FIG. The input current value of the inverter 3 is converted into an insulation and voltage signal by the current detector 175 and input to the low-pass filter 171. As a result, a value of zero is output to the output of the low-pass filter 171 when the motor 6 is stopped, and a value of zero or more is output when the motor 6 is operating. Thus, by comparing the output value of the low-pass filter 171 with Vact_dc satisfying Vact_dc> 0 by the comparator 172, the output of the comparator 172 has a high level when the motor is stopped and a low level when the motor is operating. By connecting the output signal of the comparator 172 generated in this way to the input terminal of the microcomputer, it is possible for the microcomputer to recognize the presence or absence of the motor current (that is, whether or not the motor is operating).
Next, the operation of the Vdc constant voltage control system will be described with reference to FIG.
8, Vdc_ref is a Vdc voltage command value, Gd is an ON signal of the switching element S1, Gc is an ON signal of the switching element S2, 120, 122 and 124 are upper and lower limiters, 121 and 123 are proportional-integral controllers, Reference numeral 125 denotes a PWM generation unit. In FIG. 8, reference numeral 126 denotes a Vdc voltage control system, and 127 denotes a DC reactor current control system which receives a current command value from the voltage control system 126 as an input.
The difference between the voltage command value Vdcref and the actual output voltage Vdc is input to the limiter 120. Here, the upper and lower limits are set to prevent the integral value of the proportional-integral controller 121 to be provided in the subsequent stage from excessively increasing. The proportional-integral controller 121 that receives the output of the limiter 120 as an input calculates a DC reactor current command value that is optimal for bringing Vdc close to Vdcref. The limiter 122 which receives the output of the proportional-integral controller 121 serves to set upper and lower limits to the current command value. The upper limit value is the discharge current limit value of the secondary battery 8, and the lower limit value is the secondary value. This means the charging current limit value of the battery 8. These charge / discharge current limit values are updated at fixed time intervals (for example, 0.1 second intervals) according to the remaining amount of the secondary battery 8. This makes it possible to suppress discharge when the remaining amount of the secondary battery is small, and to suppress charging when the remaining amount of the secondary battery is excessive. As the output value of the limiter 122, a difference from the actual DC reactor current value IL is taken as a new current command value ILref. The proportional-integral controller 123 that receives the obtained difference as an input calculates an optimal duty ratio command value for bringing IL close to ILref. The limiter 124 to which the output of the proportional-plus-integral controller 123 is input sets the maximum value of the triangular wave signal Sig2 in the PWM generation means described later to the upper limit value. Also, the minimum value of the triangular wave signal Sig1 is set as the lower limit value. By performing this limit processing, the duty ratio of the switching signal generated based on the output signal comp of the limiter 124 is prevented from becoming zero or one.
Next, the configuration and operation of the PWM generation means 125 to which the output signal comp of the limiter 124 is input will be described with reference to FIG. In the circuit diagram of the PWM generation means in FIG. 9B, reference numeral 130 denotes a triangular wave generator, and 131 and 132 denote comparators. The signal Sig1 obtained by adding the amplitude Vamp generated by the triangular wave generator 130 and the triangular wave having the period Tsw and Vofst is input to the minus input terminal of the comparator 131, and the above-described signal comp is input to the plus input terminal of the comparator 131. ing. As a result, a high level is output to the output terminal Gd of the comparator 131 only when comp> Sig1. The signal comp described above is input to the minus input terminal of the other comparator 132, and the triangular wave signal Sig2 generated by the triangular wave generator 130 is input to the plus input terminal of the comparator 132. Accordingly, a high level is output to the output terminal Gc of the comparator 132 only when comp <Sig2. Vofst satisfying the relationship of equation (6) is input to the circuit of FIG. 9B described above, and the gate drive circuit is turned on so that switching elements S1 and S2 are turned on when Gd and Gc are at a high level. By setting the logic of 9, the switching elements S1 and S2 can be alternately turned on / off at the switching frequency Tsw with the dead time Td interposed therebetween.
Figure 2002093730
FIG. 9 (a) shows the waveform of each part in the aforementioned PWM generating means and the state of the switching elements S1 and S2.
In the first embodiment described above with reference to FIG. 1, the AC power supply 1 or the secondary battery 8 is used as a power supply in a normal state, and the secondary battery 8 is used in a power outage. On the other hand, the second embodiment shown in FIG. 10 is a case where the AC power supply 1 and the diode bridge 2 in FIG.
In the embodiment shown in FIG. 10, the voltage command value Vdcref of Vdc is set to a value higher than the output voltage of primary battery 140. As a result, under the condition that the remaining amount of the secondary battery 8 is equal to or higher than the overdischarge level and equal to or lower than the overcharge level, the power of the secondary battery 8 is preferentially used. Conversely, when the remaining amount of the secondary battery 8 is insufficient, the electric power of the primary battery is supplied to the motor load 6. As a result, the regenerative electric power can be charged and reused while using the primary battery having no charging function as a power source, and an energy saving effect can be produced.
FIG. 11 shows a third embodiment in which the present invention is applied to an elevator system.
11, 151 is a motor shaft, 150 is a drive pulley, 152 is a pulley, 153 is a counterweight, 154 is a riding car, 155 is a rope, 156 is a car call button, 157 is an elevator system control circuit, and 158 is a car call. A button signal line 159 is a signal line from the control circuit 157 of the elevator system, and a reference numeral 160 is a signal line from the control circuit 157 of the elevator system to the inverter 3. In the elevator system shown in FIG. 11, when the car call button 156 is pressed, the drive pattern of the electric motor 6 for moving the car to the calling floor from the control circuit 157 of the elevator system to the inverter 3 is changed to a signal line. 160. Further, after the passengers are loaded on the calling floor, the drive pattern of the electric motor 6 for moving the car to the destination floor is transmitted from the control circuit 157 of the elevator system to the inverter 3 via the signal line 160.
For this reason, the control device 157 of the elevator system includes:
1. Whether the car call button or the destination button has been pressed.
2. Whether you have arrived at the destination floor.
The state of the elevator is held internally, and if this state signal is input to the control circuit 21 via a signal line 159 and the control circuit 21 executes a flowchart of FIG. 12 described later, the current of the electric motor 6 is detected. The switching of S1 and S2 when the motor is stopped can be stopped without any trouble. Thus, in an application such as an elevator in which the start / stop timing information of the electric motor 6 can be easily obtained, the present embodiment can be implemented with a simpler configuration than the first embodiment shown in FIG.
Next, the flowchart of FIG. 12 will be described.
In FIG. 12, the sequence started in step 90 determines in step 91 whether there is a power failure. In the case of a power failure in step 91, after starting Vdc constant voltage control in step 94, the sequence ends in step 96. On the other hand, if it is determined in step 91 that there is no power failure, it is determined in step 92 whether the car call button or the destination button has been pressed. If it is not determined in step 92 that the car call button or the destination button has been pressed, the Vdc constant voltage control is stopped in step 95, and the sequence ends in step 96. On the other hand, if it is determined in step 92 that the car call button or the destination button has been pressed, it is determined in step 93 whether the vehicle has arrived at the destination floor. If it is determined in step 93 that the vehicle has arrived at the destination floor, the process proceeds to step 95, in which the Vdc constant voltage control is stopped, and the sequence ends in step 96. On the other hand, if it is not determined in step 93 that the vehicle has arrived at the destination floor, the Vdc constant voltage control is started in step 94, and the sequence ends in step 96. The sequence of FIG. 12 described above is started at regular time intervals (for example, 0.1 seconds).
FIG. 13 is a diagram showing another example of the operation of the step-up switching element S1 and the step-down switching element shown in FIG.
In the previous embodiment, as shown in FIG. 9, the step-up switching element S1 and the step-down switching element were alternately turned on and off. However, as shown in FIGS. 13A and 13B, it is not always necessary to alternately turn on and off. It is sufficient that the on-time of both the switching element S1 for boosting and the switching element for step-down are provided during the powering operation and the regenerative operation, respectively.
By performing such a switching operation, charge / discharge control can be performed without determining whether a power running operation or a regenerative operation is being performed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a charge / discharge control device showing a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a configuration diagram of a charge / discharge control device when the present invention is not used. FIG. 3 is a waveform diagram of a DC reactor current in the charge / discharge control device shown in FIG. FIG. 4 is a comparison diagram of Vdc voltage control characteristics in the charge / discharge control devices shown in FIG. 1 and FIG. FIG. 5 is a diagram for explaining a circuit operation in the present invention. FIG. 6 is an operation flowchart of the control circuit 21 according to the first embodiment of the present invention. FIG. 7 is a diagram showing a power failure detection means and a motor current detection means in the present invention. FIG. 8 is a diagram showing a constant voltage control system of the Vdc voltage in the present invention. FIG. 9 is a diagram for explaining PWM generation means in the present invention. FIG. 10 is a diagram of a second embodiment in which the present invention is applied to a primary battery system. FIG. 11 is a diagram of a third embodiment in which the present invention is applied to an elevator system. FIG. 12 is a diagram of a third embodiment in which the present invention is applied to an elevator system. FIG. 13 is a diagram showing another embodiment of the operation of the step-up switching element and the step-down switching element in the charge / discharge control device.

Claims (12)

交流電源に接続され交流を直流に変換するダイオードブリッジと、平滑コンデンサを介して前記ダイオードブリッジの直流側に接続され直流を交流に変換するインバータと、このインバータの交流側に接続された電動機と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を有する双方向性の昇降圧回路を介して、前記平滑コンデンサに並列に接続された二次電池と、前記電動機の力行と回生それぞれの動作中に、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を少なくとも１回オンさせる制御手段を備えたことを特徴とする充放電制御装置。A diode bridge connected to an AC power supply and converting AC to DC, an inverter connected to the DC side of the diode bridge via a smoothing capacitor to convert DC to AC, and a motor connected to the AC side of the inverter; A secondary battery connected in parallel to the smoothing capacitor via a bidirectional buck-boost circuit having a first switching element and a second switching element, and during operation of each of power running and regeneration of the motor, A charge / discharge control device, comprising: control means for turning on the first switching element and the second switching element at least once. 交流電源に接続され交流を直流に変換するダイオードブリッジと、平滑コンデンサを介して前記ダイオードブリッジの直流側に接続され直流を交流に変換するインバータと、このインバータの交流側に接続された電動機と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を有する双方向性の昇降圧回路を介して、前記平滑コンデンサに並列に接続された二次電池と、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を交互にオン，オフさせる制御手段を備えたことを特徴とする充放電制御装置。A diode bridge connected to an AC power supply and converting AC to DC, an inverter connected to the DC side of the diode bridge via a smoothing capacitor to convert DC to AC, and a motor connected to the AC side of the inverter; A secondary battery connected in parallel to the smoothing capacitor via a bidirectional step-up / step-down circuit having a first switching element and a second switching element; the first switching element and the second switching A charge / discharge control device comprising control means for alternately turning on and off elements. 交流電源に接続され交流を直流に変換するダイオードブリッジと、平滑コンデンサを介して前記ダイオードブリッジの直流側に接続され直流を交流に変換するインバータと、このインバータの交流側に接続された電動機と、降圧用スイッチング素子を介して前記平滑コンデンサと並列に接続された昇圧用スイッチング素子と、リアクトルを介して前記昇圧用スイッチング素子と並列に接続された二次電池と、前記電動機の力行と回生それぞれの動作中に、前記降圧用スイッチング素子及び前記昇圧用スイッチング素子を少なくとも１回オンさせる制御手段を備えたことを特徴とする充放電制御装置。A diode bridge connected to an AC power supply and converting AC to DC, an inverter connected to the DC side of the diode bridge via a smoothing capacitor to convert DC to AC, and a motor connected to the AC side of the inverter; A boosting switching element connected in parallel with the smoothing capacitor via a step-down switching element, a secondary battery connected in parallel with the boosting switching element via a reactor, and powering and regenerating each of the electric motor A charge / discharge control device, comprising: control means for turning on the step-down switching element and the step-up switching element at least once during operation. 交流電源に接続され交流を直流に変換するダイオードブリッジと、平滑コンデンサを介して前記ダイオードブリッジの直流側に接続され直流を交流に変換するインバータと、このインバータの交流側に接続された電動機と、降圧用スイッチング素子を介して前記平滑コンデンサと並列に接続された昇圧用スイッチング素子と、リアクトルを介して前記昇圧用スイッチング素子と並列に接続された二次電池と、前記降圧用スイッチング素子と前記昇圧用スイッチング素子を交互にオン，オフさせる制御手段を備えたことを特徴とする充放電制御装置。A diode bridge connected to an AC power supply and converting AC to DC, an inverter connected to the DC side of the diode bridge via a smoothing capacitor to convert DC to AC, and a motor connected to the AC side of the inverter; A step-up switching element connected in parallel with the smoothing capacitor via a step-down switching element; a secondary battery connected in parallel with the step-up switching element via a reactor; the step-down switching element and the step-up Charge / discharge control device, further comprising control means for alternately turning on / off the switching element for use. 交流電源を直流出力電圧に変換するダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの直流出力側に接続された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの直流電圧を可変周波数，可変電圧に変換するインバータと、前記インバータにより駆動される電動機と、前記平滑コンデンサに対して、双方向性の昇降圧回路を介して接続された二次電池と、前記昇降圧回路の第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とをデッドタイムを挟んで交互にオン・オフさせる制御手段を備えたことを特徴とする充放電制御装置。A diode bridge for converting an AC power supply to a DC output voltage, a smoothing capacitor connected to the DC output side of the diode bridge, an inverter for converting the DC voltage of the smoothing capacitor into a variable frequency and a variable voltage, and a drive by the inverter A motor connected to the smoothing capacitor via a bidirectional buck-boost circuit, and a dead time between the first switching element and the second switching element of the buck-boost circuit. A charge / discharge control device comprising control means for alternately turning on / off with the interposition of the control signal. 請求項５において、
前記平滑コンデンサの電圧を前記ダイオードブリッジで整流した電圧値よりも高い一定値に制御する手段を備えたことを特徴とする充放電制御装置。In claim 5,
A charge / discharge control device comprising means for controlling a voltage of the smoothing capacitor to a constant value higher than a voltage value rectified by the diode bridge. 請求項６において、
前記交流電源の停電を検出する検出手段と、この検出手段に応動して、前記昇降圧回路のゲートスイッチングを開始する手段を備えたことを特徴とする充放電制御装置。In claim 6,
A charge / discharge control device comprising: a detection unit for detecting a power failure of the AC power supply; and a unit for starting gate switching of the step-up / down circuit in response to the detection unit. 請求項６において、
前記電動機の駆動電流を検出する検出手段と、この検出手段に応動して、前記昇降圧回路のゲートスイッチングを開始する手段を備えたことを特徴とする充放電制御装置。In claim 6,
A charge / discharge control device comprising: a detection unit for detecting a drive current of the electric motor; and a unit for starting gate switching of the step-up / down circuit in response to the detection unit. 交流電源に接続され交流を直流に変換するダイオードブリッジと、平滑コンデンサと、この平滑コンデンサを介して前記ダイオードブリッジの直流側に接続され直流を交流に変換するインバータと、このインバータの交流側に接続された電動機と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を有する双方向性の昇降圧回路を介して、前記平滑コンデンサに並列に接続された二次電池と、前記電動機によって昇降するエレベータのかごと、エレベータのかご呼び釦と、前記電動機の力行と回生それぞれの動作中に、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を少なくとも１回オンさせる制御手段を備え、前記かご呼び釦によってかご呼びが発生したときに、前記制御手段による前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のオン，オフを開始することを特徴とする充放電制御装置。A diode bridge that is connected to an AC power supply and converts AC to DC; a smoothing capacitor; an inverter that is connected to the DC side of the diode bridge via the smoothing capacitor and converts DC to AC; and that is connected to the AC side of the inverter. Motor, a rechargeable battery connected in parallel to the smoothing capacitor via a bidirectional buck-boost circuit having a first switching element and a second switching element, and whether the elevator moves up and down by the motor. A car call button of an elevator, and control means for turning on the first switching element and the second switching element at least once during the operation of the power running and the regeneration of the electric motor, respectively, by the car call button. When a car call occurs, the first switching element and the On the second switching element, the charge and discharge control device, characterized in that to start off. 交流電源に接続され交流を直流に変換するダイオードブリッジと、平滑コンデンサと、この平滑コンデンサを介して前記ダイオードブリッジの直流側に接続され直流を交流に変換するインバータと、このインバータの交流側に接続された電動機と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を有する双方向性の昇降圧回路を介して、前記平滑コンデンサに並列に接続された二次電池と、前記電動機によって昇降するエレベータのかごと、前記電動機の力行と回生それぞれの動作中に、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を少なくとも１回オンさせる制御手段を備え、前記かごが目的階に到着したときに、前記制御手段による前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のオン，オフを終了することを特徴とする充放電制御装置。A diode bridge that is connected to an AC power supply and converts AC to DC; a smoothing capacitor; an inverter that is connected to the DC side of the diode bridge via the smoothing capacitor and converts DC to AC; and that is connected to the AC side of the inverter. Motor, a rechargeable battery connected in parallel to the smoothing capacitor via a bidirectional buck-boost circuit having a first switching element and a second switching element, and whether the elevator moves up and down by the motor. And control means for turning on the first switching element and the second switching element at least once during the operation of the power running and the regeneration of the electric motor, respectively, when the car arrives at the destination floor, Termination of ON / OFF of the first switching element and the second switching element by the control means Charge and discharge control device according to claim Rukoto. 請求項３，４において、
前記二次電池の残量を検出する手段と、この検出値に応じて、前記リアクトルに関する電流制御系の電流指令値の制限値を変化させる手段を備えたことを特徴とする充放電制御装置。In claims 3 and 4,
A charge / discharge control device comprising: means for detecting a remaining amount of the secondary battery; and means for changing a limit value of a current command value of a current control system for the reactor according to the detected value. 請求項１〜１１において、
前記ダイオードブリッジを一次電池に置換した構成からなる充放電制御装置。In claims 1 to 11,
A charge / discharge control device having a configuration in which the diode bridge is replaced with a primary battery.
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