JPS6374205A - Frequency control circuit - Google Patents
Frequency control circuitInfo
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- JPS6374205A JPS6374205A JP61220004A JP22000486A JPS6374205A JP S6374205 A JPS6374205 A JP S6374205A JP 61220004 A JP61220004 A JP 61220004A JP 22000486 A JP22000486 A JP 22000486A JP S6374205 A JPS6374205 A JP S6374205A
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
（イ）産業上の利用分野
本発明は、振動素子を用いた周波数制御回路に関するも
ので、特に、振動素子の並列容量を等価リアクタンス回
路により可変し、周波数の制御を行う周波数制御回路に
関するものである。Detailed Description of the Invention (a) Industrial Application Field The present invention relates to a frequency control circuit using a vibrating element. In particular, the parallel capacitance of the vibrating element is varied by an equivalent reactance circuit to control the frequency. This relates to a frequency control circuit that performs
（ロ）従来の技術
水晶振動子等の固体振動素子を用いた発振回路は、きわ
めて安定した発振をするため、高精度の周波数安定度が
要求される機器に応用されている。前記発振回路の周波
数を制御するために、可変リアクタンス回路を並列に接
続した周波数制御回路が知られており、例えば、ＰＬＬ
回路の電圧制御発振器等に応用されている。特開昭５９
−５７５１５号公報には、第２図に示す如き、周波数制
御回路が開示されている。第２図において、（１）は可
変リアクタンス回路、（２）は発振回路、（３）は水晶
振動子等の固体振動素子である。しかして、前記可変リ
アクタンス回路（１）は、エミッタが共通接続された第
１及び第２トランジスタ（４）及び（５）と、該第１及
び第２トランジスタ（４）及び（５）のエミッタに接続
された第１電流源トランジスタ（６）と、エミッタが共
通接読された第３及び第４トランジスタ（７）及び（８
）と、該第３及び第４トランジスタ（７）及び（８）の
エミッタに接続きれた第２電流源トランジスタ（９）と
、前記第３トランジスタ（７）のベースと第２及び第４
トランジスタ（５）及び（８）の共通コレクタとの間に
接続されたコンデンサ（１０）と、前記第１及び第４ト
ランジスタ（４）及び（８）の共通ベースと前記第２及
び第３トランジスタ（５）及び（７）の共通ベースとの
間に接続された抵抗（１１）と、前記第１乃至第４トラ
ンジスタ（４）乃至（８）のコレクタに接続された電流
ミラー回路（具）とによって構成され、前記第１及び第
２電流源トランジスタ（６）及び（９）のベースに印加
詐れる位相比較器からの制御信号に応じて、等価リアク
タンスを発生させるものである。前記回路の等価リアク
タンスは、±ｇｍ ＲＣで与えられる。ただし、ｇｍは
差動接続されたトランジスタの相互コンダクタンス、Ｒ
は抵抗（１１）の抵抗値、Ｃはコンデンサ（１０）の容
量である。発振回路（２）は、差動接続された一対のト
ランジスタ（１３〉及び（１４）と、該トランジスタ（
１３）のベースとトランジスタ（１４）のコレクタとの
間に接続されたコンデンサ（１５）と、前記一対のトラ
ンジスタ（１３）及び（１４）の共通エミッタに接続さ
れたトランジスタ（１６）とコレクタに接続された電流
ミラー回路（１７）と、前記一対のトランジスタ（１３
）及び（１４）のベースに接続されたトランジスタ（１
８）と、電流ミラー回路（１２〉及び定電流回路（翻）
等とで構成され、バイアスは固定バイアスである。そし
て、振動素子（３）は、第３図に示す如く、インダクタ
ンスＬ１固有静電容Ｉ Ｃ１、実効抵抗ｒ、及び並列容
量Ｃ０とから成る等価回路を構成する。(B) Conventional Art Oscillator circuits using solid-state oscillation elements such as crystal oscillators provide extremely stable oscillation, and are therefore applied to equipment that requires highly accurate frequency stability. In order to control the frequency of the oscillation circuit, a frequency control circuit in which variable reactance circuits are connected in parallel is known, such as a PLL.
It is applied to circuits such as voltage controlled oscillators. Japanese Unexamined Patent Publication 1983
JP-A-57515 discloses a frequency control circuit as shown in FIG. In FIG. 2, (1) is a variable reactance circuit, (2) is an oscillation circuit, and (3) is a solid resonator element such as a crystal resonator. Thus, the variable reactance circuit (1) includes first and second transistors (4) and (5) whose emitters are commonly connected, and the emitters of the first and second transistors (4) and (5). A first current source transistor (6) connected, and third and fourth transistors (7) and (8) whose emitters are commonly read out.
), a second current source transistor (9) connected to the emitters of the third and fourth transistors (7) and (8), and a second current source transistor (9) connected to the emitters of the third and fourth transistors (7);
a capacitor (10) connected between the common collectors of the transistors (5) and (8); a common base of the first and fourth transistors (4) and (8) and the second and third transistors ( 5) and (7), and a current mirror circuit (equipment) connected to the collectors of the first to fourth transistors (4) to (8). It is configured to generate an equivalent reactance in response to a control signal from a phase comparator applied to the bases of the first and second current source transistors (6) and (9). The equivalent reactance of the circuit is given by ±gm RC. However, gm is the mutual conductance of differentially connected transistors, R
is the resistance value of the resistor (11), and C is the capacitance of the capacitor (10). The oscillation circuit (2) includes a pair of differentially connected transistors (13> and (14), and
a capacitor (15) connected between the base of the transistor (13) and the collector of the transistor (14); and a transistor (16) connected to the collector of the transistor (16) connected to the common emitter of the pair of transistors (13) and (14). the current mirror circuit (17) and the pair of transistors (13)
) and (14) are connected to the bases of transistors (1
8), current mirror circuit (12) and constant current circuit (translation)
etc., and the bias is a fixed bias. As shown in FIG. 3, the vibrating element (3) constitutes an equivalent circuit consisting of an inductance L1, a specific capacitance I C1, an effective resistance r, and a parallel capacitance C0.
（ハ）発明が解決しようとする問題点
いま、第２図の如き周波数制御回路において、第１′Ｍ
、流源トランジスタ（６）に制御電圧が印加され、電流
が流れて正のりアクタンス回路が動作した場合には、第
２図のＡ−Ａ’から右側の等価容量はｇｍ ＲＣとなり
、振動素子（３）の等価容量は見かけ上大きくなり、発
振周波数を下げる方向に動作する。一方、共振の並列共
振インピーダンスＺａは、第３図に示す等価回路のイン
ピーダンスから求められ、
ただし、ω８振動素子の並列共振角周波数で、から求め
られる。(c) Problems to be Solved by the Invention Now, in the frequency control circuit as shown in FIG.
, when a control voltage is applied to the current source transistor (6) and a current flows to operate the positive actance circuit, the equivalent capacitance on the right side from A-A' in Fig. 2 becomes gm RC, and the resonating element ( The equivalent capacitance of 3) becomes larger in appearance and operates in the direction of lowering the oscillation frequency. On the other hand, the parallel resonance impedance Za of resonance is determined from the impedance of the equivalent circuit shown in FIG.
従って、ＺａはＣ０の値に反比例する。すなわち、正リ
アクタンスが働くと、振動素子（３）の等価容量が大き
くなるため、Ｚａは小さくなり、そのために発振回路の
負荷抵抗（第２図の−Ｂ−Ｂ’から右側を見た等価イン
ピーダンス）が小さくなる。従って、発振回路の利得ｇ
ｍ Ｚａ （ｇｍは相互コンダクタンス）が小さくなり
、発振レベルが小さくなる。このため、ＰＬＬ回路で、
キャプチャレンジを広くとるため、第１電流源トランジ
スタ（６）の制御電流を大きく設定したときには、発振
回路の利得が減少し、発振停止という問題点が発生する
おそれがあった。Therefore, Za is inversely proportional to the value of C0. In other words, when positive reactance works, the equivalent capacitance of the resonator element (3) increases, so Za decreases, and as a result, the load resistance of the oscillation circuit (equivalent impedance when looking to the right from -B-B' in Figure 2) ) becomes smaller. Therefore, the gain g of the oscillation circuit
m Za (gm is mutual conductance) becomes smaller, and the oscillation level becomes smaller. For this reason, in the PLL circuit,
When the control current of the first current source transistor (6) is set to a large value in order to widen the capture range, the gain of the oscillation circuit decreases, and there is a risk that oscillation will stop.
一方、第２電流源トランジスタ（９）に制御電圧が印加
され、電流が流れて負のりアクタンス回路が動作した場
合には、振動素子（３）の等価容量は小さくなるためＺ
ａは大きくなり、発振回路の利得ｇｍ Ｚａは大きくな
る。このため、発振停止という問題点はないが、発振レ
ベルが強くなりすぎ、発振波形の上下がクリップきれ高
調波が発生する。この高調波が発生すると、スプリアス
発振が起こりやすくなる問題点があった。On the other hand, when a control voltage is applied to the second current source transistor (9) and a current flows to operate the negative polarity actance circuit, the equivalent capacitance of the vibrating element (3) becomes small, so Z
a becomes larger, and the gain gmZa of the oscillation circuit becomes larger. Therefore, although there is no problem that the oscillation stops, the oscillation level becomes too strong and the upper and lower ends of the oscillation waveform are clipped and harmonics are generated. When this harmonic is generated, there is a problem in that spurious oscillation is likely to occur.
（ニ）問題点を解決するための手段
本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、周波数制御
回路の可変リアクタンス回路に印加きれる制御信号を検
知し、この検知信号に応じて前記発振回路のバイアス電
流を可変にするバイアス電流制御回路を設けたことを特
徴とする。(d) Means for Solving the Problems The present invention has been made in view of the above points, and detects a control signal that can be applied to the variable reactance circuit of the frequency control circuit, and oscillates the oscillation according to this detection signal. The present invention is characterized in that it includes a bias current control circuit that makes the bias current of the circuit variable.
（本）作用
本発明に依れば、正リアクタンスが働いた場合には、バ
イアス電流制御回路で可変リアクタンス回路に印加され
る制御信号を検知し、この信号に応じて発振回路のバイ
アス電流を増加させ、該発振回路の利得低下を相互コン
ダクタンスｇｍの増加で補償出来る。また負リアクタン
スが働いた場合には、バイアス電流制御回路で可変リア
クタンス回路に印加される制御信号を検知し、この信号
に応じて、該発振回路のバイアス電流を減少させ、利得
増加を相互コンダクタンスｇｍの減少で補償出来る。従
って、発振停止あるいはスプリアス発振を防止し、安定
な周波数制御が可能になる。(Main) Effect According to the present invention, when positive reactance is activated, the bias current control circuit detects a control signal applied to the variable reactance circuit, and increases the bias current of the oscillation circuit in accordance with this signal. Thus, the decrease in the gain of the oscillation circuit can be compensated for by increasing the mutual conductance gm. In addition, when negative reactance is activated, the bias current control circuit detects the control signal applied to the variable reactance circuit, and according to this signal, the bias current of the oscillation circuit is decreased, and the gain increase is caused by transconductance gm. This can be compensated by a decrease in Therefore, oscillation stop or spurious oscillation is prevented, and stable frequency control is possible.
（へ）実施例
第１図は、本発明の一実施例を示す回路図で、（ハ）は
正または負の等価リアクタンスとして動作する可変リア
クタンス回路、（η）は発振回路、（２３）は前記可変
リアクタンス回路（旦）及び発振回路（η）の共通出力
端とアースとの間に接続された水晶振動子等の振動素子
、（ハ）は前記可変リアクタンス回路（麩）の制御信号
を検知して発振回路（η）のバイアス電流を可変にする
バイアス電流制御回路である。しかして、前記可変リア
クタンス回路（ハ）は、エミッタが共通接続された第１
及び第２トランジスタ（２５）及び（２６）と、該第１
及び第２トランジスタ（２５）及び（２６）の共通エミ
ッタに接続された可変を流源となる第１電流源トランジ
スタ（２７）及びトランジスタ（２８）と、エミッタが
共通接続された第３及び第４トランジスタ（２９）及び
（３０）と、該第３及び第４トランジスタ（２９）及び
（３０）の共通エミッタに接続された可変Ｔ流源となる
第２電流源トランジスタ（３１）及びトランジスタ（３
２）と、前記第２及び第３トランジスタ（２６）及び（
２９）の共通ベースと第２及び第４トランジスタ（２６
）及び（３０）の共通コレクタとの間に接続された第１
コンデンサ（３３）と、前記第１及び第４トランジスタ
（２５）及び（３０）の共通ベースと第２及び第３トラ
ンジスタ（２６）及び（２９）の共通ベースとの間に接
続された第１抵抗（３４）と、前記第１及び第３トラン
ジスタ（２５）及び（２９）の共通コレクタと第２及び
第４トランジスタ（２６）及び（３０）の共通コレクタ
とに接続されたダイオード接続型のトランジスタ（３５
）とトランジスタ（３６）とから成る第１電流ミラー回
路（３７）とによって構成きれ、前記第１及び第２を流
源トランジスタ（２７）及び（３１）のベースに位相比
較器等からの制御電圧が印加きれる。前記発振回路（η
）は、差動接続きれた第５及び第６トランジスタ（３８
）及び（３９）と、その共通エミッタに接続された定電
流トランジスタ（４０）と、前記第５トランジスタ（３
８）のベースと第６トランジスタ（３９）のコレクタと
の間に接続されたコンデンサ（４１）と、前記第５及び
第６トランジスタ（３８）及び（３９）のコレクタに接
続されたダイオード接続型トランジスタ（４２）及びト
ランジスタ（４３〉から成る第２電流ミラー回路（４り
と、前記第５及び第６トランジスタ（３８）及び（３９
）のベースに第１及び第２フレクタが接続されたトラン
ジスタ（４５）と、定ＴＬ−ｆ！Ｌ回路（４６）と、該
定電流回路（４６）にベース及びコレクタが共通接続さ
れたトランジスタ（４７）及び（４８）と、前記トラン
ジスタ（４８）のコレクタと定電流トランジスタ（４０
）のベースとに接続されたダイオード接続型トランジス
タ（４９）及びトランジスタ（５０）とから成る第３電
流ミラー回路（」）とから構成きれている。また、前記
バイアス電流制御回路（都）は、ベースが前記第１電流
源トランジスタ（２７）のベースに接続きれた第１７ｒ
！、流検知トランジスタ（５２）と、ベースカ前記第２
電流源トランジスタ（３１）のベースに接続された第２
１流検知トランジスタ（５３）と、前記第１及び第２電
流検知トランジスタ（５２）及び（５３）のコレクタに
接続きれたダイオード接続型トランジスタ（５４）及び
トランジスタ（５５）とから成る第４電流ミラー回路（
並）とから構成され、第２電流検知トランジスタ（５３
）のコレクタと前記定電流回路（４６）とが接読きれて
いる。(v) Embodiment FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, (c) is a variable reactance circuit that operates as a positive or negative equivalent reactance, (η) is an oscillation circuit, and (23) is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention. A vibrating element such as a crystal oscillator connected between the common output terminal of the variable reactance circuit (D) and the oscillation circuit (η) and the ground, (C) detects the control signal of the variable reactance circuit (F). This is a bias current control circuit that makes the bias current of the oscillation circuit (η) variable. Therefore, the variable reactance circuit (c) has a first circuit whose emitters are commonly connected.
and second transistors (25) and (26), and the first
and a first current source transistor (27) and a transistor (28), which serve as variable current sources, connected to the common emitter of the second transistors (25) and (26), and third and fourth transistors whose emitters are commonly connected. transistors (29) and (30); a second current source transistor (31) and transistor (3) serving as a variable T current source connected to the common emitters of the third and fourth transistors (29) and (30);
2), the second and third transistors (26) and (
29) and the common base of the second and fourth transistors (26
) and the common collector of (30).
a first resistor connected between a capacitor (33) and a common base of the first and fourth transistors (25) and (30) and a common base of the second and third transistors (26) and (29); (34), a diode-connected transistor ( 35
) and a first current mirror circuit (37) consisting of a transistor (36), the first and second current mirror circuits are connected to the bases of current source transistors (27) and (31), and a control voltage from a phase comparator or the like is applied. can be applied. The oscillation circuit (η
) are the fifth and sixth transistors (38
) and (39), a constant current transistor (40) connected to their common emitters, and the fifth transistor (39);
a capacitor (41) connected between the base of 8) and the collector of the sixth transistor (39); and a diode-connected transistor connected to the collectors of the fifth and sixth transistors (38) and (39). (42) and transistors (43), and the fifth and sixth transistors (38) and (39).
) with the first and second reflectors connected to the bases of the transistor (45) and the constant TL-f! L circuit (46), transistors (47) and (48) whose bases and collectors are commonly connected to the constant current circuit (46), and the collector of the transistor (48) and the constant current transistor (40).
) and a third current mirror circuit ('') consisting of a diode-connected transistor (49) and a transistor (50) connected to the base of the diode-connected transistor (49) and the transistor (50). Further, the bias current control circuit (capital) has a 17th current source transistor (27) whose base is connected to the base of the first current source transistor (27).
! , a current sensing transistor (52), and the second
A second transistor connected to the base of the current source transistor (31)
a fourth current mirror comprising a first current sensing transistor (53) and a diode-connected transistor (54) and a transistor (55) connected to the collectors of the first and second current sensing transistors (52) and (53); circuit(
A second current sensing transistor (53
) and the constant current circuit (46) can be directly read.
しかして、前記発振回路（η）は、コンデンサ（４１）
の正帰還により発振を行い、従来一般に使用されている
ものであるから、その詳細な説明は省略する。また、前
記可変リアクタンス回路（ハ）は、第１及び第２電流源
トランジスタ（２７）及び（３１）に位相比較器等から
の制御信号を印加することにより等測的に可変容量とな
るものであり、コンデンサ（３３）の容量を０％抵抗（
３４）の抵抗値をＲ１相互コンダクタンスをｇｍとすれ
ば、前記説明のように±ｇｍＲＣとなる。前記相互コン
ダクタンスｇｍは、第１及び第２電流源トランジスタ（
２７）及び（３１）のコレクタ電流に応じて変化する。Therefore, the oscillation circuit (η) includes a capacitor (41)
Oscillation is performed by positive feedback of , and since it is commonly used in the past, detailed explanation thereof will be omitted. Further, the variable reactance circuit (c) becomes variable capacitance isometrically by applying a control signal from a phase comparator or the like to the first and second current source transistors (27) and (31). Yes, the capacitance of capacitor (33) is set to 0% resistance (
If the resistance value of 34) is R1 and the mutual conductance is gm, then it becomes ±gmRC as explained above. The mutual conductance gm is the first and second current source transistors (
27) and (31).
その為、振動素子（２３）と並列に等価可変容量が接続
される結果、発振回路（η）の発、振周波数の可変が達
成される。Therefore, as a result of connecting an equivalent variable capacitor in parallel with the vibrating element (23), the oscillation of the oscillation circuit (η) and variation of the oscillation frequency are achieved.
いま、ここで第１電流源トランジスタ（２７）に電流が
流れて、正リアクタンスが働いた場合には、このＸ流は
第１’を流検知トランジスタ（５２）で検知され、該第
１電流検知トランジスタ（５２）から第４電流ミラー回
路（並）のトランジスタ（５４）及び（５５）に伝達さ
れる。前記トランジスタフ５５）を流れる電流は、第２
電流検知下ランジスタク５３）がオフである（このとき
第２電流源トランジスタ（３１）はオフで、電流は流れ
ていない）ため、定を流口路（４６）に流れる電流に加
えられ、発振回路（η）のバイアス電流Ｌ流の増加とな
り相互コンダクタンスｇｍが増加し、利得も大きくなる
。すなわち、正リアクタンス回路が働いたことにより、
発振回路（η）の負荷抵抗が減少したため生じる利得低
下は、バイアス電流の増加による相互コンダクタンスｇ
ｍの増加で実質的に補償されることになる。一方、第２
電流源トランジスタ（３１）に電流が流れ、負リアクタ
ンス回路が働いた場合には、この電流は第２電流検知ト
ランジスタ（５３〉で検知される。前記第２電流検知ト
ランジスタ（５３）を流れる電流は、第４電流ミラー回
路（亜）のトランジスタ（５５）がオフであるから、発
振回路（η）の定電流回路（４６）から供給されること
になる。このため、発振回路（η）のバイアス電流が減
少し、相互コンダクタンスｇｍの減少で、利得も小きく
なる。すなわち、負リアクタンス回路が働いたことによ
り、発振回路（２２）の利得の増加は、相互コンダクタ
ンスｇｍの減少により抑制され、実質的に補償されるこ
とになる。Now, if a current flows through the first current source transistor (27) and positive reactance is activated, this X current is detected by the first current detection transistor (52), and the first current detection transistor (52) detects the current The current is transmitted from the transistor (52) to the transistors (54) and (55) of the fourth current mirror circuit (normal). The current flowing through the transistor 55) is
Since the current detection lower transistor (53) is off (at this time, the second current source transistor (31) is off and no current is flowing), a constant is added to the current flowing through the flow path (46), and the oscillation circuit The bias current L flow of (η) increases, the mutual conductance gm increases, and the gain also increases. In other words, due to the positive reactance circuit working,
The decrease in gain caused by the decrease in the load resistance of the oscillation circuit (η) is due to the increase in transconductance g due to the increase in bias current.
The increase in m will substantially compensate. On the other hand, the second
When a current flows through the current source transistor (31) and the negative reactance circuit operates, this current is detected by the second current detection transistor (53).The current flowing through the second current detection transistor (53) is , since the transistor (55) of the fourth current mirror circuit (sub) is off, the current is supplied from the constant current circuit (46) of the oscillation circuit (η). Therefore, the bias of the oscillation circuit (η) As the current decreases and the mutual conductance gm decreases, the gain also decreases.In other words, due to the operation of the negative reactance circuit, the increase in the gain of the oscillation circuit (22) is suppressed by the decrease in the mutual conductance gm, and the gain decreases substantially. will be compensated accordingly.
なお、実施例では、位相比較器からの直流出力を検知し
ているが、可変リアクタンス回路（針）の制御信号を検
知し、これにより発振回路（η）のバイアス電流を可変
するものであればよい。In the example, the DC output from the phase comparator is detected, but if the control signal of the variable reactance circuit (needle) is detected and the bias current of the oscillation circuit (η) is varied by this, it is possible to good.
（ト）発明の効果
以上述べた如く、本発明に依れば、正リアクタンスが働
いたときには、発振回路のバイアス電流を増加させ、利
得低下を相互コンダクタンスｇｍの増加で補償し、発振
停止を防ぐことができ、負リアクタンスが働いたときに
は、発振回路のバイアス電流を減少させ、利得増加を相
互コンダクタンスｇｍの減少で補償しスプリアス発振を
防ぐことができ、安定な周波数制御が可能になる。(G) Effects of the Invention As described above, according to the present invention, when positive reactance is activated, the bias current of the oscillation circuit is increased, the decrease in gain is compensated for by the increase in mutual conductance gm, and oscillation is prevented from stopping. When the negative reactance is activated, the bias current of the oscillation circuit is reduced, the increase in gain is compensated for by the decrease in mutual conductance gm, spurious oscillation can be prevented, and stable frequency control is possible.
第１図は、本発明の一実施例を示す周波数制御回路図、
第２図は従来の周波数制御回路を示す回路図、第３図は
振動素子の等節回路を示す図である。
（麩）・・・可変リアクタンス回路、 （η〉・・・発
振回路、 （２３）・・・振動素子、 （幻）・・・バ
イアス電流制御回路、 （２７）・・・第１電流源トラ
ンジスタ、（３１）・・・第２電流源トランジスタ、
（４６）・・・定電流回路、 （５３〉・・・第１電流
検知トランジスタ、（５４）・・・第２を流検知トラン
ジスタ。FIG. 1 is a frequency control circuit diagram showing an embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a circuit diagram showing a conventional frequency control circuit, and FIG. 3 is a diagram showing an equinodal circuit of a vibrating element. (Fu)...Variable reactance circuit, (η>...Oscillation circuit, (23)...Vibration element, (Phantom)...Bias current control circuit, (27)...First current source transistor , (31)...second current source transistor,
(46)... Constant current circuit, (53>... First current detection transistor, (54)... Second current detection transistor.
Claims (1)
スとして動作する可変リアクタンス回路とを備え、該可
変リアクタンス回路に印加される制御信号に応じた発振
周波数を得る周波数制御回路において、前記可変リアク
タンス回路に印加される制御信号を検知するとともに、
該検知信号に応じて前記発振回路のバイアス電流を可変
にするバイアス電流制御回路を設けたことを特徴とする
周波数制御回路。A frequency control circuit comprising an oscillation circuit, a vibration element, and a variable reactance circuit that operates as a positive or negative equivalent reactance, and obtains an oscillation frequency according to a control signal applied to the variable reactance circuit, wherein the variable reactance circuit detecting the control signal applied to the
A frequency control circuit comprising a bias current control circuit that varies the bias current of the oscillation circuit in accordance with the detection signal.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61220004A JPS6374205A (en) | 1986-09-17 | 1986-09-17 | Frequency control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61220004A JPS6374205A (en) | 1986-09-17 | 1986-09-17 | Frequency control circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6374205A true JPS6374205A (en) | 1988-04-04 |
| JPH0476522B2 JPH0476522B2 (en) | 1992-12-03 |
Family
ID=16744421
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61220004A Granted JPS6374205A (en) | 1986-09-17 | 1986-09-17 | Frequency control circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6374205A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02235413A (en) * | 1989-03-09 | 1990-09-18 | Pioneer Electron Corp | Oscillation circuit |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2528310Y2 (en) * | 1991-01-10 | 1997-03-12 | 盟和産業株式会社 | Glass run corner structure |
-
1986
- 1986-09-17 JP JP61220004A patent/JPS6374205A/en active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02235413A (en) * | 1989-03-09 | 1990-09-18 | Pioneer Electron Corp | Oscillation circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0476522B2 (en) | 1992-12-03 |
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