JPH0138989Y2 - - Google Patents
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- JPH0138989Y2 JPH0138989Y2 JP1982146810U JP14681082U JPH0138989Y2 JP H0138989 Y2 JPH0138989 Y2 JP H0138989Y2 JP 1982146810 U JP1982146810 U JP 1982146810U JP 14681082 U JP14681082 U JP 14681082U JP H0138989 Y2 JPH0138989 Y2 JP H0138989Y2
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 20
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 2
- AYUNIORJHRXIBJ-HTLBVUBBSA-N [(3r,5s,6r,7s,8e,10s,11s,12e,14e)-6-hydroxy-5,11-dimethoxy-3,7,9,15-tetramethyl-16,20,22-trioxo-21-(prop-2-enylamino)-17-azabicyclo[16.3.1]docosa-1(21),8,12,14,18-pentaen-10-yl] carbamate Chemical compound N1C(=O)\C(C)=C\C=C\[C@H](OC)[C@@H](OC(N)=O)\C(C)=C\[C@H](C)[C@@H](O)[C@@H](OC)C[C@H](C)CC2=C(NCC=C)C(=O)C=C1C2=O AYUNIORJHRXIBJ-HTLBVUBBSA-N 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
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Description
【考案の詳細な説明】
(イ) 技術分野
本考案は、リアクタンス回路に関するもので、
特に負の等価リアクタンスを発生させることが出
来、しかもIC(集積回路)化に適したリアクタン
ス回路に関するものである。[Detailed explanation of the invention] (a) Technical field This invention relates to a reactance circuit.
In particular, it relates to a reactance circuit that can generate a negative equivalent reactance and is suitable for integration into an IC (integrated circuit).
(ロ) 技術の背景
発振周波数を制御信号に応じて変化させること
の出来る電圧(電流)制御型発振回路(VCO)
がある。前記VCOは、一般にコンデンサの充放
電時間を制御することにより発振周波数を変えて
いるが、バラツキや温度変化の為に、フリーラン
周波数が安定しない、という欠点を有していた。
だからといつて、VCOの基準発振素子として水
晶振動子の如き安定なものを使用すると、発振周
波数を制御信号に応じて変化させることが困難と
なるという欠点を有していた。(b) Technical background Voltage (current) controlled oscillator circuit (VCO) that can change the oscillation frequency according to the control signal
There is. The VCO generally changes the oscillation frequency by controlling the charging and discharging time of the capacitor, but has the disadvantage that the free run frequency is unstable due to variations and temperature changes.
However, if a stable device such as a crystal resonator is used as the reference oscillation element of the VCO, it has the disadvantage that it is difficult to change the oscillation frequency in accordance with the control signal.
(ハ) 考案の要点
本考案は、上述の点に鑑み成されたもので、
IC化が容易で、かつVCOの発振周波数を変化さ
せるに適した負の等価リアクタンスとして動作す
るリアクタンス回路を提供せんとするものであ
る。(c) Main points of the invention This invention was created in view of the above points.
The present invention aims to provide a reactance circuit that can be easily integrated into an IC and operates as a negative equivalent reactance suitable for changing the oscillation frequency of a VCO.
(ニ) 実施例
第1図は本考案の一実施例を示すもので、1及
び2はエミツタが共通接続された第1及び第2ト
ランジスタ、3は該第1及び第2トランジスタ1
及び2の共通エミツタに接続された可変電流源、
4は前記第1及び第2トランジスタ1及び2のコ
レクタに接続されたダイオード5とトランジスタ
6とから成る電流ミラー回路、7は前記第1トラ
ンジスタ1のコレクタに接続された出力端子、8
は該出力端子と前記第2トランジスタ2のベース
との間に接続されたコンデンサ、及び9は前記第
1及び第2トランジスタ1及び2のベース間に接
続された抵抗である。(d) Embodiment FIG. 1 shows an embodiment of the present invention, in which 1 and 2 are first and second transistors whose emitters are commonly connected, and 3 is the first and second transistor 1.
and a variable current source connected to the common emitters of the two;
4 is a current mirror circuit consisting of a diode 5 and a transistor 6 connected to the collectors of the first and second transistors 1 and 2; 7 is an output terminal connected to the collector of the first transistor 1; 8;
is a capacitor connected between the output terminal and the base of the second transistor 2, and 9 is a resistor connected between the bases of the first and second transistors 1 and 2.
いま、出力端子7の電圧をe0、コンデンサ8に
流れる電流をi1とすれば、前記電圧e0と電流i1と
は90度の位相差を持つことになり、前記電圧e0に
対し、位相が90度ずれた電流i1が前記コンデンサ
8から抵抗9に流れる。その時、第2トランジス
タ2のベース電圧e1は、
e1=R・i1 ……(1)
(ただし、Rは抵抗9の抵抗値)
となり、前記第2トランジスタ2のコレクタ電流
i2は、
i2=e1・gn ……(2)
(ただし、gnは相互コンダクタンス)
となる。また、第1及び第2トランジスタ1及び
2は差動接続されているので、第2トランジスタ
2のコレクタ電流i2が第(2)式の如くなれば、第1
トランジスタ1のコレクタ電流i3は、
i3=−e1・gn ……(3)
となる。ところで、前記コンデンサ8に流れる電
流i1は、
i1=e0/R+1/jwc ……(4)
(ただし、cはコンデンサ8のリアクタンスw
は角周波数)
となり、出力端子7に流れる電流i4は、
i4=i1+i3 ……(5)
となり、しかもi1≪i3と仮定すれば、第(3),(4)及
び(5)式から、
i4=−R・gne0/R+1/jwc
=e0/−1/gn+1/j(−wcRgn)……(6)
となる。従つて、第(6)式から明らかな如く、第1
図の回路は、出力端子7から見た場合、抵抗値が
−1/gnの抵抗と、リアクタンスが−C・R・gnの
コンデンサとの直列回路に等価変換される。そし
て、−1/gnが小であるならば、第1図の回路は、
負の等価リアクタンスを有する回路であると見倣
すことが出来る。例えば、抵抗9の抵抗値を1k
Ω、コンデンサ8のリアクタンス10pF、相互コ
ンダクタンスを1/50とすれば、等価リアクタンス
は、−200pFと大きなものとなり、この様な極性
が負で大きなリアクタンスをIC化出来るという
ことが、第1図のリアクタンス回路の大きな特徴
である。 Now, if the voltage at the output terminal 7 is e 0 and the current flowing through the capacitor 8 is i 1 , then the voltage e 0 and the current i 1 have a phase difference of 90 degrees, and with respect to the voltage e 0 , , a current i1 with a phase shift of 90 degrees flows from the capacitor 8 to the resistor 9. At that time, the base voltage e 1 of the second transistor 2 is e 1 =R・i 1 ...(1) (where R is the resistance value of the resistor 9), and the collector current of the second transistor 2 is
i 2 is i 2 = e 1 · g n ...(2) (where g n is mutual conductance). Furthermore, since the first and second transistors 1 and 2 are differentially connected, if the collector current i2 of the second transistor 2 is as shown in equation (2), the first
The collector current i 3 of the transistor 1 is i 3 =−e 1 ·g n (3). By the way, the current i 1 flowing through the capacitor 8 is i 1 = e 0 /R+1/jwc...(4) (where c is the reactance w of the capacitor 8)
is the angular frequency), and the current i 4 flowing to the output terminal 7 is i 4 = i 1 + i 3 ...(5), and assuming that i 1 ≪ i 3 , From equation (5), i 4 =−R·g n e 0 /R+1/jwc = e 0 /−1/g n +1/j (−wcRg n ) (6). Therefore, as is clear from equation (6), the first
When the circuit shown in the figure is viewed from the output terminal 7, it is equivalently converted into a series circuit of a resistor with a resistance value of -1/g n and a capacitor with a reactance of -C.R.g n . If -1/g n is small, the circuit in Figure 1 can be regarded as a circuit with negative equivalent reactance. For example, set the resistance value of resistor 9 to 1k.
Ω, the reactance of capacitor 8 is 10 pF, and the mutual conductance is 1/50, the equivalent reactance is as large as -200 pF.The fact that such a large reactance with negative polarity can be integrated into an IC is shown in Figure 1. This is a major feature of reactance circuits.
また、相互コンダクタンス(gn)は、次式で
示される。 Further, mutual conductance (g n ) is expressed by the following equation.
gn=αqI/4kT×2=α/52I ……(7)
(ただし、kはボルツマン定数
Tは絶対温度
qは電子の電荷量
αは電流増幅率
Iは可変電流源3に流れる電流)
従つて、可変電流源3に流れる電流Iを変化す
れば、相互コンダクタンス(gn)が変化し、等
価リアクタンスも変化することになるので、前記
電流Iを変化することにより、第1図のリアクタ
ンス回路を可変リアクタンス回路として使用する
ことが出来る。 g n = αqI / 4kT × 2 = α / 52I ... (7) (where, k is Boltzmann's constant, T is absolute temperature, q is the amount of electron charge, α is the current amplification factor, and I is the current flowing through the variable current source 3). Therefore, if the current I flowing through the variable current source 3 is changed, the mutual conductance (g n ) will change, and the equivalent reactance will also change. Therefore, by changing the current I, the reactance circuit shown in FIG. can be used as a variable reactance circuit.
第2図は、本考案に係るリアクタンス回路を発
振器に接続した一例を示すもので、10は差動型
の発振回路、11は該発振回路10の発振周波数
を定める為の水晶振動子等の基準発振素子、及び
12は本考案に係るリアクタンス回路である。し
かして、前記基準発振素子11の並列共振周波数
が0であり、電流源トランジスタ13のコレクタ
電流が零であるとすれば、発振回路10は0で発
振している(フリーラン発振状態)。その際基準
発振素子11の動作は極めて安定な為に、前記発
振周波数0が変動することはない。 FIG. 2 shows an example in which the reactance circuit according to the present invention is connected to an oscillator, where 10 is a differential oscillation circuit, and 11 is a reference for a crystal oscillator or the like for determining the oscillation frequency of the oscillation circuit 10. The oscillation element and 12 are reactance circuits according to the present invention. Therefore, if the parallel resonance frequency of the reference oscillation element 11 is 0 and the collector current of the current source transistor 13 is zero, the oscillation circuit 10 is oscillating at 0 (free-run oscillation state). At this time, since the operation of the reference oscillation element 11 is extremely stable, the oscillation frequency 0 does not fluctuate.
次に、制御信号入力端子14に制御信号を印加
し、電流源トランジスタ13にコレクタ電流Iを
流すと、リアクタンス回路12の等価リアクタン
スXは、
X=−1/52C・R・α・I ……(8)
となる。従つて、基準発振素子11に前記リアク
タンスXが並列接続されることになり、全体のリ
アクタンスが小となる。その結果並列共振周波数
は第3図に示す如く1に上昇し、発振回路10の
発振周波数も上昇する。前記リアクタンスXは、
可変電流源13に流れる電流に応じて変化するか
ら、制御入力端子14に印加される制御信号の大
きさを変えれば、第2図の回路の発振周波数を変
えることが出来、第2図の回路をVCOとして使
用することが出来る。その為、第2図の回路を
PLL回路のVCOとして使用し、制御入力端子に
位相比較器からの誤差信号を印加する様に構成す
れば、フリーラン周波数が安定で、広い制御範囲
を有するPLL回路が得られる。 Next, when a control signal is applied to the control signal input terminal 14 and collector current I flows through the current source transistor 13, the equivalent reactance X of the reactance circuit 12 is: X=-1/52C・R・α・I... (8) becomes. Therefore, the reactance X is connected in parallel to the reference oscillation element 11, and the overall reactance becomes small. As a result, the parallel resonance frequency increases to 1 as shown in FIG. 3, and the oscillation frequency of the oscillation circuit 10 also increases. The reactance X is
Since it changes depending on the current flowing through the variable current source 13, by changing the magnitude of the control signal applied to the control input terminal 14, the oscillation frequency of the circuit shown in FIG. 2 can be changed. can be used as a VCO. Therefore, the circuit shown in Figure 2 is
If used as the VCO of a PLL circuit and configured to apply the error signal from the phase comparator to the control input terminal, a PLL circuit with a stable free run frequency and a wide control range can be obtained.
(ホ) 効果
以上述べた如く、本考案に依れば、負の等価リ
アクタンスをIC化して得ることが出来るという
利点を有する。また本考案に係るリアクタンス回
路を発振回路に利用し、制御信号に応じて前記リ
アクタンス回路の等価リアクタンスが可変すれ
ば、安定でかつ発振周波数の可変範囲が広い
VCOを提供出来る。(e) Effects As described above, the present invention has the advantage that a negative equivalent reactance can be obtained by integrating it into an IC. Furthermore, if the reactance circuit according to the present invention is used in an oscillation circuit and the equivalent reactance of the reactance circuit is varied according to a control signal, the oscillation frequency can be varied stably and over a wide range.
We can provide VCO.
第1図は本考案の一実施例を示す回路図、第2
図は本考案をVCOに応用した場合の回路図、及
び第3図は本考案の説明に供する為の特性図であ
る。
主な図番の説明、1,2……トランジスタ、7
……出力端子、8……コンデンサ、9……抵抗。
Figure 1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention;
The figure is a circuit diagram when the present invention is applied to a VCO, and FIG. 3 is a characteristic diagram for explaining the present invention. Explanation of main figure numbers, 1, 2...transistor, 7
...Output terminal, 8...Capacitor, 9...Resistor.
Claims (1)
ジスタと、前記第1トランジスタのコレクタに接
続された出力端子と、該出力端子と前記第2トラ
ンジスタのベースとの間に接続されたリアクタン
ス素子と、前記第1及び第2トランジスタの共通
エミツタに接続された電流源と、前記第1及び第
2トランジスタのベース間に接続された抵抗とか
ら成り、前記出力端子に負の等価リアクタンスを
発生させる様に成したことを特徴とするリアクタ
ンス回路。 first and second transistors whose emitters are commonly connected; an output terminal connected to the collector of the first transistor; a reactance element connected between the output terminal and the base of the second transistor; a current source connected to the common emitters of the first and second transistors, and a resistor connected between the bases of the first and second transistors, configured to generate a negative equivalent reactance at the output terminal. A reactance circuit characterized by:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14681082U JPS5950128U (en) | 1982-09-27 | 1982-09-27 | reactance circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14681082U JPS5950128U (en) | 1982-09-27 | 1982-09-27 | reactance circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5950128U JPS5950128U (en) | 1984-04-03 |
JPH0138989Y2 true JPH0138989Y2 (en) | 1989-11-21 |
Family
ID=30326666
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP14681082U Granted JPS5950128U (en) | 1982-09-27 | 1982-09-27 | reactance circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5950128U (en) |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS516444A (en) * | 1974-07-04 | 1976-01-20 | Sony Corp | |
JPS58165413A (en) * | 1982-03-25 | 1983-09-30 | Sanyo Electric Co Ltd | Capacitive reactance circuit |
-
1982
- 1982-09-27 JP JP14681082U patent/JPS5950128U/en active Granted
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS516444A (en) * | 1974-07-04 | 1976-01-20 | Sony Corp | |
JPS58165413A (en) * | 1982-03-25 | 1983-09-30 | Sanyo Electric Co Ltd | Capacitive reactance circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5950128U (en) | 1984-04-03 |
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