JPS6355314B2 - - Google Patents
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- JPS6355314B2 JPS6355314B2 JP55000121A JP12180A JPS6355314B2 JP S6355314 B2 JPS6355314 B2 JP S6355314B2 JP 55000121 A JP55000121 A JP 55000121A JP 12180 A JP12180 A JP 12180A JP S6355314 B2 JPS6355314 B2 JP S6355314B2
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- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 19
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 7
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 21
- 238000000034 method Methods 0.000 description 15
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 3
- 230000003313 weakening effect Effects 0.000 description 3
- 241000555745 Sciuridae Species 0.000 description 2
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 2
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はかご形誘導電動機を高応答制御できる
誘導電動機の速度制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a speed control device for an induction motor that can control a squirrel cage induction motor with high response.
近年、かご形誘導電動機を直流機と同様に高応
答で速度制御する、ベクトル制御と呼ばれる制御
方式が注目されている。この方式は周知のように
誘導電動機の1次電流を励磁電流成分とトルク作
用電流成分に分解し、それぞれを独立に制御する
ようにしたもので、互いの成分の干渉が防止でき
るため、それまでの制御方式にあつた欠点、すな
わちトルクの変化に対応して磁束の変動が起きト
ルクが脈動するなどの不具合が解消でき、応答の
速い制御が可能である。
In recent years, a control method called vector control, which controls the speed of squirrel cage induction motors with high response in the same way as DC motors, has been attracting attention. As is well known, this method separates the primary current of an induction motor into an excitation current component and a torque effect current component, and controls each component independently.This method prevents interference between the components, which was previously This eliminates the drawbacks of the control method described above, such as fluctuations in magnetic flux that occur in response to changes in torque, resulting in torque pulsations, and enables fast-response control.
しかしながら、従来においては、誘導電動機の
空隙磁束をホールジエネレータにより検出し、そ
れを電動機の1次電流の位相基準として1次電流
のトルク作用分と励磁分を独立に制御する方式が
知られているが、このものでは電動機内部に磁束
検出のためのホール素子を取り付ける必要がある
ため、検出器の信頼性や精度が問題となる欠点が
ある。 However, conventionally, a method has been known in which the air gap magnetic flux of an induction motor is detected by a Hall generator, and this is used as a phase reference for the primary current of the motor to independently control the torque action component and the excitation component of the primary current. However, this method requires a Hall element to be installed inside the motor to detect the magnetic flux, which has the drawback of reducing the reliability and accuracy of the detector.
この問題を解決するために、磁束検出器を排除
した方式が発表されている。すなわち、すべり周
波数制御方式に改良を加え、1次電流のトルク作
用電流指令と励磁電流指令に基づいて、1次電流
の大きさと位相及びすべり周波数を制御する方式
である。 In order to solve this problem, a method that eliminates the magnetic flux detector has been announced. That is, this is a method that improves the slip frequency control method and controls the magnitude, phase, and slip frequency of the primary current based on the torque action current command and excitation current command of the primary current.
第1図は従来装置の一列を示すブロツク図であ
る。 FIG. 1 is a block diagram showing one row of conventional devices.
装置は、誘導電動機101、電動機に一次電流
を供給するインバータ102、速度検出器10
3、速度指令回路104、速度偏差増幅器10
5、すべり周波数指令を出力するすべり周波数演
算回路106、速度検出信号とすべり周波数指令
信号を出力する加算器107、励磁電流指令回路
108、増幅器105からのトルク作用電流指令
と指令回路108からの励磁電流指令および加算
器107からの周波数指令に基づいて1次電流の
指令信号(正弦波信号)を出力する電流指令演算
回路109、1次電流の瞬時値を検出する電流検
出器110、得られた1次電流の指令信号および
検出信号の偏差を増幅し、これに応じてインバー
タ102の出力電圧を制御する電流偏差増幅器1
11より成る。 The device includes an induction motor 101, an inverter 102 that supplies primary current to the motor, and a speed detector 10.
3. Speed command circuit 104, speed deviation amplifier 10
5. Slip frequency calculation circuit 106 that outputs a slip frequency command, adder 107 that outputs a speed detection signal and a slip frequency command signal, excitation current command circuit 108, torque action current command from amplifier 105 and excitation from command circuit 108 A current command calculation circuit 109 that outputs a primary current command signal (sine wave signal) based on the current command and the frequency command from the adder 107; a current detector 110 that detects the instantaneous value of the primary current; A current deviation amplifier 1 that amplifies the deviation of the primary current command signal and detection signal and controls the output voltage of the inverter 102 accordingly.
It consists of 11 parts.
第1図の装置では、1次電流は増幅器111等
の動作に従い前記1次電流指令信号に比例する如
く制御され、さらに1次電流のトルク作用分及び
励磁分はそれぞれ増幅器105及び指令回路10
8の出力信号により制御される。トルク作用電流
は前述のようにして速度偏差に応じて制御される
ため、電動機の回転速度は速度指令に比例する。 In the device shown in FIG. 1, the primary current is controlled to be proportional to the primary current command signal according to the operation of the amplifier 111, etc., and the torque action component and excitation component of the primary current are controlled by the amplifier 105 and the command circuit 10, respectively.
8 output signals. Since the torque action current is controlled according to the speed deviation as described above, the rotational speed of the electric motor is proportional to the speed command.
しかしながら、この装置では、1次電流のトル
ク作用分とすべり周波数をある固定した関係に従
い制御しているので、温度により電動機の2次抵
抗が変化するようなことがあると、演算回路10
6から出力されるすべり周波数指令値は、そのと
き電動機が要求する最適値からはずれることとな
る。その結果、1次電流の各成分を独立に制御で
きなくなり、電流変化時において発生トルクに脈
動や応答遅れ並びに電動機電圧(磁束量)の変動
が生じるなどの不具合な特性が生じる欠点があ
る。
However, in this device, the torque action component of the primary current and the slip frequency are controlled according to a fixed relationship, so if the secondary resistance of the motor changes due to temperature, the arithmetic circuit 10
The slip frequency command value output from 6 will deviate from the optimal value required by the motor at that time. As a result, each component of the primary current cannot be controlled independently, resulting in disadvantageous characteristics such as pulsation and response delay in the generated torque and fluctuations in the motor voltage (magnetic flux) when the current changes.
本発明の目的は、温度変化に応じた2次抵抗の
変化にかかわらず制御特性が変化しない誘導電動
機の速度制御装置を提供するにある。 An object of the present invention is to provide a speed control device for an induction motor whose control characteristics do not change regardless of changes in secondary resistance due to temperature changes.
本発明は周波数変換器から誘導電動機に供給さ
れる一次電流と周波数変換器の出力電圧の位相指
令信号とによつて一次電流のトルク電流成分を求
める。誘導電動機の回転速度の速度検出値と速度
指令値を比較してトルク電流指令を得、このトル
ク電流指令とトルク電流成分の偏差によつて周波
数変換器の出力周波数(誘導電動機の一次周波
数)を制御する。
The present invention determines the torque current component of the primary current using the primary current supplied from the frequency converter to the induction motor and the phase command signal of the output voltage of the frequency converter. The torque current command is obtained by comparing the speed detection value of the rotational speed of the induction motor with the speed command value, and the output frequency of the frequency converter (primary frequency of the induction motor) is determined by the deviation between this torque current command and the torque current component. Control.
トルク電流指令とトルク電流成分の偏差に応じ
て一次周波数が制御される。トルク電流成分がト
ルク電流指令に比べ小の場合においては一次周波
数が上昇方向に変化しすべり周波数が増加する。
それに従いすべり周波数と比例関係にある誘導電
動機の二次電流が増加し、また一次電流のトルク
電流成分が増加する。その結果、トルク電流成分
はトルク電流指令に一致するように制御される。
トルク電流成分がトルク電流指令に比べ大の場合
においては上述と全く逆の動作が行われる。二次
抵抗が変化すると二次抵抗変化に反比例して二次
電流が変化する。しかし、すべり周波数を上述の
ように制御しているので、二次電流はトルク電流
指令に応じて制御される。したがつて、二次抵抗
の変化による影響を受けることなく高応答の速度
制御を行える。
The primary frequency is controlled according to the deviation between the torque current command and the torque current component. When the torque current component is smaller than the torque current command, the primary frequency changes in an upward direction and the slip frequency increases.
Accordingly, the secondary current of the induction motor, which is proportional to the slip frequency, increases, and the torque current component of the primary current also increases. As a result, the torque current component is controlled to match the torque current command.
When the torque current component is larger than the torque current command, the operation completely opposite to the above is performed. When the secondary resistance changes, the secondary current changes in inverse proportion to the change in the secondary resistance. However, since the slip frequency is controlled as described above, the secondary current is controlled according to the torque current command. Therefore, high-response speed control can be performed without being affected by changes in secondary resistance.
以下、本発明の実施例に基づいて説明する。 Hereinafter, the present invention will be explained based on examples.
第2図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。 FIG. 2 is a block diagram showing one embodiment of the present invention.
第2図において装置は、整流器1、平滑コンデ
ンサ2、PWMインバータ3、誘導電動機4、速
度指令回路5、速度検出器6、速度偏差増幅器
7、電流検出器8、電流成分検出器9、増幅器1
0、加算器11、2相発振器12、励磁電流指令
回路13、偏差増幅器14、掛算器15,16,
17、相数変換器18、発振器19、比較器2
0、ゲートアンプ21より成る。商用電源は整流
器1で整流された後、平滑コンデンサ2で平滑さ
れ、PWMインバータ3に印加される。PWMイ
ンバータ3は所定の制御を行い交流電力を誘導電
動機4に供給する。PWMインバータ3の制御に
あたつては、ベクトル制御が行われ、励磁電流成
分とトルク作用電流成分の両系統によつて制御が
行われる。 In FIG. 2, the devices include a rectifier 1, a smoothing capacitor 2, a PWM inverter 3, an induction motor 4, a speed command circuit 5, a speed detector 6, a speed deviation amplifier 7, a current detector 8, a current component detector 9, and an amplifier 1.
0, adder 11, two-phase oscillator 12, excitation current command circuit 13, deviation amplifier 14, multipliers 15, 16,
17, phase number converter 18, oscillator 19, comparator 2
0 and a gate amplifier 21. Commercial power is rectified by a rectifier 1, smoothed by a smoothing capacitor 2, and applied to a PWM inverter 3. The PWM inverter 3 performs predetermined control and supplies AC power to the induction motor 4. When controlling the PWM inverter 3, vector control is performed, and control is performed by both systems of excitation current component and torque action current component.
トルク作用電流成分の制御は、一次電流検出値
と電動機速度と速度指令とに基づいて行われる。
すなわち、速度指令Sを発する速度指令回路5の
出力と電動機軸に連結された速度検出器6の出力
とに基づいて速度偏差に応じた信号を増幅器7よ
り出力する。ついで、増幅器7の出力と電流成分
検出器9からのトルク作用電流成分(有効分)と
の偏差を増幅器10により増幅する。その出力信
号は更に速度検出器6の出力信号と加算器11で
加算され2相発振器12に加えられる。2相発振
器12は加算器11の出力信号電圧に比例した周
波数の2相正弦波信号(PWMインバータ3の出
力電圧の位相指令信号)を発生し、電流成分検出
器9と掛算器16,17に出力する。 Control of the torque acting current component is performed based on the primary current detection value, motor speed, and speed command.
That is, the amplifier 7 outputs a signal corresponding to the speed deviation based on the output of the speed command circuit 5 that issues the speed command S and the output of the speed detector 6 connected to the motor shaft. Next, the deviation between the output of the amplifier 7 and the torque acting current component (effective component) from the current component detector 9 is amplified by the amplifier 10. The output signal is further added to the output signal of the speed detector 6 in an adder 11 and applied to a two-phase oscillator 12. The two-phase oscillator 12 generates a two-phase sine wave signal (phase command signal of the output voltage of the PWM inverter 3) with a frequency proportional to the output signal voltage of the adder 11, and sends it to the current component detector 9 and multipliers 16 and 17. Output.
一方、電流成分検出器9により検出された励磁
電流成分すなわち無効電流成分と、励磁電流指令
回路13からの励磁電流指令との偏差を増幅器1
4において増幅し、その出力信号と加算器11の
出力信号との掛算を掛算器15で行い、この掛算
値を掛算器16,17に出力するようにして形成
される。 On the other hand, the amplifier 1 detects the deviation between the excitation current component detected by the current component detector 9, that is, the reactive current component, and the excitation current command from the excitation current command circuit 13.
4, the output signal is multiplied by the output signal of adder 11 in multiplier 15, and the multiplied value is output to multipliers 16 and 17.
掛算器16,17の両出力は相数変換器18に
印加され、2相信号から3相信号の正弦波に変換
される。この3相信号は比較器20に送られ、
PWMインバータ3のGTOサイリスタのオン・
オフ周波数を制御するための搬送波信号を発生す
る発振器19の出力との比較がなされ、その比較
結果に基づいてパルス幅変調信号(PWM信号)
をゲートアンプ21に印加し、PWMインバータ
3を制御する。 Both outputs of the multipliers 16 and 17 are applied to a phase number converter 18, where the two-phase signal is converted into a sine wave of a three-phase signal. This three-phase signal is sent to the comparator 20,
Turn on/off GTO thyristor of PWM inverter 3
A comparison is made with the output of an oscillator 19 that generates a carrier signal for controlling the off frequency, and a pulse width modulation signal (PWM signal) is generated based on the comparison result.
is applied to the gate amplifier 21 to control the PWM inverter 3.
つぎに、第2図に示した実施例の動作について
説明する。周知のように電圧形パルス幅変調方式
インバータ装置は、インバータを構成するサイリ
スタのオン・オフ周期を変化させることにより、
インバータの出力電圧を可変にできるもので、相
数変換器18からの電圧指令信号(正弦波)と発
振器19からの搬送波信号(3角波)を比較器2
0において比較し、その出力信号であるPWM信
号に応じてインバータ3のGTOサイリスタをオ
ン・オフ制御することにより、インバータの出力
電圧を前記電圧指令信号に比例するように制御す
るものである。 Next, the operation of the embodiment shown in FIG. 2 will be explained. As is well known, the voltage-type pulse width modulation inverter device changes the on/off period of the thyristors that make up the inverter.
The output voltage of the inverter can be made variable, and the voltage command signal (sine wave) from the phase number converter 18 and the carrier wave signal (triangular wave) from the oscillator 19 are sent to the comparator 2.
0, and by controlling the GTO thyristor of the inverter 3 on and off according to the PWM signal that is its output signal, the output voltage of the inverter is controlled to be proportional to the voltage command signal.
次に、電動機の基本特性について説明する。簡
単のため電動機1次巻線の漏れインピーダンスを
無視するならば、1次電流の励磁電流成分I1〓、
トルク作用電流成分I1〓、及び発生トルクτeの間
には次式の関係が成立する。 Next, the basic characteristics of the electric motor will be explained. If we ignore the leakage impedance of the motor primary winding for simplicity, the exciting current component of the primary current I 1 〓,
The following relationship holds true between the torque action current component I 1 〓 and the generated torque τe.
I1〓=1+PT2/M・φ2 ……(1)
I1〓=2πfs/R2・φ2 ……(2)
τe=PM/M+l2・I1〓・φ2 ……(3)
ここに、P:d/dt(演算子)
T2:2次時定数
M:1次−2次間相互インダクタンス
φ2:2次鎖交磁束s
:すべり周波数
R2:2次抵抗
p:極対数
l2:2次漏れインダクタンス
以上のように、トルクτeはI1〓及びφ2に比例し、
φ2は定常的にはI1〓と比例関係があり、さらに、
I1〓はs及びφ2に比例する。 I 1 〓=1+PT 2 /M・φ 2 ...(1) I 1 〓=2πfs/R 2・φ 2 ...(2) τe=PM/M+l 2・I 1 〓・φ 2 ...(3) Here, P: d/dt (operator) T 2 : Secondary time constant M: Mutual inductance between primary and secondary φ 2 : Secondary interlinkage flux s : Slip frequency R 2 : Secondary resistance p: Pole Logarithm l 2 : Secondary leakage inductance As mentioned above, torque τe is proportional to I 1 〓 and φ 2 ,
φ 2 has a steady proportional relationship with I 1 〓, and furthermore,
I 1 〓 is proportional to s and φ 2 .
したがつて、I1〓,I1〓を制御することによりφ2
及びτeを任意に制御できるが、次に本発明の内容
であるI1〓,I1〓の制御法について説明する。 Therefore, by controlling I 1 〓, I 1 〓, φ 2
and τe can be arbitrarily controlled.Next, a method for controlling I 1 〓 and I 1 〓, which is the content of the present invention, will be explained.
電流成分検出器9は、1次電流のトルク作用電
流成分I1〓と励磁電流成分I1〓を次式の関係に従い
検出する。まず、電流検出器8で検出した3相の
1次電流信号(iu,iv,iw)を2相信号(i〓,ib)
に変換する。その演算内容は下式であり、そのベ
クトルの位相関係を第3図に示す。 The current component detector 9 detects the torque action current component I 1 〓 and the exciting current component I 1 〓 of the primary current according to the relationship of the following equation. First, the three-phase primary current signals (i u , i v , i w ) detected by the current detector 8 are converted into two-phase signals (i〓, i b ).
Convert to The content of the calculation is as shown below, and the phase relationship of the vectors is shown in FIG.
ここに、k:比例定数
次に、2相発振器の正弦波信号(a,b)と信
号ia,ibを掛算し、I1〓,I1〓の検出信号i1〓,i1〓を
検
出するが、その演算内容は次式であり、ベクトル
の位相関係を第4図に示す。 Here, k: proportionality constant Next, the sine wave signal (a, b) of the two-phase oscillator is multiplied by the signals i a , i b , and the detection signals of I 1 〓, I 1 〓 are obtained as i 1 〓, i 1 〓 The calculation contents are as follows, and the phase relationship of the vectors is shown in FIG.
i1〓=−b・i〓+a・ib=k′ Isinθ
i1〓=−a・i〓+b・ib=k′ Icosθ……(5)
ここに、k′:比例定数
I:1次電流の振幅
θ:信号i〓,ibの信号a,bに対する遅れ
位相角度
2相発振器の信号と電動機4の1次電圧は後述
するように位相が一致するため、(5)式の演算によ
り1次電流の有効分(トルク作用電流成分)と無
効分(励磁電流成分)が検出される。 i 1 〓=-b・i〓+a・i b =k′ Isinθ i 1 〓=−a・i〓+b・i b =k′ Icosθ……(5) Here, k′: Constant of proportionality I: 1 Amplitude of the secondary current θ: Delay phase angle of signals i〓, i b with respect to signals a and b Since the two-phase oscillator signal and the primary voltage of the motor 4 match in phase as described later, the calculation of equation (5) The effective component (torque action current component) and reactive component (excitation current component) of the primary current are detected.
増幅器7からの速度偏差に応じた信号と上述し
た信号I1〓は増幅器10において突き合わされ、
その偏差が増幅される。加算器11において増幅
器10と速度検出器6の出力信号が加算され、2
相発振器12は加算器11の出力信号に比例した
周波数をもつ2相正弦波信号を発生する。このと
き、速度検出器6の信号は回転周波数rに比例し
た信号に、増幅器10の出力信号はすべり周波数
aに比例した信号に対応しており、2相発振器1
2の出力信号周波数すなわち電動機の1次周波数
Mは次式のようになる。 The signal corresponding to the speed deviation from the amplifier 7 and the above-mentioned signal I 1 are matched in the amplifier 10,
That deviation is amplified. In the adder 11, the output signals of the amplifier 10 and the speed detector 6 are added, and 2
Phase oscillator 12 generates a two-phase sinusoidal signal with a frequency proportional to the output signal of adder 11. At this time, the signal of the speed detector 6 is a signal proportional to the rotation frequency r, and the output signal of the amplifier 10 is a signal proportional to the slip frequency.
It corresponds to a signal proportional to a , and the two-phase oscillator 1
2 output signal frequency, i.e. the primary frequency of the motor
M becomes as follows.
M=r+a ……(6)
2相発振器12は、周知の積分形鋸歯状波発振
器と関数発生器からなるものが用いられ、その出
力信号a,bは次式に示すような振巾一定な正弦
波信号である。 M = r + a ... (6) The two-phase oscillator 12 is composed of a well-known integral type sawtooth wave oscillator and a function generator, and its output signals a and b have amplitudes as shown in the following equation. It is a constant sinusoidal signal.
a=sin(2πMt)
b=cos(2πMt) ……(7)
一方、指令回路13からの励磁電流指令と前述
した信号i1〓は増幅器14において突き合わされ、
その偏差が増幅される。 a=sin (2π M t) b=cos (2π M t) ...(7) On the other hand, the excitation current command from the command circuit 13 and the above-mentioned signal i 1 are compared in the amplifier 14,
That deviation is amplified.
掛算器15において増幅器14と加算器11の
出力信号が掛算され、PWMインバータ3の出力
電圧振巾を指令する信号が取り出される。電圧振
幅は基本的には加算器11の出力信号すなわちM
に比例するように制御されるが、増幅器14の出
力信号によつて追加的に制御される。 The output signals of the amplifier 14 and the adder 11 are multiplied in the multiplier 15, and a signal instructing the output voltage amplitude of the PWM inverter 3 is extracted. The voltage amplitude is basically the output signal of the adder 11, that is, M
, but is additionally controlled by the output signal of amplifier 14.
掛算器16,17において、2相発振器12と
掛算器15の出力信号が掛算され、次式に示す信
号(c,d)が得られる。 In multipliers 16 and 17, the output signals of two-phase oscillator 12 and multiplier 15 are multiplied to obtain signals (c, d) shown in the following equation.
c=Asin(2πMt)
d=Acos(2πMt) ……(8)
ここに、A:掛算器15の出力信号電圧
次に相数変換器18において、周知の方法によ
り2相信号c,dを3相信号に変換する。PWM
インバータ3の出力電圧は、前述したようにして
この3相信号に比例するように制御されるが、こ
のとき出力電圧EU〜EWと1次電流EU〜EWの位相
関係は第5図に示すようになる。この際、1次電
流の無効分I1〓と有効分I1〓は次式で与えられ、(5)
式のi1〓,i1〓と比例関係が成立する。 c=Asin(2π M t) d=Acos(2π M t) ...(8) Here, A: Output signal voltage of the multiplier 15 Next, in the phase number converter 18, the two-phase signal c is converted by a well-known method. , d into three-phase signals. PWM
The output voltage of the inverter 3 is controlled to be proportional to this three-phase signal as described above, but at this time, the phase relationship between the output voltage E U ~ EW and the primary current E U ~ EW is the 5th one. The result will be as shown in the figure. In this case, the reactive component I 1 〓 and the effective component I 1 〓 of the primary current are given by the following formula, (5)
A proportional relationship holds true with i 1 〓 and i 1 〓 in the equation.
I1〓=Isinθ
I1〓=Icosθ ……(9)
以上のように回路は動作するため、電動機の2
次鎖交磁束φ2及びトルクτeは次のように制御され
る。まずφ2については、指令回路13の指令信
号とi1〓の偏差に応じてインバータ3の出力電圧
が制御され、その結果i1〓と比例関係にあるφ2は
所定値に制御される。 I 1 〓=Isinθ I 1 〓=Icosθ ...(9) Since the circuit operates as described above, the motor's 2
The secondary flux linkage φ 2 and the torque τ e are controlled as follows. First, regarding φ 2 , the output voltage of the inverter 3 is controlled according to the deviation between the command signal of the command circuit 13 and i 1 〓, and as a result, φ 2 which is in a proportional relationship with i 1 〓 is controlled to a predetermined value.
磁束量を制御する方法として、従来から電動機
電圧を検出してインバータの出力電圧を制御する
方法が知られているが、このものでは電動機の回
転速度が低い場合、1次抵抗の影響等により磁束
量を所定値に制御することが難しい。しかし本方
式では回転速度が低い場合においてもi1〓は連続
して検出されるため前述のような問題は生じな
い。 As a method of controlling the amount of magnetic flux, a method has been known in which the output voltage of the inverter is controlled by detecting the motor voltage. However, with this method, when the rotation speed of the motor is low, the magnetic flux decreases due to the influence of primary resistance etc. It is difficult to control the amount to a predetermined value. However, in this method, even when the rotational speed is low, i 1 〓 is detected continuously, so the above-mentioned problem does not occur.
一方、トルクτeについては、上述したように
φ2は一定の条件下において、増幅器7からのト
ルク指令とi1〓の偏差に応じてすべり周波数aが制
御されるため、(2)式に示す関係に従いI1〓及びτe
は前記トルク指令に比例するように制御される。 On the other hand, regarding the torque τe, the slip frequency a is controlled according to the deviation between the torque command from the amplifier 7 and i 1 〓 under certain conditions for φ 2 as described above. According to the relation I 1 〓 and τe
is controlled to be proportional to the torque command.
そして、電動機の回転速度は速度指令に比例す
るように制御される。 The rotational speed of the electric motor is then controlled to be proportional to the speed command.
ここで、電動機の2次抵抗R2が温度によつて
変化することがあつても、前述のようにしてI1〓
が所定値となるように制御されるため、その変化
の影響を防止することができる。またI1〓の制御
は電流成分検出器9及び増幅器10を含む制御ル
ープにより速い応答で行えるため、種々の原因で
生じる不具合なトルク変動を未然に防止すること
ができる。 Here, even if the secondary resistance R 2 of the motor changes depending on the temperature, I 1 〓
Since it is controlled so that it becomes a predetermined value, the influence of the change can be prevented. Furthermore, since control of I 1 〓 can be performed with a quick response by a control loop including the current component detector 9 and the amplifier 10, it is possible to prevent undesirable torque fluctuations caused by various causes.
前述した実施例では、掛算器15を使いインバ
ータ3の出力電圧がMに応じて変化するようにし
ているが、電動機の加減速レートが比較的緩やか
な場合では、掛算器15は不用である。なぜな
ら、インバータ3の出力電圧は増幅器14の出力
信号によつて制御されており、増幅器14のゲイ
ンが十分にあればこの出力信号のみによつて前記
出力電圧を十分な精度で制御可能なためである。 In the embodiment described above, the multiplier 15 is used to cause the output voltage of the inverter 3 to vary according to M , but if the acceleration/deceleration rate of the motor is relatively slow, the multiplier 15 is unnecessary. This is because the output voltage of the inverter 3 is controlled by the output signal of the amplifier 14, and if the gain of the amplifier 14 is sufficient, the output voltage can be controlled with sufficient accuracy only by this output signal. be.
同様のことが加算器11にも当てはまる。すな
わち、加算器11はインバータの出力周波数が速
度検出器6の出力信号に応じて変わるようにする
ためのものであるが、加減速レートが比較的緩や
かな場合では、加算器11は不用である。なぜな
ら、インバータ3の出力周波数は増幅器10の出
力信号によつて制御されており、増幅器10のゲ
インが十分にあれば、この出力信号のみによつて
も前記周波数を制御できるからである。 The same applies to adder 11. That is, the adder 11 is used to change the output frequency of the inverter in accordance with the output signal of the speed detector 6, but if the acceleration/deceleration rate is relatively slow, the adder 11 is unnecessary. . This is because the output frequency of the inverter 3 is controlled by the output signal of the amplifier 10, and if the gain of the amplifier 10 is sufficient, the frequency can be controlled only by this output signal.
第6図は本発明の第2の実施例を示すブロツク
図である。 FIG. 6 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
第6図の実施例は、第2図の実施例から、指令
回路13、増幅器14、掛算器15を除去、すな
わち1次電流の無効分の系統を除去したものであ
る。このような構成は、PWMインバータ3の直
流入力電圧の変動及び低速回転時のトルク低下等
が特に問題にならない場合に適用しうるものであ
る。この場合、電流成分検出器9のi1〓を検出す
る回路は不要となる。 The embodiment shown in FIG. 6 is obtained by removing the command circuit 13, amplifier 14, and multiplier 15 from the embodiment shown in FIG. 2, that is, removing the system for the reactive component of the primary current. Such a configuration can be applied when fluctuations in the DC input voltage of the PWM inverter 3 and a decrease in torque during low-speed rotation do not pose particular problems. In this case, the circuit for detecting i 1 〓 of the current component detector 9 becomes unnecessary.
第7図は本発明の第3の実施例を示すブロツク
図である。本実施例は、直流機における界磁弱め
制御(定出力制御)に相当する磁束弱め制御を行
う場合の例である。構成は基本的には第2図と同
様であるが、偏差増幅器10,14に至る回路構
成を一部変更したものである。すなわち、速度検
出器6の出力について2次磁束φ2の指令信号を
発生する磁束指令回路22、増幅器7の出力を磁
束指令回路22の出力で割算する割算器23、一
次電流の無効分に対する1次遅れ回路24より成
る回路構成である。磁束指令回路22の出力は電
動機の回転速度に応じて、例えば、回転停止から
基底速度までは一定値で、また、基底速度から頂
上速度までは回転速度に反比例して変化する。磁
束指令回路22と1次遅れ回路24の出力は偏差
増幅器14の入力信号となり、割算器23の出力
は偏差増幅器10の入力信号となる。 FIG. 7 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention. This embodiment is an example of performing magnetic flux weakening control corresponding to field weakening control (constant output control) in a DC machine. The configuration is basically the same as that in FIG. 2, but the circuit configuration leading to the deviation amplifiers 10 and 14 is partially changed. That is, a magnetic flux command circuit 22 generates a command signal of secondary magnetic flux φ 2 for the output of the speed detector 6, a divider 23 divides the output of the amplifier 7 by the output of the magnetic flux command circuit 22, and a reactive component of the primary current. This is a circuit configuration consisting of a first-order lag circuit 24 for. The output of the magnetic flux command circuit 22 is a constant value depending on the rotation speed of the electric motor, for example, from the stop of rotation to the base speed, and changes in inverse proportion to the rotation speed from the base speed to the top speed. The outputs of the magnetic flux command circuit 22 and the first-order delay circuit 24 become input signals to the deviation amplifier 14, and the output of the divider 23 becomes an input signal to the deviation amplifier 10.
第7図の実施例は、基底速度以上で2次磁束
φ2を連続的に変化させることにある。トルクτ
は(3)式に示すように2次磁束φ2に比例して変化
するので、トルクτeがトルク指令に比例して変化
させる必要がある。このためにトルク指令τeを2
次磁束φ2の指令信号で割算し、i1〓の指令信号を
得るようにしている。1次遅れ回路24は(1)式に
従つてi1〓からφ2の検出信号を演算する機能を有
し、この出力と磁束指令回路22の出力との突き
合せ増幅を増幅器14で行う。これに従いPWM
インバータ3の出力電圧は制御されることにな
る。 The embodiment of FIG. 7 consists in continuously changing the secondary magnetic flux φ 2 above the base velocity. Torque τ
changes in proportion to the secondary magnetic flux φ 2 as shown in equation (3), so it is necessary to change the torque τe in proportion to the torque command. For this purpose, the torque command τe is set to 2
The command signal of i 1 〓 is obtained by dividing by the command signal of the next magnetic flux φ 2 . The first-order delay circuit 24 has a function of calculating a detection signal of φ 2 from i 1 〓 according to equation (1), and the amplifier 14 performs matching amplification of this output and the output of the magnetic flux command circuit 22 . According to this PWM
The output voltage of inverter 3 will be controlled.
一般に、φ2はI1〓の変化に対して2次時定数T2
だけ遅れて変化するが、本装置ではφ2の変化遅
れを補償するようにI1〓が制御されるため、φ2は
その指令信号に速やかに追従する。このようにし
て急速な磁束弱め制御が可能である。 In general, φ 2 is a quadratic time constant T 2 for changes in I 1 〓
However, in this device, I 1 〓 is controlled to compensate for the delay in change of φ 2 , so φ 2 quickly follows the command signal. In this way, rapid magnetic flux weakening control is possible.
なお、第6図の実施例においては、1次電流の
有効分のみを用いて制御する例を示したが、逆に
無効分のみを用いて制御することもできる。この
ようにすれば、前述した従来のようにインバータ
の出力電圧を直接検出しないため、出力電圧の波
形ひずみを受けることなく制御でき、また、同様
の理由から電動機の回転速度が低く電圧検出が困
難な場合でもφ2を所定値に制御できる。この場
合の構成は、第2図の実施例より速度指令回路5
から加算器11に至る回路を除去し、加算器11
の出力に代わるものとして周波数制御指令を与え
るのみで良い。 In the embodiment shown in FIG. 6, an example was shown in which control is performed using only the effective component of the primary current, but conversely, control may be performed using only the inactive component. In this way, the output voltage of the inverter is not directly detected as in the conventional method, so it is possible to control the output voltage without waveform distortion.Also, for the same reason, the rotational speed of the motor is low, making it difficult to detect the voltage. Even in such cases, φ 2 can be controlled to a predetermined value. The configuration in this case is based on the speed command circuit 5 according to the embodiment shown in FIG.
The circuit from to adder 11 is removed, and adder 11
It is only necessary to give a frequency control command as an alternative to the output of .
なお、本実施例では回生制動及び逆転運転の動
作については触れなかつたが、ダイオード整流器
1の代わりに可逆変換器あるいは電力回生が可能
な直流電源が接続されたものでは前述した制御回
路により特に回路を付加する必要なく、回生制動
と逆転運転を行わせることができる。 Although the operations of regenerative braking and reverse operation were not mentioned in this embodiment, in the case where a reversible converter or a DC power supply capable of power regeneration is connected instead of the diode rectifier 1, the above-mentioned control circuit particularly controls the circuit. Regenerative braking and reverse operation can be performed without the need to add.
以上説明したように本発明は一次電流のトルク
電流成分を検出し、速度指令値と速度検出値を比
較して得られるトルク電流指令とトルク電流成分
との偏差に応じて誘導電動機の一次周波数を制御
している。したがつて、すべり周波数と比例関係
にある二次電流はトルク電流指令に応じて制御さ
れるので二次抵抗の変化による影響を受けること
なく高応答の速度制御を行える。
As explained above, the present invention detects the torque current component of the primary current, and adjusts the primary frequency of the induction motor according to the deviation between the torque current command and the torque current component obtained by comparing the speed command value and the detected speed value. It's in control. Therefore, the secondary current, which has a proportional relationship with the slip frequency, is controlled in accordance with the torque current command, making it possible to perform high-response speed control without being affected by changes in the secondary resistance.
第1図は従来装置のブロツク図、第2図は本発
明の第1の実施例のブロツク、第3図、第4図お
よび第5図は本発明の動作を説明する説明図、第
6図は本発明の第2の実施例のブロツク図、第7
図は本発明の第3の実施例のブロツク図である。
1……整流器、3……PWMインバータ、4…
…誘導電動機、5……速度指令回路、6……速度
検出器、7……速度偏差増幅器、8……電流検出
器、9……電流成分検出器、10,14……偏差
増幅器、11……加算器、12……2相発振器、
13……励磁電流指令回路、15,16,17…
…掛算器、18……相数変換器、19……発振
器、20……比較器、21……ゲートアンプ、2
2……磁束指令回路、23……割算器、24……
1次遅れ回路。
FIG. 1 is a block diagram of a conventional device, FIG. 2 is a block diagram of a first embodiment of the present invention, FIGS. 3, 4, and 5 are explanatory diagrams explaining the operation of the present invention, and FIG. 6 7 is a block diagram of the second embodiment of the present invention.
The figure is a block diagram of a third embodiment of the present invention. 1... Rectifier, 3... PWM inverter, 4...
...Induction motor, 5...Speed command circuit, 6...Speed detector, 7...Speed deviation amplifier, 8...Current detector, 9...Current component detector, 10, 14...Difference amplifier, 11... ... Adder, 12 ... Two-phase oscillator,
13... Excitation current command circuit, 15, 16, 17...
... Multiplier, 18 ... Phase number converter, 19 ... Oscillator, 20 ... Comparator, 21 ... Gate amplifier, 2
2... Magnetic flux command circuit, 23... Divider, 24...
First-order delay circuit.
Claims (1)
に応じて制御される誘導電動機の速度制御装置に
おいて、前記周波数変換器から前記誘導電動機に
供給される一次電流と前記周波数変換器の出力電
圧の位相指令信号によつて前記一次電流のトルク
電流成分を検出し、前記誘導電動機の回転速度の
速度検出値と前記速度指令値を比較して得たトル
ク電流指令と前記トルク電流成分の偏差によつて
前記周波数変換器の出力周波数を制御することを
特徴とする誘導電動機の速度制御装置。1. In a speed control device for an induction motor in which a primary frequency is controlled by a frequency converter according to a speed command value, a phase command of the primary current supplied from the frequency converter to the induction motor and the output voltage of the frequency converter. The torque current component of the primary current is detected by a signal, and the deviation between the torque current command obtained by comparing the speed detection value of the rotational speed of the induction motor and the speed command value and the torque current component is used. A speed control device for an induction motor, characterized by controlling the output frequency of a frequency converter.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12180A JPS5698389A (en) | 1980-01-07 | 1980-01-07 | Inverter for driving motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12180A JPS5698389A (en) | 1980-01-07 | 1980-01-07 | Inverter for driving motor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5698389A JPS5698389A (en) | 1981-08-07 |
JPS6355314B2 true JPS6355314B2 (en) | 1988-11-01 |
Family
ID=11465201
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12180A Granted JPS5698389A (en) | 1980-01-07 | 1980-01-07 | Inverter for driving motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5698389A (en) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4543520A (en) * | 1983-12-30 | 1985-09-24 | Kollmorgen, Technologies Corporation | Induction motor slip control |
IT1271194B (en) * | 1994-06-24 | 1997-05-27 | Finmeccanica Spa | ASYNCHRONOUS MOTOR SPEED REGULATION SYSTEM WITH TEMPERATURE COMPENSATION |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3718847A (en) * | 1971-05-28 | 1973-02-27 | Gen Electric | Adjustable speed polyphase a-c motor drive utilizing an in-phase current signal for motor control |
-
1980
- 1980-01-07 JP JP12180A patent/JPS5698389A/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5698389A (en) | 1981-08-07 |
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