JPS634721B2 - - Google Patents
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- JPS634721B2 JPS634721B2 JP17304680A JP17304680A JPS634721B2 JP S634721 B2 JPS634721 B2 JP S634721B2 JP 17304680 A JP17304680 A JP 17304680A JP 17304680 A JP17304680 A JP 17304680A JP S634721 B2 JPS634721 B2 JP S634721B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
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- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 2
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- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/04—Control of transmission; Equalising
- H04B3/14—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used
- H04B3/143—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used using amplitude-frequency equalisers
- H04B3/145—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used using amplitude-frequency equalisers variable equalisers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は振幅および位相を任意に設定でき周
波数特性の良好なマイクロ波帯のベクトル変調器
に関する。
波数特性の良好なマイクロ波帯のベクトル変調器
に関する。
一般に衛星通信における交叉偏波補償装置や衛
星からの電波と地上マイクロ回線の干渉を補償す
る装置においては、連続可変でその動作減衰量の
範囲、動作周波数帯域に亘つて振幅および位相の
偏差が極めて少ないベクトル変調器が必要とな
る。この干渉波補償装置においては、ベクトル変
調器により、ある干渉波入力レベルに対し、それ
と逆相かつ同振幅の補償波を作り、これを合成す
る事によつて干渉波を抑圧することができる。こ
の時ベクトル変調器の位相・振幅の周波数特性に
偏差があると抑圧可能な周波数帯域が減少する。
例えば、30dBの抑圧比を得るためには、所望の
帯域において振幅偏差が、0.25dB以内、位相偏
差が1.5度以内という精度が要求される。
星からの電波と地上マイクロ回線の干渉を補償す
る装置においては、連続可変でその動作減衰量の
範囲、動作周波数帯域に亘つて振幅および位相の
偏差が極めて少ないベクトル変調器が必要とな
る。この干渉波補償装置においては、ベクトル変
調器により、ある干渉波入力レベルに対し、それ
と逆相かつ同振幅の補償波を作り、これを合成す
る事によつて干渉波を抑圧することができる。こ
の時ベクトル変調器の位相・振幅の周波数特性に
偏差があると抑圧可能な周波数帯域が減少する。
例えば、30dBの抑圧比を得るためには、所望の
帯域において振幅偏差が、0.25dB以内、位相偏
差が1.5度以内という精度が要求される。
従来、このようなベクトル変調器に類似したも
のとして無限移相器があつたが、これは振幅一定
で移相のみ可変するベクトルを形成するものであ
る。一方、ベクトル変調器としては、移相のみな
らず振幅も変る必要があるので、振幅が変化した
時にも良好な周波数特性であること、また大きな
振幅可変量（ダイナミツクレンジ）、すなわち大
きな最大減衰量を有することが要求される。
のとして無限移相器があつたが、これは振幅一定
で移相のみ可変するベクトルを形成するものであ
る。一方、ベクトル変調器としては、移相のみな
らず振幅も変る必要があるので、振幅が変化した
時にも良好な周波数特性であること、また大きな
振幅可変量（ダイナミツクレンジ）、すなわち大
きな最大減衰量を有することが要求される。
この発明の目的は、周波数特性が良好で大きな
振幅可変量の得られるベクトル変調器を提供する
ことにある。
振幅可変量の得られるベクトル変調器を提供する
ことにある。
以下、図面により本発明を詳細に説明する。
第１図ａ，ｂは、本発明の実施例の高周波部お
よびその駆動部のブロツク図である。まず、高周
波部λ／４分布結合型などの90度ハイブリツド
２，３，４，９，１０と、ピン（PIN）ダイオー
ド減衰器５〜８と信号合成用の同相ハイブリツト
１１とから構成される。このうちピンダイオード
減衰器は広帯域特性を得られるようにストリツプ
ライン上にλ／４間隔で配置された一組のシヤン
ト型ピンダイオードD1，D2（例えば、日本電気製
V319E）を用いており、変調信号の各入力端子Ｘ
＋，Ｘ−，Ｙ＋，Ｙ−から高周波チヨークL1を
介して入力される電流によりピンダイオードD1，
D2の高周波抵抗値を可変している。なおC1，C2
は直流阻止用コンデンサである。この高周波部に
おいて高周波入力端子１から入つた信号は90度ハ
イブリツト２で、互いに90度位相の異つたＸ成分
とＹ成分に分岐される。さらにＸ成分は90度ハイ
ブリツト３で２分岐され、それぞれの信号がダイ
オード減衰器５および６を通つた後、90度ハイブ
リツト９で合成される。90度ハイブリツト３の入
力端子から90度ハイブリツト９の出力端子までの
ルートを見た時、ダイオード減衰器５を通るルー
トとダイオード減衰器６を通るルートでは互いに
180度の位相差があるので、ダイオード減衰器５，
６にはそれぞれ第２図のペクトル図に示すＸ＋お
よびＸ−成分に対応する信号が通過していると考
えられる。
よびその駆動部のブロツク図である。まず、高周
波部λ／４分布結合型などの90度ハイブリツド
２，３，４，９，１０と、ピン（PIN）ダイオー
ド減衰器５〜８と信号合成用の同相ハイブリツト
１１とから構成される。このうちピンダイオード
減衰器は広帯域特性を得られるようにストリツプ
ライン上にλ／４間隔で配置された一組のシヤン
ト型ピンダイオードD1，D2（例えば、日本電気製
V319E）を用いており、変調信号の各入力端子Ｘ
＋，Ｘ−，Ｙ＋，Ｙ−から高周波チヨークL1を
介して入力される電流によりピンダイオードD1，
D2の高周波抵抗値を可変している。なおC1，C2
は直流阻止用コンデンサである。この高周波部に
おいて高周波入力端子１から入つた信号は90度ハ
イブリツト２で、互いに90度位相の異つたＸ成分
とＹ成分に分岐される。さらにＸ成分は90度ハイ
ブリツト３で２分岐され、それぞれの信号がダイ
オード減衰器５および６を通つた後、90度ハイブ
リツト９で合成される。90度ハイブリツト３の入
力端子から90度ハイブリツト９の出力端子までの
ルートを見た時、ダイオード減衰器５を通るルー
トとダイオード減衰器６を通るルートでは互いに
180度の位相差があるので、ダイオード減衰器５，
６にはそれぞれ第２図のペクトル図に示すＸ＋お
よびＸ−成分に対応する信号が通過していると考
えられる。
同様にして、90度ハイブリツト４から１０への
ルートでもダイオード減衰器７，８にはそれぞれ
第２図のＹ＋およびＹ−成分に対応する信号が通
過していると考えられる。これら４成分は制御用
の直流信号を阻止するコンデンサC1を通つた後、
それぞれ一組のPINダイオードD1，D2により通
過レベルが制御される。この回路の減衰量はPIN
ダイオードに流れる電流に比例するがこれらは制
御入力端子Ｘ＋，Ｘ−，Ｙ＋，Ｙ−の端子に供給
される電流により制御される。このようにレベル
制御された４成分は90度ハイブリツド９，１０お
よび同相ハイブリツト１１で合成されて出力され
る。
ルートでもダイオード減衰器７，８にはそれぞれ
第２図のＹ＋およびＹ−成分に対応する信号が通
過していると考えられる。これら４成分は制御用
の直流信号を阻止するコンデンサC1を通つた後、
それぞれ一組のPINダイオードD1，D2により通
過レベルが制御される。この回路の減衰量はPIN
ダイオードに流れる電流に比例するがこれらは制
御入力端子Ｘ＋，Ｘ−，Ｙ＋，Ｙ−の端子に供給
される電流により制御される。このようにレベル
制御された４成分は90度ハイブリツド９，１０お
よび同相ハイブリツト１１で合成されて出力され
る。
以上のようにして、互いに90度づつ離れた４つ
の成分Ｘ＋，Ｘ−，Ｙ＋，Ｙ−の通過レベルを適
当に制御することにより、入力信号は任意の位
相、任意の振幅を有するベクトルに変調される。
の成分Ｘ＋，Ｘ−，Ｙ＋，Ｙ−の通過レベルを適
当に制御することにより、入力信号は任意の位
相、任意の振幅を有するベクトルに変調される。
本発明におけるPINダイオード減衰器は、広い
周波数帯域、大きな最大減衰量を得るため、伝送
線路に対してλ／４間隔で並列にに実装されてい
る。このPINダイオード減衰器は、Ｘ−のダイオ
ードに電流を流さずにＸ＋のダイオードのみに電
流を流せばＸ−成分が出力され、Ｘ＋とＹ＋のみ
に電流を流せば、出力はＸ−とＹ−を合成したベ
クトルとなる。この場合、大きなベクトル同志の
加減算によつて出力を得ているため、各ベクトル
成分の位相、振幅の僅かな偏差が出力では大きな
偏差となつて表われる。また、何れのPINダイオ
ードにも電流を流さない場合、各部のバランスが
良ければ出力は零となるが、一般にはダイオード
特性のアンバランスによる残留成分が出力に現わ
れ、これが最大減衰量を決定してしまう。
周波数帯域、大きな最大減衰量を得るため、伝送
線路に対してλ／４間隔で並列にに実装されてい
る。このPINダイオード減衰器は、Ｘ−のダイオ
ードに電流を流さずにＸ＋のダイオードのみに電
流を流せばＸ−成分が出力され、Ｘ＋とＹ＋のみ
に電流を流せば、出力はＸ−とＹ−を合成したベ
クトルとなる。この場合、大きなベクトル同志の
加減算によつて出力を得ているため、各ベクトル
成分の位相、振幅の僅かな偏差が出力では大きな
偏差となつて表われる。また、何れのPINダイオ
ードにも電流を流さない場合、各部のバランスが
良ければ出力は零となるが、一般にはダイオード
特性のアンバランスによる残留成分が出力に現わ
れ、これが最大減衰量を決定してしまう。
これらの欠点を除くため、本発明においては、
第１図ｂに示す駆動回路２０を用いている。図に
おいて、Ｘ，Ｙは制御信号の入力端子、１３は正
電圧の整流回路、１４は負電圧の整流回路、１
５，１６はバイアス電圧（電流）微調整用の可変
抵抗器、１７，１８は駆動増幅器、Ｘ＋，Ｘ−，
Ｙ＋，Ｙ−は、それぞれ第１図ａの対応する端子
に接続される駆動信号の出力端子である。尚、Ｙ
系統の駆動回路２０′はＸ系統の構成と同様のも
のである。この回路はＸおよびＹの入力電圧が零
のとき、駆動出力Ｘ＋，Ｘ−，Ｙ＋，Ｙ−にある
一定電圧が出力され、全てのPINダイオードは、
PINダイオードの高周波抵抗値が伝送線路の特性
インピーダンス（例えば50Ω）に近くなるように
バイアス電流を調整されている。
第１図ｂに示す駆動回路２０を用いている。図に
おいて、Ｘ，Ｙは制御信号の入力端子、１３は正
電圧の整流回路、１４は負電圧の整流回路、１
５，１６はバイアス電圧（電流）微調整用の可変
抵抗器、１７，１８は駆動増幅器、Ｘ＋，Ｘ−，
Ｙ＋，Ｙ−は、それぞれ第１図ａの対応する端子
に接続される駆動信号の出力端子である。尚、Ｙ
系統の駆動回路２０′はＸ系統の構成と同様のも
のである。この回路はＸおよびＹの入力電圧が零
のとき、駆動出力Ｘ＋，Ｘ−，Ｙ＋，Ｙ−にある
一定電圧が出力され、全てのPINダイオードは、
PINダイオードの高周波抵抗値が伝送線路の特性
インピーダンス（例えば50Ω）に近くなるように
バイアス電流を調整されている。
例えば、正電圧の整流回路１３は、第３図の回
路図に示すように演算増幅器A1にダイオードD3，
D4を付加した回路により、正電圧のみに入力に
比例した負電圧を出力させ、この出力を反転して
第４図ａに示すように正電圧のみに入力に比例し
た正電圧を出力するものである。また、負電圧整
流回路１４は、負電圧のみに対して入力に比例し
た正の出力電圧を得るように、逆の特性を得るも
のである。これら整流回路１３，１４の出力は、
駆動回路１７，１８に供給されるが、これら駆動
回路１７，１８は、可変抵抗器１５，１６を可変
することにより零電圧のレベル（バイアス電圧）
を、第４図ｂに示すように正電圧にして特性イン
ピーダンスに調整する。この特性インピーダンス
に調整した後、さらにバイアス電流を可変抵抗器
１５，１６で微調整することにより、高周波部の
特性アンバランスによる残留分を打消し合うこと
ができるため、大きな最大減衰量を得ることがで
きる。この実施例ではバイアスを加えない場合よ
りも、きわめて容易に大きなダイナミツクレンジ
を得ることができる。
路図に示すように演算増幅器A1にダイオードD3，
D4を付加した回路により、正電圧のみに入力に
比例した負電圧を出力させ、この出力を反転して
第４図ａに示すように正電圧のみに入力に比例し
た正電圧を出力するものである。また、負電圧整
流回路１４は、負電圧のみに対して入力に比例し
た正の出力電圧を得るように、逆の特性を得るも
のである。これら整流回路１３，１４の出力は、
駆動回路１７，１８に供給されるが、これら駆動
回路１７，１８は、可変抵抗器１５，１６を可変
することにより零電圧のレベル（バイアス電圧）
を、第４図ｂに示すように正電圧にして特性イン
ピーダンスに調整する。この特性インピーダンス
に調整した後、さらにバイアス電流を可変抵抗器
１５，１６で微調整することにより、高周波部の
特性アンバランスによる残留分を打消し合うこと
ができるため、大きな最大減衰量を得ることがで
きる。この実施例ではバイアスを加えない場合よ
りも、きわめて容易に大きなダイナミツクレンジ
を得ることができる。
次に、例えばＸ入力として正の制御電圧を加え
ると、正電圧整流回路１３を通つて駆動増幅器１
７の出力電圧が下がり、バイアス電流が減少して
Ｘ＋側のインピーダンスを上げるので、Ｘ＋成分
の出力レベルを上げることができる。この場合合
成用ハイブリツド９にはＸ＋成分のみが入力さ
れ、出力信号の位相・振幅特性はＸ＋側の特性の
みに依存するので、優れた周波数特性を得ること
ができる。
ると、正電圧整流回路１３を通つて駆動増幅器１
７の出力電圧が下がり、バイアス電流が減少して
Ｘ＋側のインピーダンスを上げるので、Ｘ＋成分
の出力レベルを上げることができる。この場合合
成用ハイブリツド９にはＸ＋成分のみが入力さ
れ、出力信号の位相・振幅特性はＸ＋側の特性の
みに依存するので、優れた周波数特性を得ること
ができる。
更に、第２図に示すように、Vx，Vyのベクト
ルに相当するＸ，Ｙ制御電圧を加えれば、Ｘ−Ｙ
座標上の任意のベクトル信号Ｖを合成する事がで
きる。
ルに相当するＸ，Ｙ制御電圧を加えれば、Ｘ−Ｙ
座標上の任意のベクトル信号Ｖを合成する事がで
きる。
以上説明したように本発明によれば、ダイナミ
ツクレンジが大きく、且つ広い周波数範囲、広い
減衰量範囲に亘つて振幅位相の平担性が良いベク
トル変調器が得られる。
ツクレンジが大きく、且つ広い周波数範囲、広い
減衰量範囲に亘つて振幅位相の平担性が良いベク
トル変調器が得られる。
この発明の具体例として、第１図の実施例に
PINダイオードV319Eを用いたベクトル変調器は
3.7GHz〜4.2GHz内の任意の50MHz帯域で減衰量
15dBの範囲において、振幅偏差0.2dB以内、位相
偏差1.5度以内を得、またダイナミツクレンジは
40dB以上の特性を得ている。
PINダイオードV319Eを用いたベクトル変調器は
3.7GHz〜4.2GHz内の任意の50MHz帯域で減衰量
15dBの範囲において、振幅偏差0.2dB以内、位相
偏差1.5度以内を得、またダイナミツクレンジは
40dB以上の特性を得ている。
第１図ａ，ｂは、本発明の実施例の高周波部お
よび駆動部の回路図、第２図は高周波信号のベク
トル図、第３図は第１図ｂに用いられる整流回路
の具体回路図、第４図ａ，ｂは第１図ｂの動作波
形図である。 図において、１……高周波入力端子、２，３，
４，９，１０……90度ハイブリツド、５，６，
７，８……PINダイオード減衰器、１１……同相
ハイブリツド、１２……高周波出力端子、１３…
…正電圧整流回路、１４……負電圧整流回路、１
５，１６……バイアス電流調整用可変抵抗器、１
７，１８……駆動増幅器、２０，２０′……駆動
部である。
よび駆動部の回路図、第２図は高周波信号のベク
トル図、第３図は第１図ｂに用いられる整流回路
の具体回路図、第４図ａ，ｂは第１図ｂの動作波
形図である。 図において、１……高周波入力端子、２，３，
４，９，１０……90度ハイブリツド、５，６，
７，８……PINダイオード減衰器、１１……同相
ハイブリツド、１２……高周波出力端子、１３…
…正電圧整流回路、１４……負電圧整流回路、１
５，１６……バイアス電流調整用可変抵抗器、１
７，１８……駆動増幅器、２０，２０′……駆動
部である。
Claims (1)
- １ 高周波入力信号を90度ハイブリツトにより90
度づつ位相の離れた４成分に分岐する分岐手段
と、この分岐手段の４つの出力を、それぞれ減衰
させるPINダイオード減衰器と、これらPINダイ
オード減衰器の各出力を合成して所定の位相およ
び振幅のベクトルをもつ高周波信号を出力する合
成手段と、前記各PINダイオード減衰器に、それ
ぞれ制御電流を供給する駆動回路とを含み、前記
各駆動回路は、入力電圧が零のとき、前記各PIN
ダイオード減衰器のインピーダンスを高周波回路
の特性インピーダンスとほぼ等しくするための制
御電流を供給できるバイアス回路とバイアスの微
調整回路を含み、前記入力電圧が零のときには前
記バイアス微調整回路の調整により前記ベクトル
を最小に調整でき、前記入力電圧が所定値のとき
は入力電圧に対応してPINダイオード減衰器のイ
ンピーダンスを上げるように制御電流を供給する
ことによつて所定の出力ベクトルを得ることを特
徴とするベクトル変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17304680A JPS5797237A (en) | 1980-12-08 | 1980-12-08 | Vector modulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17304680A JPS5797237A (en) | 1980-12-08 | 1980-12-08 | Vector modulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5797237A JPS5797237A (en) | 1982-06-16 |
| JPS634721B2 true JPS634721B2 (ja) | 1988-01-30 |
Family
ID=15953199
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17304680A Granted JPS5797237A (en) | 1980-12-08 | 1980-12-08 | Vector modulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5797237A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005027449A1 (ja) * | 2003-09-11 | 2005-03-24 | Advantest Corporation | 誤差補正信号生成装置および該誤差補正信号生成装置を備えた直交変調装置 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4549152A (en) * | 1983-03-28 | 1985-10-22 | Rca Corporation | Broadband adjustable phase modulation circuit |
| JPH0616564B2 (ja) * | 1985-11-15 | 1994-03-02 | 日本電気株式会社 | バランス型ダイオ−ド減衰器 |
| JPH03198401A (ja) * | 1989-12-26 | 1991-08-29 | Mitsubishi Electric Corp | 位相・振幅調整回路 |
| JP2536393B2 (ja) * | 1993-05-07 | 1996-09-18 | 日本電気株式会社 | 位相変調器 |
-
1980
- 1980-12-08 JP JP17304680A patent/JPS5797237A/ja active Granted
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005027449A1 (ja) * | 2003-09-11 | 2005-03-24 | Advantest Corporation | 誤差補正信号生成装置および該誤差補正信号生成装置を備えた直交変調装置 |
| JPWO2005027449A1 (ja) * | 2003-09-11 | 2006-11-24 | 株式会社アドバンテスト | 誤差補正信号生成装置および該誤差補正信号生成装置を備えた直交変調装置 |
| JP4555778B2 (ja) * | 2003-09-11 | 2010-10-06 | 株式会社アドバンテスト | 誤差補正信号生成装置および該誤差補正信号生成装置を備えた直交変調装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5797237A (en) | 1982-06-16 |
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