JPS63308452A - Ｆｓｋ復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はＦＳＫ信号の零交差点の間隔をカウンタで測定
し、その数値（ＦＳＫ信号の周期の２分の１に対応する
）により原２値信号を復調するカウンタ方式のＦＳＫ復
調回路に関するものでありその目的は変復調回路のＩＣ
Ｉチップ化を可能にすることおよび、復調信号の単点部
を小さくすることにある。

一般的にデータ通信に用いられる方式の１つにＦＳＫ通
信方式がある。これはディジタル２値信号「１」　「０
」のそれぞれに対して異なった周波数の正弦波を対応さ
せて送受信を行なう、いわゆる周波数変復調方式に属す
もので音響カプラ、低速モデム等に使われている。第１
図に例を示す。

第１図（Ａ）がディジタル２値信号、（Ｂ）が変調信号
である。ＦＳＫ通信方式の復調回路としては従来周波数
弁別方式、ＰＬＬ方式等のアナログ的な手法が採られて
いたが、個別部品の数や調整箇所が多く、小型化、長期
安定性、低価格化が困難であった。これに対して、ＦＳ
Ｋ信号の零交差点の間隔（変調波の周期の２に対応する
）をカウンタで測定し、その値の大小により原２値信号
を復調するカウンタ方式が考えられた。カウンタ方式に
よる復調回路は大部分がディタル回路であるため、集積
回路化による小型化、特に変調回路をもディジタル回路
で実現することにより、変復調装置のＩＣＩチップ化を
可能とし、またこれに伴ない、信頬性の向上、低価格化
、低消費電力化を実現することができる。

しかしながらカウンタ方式はノイズによる零交差点の変
動に敏感で、Ｓ／Ｎ比の小さな信号の復調においては符
号歪が増大したり、さらには復調不能（誤った復調を行
なう）になるといった欠点を有している。これを改善す
る方法としてＮ個のカウンタを用い、それぞれのカウン
タのスタート。

ストップを１零交差点ずつずらし、各カウンタにそれぞ
れ連続したＮ区間の零交差点間隔を測定させるという方
法が考えられる。これはＮ区間の零交差点間隔を測定し
た場合と、１区間の零交差点間隔を測定した場合の零交
差点の変動による誤差の絶対量は同じであるため、Ｎ倍
の間隔を測定した場合測定値がＮ倍になるのでＳ／Ｎ比
は当然Ｎ倍になることを用いたものである。

Ｎ個のカウンタを用いることによりノイズレベルの大き
な信号の復調が可能となったが、なおりウンタ方式には
、方式自体に起因する大きな欠点が存在する。それは復
調２値信号の単点部（後に詳しく説明する）が大きいと
いう点であり、これは復調出力が「０」から「１」、又
は「１」から「０」に変化し得る点がＦＳＫ信号の零交
差点に限られているためである。

本発明は従来のカウント方式による復調回路に遅延補償
回路を付は加え、復調出力の変化点をＦＳＫ信号の零交
差点に限定せず、零交差点より適当な遅延をかけた後、
復調出力を変化させるようにして、単点部を小さくする
方法、および回路を提供するものである。

以下実施例に基づき本発明の詳細な説明を行なう。ます
カウンタ方式について説明する。第３図は一般的なカウ
ンタ方式のＦＳＫ復調装置のブロック図であり、第４図
は第３図の中の復調回路５の部分をさらに詳しく説明し
た図である。第２図に第３図および第４図の各点の信号
波形を示す。

第２図（Ａ）が原２値信号でありこれが送信側でＦＳＫ
変調され、回線を通して送られる。受信ＦＳＫ信号６は
受信アンプエで振幅がクリップレベルを越えない範囲で
増幅された後バンドバスフィルタ２でＦＳＫ信号の変調
周波数帯域のみ選択され、オペアンプ等の飽和を避ける
ためリミッタ３により振幅制限されコンパレータ４によ
りディジタル２値信号８に変換される。バンドパスフィ
ルタ２の出カフおよびコンパレータ４の出力８の波形は
第２図（Ｂ）（Ｃ）のようになる。コンパレータ出力８
は復調回路５で復調され復調信号９（第２図（Ｅ））が
得られる。復調回路５を第４図でさらに詳しく説明する
と、コンパレータ出力８は制御回路１１の中の微分回路
で微分され第２図（Ｄ）の零交差信号に変換される。こ
の零交差信号はバンドパスフィルタ出カフ（第２図（Ｂ
））がレベル０を交差したときに発生し、したがって、
この零交差信号の間隔を測定することにより変調波形の
周波数が求められ、その数値より原２値信号が「１」で
あるか「０」であるか判定できる。

この零交差間隔を測定するのが零交差カウンタ１２であ
る。復調出力判定回路１３には２種類のＦＳＫ変調波の
周波数の中間周波数の同期の２分の１に対応した（ｉ　
（以下スレシホールド周期と呼ぶことにする。実際のス
１／シホールドはフィルタや回線の影響なども考えて実
験的に定める）がセットされており、カウンタ１２の出
力１８とスレシホールド周期との大小関係により判定回
路１３ばｒ’ｌ」　「ｏ」を判定し、復調出力１９は復
調出力ＦＦ１４に取り込まれ、次の零交差間隔が測定さ
れるまで保持される。すなわち復調回路の出力９は零交
差間隔測定中は一定値を保ち零交差点においてのみ変化
し得るわけである。カウンタのクロック１６はクロック
発生回路１０より得られ、この信号は又制御回路工１に
も導びかれ、制御信号はクロック信号に同期している。

カウンタの測定を開始するためのリセット信号１７及び
測定したカウント値より得られた復調信号をＦＦ１４に
取り込むだめのラッチ信号１５はコンパレータ出力８の
微分信号（第２図（Ｄ））をもとに作られている。

以上のようにカウンタ方式はディジタル処理により復調
を行なうため、ＩＣ化が容易であり、無調整化され長期
的な変動も生じない。しかじカランタ方式はノイズによ
る零交差点の変動に敏感であり、Ｓ／Ｎ比の小さな信号
の復調が困難であるという欠点を有している。例えば第
２図の（Ｄ）の中の零交差点の１つＵ点がノイズで右に
ｄｔずれたとすると、Ｔ２０はＴ　２０−ｈ　ｄ　ｔに
、Ｔ２１は２ｌ−ｄｔになり、ｄｔの大きさによっては
Ｔ２０−ｄｔがスレシボールド周期より小さくなり、第
２図（Ｆ）のような誤った復調が行われることがある。

これを解決する方法として零交差間隔測定カウンタをＮ
個（Ｎ２２）用いる方法があり、例えばＮ＝４とすると
、第４図は第５図のように改良される。１１２，１１３
，１１４，１１５はすべて同一の零交差間隔測定カウン
タであるが、零交差間隔４区間を測定する点がカウンタ
１２と異なり、又各カウンタはそれぞれ１零交差点ずつ
遅れて測定を開始する。すなわち第２図（Ｄ）において
、カウンタ１１２はａ点より、１１３ばｂ点より、１１
４は０点より、１１４ば６点より、測定を開始し、４区
間測定する。（カウンタ１１２はＣＮＴｌと記した間隔
を測定し、１１３はＣＮＴ２．１１４はＣＮＴ３．１１
５はＣＮＴ４の区間をそれぞれ測定する。）１１６はマ
ルチプレクサであり、４つのカウンタの出力１２２〜１
２５の中の測定が完了したカウンタの出力を順次選択し
ている。カウンタの測定開始及びカラタン出力の選択は
制御回路１１１より出されるリセット信号１１７〜１２
０と選択信号１２１により制御される。第２図（Ｄ）の
Ｕ点が右にｄｔずれた先はどの例を再び取り上げる。第
５図では各カウンタはそれぞれ零交差間隔４区間の平均
を測定していると考えられるので、ｄｔの変動に対し、
測定イ直は（Ｔ１６＋Ｔ１７＋Ｔ１Ｂ＋Ｔ１９）／４→
（Ｔ１７＋Ｔ１８＋Ｔ１９＋Ｔ２０＋ｄｔ）／４→（Ｔ
１８＋Ｔ１９＋Ｔ２０＋Ｔ２１）／４→（Ｔ１９＋Ｔ２
０＋Ｔ２１＋Ｔ２２）／４→（Ｔ２０＋Ｔ２１＋Ｔ２２
＋Ｔ２３）／４→（Ｔ２１−ｄ　ｔ＋Ｔ２２＋Ｔ２３＋
Ｔ２４）／４となり、誤差はｄ　ｔ／４に減少する。す
なわち、第４図の回路に比べてＳ／Ｎ比が４倍向上する
。一般にカウンタをＮ個用いればＳ／Ｎ比はＮ倍量上す
ることになり、カウンタ方式のノイズに対する弱点は上
記の方法により解消される。

しかしながら、カウンタ方式にはなお方式自体に起因す
る大きな欠点が存在する。それは復調出力が変化し得る
のが零交差点に限られているため単点中が大きくなると
いう欠点である。第６図でこれを説明する。なお説明に
おいては零交差間隔測定カウンタは１個の場合を考える
。単点中に関してはカウンタの個数は関係なく、Ｎ個の
カウンタを用いた場合も多少の差異はあるものの同様の
議論が成り立つ。第６図（Ａ）を送信側の原２値信号と
する。ここで変調速度（ボーレイト）をＢとすると原２
値信号１ビツトの時間長ＴはＴ＝１／Ｂとなる。第６図
（Ｂ）は原２値信号（Ａ）が変調され回線を通して受信
されたＦＳＫ信号であり、（Ｃ）はその零交差点信号で
ある。第２関（Ｄ）は零交差間隔の値とスレシホールド
周期との大小の比較によって得られた復調信号であり、
原２値信号のＴの部分にＴｅが対応する。零交差点すか
らＣまでの時間Ｔ２はスレシホール周期より小さくＴ２
に対する復調出力としてＣ点でＯを出力する。同様にＴ
３に対する復調出力としてｄ点で１を出力し、Ｔ７に対
する復調出力１をｈ点で出力し、Ｔ８に対する復調出力
０をｉ点で出力する。このように復調出力の変化が零交
差点に限定されているため、原２値信号の変化点から復
調出力の変化点までの遅延時間が一定でなく復調出力の
１ビツトの時間長が変化してしまう。第６図の例では０
から１への変化点Ｘに対し、復調出力は△Ｘ遅れてｄ点
で変化し１からＯへの変化点ｙに対し、復調出力は△ｙ
遅れてｉ点で変化し、Ｔｅ−Ｔ十（Δｙ−△Ｘ）となる
。Ｔｅの最大値、最小値をＴｅｍａｘ−Ｔｅｍｉｎとし
たとき、（Ｔｅｍａｘ−Ｔ）／Ｔ、および（Ｔｅｍｉｎ
　−Ｔ）　／Ｔを単点中とよぶが、この単点中が大きい
という点がカウンタ方式のもう１つの欠点であった。

上記の単点中を小さく押えるのが本発明による復調回路
であり、その回路図を第７図に示す。本発明の原理は簡
単に述べると復調出力に遅延をかけるための遅延補償回
路を設は原２値信号の変化点から復調出力の変化点まで
の遅延時間のバラツキを小さくすることにより、第６図
の（△ｙ−ΔＸ）を０に近づけ単点中を小さくするとい
う方法である。第６図（Ｅ）が本発明による復調回路の
遅延のかけられた理想的な復調出力である。原２値信号
の変化点から復調出力の変化点までの一定遅延量りは第
６図（Ｄ）のあらゆる場合の△Ｘ（△ｙ）の最大値とし
て定められる。各零交差点においては１点前の零交差点
からの零交差間隔が測定され、スレシホールド周期との
大小関係の比較により復調信号が得られるが、この復調
信号が１点前の零交差点からの零交差間隔が測定され、
スレシホールド周期との大小関係の比較により復調信号
が得られるが、この復調信号が１点前の零交差点におけ
る出力と異なる場合には、すなわち０から１又は１から
Ｏと変化する場合には、復調信号は零交差点においてず
くに出力されるのではなく、適当な遅延がかけられた後
出力される。復調信号の反転する零交差点、例えばｄ点
においてかけられる遅延量は原２値信号の変化点Ｘを予
測し、Ｘからｄまでの遅延時間△Ｘを一定遅延量りより
差し引いた値（Ｄ−△Ｘ）として求められる。原２値信
号の変化予測点Ｘからｄ点までの時間△ＸはＸからＣ点
までの時間△ｘｃとＣ点からｄ点までの時間△ｃｄの和
であり、ΔＸ−△ＸＣ十ΔＣここで△ｃｄ＝７３であり
、又△χＣはＴ２とＴ３の値および回線バンドパスフィ
ルタの特性等により定まる。従って回線、バンドパスフ
ィルタ等の特性を実験で測定しておけば、Ｔ２およびＴ
３の値から△Ｘが求められ、補償遅延量△Ｄ＝Ｄ−△Ｘ
となる。

以上述べた原理によるＦＳＫ復調回路が第７図である。

制御回路１１１、零交差間隔測定カウンタ１１２〜１１
５、マルチプレクサ１１６は第５図と同じである。２０
１，２１２はレジスタであり、そのクロック１５は零交
差信号より得られる。

従って２０１は現時点の零交差点における零交差間隔測
定値を格納し、２０２は１点前の零交差点における測定
値を格納している。１３は復調出力判定回路で、レジス
タ２０１の出力から復調信号１９を作り出し、復調信号
１９は復調出力ＦＦＩ４のＤ入力端子に導びかれている
。復調信号１９が１点前の復調出力と異なる場合には復
調信号はすくにはＦＦＩ、１１に取り込まれず、２０１
．２０２のレジスタの出力２０４，２０５の値から定ま
る遅延時間だけ遅延補償量ｌＰｔ２０３で遅延させられ
た後、ラッチパルス２０６によりＦＦ１４に取り込まれ
る。遅延補償回路２０３はレジスタ出力２０４．２０５
を入力とし、遅延時間を出力とするＲＯＭを用いると簡
単に構成できる。

以上のように復調信号に適当な遅延をかけて出力するこ
とにより、第７図のＦＳＫ復調回路は単点歪の非常に小
さな復調出力を得ることができる。

第８図は第７図の零交差間隔測定力ランク１１２〜］１
５をプリセッタブルカウンタ３０２〜３０５で置き換え
、スレシホールド周期の２の補数を格納したメモリ３０
１の出力値をカウンタ３０２〜３０５のそれぞれの測定
開始時にプリセットするようにした復調回路であり、そ
の利点は、１、スレシボールド周期格納メモリの数値を
多少変化させつつ復調出力をテストすることにより、最
適なスレシボールド周期を簡単に求められる。

２、スレシボールド周期格納メモリ３０１及び遅延補償
回路２０３の中の遅延量を格納してメモリの内容を変え
るだけで他の部分はそのままで任意の周波数のＦＳＫ信
号に対する復調回路が構成できる。

３、カウンタ３０２〜３０５の出力は零交差間隔とスレ
シホールド周期との差分であるためレジスタ２０１，２
０２のビット数は少なく、従って遅延補償回路２０３の
中の遅延量格納メモリも小さくてすむ。又レジスタ２０
３のＭ　Ｓ　Ｂ　（ｍｏｓｔ　ｓｏｇｎｉｆｉｃａｎｔ
　ｂｉｔ）が復調信号であるため、復調出力判定回路１
３は実際には不要となる。以上の３点である。

第９図は第８図のＮ個のプリセッタブルカウンタを１個
のプリセッタブルカウンタ３０２とＮ個のレジスタ４０
２〜４０５と加算器４０６及び累算レジスタ４０７で置
きかえることによりハードウェア量を小さくしたもので
ある。カウンタ３０２は零交差点ごとに１区間の零交差
間隔を測定し、測定結果をセレクタ４０１を通してレジ
スタ４゜２へ格納する。その時レジスタ４０２以下の内
容も同時に下のレジスタにシフ１−される。次に累算レ
ジスタをクリアしレジスタ４０２から４０５を一巡シフ
トしつつ、加算器４０６を通して累算レジスタ４０７に
これらの総和を格納することによりＮ区間の測定と同等
になり第８図のセレクタ１１６の出力と同一のイ直を累
算レジスタ４０７の出力に得ることができる。レジスタ
４０２〜４０５は零交差間隔とスレシボールド周期との
差分を格納するレジスタであり、カウンタ３０２に比べ
てビット数も少なく、第９回の回路は第８図の回路より
ハードウェア量が少なくてすむ。

又本発明におりるＦＳＫ復調回路、第８図、第９図にお
いて、スレシボールド周期格納メモリ３０１及び遅延補
償回路２０３内の遅延量格納メモリをＰ　ＲＯＭ　（ｐ
ｒｏｇｒａｍａｂｌｅｒｅａｄ　ｏｎｌｙ　ｍｅｍｏｒ
ｙ）で構成することにより、汎用ＦＳＫ復調回路が横成
できる。これは特に本発明によるＦＳＫ復調回路を１チ
ツプＩＣ化した場合有効であり、ＰＲＯＭ部の書き換え
により、１個のＩＣを任意の周波数のＦＳＫ復調回路と
して用いることができる。

さらに又、上記のメモリをＲＡＭ　（Ｒａｎｄｏｍ　ａ
ｃｃｅｓｓ　ｍａｍｏｒｙ）で構成し、ＲＡＭの内容を
決定するだめの最適数値決定回路を設け、ＦＳＫ信号の
受信の前にナス１−波形を受信し、テスト波形から最適
数値決定回路により、ＲＡＭに格納すべき数値を決定し
、格納する機構を設けることにより、完全な汎用ＦＳＫ
復調回路が構成でき、１チツプＩＣ化に特に有効である
。テスト波形からは使用周波数のほかに回線の特性など
も測定することにより、スレシボールド周期および遅延
量がその時点の通信状態において最適に設定され、高性
能の復調が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図（Ａ）（Ｂ）は原２値信号とＦＳＫ信号の関係を
表わす図である。 第２図は（Ａ）〜（Ｆ）はＦＳＫ信号の復調例、および
復調回路の各部の波形を示した図である。 第３図はカウント方式によるＦＳＫ復調装置のブロック
図である。 第４図は第３図の復調装置の中の復調回路５の部分の従
来の回路構成図である。 第５図はノイズに対する対策を施したＦＳＫ復である。 第７図本発明によるＦＳＫ復調回路のブロック図である
。 第８図は本発明によるＦＳＫ復調回路のブロック図であ
る。 第９図は本発明によるＦＳＫ復調回路のブロック図であ
る。 １・・受信アンプ ２・・バンドパスフィルタ ３・・リミッタ ４・・コンパレータ ５・・復調回路 １０・・クロック発生回路 １１・・制御回路 １２・・零交差間隔測定カウンタ １３・・復調出力判定回路 １４・・復調出力ＦＦ １１１・・制御回路 １１２〜１１５・・零交差間隔測定カウンタ１１６・・
マルチプレクサ ２０１・・新雪交差間隔格納レジスタ ２０２・・旧零交差間隔格納レジスタ ２０３・・遅延補償回路 ３０１・・スレシホールド周期格納メモリ３０２〜３０
５・・零交差間隔測定プリセッタブルカウンタ ４０１・・セレクタ ４０２〜４０５・・零交差間隔格納レジスタ４０６・・
加算器 ４０７・・累算レジスタ（アキュムレータ）以上 手続補正書（自発） 昭和６３年　６月２０日 ２、発明の名称 ＦＳＫ＜復調回路 （２３６）セイコーエプソン株式会社 代表取締役　　中　村　恒　也 明細書 １、発明の名称 ＦＳＫ復調回路 ２、特許請求の範囲 Ａｔ力前記零交差間隔測定カウンタの肋か亥創−３、発
明の詳細な説明 本発明ばＦＳＫ信号の零交差点の間隔をカウンタで測定
し、その数値（ＦＳＫ信号の周期の２分の１に対応する
）により原２値信号を復調するカウンタ方式のＦＳＫ復
調回路に関するものでありその目的は変復調回路のＩＣ
Ｉチップ化を可能にすることおよび、ＦＳＫ信号から復
調するときのＳ／Ｎ比を向上し、高精度な復調をするこ
とにある。 一般的にデータ通信に用いられる方式の１つにＦＳＫ通
信方式がある。これはディジタル２値信号「１」　「０
」のそれぞれに対して異なった周波数の正弦波を対応さ
せて送受信を行なう、いわゆる周波数変復調方式に属す
もので音響カプラ、低速モデム等に使われている。第１
図に例を示す。 第１図（Ａ）がディジタル２値信号、（Ｂ）が変調信号
である。ＦＳＫ通信方式の復調回路としては従来周波数
弁別方式、Ｐ　Ｌ　Ｌ方式等のアナログ的な手法が採ら
れていたが、個別部品の数や調整箇所が多く、小型化、
長期安定性、低価格化が困難であった。これに対して、
ＦＳＫ信号の零交差点の間隔（変調波の周期の２に対応
する）をカウンタで測定し、その値の大小により原２値
信号を復調するカウンタ方式が考えられた。カウンタ方
式による復調回路は大部分がディタル回路であるため、
集積回路化による小型化、特に変調回路をもディジタル
回路で実現することにより、変復調装置のＴＣＩチップ
化を可能とし、またこれに伴ない、信頼性の向上、低価
格化、低消費電力化を実現することができる。 しかしながらカウンタ方式はノイズによる零交差点の変
動に敏感で、Ｓ／Ｎ比の小さな信号の復調においては符
号歪が増大したり、さらには復調不能（誤った復調を行
なう）になるといった欠点を有している。これを改善す
る方法としてＮ個のカウンタを用い、それぞれのカウン
タのスタート。 スト・ンプを１零交差点ずつずらし、各カウンタにそれ
ぞれ連続したＮ区間の零交差点間隔を測定させるという
方法が考えられる。これはＮ区間の零交差点間隔を測定
した場合と、１区間の零交差点間隔を測定した場合の零
交差点の変動による誤差の絶対量は同じであるため、Ｎ
倍の間隔を測定した場合測定値がＮ倍になるのでＳ／Ｎ
比は当然Ｎ倍になることを用いたものである。 本発明は、このようなＮ個のカウンタを用いることによ
りノイズレベルの大きな信号の復調を可能とするＦＳＫ
復調回路を提供するものである。 以下実施例に基づき本発明の詳細な説明を行なう。ます
カウンタ方式について説明する。第３図は一般的なカウ
ンタ方式のＦＳＫ復調装置のブロック図であり、第４図
は第３図の中の復調回路５０部分をさらに詳しく説明し
た図である。第２図に第３図および第４図の各点の信号
波形を示す。 第２図（Ａ）が原２値信号でありこれが送信側でＦＳＫ
変調され、回線を通して送られる。受信Ｆ３Ｋ信号６は
受信アンプ１で振幅がクリップレベルを越えない範囲で
増幅された後バンドバスフィルタ２でＦＳＫ信号の変調
周波数帯域のみ選択され、オペアンプ等の飽和を避ける
ためリミッタ３により振幅制限されコンパレータ４によ
りディジタル２値信号８に変換される。バンドパスフィ
ルタ２の出カフおよびコンパレータ４の出力８の波形は
第２図（Ｂ）（Ｃ）のようになる。コンパレータ出力８
は復調回路５で復調され復調信号９（第２図（Ｅ））が
得られる。復調回路５を第４図でさらに詳しく説明する
と、コンパレータ出力８は制御回路１１の中の微分回路
で微分され第２図（Ｄ）の零交差信号に変換される。こ
の零交差信号はバンドパスフィルタ出カフ（第２図（Ｂ
））がレベルＯを交差したときに発生し、したがって、
この零交差信号の間隔を測定することにより変調波形の
周波数が求められ、その数値より原２値信号が「１」で
あるか「０」であるか判定できる。この零交差間隔を測
定するのが零交差カウンタ１２である。復調出力判定回
路］３には２種類のＦＳＫ変調波の周波数の中間周波数
の量器の２分の１に対応した値（以下スレシホールド周
期と呼ぶことにする。実際のスレシホールドはフィルタ
や回線の影響なども考えて実験的に定める）がセットさ
れており、カウンタ１２の出力１８とスレシホールド周
期との大小関係により判定回路１３はｒｌＪ　　ｒＱＪ
を判定し、復調出力１９は復調出力ＦＦ１４に取り込ま
れ、次の零交差間隔が測定されるまで保持される。すな
わち復調回路の出力９は零交差間隔測定中は一定値を保
ち零交差点においてのみ変化し得るわけである。カウン
タのクロック１６はクロック発生回路１０より得られ、
この信号は又制御回路１１にも導びかれ、制御信号はク
ロック信号に同期している。カウンタの測定を開始する
ためのリセット信号１７及び測定したカウント値より得
られた復調信号をＦＦ１４に取り込むためのラッチ信号
１５はコンパレータ出力８の微分信号（第２図（Ｄ））
をもとに作られている。 以上のようにカウンタ方式はディジタル処理により復調
を行なうため、ＩＣ化が容易であり、無調整化され長期
的な変動も生じない。しかしカウンタ方式はノイズによ
る零交差点の変動に敏感であり、Ｓ／Ｎ比の小さな信号
の復調が回動であるという欠点を有している。例えば第
２図の（Ｄ）の中の零交差点の１つＵ点がノイズで右に
ｄｔずれたとすると、Ｔ２０はＴ２０＋ｄｔに、Ｔ２’
１は２ｌ−ｄｔになり、ｄｔの大きさによってはＴ２０
−ｄｔがスレシホールド周期より小さくなり、第２図（
Ｆ）のような誤った復調が行われることがある。 これを解決するために本発明のＦＳＫ復調回路ば零交差
間隔測定カウンタをＮ個（Ｎ≧２）用いる。第５図は第
４図を改良した構成例であり、Ｎ−４として本発明の詳
細な説明するだめの図である。１１２，１１３，１１４
，１１５はすべて同一の零交差間隔測定カウンタである
が、零交差間隔４区間を測定する点がカウンタ１２と異
なり、又各カウンタはそれぞれｌ零交差点ずつ遅れて測
定を開始する。すなわち第２図（Ｄ）において、カウン
タ１１２はａ点より、１１３はｂ点より、１１４はＣ点
より、１１４はｄ点より、測定を開始し、４区間測定す
る。（カウンタ１１２はＣＮＴ１と記した間隔を測定し
、１１３はＣＮＴ２．１１４はＣＮＴ３．１１５はＣＮ
Ｔ４の区間をそれぞれ測定する。）１１６はマルチプレ
クサであり、４つのカウンタの出力１２２〜１２５の中
の測定が完了したカウンタの出力を順次選択している。 カウンタの測定開始及びカラタン出力の選択は制御回路
１１１より出されるリセット信号１１７〜１２０と選択
信号１２１により制御される。 第２図（Ｄ）のＵ点が右にｄｔずれた先はどの例を再び
取り上げる。第５図では各カウンタはそれぞれ零交差間
隔４区間の平均を測定していると考えられるので、ｄｔ
の変動に対し、測定値は（Ｔ１６＋Ｔ１７＋７１８＋７
１９）／４→（Ｔ１７＋Ｔ１Ｂ＋Ｔ１９＋Ｔ２０＋ｄｔ
）／４→（Ｔ１８＋Ｔ１９＋Ｔ２０＋Ｔ２１）／４→（
Ｔ１９＋Ｔ２０＋Ｔ２１＋Ｔ２２）／４→（Ｔ２０＋Ｔ
２１＋Ｔ２２＋Ｔ２３）／４→（Ｔ２１−ｄ　ｔ　＋Ｔ
２２＋Ｔ２３＋Ｔ２４）／４となり、誤差はｄｔ／４に
減少する。すなわち、第４図の回路に比べてＳ／Ｎ比が
４倍向上する。一般にカウンタをＮ個用いればＳ／Ｎ比
はＮ倍向上することになり、カウンタ方式のノイズに対
する弱点は」二記の方法により解消される。 しかしながら、カウンタ方式にはなお方式自体に起因す
る大きな欠点が存在する。それは復調出力が変化し得る
のが零交差点に限られているため単点歪が大きくなると
いう欠点である。第６図でこれを説明する。なお説明に
おいては零交差間隔測定カウンタは１個の場合を考える
。単点歪に関してはカウンタの個数は関係なく、Ｎ個の
カウンタを用いた場合も多少の差異はあるものの同様の
議論が成り立つ。第６図（Ａ）を送信側の原２値信号と
する。ここで変調速度（ボーレイト）をＢとすると原２
値信号１ビツトの時間長ＴはＴ＝１／Ｂとなる。第６図
（Ｂ）は原２値信号（Ａ）が変調され回線を通して受信
されたＦＳＫ信号であり、（Ｃ）はその零交差点信号で
ある。第２図（Ｄ）は零交差間隔の値とスレシホールド
周期との大小の比較によって得られた復調信号であり、
原２値信号のＴの部分にＴｅが対応する。零交差点すか
らＣまでの時間Ｔ２はスレシボール周期より小さくＴ２
に対する復調出力として０点でＯを出力する。同様にＴ
３に対する復調出力としてｄ点で１を出力し、Ｔ７に対
する復調出力１をｈ点で出力し、Ｔ８に対する復調出力
Ｏをｉ点で出力する。このように復調出力の変化が零交
差点に限定されているため、原２値信号の変化点から復
調出力の変化点までの遅延時間が一定でなく復調出力の
１ビットの時間長が変化してしまう。第６図の例ではＯ
から１への変化点Ｘに対し、復調出力ば△Ｘ遅れてｄ点
で変化し１から０への変化点ｙに対し、復調出力は△ｙ
遅れてｉ点で変化し、Ｔｃ＝Ｔ＋（△ｙ−△Ｘ）となる
。Ｔ　ｅの最大（直、最小値をＴｅｍａｘ−Ｔｅｍｉｎ
としたとき、（Ｔｅｍａｘ−Ｔ）　／Ｔ、および（Ｔｅ
ｍｉｎ　−Ｔ　）　／　Ｔを単点部とよふが、この単点
部が大きいという点がカウンタ方式のもう１つの欠点で
あった。 第７図は第６図の構成例における問題を更に改良した構
成例である。復調出力に遅延をかけるための遅延補償回
路を設け、原２値信号の変化点から復調出力の出力変化
点までの遅延時間のバラツキを小さくすることにより、
第６図の（△ｙ−△Ｘ）を０に近づけ単点部を小さくす
るという方法であり、第６図（Ｅ）が遅延のかけられた
理想的な復調出力である。原２値信号の変化点から復調
出力の変化点までの一定遅延ＮＤは第６図（Ｄ）のあら
ゆる場合の△Ｘ（△ｙ）の最大値として定められる。各
零交差点においては１点前の零交差点からの零交差間隔
が測定され、スレシホールド周期との大小関係の比較に
より復調信号が得られるが、この復調信号が１点前の零
交差点からの零交差間隔が測定され、スレシホールド周
期との大小関係の比較により復調信号が得られるが、こ
の復調信号が１点前の零交差点における出力と異なる場
合には、ずなわち０から１又は］から０と変化する場合
には、復調信号は零交差点においてずくに出力されるの
ではなく、適当な遅延がかげられた後出力される。復調
信号の反転する零交差点、例えばｄ点においてかけられ
る遅延量は原２値信号の変化点Ｘを予測し、Ｘからｄま
での遅延時間△χを一定遅延量りより差し引いた値（Ｄ
−八χ）として求められる。原２４ｆＬ信号の変化予測
点Ｘからｄ点までの時間△ＸはＸから０点までの時間へ
χＣと０点からｄ点までの時間△ｃｄの和であり、△Ｘ
−△χＣ＋△ｃｄ。 ここで△ｃｄ＝Ｔ３であり、又△ｘｃはＴ２とＴ３の値
および回線バンドパスフィルタの特性等によす定まる。 従って回線、バンドパスフィルタ等の特性を実験で測定
しておけば、Ｔ２およびＴ３の値から△Ｘが求められ、
補償遅延量△Ｄ＝Ｄ−△Ｘとなる。 以上述べた原理によるＦＳＫ復調回路が第７図である。 制御回路１１１、零交差間隔測定カウンタ１１２〜１１
５、マルチプレクサ１１６は第５図と同じである。２０
１．．２１２はレジスタであり、そのクロック１５は零
交差信号より得られる。 従って２０１は現時点の零交差点における零交差間隔測
定値を格納し、２０２は１点前の零交差点における測定
値を格納している。１３は復調出力判定回路で、レジス
タ２０１の出力から復調信号１９を作り出し、復調信号
１９は復調出力ＦＦＩ４のＤ入力端子に導びかれている
。復調信号１９が１点前の復調出力と異なる場合には復
調信号はずぐにはＦＦ１４に取り込まれず、２０１，２
０２のレジスタの出力２０４．２０５の値から定まる遅
延時間だけ遅延補償回路２０３で遅延させられた後、ラ
ッチパルス２０６によりＦＦ１４に取り込まれる。遅延
補償回路２０３ばレジスタ出力２０４．２０５を入力と
し、遅延時間を出力とするＲＯＭを用いると簡単に構成
できる。 以上のように復調信号に適当な遅延をかりて出力するこ
とにより、第７図のＦＳＫ復調回路は単点部の非常に小
さな復調出力を得ることができる。 本発明は、このような第７図の構成例を更に改良したも
のであり、第８図に本発明のＦＳＫ復調回路の実施例を
示す。第８図は第７図の零交差間隔測定カウンタ１１２
〜１１５をブリセックプルカウンタ３０２〜３０５で置
き換え、スレシホールド周期の２の補数を格納したメモ
リ３０１の出力値をカウンタ３０２〜３０５にそれぞれ
の測定開始時にプリセットするようにした復調回路であ
る。その利点は、 ■、スレシホールド周期格納メモリの数値を多少変化さ
せつつ復調出力をテストすることにより、最適なスレシ
ホールド周期を簡単に求められる。 ２、スレシホールド周期格納メモリ３０１及び遅延補償
回路２０３の中の遅延量を格納してメモリの内容を変え
るだけで他の部分はそのままで任意の周波数のＦＳＫ信
号に対する復調回路が構成できる。 ３、スレシホールド周期はカウンタの測定値から２値を
判定する際の基準となる判定基準値であり、その２の補
数は判定基準値をＡとしたときの−Ａに相当するため、
カウンタ３０２〜３０５の出力は零交差間隔測定値から
判定基準値を差し引いた差分の値であるためレジスタ２
０１，２０２のビット数は少なく、従って遅延補償回路
２０３の中の遅延量格納メモリを小さくてすむ。又レジ
スタ２０１のＭ　Ｓ　Ｂ　（ｍｏｓｔ　ｓｏｇｎｉｆｉ
ｃａｎｔ　ｂｉｔ）が復８周信号であるため復調出力判
定回路１３は実際には不要となる。以上の３点である。 又本発明における第８図のＦＳＫ復調回路において、ス
レシホールド周期格納メモリ３０１及び遅延補償回路２
０３内の遅延量格納メモリをＰＲＯＭ　（ｐｒｏｇｒａ
ｍａｂｌｅｒｅａｄ　ｏｎｌｙ　ｍｅｍｏｒｙ）で構成
することにより、汎用ＦＳＫ復調回路が構成できる。 これは特に本発明によるＦＳＫ復調回路を１チツプＩＣ
化した場合有効であり、ＰＲＯＭ部の書き換えにより、
１個のＩＣを任意の周波数のＦＳＫ復調回路として用い
ることができる。 さらに又、上記のメモリをＲＡ　Ｍ　（Ｒａｎｄｏｍ　
ａｃｃｅｓｓ　ｍａｍｏｒｙ）で構成し、ＲＡＭの内容
を決定するための最適数値決定回路を設け、ＦＳＫ信号
の受信の前にテスト波形を受信し、テスト波形から最適
数値決定回路により、ＲＡＭに格納すべき数値を決定し
、格納する機構を設けることにより、完全な汎用ＦＳＫ
復調回路が構成でき、■チップＩＣ化に特に有効である
。テスト波形からは使用周波数のほかに回線の特性など
も測定することにより、スレシホールド周期および遅延
量がその時点の通信状態において最適に設定され、高性
能の復調が可能になる。 ４、図面の簡単な説明 第１図（Ａ）（Ｂ）は原２値信号とＦＳＫ信号の関係を
表わす図である。 第２図は（Ａ）〜（Ｆ）はＦＳＫ信号の復調例、および
復調回路の各部の波形を示した図である。 第３図はカウント方式によるＦＳＫ復調装置のブロック
図である。 第４図は第３図の復調装置の中の復調回路５の部分の従
来の回路構成図である。 第５図はノイズに対する対策を施したＦＳＫ復調回路の
構成図である。 第６図（Ａ）〜（Ｅ）は本発明のＦＳＫ復調回路におい
て単点歪を小とするための原理を説明するための図であ
る。 第７図は単点歪を小としたＦＳＫ復調回路の構成例を示
す図である。 第８図は本発明によるＦＳＫ復調回路の実施例を示す図
である。 ■・・受信アンプ ２・・バンドパスフィルタ ３・・リミッタ ４・・コンパレータ ５・・復調回路 １０・・クロック発生回路 １１・・制御回路 １２・・零交差間隔測定カウンタ １３・・復調出力判定回路 １４・・復調出力ＦＦ １１１・・制御回路 １１２〜１１５・・零交差間隔測定カウンタ１１６・・
マルチプレクサ ２０１・・新雪交差間隔格納レジスタ ２０２・・旧零交差間隔格納レジスタ ２０３・・遅延補償回路 ３０１・・スレシボールド周期格納メモリ３０２〜３０
５・・零交差間隔測定プリセッタブルカウンタ 以」＝

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）２値信号に対応して変調された異なる２種類の周
   波数波形の系列より成るＦＳＫ信号より、零交差点（ゼ
   ロクロスポイント）を検出し、各零交差点の間隔をカウ
   ンタにより測定し、前記零交差点間隔と前記の２種類の
   周波数より定まるスレンホールド周期との大小関係の比
   較により、前記ＦＳＫ信号の原２値信号を復調するＦＳ
   Ｋ復調回路において、復調２値信号の変化点に対応した
   零交差点の間隔の値から原２値信号の変化点を予測し、
   前記により予測された原２値信号変化点より、復調２値
   信号出力変化点までの遅延時間を補正するために復調２
   値信号に遅延をかける遅延補償回路を有することを特徴
   とするＦＳＫ復調回路。
2. （２）原２値信号の変化点を、復調２値信号の変化点に
   対応した零交差点の前後の零交差点間隔の値から予測す
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＦＳＫ
   復調回路。
3. （３）零交差点間隔測定カウンタとしてＮ個のプリセッ
   タブルカウンタを用い、測定開始時に前記プリセッタブ
   ルカウンタにスレシホールド周期の２の補数をプリセッ
   トすることを特徴とする特許請求の範囲第１項及び第２
   項記載のＦＳＫ復調回路。
4. （４）零交差点間隔測定カウンタとして、１個のプリセ
   ッタブルカウンタとＮ個のレジスタ、１個の加算器およ
   び１個の累算レジスタを用い、測定開始時に前記プリセ
   ッタブルカウンタにスレシホールド周期の２の補数をプ
   リセットし、測定結果を前記のＮ個のレジスタへ、Ｎ個
   のレジスタの和を前記加算器を通して前記累積レジスタ
   へ格納することを特徴とする特許請求の範囲第１項及び
   第２項記載のＦＳＫ復調回路。
5. （５）スレシホールド周期の２の補数および遅延補償回
   路の遅延量の格納に書込み消去可能読み出し専用メモリ
   （ＰＲＯＭ、Ｐｒｏｇｒａｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎ
   ｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）を用いることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項、第２項、第３項および第４項記載のＦ
   ＳＫ復調回路。
6. （６）スレシホールド周期の２の補数および遅延補償回
   路の遅延量の格納のためのランダムアクセスメモリ（Ｒ
   ＡＭ）、前記ＲＡＭの内容を決定するための最適数値決
   定回路を有し、ＦＳＫ信号の受信の前にテスト波形を受
   信し、前記最適数値決定回路で前記ＲＡＭに格納すべき
   数値を決定し前記ＲＡＭに格納する手段を有することを
   特徴とする特許請求の範囲第１項、第２項、第３項およ
   び第４項記載のＦＳＫ復調回路。