JPS6324345B2 - - Google Patents
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- JPS6324345B2 JPS6324345B2 JP55044089A JP4408980A JPS6324345B2 JP S6324345 B2 JPS6324345 B2 JP S6324345B2 JP 55044089 A JP55044089 A JP 55044089A JP 4408980 A JP4408980 A JP 4408980A JP S6324345 B2 JPS6324345 B2 JP S6324345B2
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- JP
- Japan
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- voltage
- operational amplifier
- resistor
- modulator
- output terminal
- Prior art date
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Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 7
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 claims description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims 5
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000010420 art technique Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/12—Modulator circuits; Transmitter circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は積分回路を形成するように接続された
第１演算増幅器およびこれに関連したコンデンサ
と、トリガ・ヒステリシスを有し２−レベル電圧
を生じさせるために前記第１演算増幅器の出力端
子へ接続させた二安定回路と、前記第１演算増幅
器の出力端子に三角波電圧を生じさせるために一
端を前記二安定回路の出力端子に接続させかつ他
端を前記第１演算増幅器の入力端子へ結合させた
第１抵抗と、他端を該第１抵抗の他端と接続させ
てある第２抵抗の一端へ、データ信号の値に応じ
て、前記２−レベル電圧と等しい電圧かまたは該
２−レベル電圧の相補形の電圧を供給するための
第１論理手段とを具える周波数偏移変調方式によ
るデータ伝送用変調器に関する。
第１演算増幅器およびこれに関連したコンデンサ
と、トリガ・ヒステリシスを有し２−レベル電圧
を生じさせるために前記第１演算増幅器の出力端
子へ接続させた二安定回路と、前記第１演算増幅
器の出力端子に三角波電圧を生じさせるために一
端を前記二安定回路の出力端子に接続させかつ他
端を前記第１演算増幅器の入力端子へ結合させた
第１抵抗と、他端を該第１抵抗の他端と接続させ
てある第２抵抗の一端へ、データ信号の値に応じ
て、前記２−レベル電圧と等しい電圧かまたは該
２−レベル電圧の相補形の電圧を供給するための
第１論理手段とを具える周波数偏移変調方式によ
るデータ伝送用変調器に関する。
この形の変調器を使用して例えばCCITTによ
り標準化された200−ボー・モデムを実効あるも
のとすることが出来る。これらモデムはF1＝
1750Hz＋100HzおよびF2＝1750Hz−100Hzの周波
数を使用することによつて“高（high）”チヤン
ネルを経てデータを送信するための変調器と、
F′1＝1080Hz＋100HzおよびF′2＝1080Hz−100Hzの
周波数を使用することによつて“低（low）”チ
ヤンネルを経てデータを送信するための変調器を
具えている。ここで周波数F0＝1750HzおよびF′0
＝1080Hzを“高”および“低”チヤンネルの中心
周波数と称する。
り標準化された200−ボー・モデムを実効あるも
のとすることが出来る。これらモデムはF1＝
1750Hz＋100HzおよびF2＝1750Hz−100Hzの周波
数を使用することによつて“高（high）”チヤン
ネルを経てデータを送信するための変調器と、
F′1＝1080Hz＋100HzおよびF′2＝1080Hz−100Hzの
周波数を使用することによつて“低（low）”チ
ヤンネルを経てデータを送信するための変調器を
具えている。ここで周波数F0＝1750HzおよびF′0
＝1080Hzを“高”および“低”チヤンネルの中心
周波数と称する。
米国特許第4039952号明細書には前述した形の
変調器につき開示されており、この変調器によつ
て周波数がデータの関数として偏移またはシフト
された三角波形状またはのこぎり波信号を得るこ
とが可能である。しかしながら、この米国特許の
技術は異なる中心周波数の周囲に同一の周波数偏
移を有する２つのチヤンネルを経てデータを伝送
するための標準化200−ボー・モデムの場合を予
定していない。その場合の理想的変調器は著しく
簡単に切換操作を行なうことによつて“高”チヤ
ンネル変調器から“低”チヤンネル変調器へまた
はそれとは逆に切換えることを可能とするユニバ
ーサル変調器である。
変調器につき開示されており、この変調器によつ
て周波数がデータの関数として偏移またはシフト
された三角波形状またはのこぎり波信号を得るこ
とが可能である。しかしながら、この米国特許の
技術は異なる中心周波数の周囲に同一の周波数偏
移を有する２つのチヤンネルを経てデータを伝送
するための標準化200−ボー・モデムの場合を予
定していない。その場合の理想的変調器は著しく
簡単に切換操作を行なうことによつて“高”チヤ
ンネル変調器から“低”チヤンネル変調器へまた
はそれとは逆に切換えることを可能とするユニバ
ーサル変調器である。
本発明の目的は、製造の際には何ら複雑な調整
を必要とすることなくしかも簡単な切換操作によ
つて中心周波数の回りで所定の周波数偏移をもつ
て変調されたある信号または他の中心周波数の回
りで同じ周波数偏移をもつて変調された他の信号
のいずれかを発生せしめるようになしたユニバー
サル変調器を提供することにある。
を必要とすることなくしかも簡単な切換操作によ
つて中心周波数の回りで所定の周波数偏移をもつ
て変調されたある信号または他の中心周波数の回
りで同じ周波数偏移をもつて変調された他の信号
のいずれかを発生せしめるようになしたユニバー
サル変調器を提供することにある。
本発明による変調器は異なる中心周波数を有し
および同一周波数偏移をもつて変調されている第
１または第２周波数偏移変調信号を発生するため
に、所望の変調信号が前記第１または第２周波数
偏移変調信号かに応じて前記２−レベル電圧に等
しい電圧かまたは該２−レベル電圧の相補形の電
圧を他端が前記第１および第２抵抗の接続点と接
続している第３抵抗の一端へ供給するための第２
論理手段と、前記第１、第２および第３抵抗の接
続点と前記第１演算増幅器の入力端子との間に接
続した共通抵抗とを具えていることを特徴とす
る。
および同一周波数偏移をもつて変調されている第
１または第２周波数偏移変調信号を発生するため
に、所望の変調信号が前記第１または第２周波数
偏移変調信号かに応じて前記２−レベル電圧に等
しい電圧かまたは該２−レベル電圧の相補形の電
圧を他端が前記第１および第２抵抗の接続点と接
続している第３抵抗の一端へ供給するための第２
論理手段と、前記第１、第２および第３抵抗の接
続点と前記第１演算増幅器の入力端子との間に接
続した共通抵抗とを具えていることを特徴とす
る。
以下、図面により本発明の実施例につき説明す
る。
る。
第１図に示す変調器は演算増幅器１と、この演
算増幅器１の反転入力端子および出力端子間に接
続した容量値がＣのコンデンサ２と、この反転入
力端子に接続した抵抗回路網とによつて形成す
る。なお、この抵抗回路網については後述する。
この演算増幅器１には電圧源Ｕから送給を行な
い、その非反転入力端子を基準電位U/2の端子に
接続する。
算増幅器１の反転入力端子および出力端子間に接
続した容量値がＣのコンデンサ２と、この反転入
力端子に接続した抵抗回路網とによつて形成す
る。なお、この抵抗回路網については後述する。
この演算増幅器１には電圧源Ｕから送給を行な
い、その非反転入力端子を基準電位U/2の端子に
接続する。
この演算増幅器１の出力端子を抵抗値R4の抵
抗４を経て比較器を形成している演算増幅器３の
反転入力端子へ結合する。この比較器３にもまた
電圧源Ｕによつて送給を行なう。その非反転入力
端子を基準電位U/2の端子へ接続する。
抗４を経て比較器を形成している演算増幅器３の
反転入力端子へ結合する。この比較器３にもまた
電圧源Ｕによつて送給を行なう。その非反転入力
端子を基準電位U/2の端子へ接続する。
この比較器３の出力端子をインバータ５へ接続
する。このインバータにも電圧源Ｕによつて送給
を行なう。このインバータの出力端子を抵抗値
R5の抵抗６を経て比較器３の反転入力端子へ接
続する。インバータ５の出力端子には、２−レベ
ル電圧Viを得る。この電圧Viは比較器３の反転入
力端子の電圧V1が電圧U/2よりもわずかに高く
なつた時に値０から値Ｕへ変化しおよびその電圧
が電圧U/2からわずかに低くなつた時値Ｕから値
０へ変化する。このトリガ動作は、インバータ５
の出力電圧Viが０からＵへ変化すると、比較器３
の反転入力端子における電圧V1が値U/2からこ
のU/2よりもはるかに高いある値へと急激に増大
しおよび出力電圧ViがＵから０へと変化すると、
この電圧V1は値U/2からこのU/2よりもはるかに
低いある値へと急激に減少するという事実のため
にあるヒステリシスをもつて行なわれる。この動
作モードはシユミツト・トリガとして知られてい
る回路の動作モードと類似している。
する。このインバータにも電圧源Ｕによつて送給
を行なう。このインバータの出力端子を抵抗値
R5の抵抗６を経て比較器３の反転入力端子へ接
続する。インバータ５の出力端子には、２−レベ
ル電圧Viを得る。この電圧Viは比較器３の反転入
力端子の電圧V1が電圧U/2よりもわずかに高く
なつた時に値０から値Ｕへ変化しおよびその電圧
が電圧U/2からわずかに低くなつた時値Ｕから値
０へ変化する。このトリガ動作は、インバータ５
の出力電圧Viが０からＵへ変化すると、比較器３
の反転入力端子における電圧V1が値U/2からこ
のU/2よりもはるかに高いある値へと急激に増大
しおよび出力電圧ViがＵから０へと変化すると、
この電圧V1は値U/2からこのU/2よりもはるかに
低いある値へと急激に減少するという事実のため
にあるヒステリシスをもつて行なわれる。この動
作モードはシユミツト・トリガとして知られてい
る回路の動作モードと類似している。
この２−レベル電圧Viを抵抗値R1の抵抗７の
一端へ供給し、この抵抗の他端８を演算増幅器１
の反転入力端子へ結合する。
一端へ供給し、この抵抗の他端８を演算増幅器１
の反転入力端子へ結合する。
また２−レベル電圧Viを排他的オア回路９の一
方の入力端子へ供給し、この排他的オア回路の他
端子には端子１０に現われてレベル０およびＵを
有する２進信号VDの形態で送信されるべきデー
タ信号を供給する。排他的オア回路９の出力端子
には２進データ信号がレベル０を有する時は２−
レベル電圧Viに等しい電圧を得、この２進データ
信号がレベルＵを有する時はこの電圧Viに対し相
補形の電圧iに等しい電圧を得る。排他的オア
回路９の出力端子に得られる電圧Viまたはiを
抵抗値R2の抵抗１１の一端に供給し、その他端
を抵抗７の一端８へ接続する。米国特許第
4039952号明細書に記載されている従来技術によ
れば、抵抗７および１１の接続点８を演算増幅器
１の反転入力端子へ直接接続している。このよう
に、演算増幅器１の出力端子に接続させた端子１
２は三角波またはのこぎり波形状の電圧VSを出
力し、その周波数は端子１０に供給された２進デ
ータ信号のレベルに依存した２つの値を有し得
る。これがため、これまで説明した回路配置は周
波数偏移変調器として使用して好適である。例え
ば、標準化された200ボー・モデムに対しては、
この従来技術を用いる場合には２つの異なる回路
配置を使用する必要があり、この場合各回路配置
を調整して“高”チヤンネル変調器または“低”
チヤンネル変調器のいずれかを実現するようにな
す必要がある。
方の入力端子へ供給し、この排他的オア回路の他
端子には端子１０に現われてレベル０およびＵを
有する２進信号VDの形態で送信されるべきデー
タ信号を供給する。排他的オア回路９の出力端子
には２進データ信号がレベル０を有する時は２−
レベル電圧Viに等しい電圧を得、この２進データ
信号がレベルＵを有する時はこの電圧Viに対し相
補形の電圧iに等しい電圧を得る。排他的オア
回路９の出力端子に得られる電圧Viまたはiを
抵抗値R2の抵抗１１の一端に供給し、その他端
を抵抗７の一端８へ接続する。米国特許第
4039952号明細書に記載されている従来技術によ
れば、抵抗７および１１の接続点８を演算増幅器
１の反転入力端子へ直接接続している。このよう
に、演算増幅器１の出力端子に接続させた端子１
２は三角波またはのこぎり波形状の電圧VSを出
力し、その周波数は端子１０に供給された２進デ
ータ信号のレベルに依存した２つの値を有し得
る。これがため、これまで説明した回路配置は周
波数偏移変調器として使用して好適である。例え
ば、標準化された200ボー・モデムに対しては、
この従来技術を用いる場合には２つの異なる回路
配置を使用する必要があり、この場合各回路配置
を調整して“高”チヤンネル変調器または“低”
チヤンネル変調器のいずれかを実現するようにな
す必要がある。
これに対し、本発明はユニバーサル変調器を与
えることを可能となし、このユニバーサル変調器
を使用の際中、着脱自在ワイヤ（“ストラツプ”）
または切換回路による著しく簡単な切換操作の助
けをかりて“高”チヤンネルまたは“低”チヤン
ネルのいずれかへ割り当てることが出来る。さら
に、本発明は周波数安定性に関するこの従来の変
調器の欠点を除去することが可能である。
えることを可能となし、このユニバーサル変調器
を使用の際中、着脱自在ワイヤ（“ストラツプ”）
または切換回路による著しく簡単な切換操作の助
けをかりて“高”チヤンネルまたは“低”チヤン
ネルのいずれかへ割り当てることが出来る。さら
に、本発明は周波数安定性に関するこの従来の変
調器の欠点を除去することが可能である。
本発明によりユニバーサル変調器を実現するた
めに、排他的オア回路１３を使用し、その一方の
入力端子には２−レベル電圧Viを供給し、その他
方の入力端子には切換スイツチ１４を経てこのス
イツチが切換位置CHにある時は電圧０およびこ
のスイツチが切換位置CBにある時は電圧Ｕを供
給させる。この切換スイツチ１４の位置に応じ
て、排他的オア回路１３の出力端子には電圧Viま
たはiが生じ、この電圧を抵抗値R3の抵抗１５
の一端へ供給し、この抵抗の他端を抵抗７および
１１の接続点８へ接続する。さらに以下説明する
ように、周波数安定性対温度特性を抵抗７，１１
および１５の接続点と演算増幅器１の反転入力端
子との間に抵抗値RCの抵抗１６を配置すること
によつて改善する。
めに、排他的オア回路１３を使用し、その一方の
入力端子には２−レベル電圧Viを供給し、その他
方の入力端子には切換スイツチ１４を経てこのス
イツチが切換位置CHにある時は電圧０およびこ
のスイツチが切換位置CBにある時は電圧Ｕを供
給させる。この切換スイツチ１４の位置に応じ
て、排他的オア回路１３の出力端子には電圧Viま
たはiが生じ、この電圧を抵抗値R3の抵抗１５
の一端へ供給し、この抵抗の他端を抵抗７および
１１の接続点８へ接続する。さらに以下説明する
ように、周波数安定性対温度特性を抵抗７，１１
および１５の接続点と演算増幅器１の反転入力端
子との間に抵抗値RCの抵抗１６を配置すること
によつて改善する。
次に、切換スイツチ１４の切換位置に応じてデ
ータによつて変調された“高”チヤンネル信号ま
たはデータによつて変調された“低”チヤンネル
信号のいずれかを得るために、回路配置の種々の
素子の値、例えば容量Ｃ、抵抗値R1ないしR5お
よびRCをどのようにして決定することが可能で
あるかを詳細に説明する。
ータによつて変調された“高”チヤンネル信号ま
たはデータによつて変調された“低”チヤンネル
信号のいずれかを得るために、回路配置の種々の
素子の値、例えば容量Ｃ、抵抗値R1ないしR5お
よびRCをどのようにして決定することが可能で
あるかを詳細に説明する。
周波数安定性を改善するための他の手段につき
説明する。使用回路の全てをCMOS技術で実効
あるものにする。既知のことであるが、この
CMOS技術で与えられた回路の出力抵抗は低く、
その結果特に温度変化に基因してきまつて生ずる
インバータ５および排他的オア回路９および１３
の出力抵抗の変動はこれら出力端子に接続させた
抵抗に関しては無視することが出来る。CMOS
技術で実効あるようにされたインバータ５および
排他的オア回路９および１３はほぼ完全な切換ス
イツチとして作動し、実質的に電圧損失を有さ
ず、これがためそれらの入力端子へ供給される信
号の関数として電圧０または供給電圧Ｕのいずれ
かを実質的に供給する。第１図に示すユニバーサ
ル変調器の回路配置においては、回路には唯一個
の電圧Ｕを送給し、演算増幅器の非反転入力端子
へ供給する基準電圧を分圧器から得ることが出来
るので、本発明によるユニバーサル変調器は唯一
個の給電源を必要とするのみであり、その結果回
路配置の簡単化に追加して給電圧に対する周波数
の安定性にも寄与し得る。
説明する。使用回路の全てをCMOS技術で実効
あるものにする。既知のことであるが、この
CMOS技術で与えられた回路の出力抵抗は低く、
その結果特に温度変化に基因してきまつて生ずる
インバータ５および排他的オア回路９および１３
の出力抵抗の変動はこれら出力端子に接続させた
抵抗に関しては無視することが出来る。CMOS
技術で実効あるようにされたインバータ５および
排他的オア回路９および１３はほぼ完全な切換ス
イツチとして作動し、実質的に電圧損失を有さ
ず、これがためそれらの入力端子へ供給される信
号の関数として電圧０または供給電圧Ｕのいずれ
かを実質的に供給する。第１図に示すユニバーサ
ル変調器の回路配置においては、回路には唯一個
の電圧Ｕを送給し、演算増幅器の非反転入力端子
へ供給する基準電圧を分圧器から得ることが出来
るので、本発明によるユニバーサル変調器は唯一
個の給電源を必要とするのみであり、その結果回
路配置の簡単化に追加して給電圧に対する周波数
の安定性にも寄与し得る。
第１図に示す変調器の詳細な動作を良く理解出
来るようにするために、この変調器に使用される
基本発振器につき更に説明を行なう。第２図に示
す基本発振器は第１図に示す構成素子に対応する
あるいくつかの構成素子を具えていて、それらと
同一の符号を有している。これらの構成素子とし
てはコンデンサ２を備える演算増幅器１と、抵抗
４および５を備えるインバータ５と一緒の比較器
３とがある。この基本発振器においては、インバ
ータ５の出力端子に得られる２−レベル電圧Viを
抵抗値Ｒの単一抵抗１７の一端へ供給し、この抵
抗の他端を演算増幅器１の反転入力端子へ接続さ
せる。
来るようにするために、この変調器に使用される
基本発振器につき更に説明を行なう。第２図に示
す基本発振器は第１図に示す構成素子に対応する
あるいくつかの構成素子を具えていて、それらと
同一の符号を有している。これらの構成素子とし
てはコンデンサ２を備える演算増幅器１と、抵抗
４および５を備えるインバータ５と一緒の比較器
３とがある。この基本発振器においては、インバ
ータ５の出力端子に得られる２−レベル電圧Viを
抵抗値Ｒの単一抵抗１７の一端へ供給し、この抵
抗の他端を演算増幅器１の反転入力端子へ接続さ
せる。
次に第３図を参照して基本発振器の動作につき
説明する。第３ａ図は比較器３の反転入力端子に
おける電圧V1の波形を示す。第３ｂ図はインバ
ータ５の出力端子における２−レベル電圧Viの波
形を示し、第３ｃ図は演算増幅器１の出力端子か
ら取り出した発振器の出力電圧VSの波形を示す。
先ず、この説明の出発点は減少しつつある電圧
V1が比較器３の非反転入力端子に供給されてい
る電圧U/2へ達する瞬時t0の直前の瞬時である。
そのとき電圧Viの値はＵである。この場合抵抗６
を流れる電流は（Ｕ−Ｕ／２）・１／R5＝Ｕ／2R5の値
でで ある。抵抗４の電流が抵抗６の電流と同じである
ので、出力電圧VSは値VSnを有していて従つてそ
の値は VSn＝Ｕ／２（１−R4／R5） である。
説明する。第３ａ図は比較器３の反転入力端子に
おける電圧V1の波形を示す。第３ｂ図はインバ
ータ５の出力端子における２−レベル電圧Viの波
形を示し、第３ｃ図は演算増幅器１の出力端子か
ら取り出した発振器の出力電圧VSの波形を示す。
先ず、この説明の出発点は減少しつつある電圧
V1が比較器３の非反転入力端子に供給されてい
る電圧U/2へ達する瞬時t0の直前の瞬時である。
そのとき電圧Viの値はＵである。この場合抵抗６
を流れる電流は（Ｕ−Ｕ／２）・１／R5＝Ｕ／2R5の値
でで ある。抵抗４の電流が抵抗６の電流と同じである
ので、出力電圧VSは値VSnを有していて従つてそ
の値は VSn＝Ｕ／２（１−R4／R5） である。
瞬時t0においては、比較器３は状態を変え、イ
ンバータ５は電圧Vi＝０を供給しかつ電圧V1は
比R4／R5に依存したU/2よりも低い値へと急激に低 下する。利得が無限とみなされる演算増幅器１の
非反転入力端子における電圧はU/2に等しいの
で、抵抗１７の電流の値はＵ／2Rであり実線で示す 矢印の方向に流れる。従つて、出力電圧VSは勾
配Ｕ／2RCで直線的に増大する。
ンバータ５は電圧Vi＝０を供給しかつ電圧V1は
比R4／R5に依存したU/2よりも低い値へと急激に低 下する。利得が無限とみなされる演算増幅器１の
非反転入力端子における電圧はU/2に等しいの
で、抵抗１７の電流の値はＵ／2Rであり実線で示す 矢印の方向に流れる。従つて、出力電圧VSは勾
配Ｕ／2RCで直線的に増大する。
また電圧V1は直線的に増大し、この電圧が比
較器３の非反転入力端子に供給される基準電圧
Ｕ／２に達する瞬時の直前には出力電圧VSは値VSM
に達するので VSM＝Ｕ／２（１＋R4／R5） であることが容易に判かる。
較器３の非反転入力端子に供給される基準電圧
Ｕ／２に達する瞬時の直前には出力電圧VSは値VSM
に達するので VSM＝Ｕ／２（１＋R4／R5） であることが容易に判かる。
瞬時t1においては、比較器３は状態を変化し、
インバータ５は電圧Vi＝Ｕを生じおよび電圧V1
はU/2よりも高い値へ急激に増大する。この場
合、抵抗１７の電流はその方向を反転して点線で
示す矢印の方向へ流れるが、尚も振幅Ｕ／2Rを維持 している。出力電圧は勾配−Ｕ／2RCで直線的に減 少する。
インバータ５は電圧Vi＝Ｕを生じおよび電圧V1
はU/2よりも高い値へ急激に増大する。この場
合、抵抗１７の電流はその方向を反転して点線で
示す矢印の方向へ流れるが、尚も振幅Ｕ／2Rを維持 している。出力電圧は勾配−Ｕ／2RCで直線的に減 少する。
瞬時t2においては、この回路は瞬時t0につき説
明したと同様に作動する。
明したと同様に作動する。
説明の簡略化のために以下の説明では変調器の
出力電圧VSの周波数Ｆ＝１／ＴをコンデンサＣを充 放電するために抵抗Ｒを経て流れる電流の振幅ｉ
の関数として表わす。出力電圧VSの勾配の絶対
値をＰとすると、Ｐ＝１／Ｃと書くことができる。
出力電圧VSの周波数Ｆ＝１／ＴをコンデンサＣを充 放電するために抵抗Ｒを経て流れる電流の振幅ｉ
の関数として表わす。出力電圧VSの勾配の絶対
値をＰとすると、Ｐ＝１／Ｃと書くことができる。
他方、出力電圧VSのピーク対ピーク振幅をΔVS
とすると、第３Ｃ図を基礎としてＰ＝ΔVS／Ｔ／２ 但しΔVS＝VSM−VSn＝Ｕ・R4／R5であることが容 易に判る。
とすると、第３Ｃ図を基礎としてＰ＝ΔVS／Ｔ／２ 但しΔVS＝VSM−VSn＝Ｕ・R4／R5であることが容 易に判る。
このことから
Ｆ＝ｉ・１／Ｕ・１／2C・R4／R5 (1)
を導出し得る。
第２図の基本回路配置に対しては、前述したよ
うにｉ＝Ｕ／2Rであるので、 Ｆ＝１／4RC・R5／R4 (2) となる。
うにｉ＝Ｕ／2Rであるので、 Ｆ＝１／4RC・R5／R4 (2) となる。
ｉをコンデンサＣを充電または放電するための
共通抵抗RCを経る電流の振幅とすると、式(1)を
第１図に示す変調器にも適用することが出来る。
この値ｉを全ての情況においてデータ信号VDの
レベルの関数としておよび切換スイツチ１４の位
置の関数として決定する必要がある。
共通抵抗RCを経る電流の振幅とすると、式(1)を
第１図に示す変調器にも適用することが出来る。
この値ｉを全ての情況においてデータ信号VDの
レベルの関数としておよび切換スイツチ１４の位
置の関数として決定する必要がある。
“高”チヤンネルの２つの周波数F1およびF2
をデータ信号VDの関数として得るために切換ス
イツチ１４が位置CHに切換えられていると仮定
すると、第１図に示すように相互接続されている
抵抗回路網７，１１，１５，１６を示す第４図の
回路図の検討から電流ｉを容易に得ることが出来
る。電流ｉが流れる抵抗の一端は、演算増幅器１
の利得を無限と仮定した時U/2にほぼ等しい電圧
を常に有する。これら抵抗７，１１，１５のこの
抵抗１６に接続されていない側の端部の電圧は、
データ信号に対応する電圧VDがVD＝０である時
は２−レベル電圧Viの値に追従し、その電圧が
VD＝Ｕである時は電圧Vi、i、Viの値に夫々追
従する。例えば出力電圧VSが上昇しつつある場
合に対応するVi＝０の場合には、第４図にVD＝
０およびVD＝Ｕに対して夫々示した値を抵抗７，
１１，１５の前述した端部に得る。
をデータ信号VDの関数として得るために切換ス
イツチ１４が位置CHに切換えられていると仮定
すると、第１図に示すように相互接続されている
抵抗回路網７，１１，１５，１６を示す第４図の
回路図の検討から電流ｉを容易に得ることが出来
る。電流ｉが流れる抵抗の一端は、演算増幅器１
の利得を無限と仮定した時U/2にほぼ等しい電圧
を常に有する。これら抵抗７，１１，１５のこの
抵抗１６に接続されていない側の端部の電圧は、
データ信号に対応する電圧VDがVD＝０である時
は２−レベル電圧Viの値に追従し、その電圧が
VD＝Ｕである時は電圧Vi、i、Viの値に夫々追
従する。例えば出力電圧VSが上昇しつつある場
合に対応するVi＝０の場合には、第４図にVD＝
０およびVD＝Ｕに対して夫々示した値を抵抗７，
１１，１５の前述した端部に得る。
計算により、抵抗値RCの抵抗１６を経て流れ
る電流ｉの振幅はVD＝０およびVD＝Ｕの夫々に
対して値i1およびi2を取るので、 i1＝Ｕ／２１／R1＋１／R2＋１／R3／１＋RC（１／
R1＋１／R2＋１／R3） i2＝Ｕ／２１／R1−１／R2＋１／R3／１＋RC（１／
R1＋１／R2＋１／R3） となる。
る電流ｉの振幅はVD＝０およびVD＝Ｕの夫々に
対して値i1およびi2を取るので、 i1＝Ｕ／２１／R1＋１／R2＋１／R3／１＋RC（１／
R1＋１／R2＋１／R3） i2＝Ｕ／２１／R1−１／R2＋１／R3／１＋RC（１／
R1＋１／R2＋１／R3） となる。
これら値i1およびi2を式(1)へ代入すると、第１
図の変調器によつて生ずるような“高”チヤンネ
ルに対するこの周波数F1およびF2すなわち を得る。
図の変調器によつて生ずるような“高”チヤンネ
ルに対するこの周波数F1およびF2すなわち を得る。
データ信号VDの関数として“低”チヤンネル
に対する２つの周波数F′1およびF′2を得るため
に、切換スイツチ１４を位値CBへ切換える。前
述の場合と同様に、これら２つの周波数を次式で
与えることが出来ることを証明することが出来
る。
に対する２つの周波数F′1およびF′2を得るため
に、切換スイツチ１４を位値CBへ切換える。前
述の場合と同様に、これら２つの周波数を次式で
与えることが出来ることを証明することが出来
る。
周波数F1、F2、F′1、F′2は変調器の給電圧Ｕと
は無関係であることが判かる。
は無関係であることが判かる。
これら４つの周波数間には、“高”チヤンネル
に対する周波数エクスカーシヨン（frequency
excursion）は“低”チヤンネルに対する周波数
エクスカーシヨンと同じであるということを示す
関係がある。
に対する周波数エクスカーシヨン（frequency
excursion）は“低”チヤンネルに対する周波数
エクスカーシヨンと同じであるということを示す
関係がある。
すなわち
F1−F2＝F′1−F′2 (5)
条件(5)を満足する周波数（F1、F2）および
（F′1、F′2）を供給する必要があるユニバーサル
変調器を構成するために、例えば容量Ｃ、抵抗比
R5／R4および抵抗RCの値を選定しその後に式(3)、(4) および(5)から抵抗R1、R2、R3の値を決定するこ
とが出来る。
（F′1、F′2）を供給する必要があるユニバーサル
変調器を構成するために、例えば容量Ｃ、抵抗比
R5／R4および抵抗RCの値を選定しその後に式(3)、(4) および(5)から抵抗R1、R2、R3の値を決定するこ
とが出来る。
F1＝1850Hz、F2＝1650Hz、F′1＝1180Hz、F′2＝
980Hz としたCCITTによつて標準化された変調器に対
しては、例えば Ｃ＝2.7nF、R5／R4＝２、RC＝93.10KΩ と選定し得ると共にその場合には R1＝9.150KΩ、R2＝129.5KΩ、R3＝38.65KΩ
と計算することが出来る。
980Hz としたCCITTによつて標準化された変調器に対
しては、例えば Ｃ＝2.7nF、R5／R4＝２、RC＝93.10KΩ と選定し得ると共にその場合には R1＝9.150KΩ、R2＝129.5KΩ、R3＝38.65KΩ
と計算することが出来る。
実際に、回路の種々の構成成分がこの計算によ
つて10／00の精度で定まる値を有する場合には、
工場で行なう唯一の調整は抵抗比R5／R4の抵抗の一 方に対し行なうことによつて中心周波数例えば
“高”チヤンネルの中心周波数F0の調整である。
工場でのこの調整は行なわれており、“高”チヤ
ンネルまたは“低”チヤンネルに対する所望の調
整を使用際中に切換スイツチ１４またはこれに等
価の手段を簡単に作用することによつて得る。回
路の構成成分が１％の精度での計算によつて決定
された値を有する場合には、工場内で行なわれる
べき調整は前述した中心周波数F0の調整に追加
して抵抗R2に作用することによつて周波数偏移
F1−F2および最終的には抵抗R3に作用すること
によつて“高”チヤンネルの中心周波数と“低”
チヤンネル中心周波数との間の周波数間隔F0−
F′0の調整である。使用中は、前述したように切
換え“高”チヤンネルの周波数から“低”チヤン
ネルの周波数へ行なう。
つて10／00の精度で定まる値を有する場合には、
工場で行なう唯一の調整は抵抗比R5／R4の抵抗の一 方に対し行なうことによつて中心周波数例えば
“高”チヤンネルの中心周波数F0の調整である。
工場でのこの調整は行なわれており、“高”チヤ
ンネルまたは“低”チヤンネルに対する所望の調
整を使用際中に切換スイツチ１４またはこれに等
価の手段を簡単に作用することによつて得る。回
路の構成成分が１％の精度での計算によつて決定
された値を有する場合には、工場内で行なわれる
べき調整は前述した中心周波数F0の調整に追加
して抵抗R2に作用することによつて周波数偏移
F1−F2および最終的には抵抗R3に作用すること
によつて“高”チヤンネルの中心周波数と“低”
チヤンネル中心周波数との間の周波数間隔F0−
F′0の調整である。使用中は、前述したように切
換え“高”チヤンネルの周波数から“低”チヤン
ネルの周波数へ行なう。
第１図の変調器の演算増幅器１の入力端子に接
続させた抵抗値RCの抵抗を使用すると、抵抗７，
１１および１５の抵抗値R1、R2、R3を低減する
ことが出来る点に留意する必要がある。例えば
CCITTによつて標準化された変調器においては、
抵抗１６を使用しない（RC＝０）と共にさらに
前述したようにＣ＝2.7nFおよびR5／R4＝２とする ので、抵抗７，１１および１５に対する計算の結
果は抵抗値R1＝130.8KΩ、R2＝1851.5KΩ、R3
＝552.7KΩとなる。演算増幅器の出力電圧の精
度および安定性に関しては比較的高い値を有する
抵抗を演算増幅器の入力端子へ接続することは有
利ではないことが判る。これに対し、抵抗値RC
の抵抗１６を使用すると、はるかに小さな抵抗値
例えば前述したような値を有する抵抗回路網をこ
の増幅器の入力端子へ接続することが可能とな
る。
続させた抵抗値RCの抵抗を使用すると、抵抗７，
１１および１５の抵抗値R1、R2、R3を低減する
ことが出来る点に留意する必要がある。例えば
CCITTによつて標準化された変調器においては、
抵抗１６を使用しない（RC＝０）と共にさらに
前述したようにＣ＝2.7nFおよびR5／R4＝２とする ので、抵抗７，１１および１５に対する計算の結
果は抵抗値R1＝130.8KΩ、R2＝1851.5KΩ、R3
＝552.7KΩとなる。演算増幅器の出力電圧の精
度および安定性に関しては比較的高い値を有する
抵抗を演算増幅器の入力端子へ接続することは有
利ではないことが判る。これに対し、抵抗値RC
の抵抗１６を使用すると、はるかに小さな抵抗値
例えば前述したような値を有する抵抗回路網をこ
の増幅器の入力端子へ接続することが可能とな
る。
前述したように、周波数の安定性対温度特性の
改善を、インバータ５と排他的オア回路９および
１３をCMOS技術で実効あるようにする場合に、
図ることが出来る。これら回路の出力抵抗の温度
に対する変動をそれらの出力端子に接続させた抵
抗R1、R2、R3の上述した値に関しては実質的に
無視し得る。
改善を、インバータ５と排他的オア回路９および
１３をCMOS技術で実効あるようにする場合に、
図ることが出来る。これら回路の出力抵抗の温度
に対する変動をそれらの出力端子に接続させた抵
抗R1、R2、R3の上述した値に関しては実質的に
無視し得る。
第１図は本発明による変調器の一例を示す回路
図、第２図は本発明による変調器に使用する基本
発振器を示す回路図、第３図は第２図の発振器の
種々の点における一連の信号波形を示す波形図で
あつて、第３ａ図はトリガ・ヒステリシスを有す
る二安定回路の入力端子での電圧を示し、第３ｂ
図はこの二安定回路の出力端子での２−レベル電
圧を示し、および第３ｃ図は積分回路の出力端子
でののこぎり波状電圧を示し、さらに第４図は第
１図の変調器内の積分回路の入力端子に接続され
抵抗回路網とこの回路網へ供給する電圧を示す線
図である。 １，３……演算増幅器、２……コンデンサ、
４，６，１１，１５，１６，１７……抵抗、５…
…インバータ、９，１３……排他的オア回路、１
０，１２……端子、１４……切換スイツチ。
図、第２図は本発明による変調器に使用する基本
発振器を示す回路図、第３図は第２図の発振器の
種々の点における一連の信号波形を示す波形図で
あつて、第３ａ図はトリガ・ヒステリシスを有す
る二安定回路の入力端子での電圧を示し、第３ｂ
図はこの二安定回路の出力端子での２−レベル電
圧を示し、および第３ｃ図は積分回路の出力端子
でののこぎり波状電圧を示し、さらに第４図は第
１図の変調器内の積分回路の入力端子に接続され
抵抗回路網とこの回路網へ供給する電圧を示す線
図である。 １，３……演算増幅器、２……コンデンサ、
４，６，１１，１５，１６，１７……抵抗、５…
…インバータ、９，１３……排他的オア回路、１
０，１２……端子、１４……切換スイツチ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 積分回路を形成するように接続された第１演
算増幅器およびこれに関連したコンデンサと、ト
リガ・ヒステリシスを有し２−レベル電圧を生じ
させるために前記第１演算増幅器の出力端子へ接
続させた二安定回路と、前記第１演算増幅器の出
力端子に三角波電圧を生じさせるために一端を前
記二安定回路の出力端子に接続させかつ他端を前
記第１演算増幅器の入力端子へ結合させた第１抵
抗と、他端を該第１抵抗の他端と接続させてある
第２抵抗の一端へ、データ信号の値に応じて、前
記２−レベル電圧と等しい電圧かまたは該２−レ
ベル電圧の相補形の電圧を供給するための第１論
理手段とを具える周波数偏移変調方式によるデー
タ伝送用変調器において、異なる中心周波数を有
しおよび同一周波数偏移をもつて変調されている
第１または第２周波数偏移変調信号を発生するた
めに、所望の変調信号が前記第１または第２の周
波数偏移変調信号かに応じて前記２−レベル電圧
に等しい電圧かまたは該２−レベル電圧の相補形
の電圧を他端が前記第１および第２抵抗の接続点
と接続されている第３抵抗の一端へ供給するため
の第２論理手段と、前記第１、第２および第３抵
抗の接続点と前記第１演算増幅器の入力端子との
間に接続した共通抵抗とを具えていることを特徴
とするデータ伝送用変調器。 ２ トリガ・ヒステリシスを有する二安定回路は
前記２−レベル電圧を生ずるインバータを従えて
いる第２演算増幅器と、前記第１演算増幅器の出
力端子と前記インバータの出力端子との間に直列
接続させた２つの抵抗とを以つて構成し、前記第
２演算増幅器の一方の入力端子をこれら２つの直
列接続された抵抗の接続中点へ接続してあること
を特徴とする特許請求の範囲１記載のデータ伝送
用変調器。 ３ 使用される全ての回路には唯一個の電圧Ｕを
送給しかつ前記第１および第２演算増幅器の他方
の入力端子に供給する電圧をU/2に等しいとする
ことを特徴とする特許請求の範囲２記載のデータ
伝送用変調器。 ４ 使用される全ての回路をCMOS技術で実効
のあるものとすることを特徴とする特許請求の範
囲１ないし３のいずれか一つに記載のデータ伝送
用変調器。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR7908725A FR2453536A1 (fr) | 1979-04-06 | 1979-04-06 | Modulateur a deplacement de frequence |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55135455A JPS55135455A (en) | 1980-10-22 |
| JPS6324345B2 true JPS6324345B2 (ja) | 1988-05-20 |
Family
ID=9224044
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4408980A Granted JPS55135455A (en) | 1979-04-06 | 1980-04-05 | Data transmission modulator |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4323862A (ja) |
| EP (1) | EP0017301B1 (ja) |
| JP (1) | JPS55135455A (ja) |
| AU (1) | AU530833B2 (ja) |
| CA (1) | CA1112308A (ja) |
| DE (1) | DE3061310D1 (ja) |
| FR (1) | FR2453536A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2485306A1 (fr) * | 1980-06-23 | 1981-12-24 | Trt Telecom Radio Electr | Systeme de test local d'un modem utilisant la modulation par deplacement de frequence |
| US4411005A (en) * | 1981-12-21 | 1983-10-18 | General Electric Company | Data circuit for frequency modulating an oscillator |
| FR2529418A1 (fr) * | 1982-06-25 | 1983-12-30 | Trt Telecom Radio Electr | Circuit d'emission pour des modems utilisant la modulation par deplacement de frequence |
| FR2530094B1 (fr) * | 1982-07-07 | 1988-05-13 | Trt Telecom Radio Electr | Modulateur pour transmission de donnees analogiques |
| GB2351620A (en) * | 1999-07-01 | 2001-01-03 | Semelab Plc | Triangle wave generator, current sensor, class D power amplifier, anti-hiss circuit and loudspeaker protection circuit |
| KR100759553B1 (ko) | 2005-04-06 | 2007-09-18 | 삼성에스디아이 주식회사 | 플라즈마 디스플레이 모듈 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3835419A (en) * | 1973-04-18 | 1974-09-10 | Us Navy | Current switching frequency modulator |
| DE2325393C3 (de) * | 1973-05-18 | 1978-05-24 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Oszillator zur Erzeugung eines Signals, dessen Impulsfolgefrequenz steuerbar um eine konstante Mittenfrequenz variiert |
| US3914694A (en) * | 1973-09-12 | 1975-10-21 | Sun Oil Co Pennsylvania | Frequency modulation circuit |
| CA1037565A (en) * | 1974-05-09 | 1978-08-29 | Gte Lenkurt Electric (Canada) Ltd. | Digital frequency shift-keyed transmitter |
| JPS576138B2 (ja) * | 1975-01-17 | 1982-02-03 |
-
1979
- 1979-04-06 FR FR7908725A patent/FR2453536A1/fr active Granted
-
1980
- 1980-03-31 EP EP80200301A patent/EP0017301B1/fr not_active Expired
- 1980-03-31 DE DE8080200301T patent/DE3061310D1/de not_active Expired
- 1980-04-02 AU AU57140/80A patent/AU530833B2/en not_active Ceased
- 1980-04-03 CA CA349,153A patent/CA1112308A/en not_active Expired
- 1980-04-05 JP JP4408980A patent/JPS55135455A/ja active Granted
- 1980-04-07 US US06/138,064 patent/US4323862A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1112308A (en) | 1981-11-10 |
| FR2453536A1 (fr) | 1980-10-31 |
| EP0017301B1 (fr) | 1982-12-15 |
| JPS55135455A (en) | 1980-10-22 |
| DE3061310D1 (en) | 1983-01-20 |
| AU5714080A (en) | 1980-10-09 |
| EP0017301A1 (fr) | 1980-10-15 |
| US4323862A (en) | 1982-04-06 |
| AU530833B2 (en) | 1983-07-28 |
| FR2453536B1 (ja) | 1982-06-04 |
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