JPS63221258A - ひずみ波交流特性測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は高調波成分を含むひずみ波交流の実効値電圧、
実効値電流、電力、及び力率を高精度で計測するディジ
タル演算型測定装置に関する。

〔従来技術〕

近年、家庭の応接室等で開光用に用いられるライトコン
トローラや台所で使用される電熱器等では、電力制御用
にサイリスク素子を用い、交流波形の一部をカットして
、導通角を変化させることにより電力を調整することが
行なわれている。

前記サイリスタをスイッチング素子として電力の調整を
行なう場合には、通常、各定席波形毎に一部をカットす
ることによって行うために電流波形が著しくひずんだ波
形、所謂ひずみ波交流を生じる。

このような著しくひずんだひずみ波交流の実効値電圧、
実効値電流を計測する場合には、白金線等の抵抗変化素
子を用いて熱量に変換し、それによる白金線の温度変化
による電気抵抗の変化から上記ひずみ波交流の各実効値
を求める方法が通例である。また、ホール素子を用いて
ひずみ波交流の電力値をアナログ量で求める方法が用い
られている。

しかしながら、いずれの方法も高精度な測定結果を得る
には十分でない。しかも近年急速に要請の高まったデー
タのディジタル化、自動制御系への組み込み、電力の集
中管理、データの長距離伝送等に十分対応ができないと
いう問題があった。

〔発明の目的〕

本発明は、上記問題点に鑑みてなされたもので、特に著
しいひずみ、例えば波形の一部がカットされているよう
なひずみ波交流の実効値電圧、実効値電流、有効電力、
力率等のひずみ波交流の特性値を、簡単な操作で且つ高
精度に計測できる特性測定計を提供することを目的とす
る。

〔発明の構成〕

以上の目的を達成するための本発明のディジタル演算型
の特性測定装置の構成は、基本波成分と高調波成分を含
むひずみ波交流の前記基本波成分の周期に同期した同期
信号を発生する同期信号発生回路と、該同期信号が与え
られたときに同期信号の周期の整数倍に相応するサンプ
リング時間を設定するサンプリング時間設定手段と、該
サンプリング時間内に前記ひずみ波交流の瞬時値を前記
基本波周期より短かい周期間隔で複数回サンプリングす
るサンプリング手段と、該サンプリング手段の出力をデ
ィジタル信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換回路と、該
ディジタルデータに基づいて前記ひずみ波交流の特性値
を演算する演算手段とを設けたことを特徴とするもので
ある。

本発明の前記ひずみ波交流の特性値とは、実効値電圧、
実効値電流、電力及び力率を指し、本発明の実施に当り
その中から所望の特性値を適宜選定して実施する。

本発明の前記特性値の演算は、 によってそれぞれ算出することができる。

ここでＶ　Ｈ、Ｖ　２　””’　ｖｌ＋　は電圧データ
２０ａの各データ値、ｉ５．ｔ２〜ｉ〜は電流データ２
０ｂの各データ値、Ｎは電圧データ２０ａ。

電流データ２０ｂの各データの個数であり、量子化理論
によると正弦波波形の場合１サイクル当りサンプル数が
３（固でよいとされている。

例えば、基本波を５０１１ｚとし２ｋｌｌｚまでの高調
波を測定目標とすると、２ｋＨｚの周期は５００μｓｅ
ｃであり、量子化理論によると２ｋＨｚの１周期当りの
最低サンプル数３個を必要とするためサンプリング間隔
は１６７　（５００，１７ｓｅｃ＋３）μ５８Ｃとなり
、又、サンプル数はサンプリング時間を基本波の１周期
とした場合、１２０個（３個Ｘ　２０００Ｈｚ＋　５０
１１ｚ）となる。通常のひずみ波形に対しては１００μ
ｓｅｃ程度のサンプル間隔とするので実用上十分である
。

前記サンプリング時間の設定、つまり基本波周期の整数
倍の値は、通常３〜１０程度の範囲を選定できるように
構成することによって、更に測定誤差が小さくなる。

ひずみ波形によっては、同期信号が得られないときがあ
る。このとき、測定不能となったのでは実用上好ましく
ない。したがって、本発明装置のプログラムには、同期
信号が得られない場合、サンプリング時間を基本波周期
の１０倍（５０サイクルのとき２００　ｍ５ｅｃ　）と
し、サンプリング数を２０００（固（２００ｍ５ｅｃ　
＋　０゜１　ｍ５ｅｃ　）として特性値を計算するとよ
い。この場合測定および演算に多少時間を要する。

〔実施例〕

以下図面を対照して一実施例により本発明を具体的に説
明する。

第１図は本発明の一実施例を示したブロック図、第２図
は第１図で計測するひずみ波交流の波形図である。

第１図において、１は変換装置であり、一対の電圧−電
圧変換器（以下ＰＴと略記する）２ａ、２ｂと一対の電
流−電圧変換（以下ＣＴと略記する）３ａ、３ｂを備え
、それぞれ対応する入力電圧又は入力電流を所定の倍率
の電圧に変換して出力する。第１図に示す実施例では、
ひずみ波交流の被測定電源としてＡ相とＢ相を有する単
相３線式の交流１００Ｖを用いている。

即ちＡ相側の電源電圧をＰＴ２ａに、電源電流をＣＴ３
ａに与えるとともにＢ相側の電源電圧をＰＴ２ｂに、電
源電流をＣＴ３ｂにそれぞれ与えている。

４ａ、４ｂ、４ｃ及び４ｄは減衰器（以下ＡＴＴと略記
する）であり、変換装置ｌからの入力電圧を入力レンジ
切換スイッチ５の指定する減衰率（入力レンジ切換信号
）に応じて減衰する。減衰器４ａ、４ｃの出力はアナロ
グスイッチ６ａに、又減衰器４ｂ、４ｄの出力はアナロ
グスイッチ６ｂに与えられる。各アナログスイッチ６ａ
、６ｂは、入力したＡ相側及びＢ相側の信号の内、マイ
クロプロセッサ８の切換信号に基づいて、いずれか一方
の指定された相の信号を出力する。

１０は同期信号発生回路であり、減衰器４ａの出力、即
ち第２図（Ｘ）に示すようなＡ相側の電圧信号が与えら
れており、被測定電源の基本波成分の周期に同期した同
期信号１１を出力する。

前記同期信号発生回路１０の動作を第２図によって具体
的に説明すると、第２図（Ｘ）に示すように第１の闇値
とＶＨと第１の閾値ＶＨより低い値の第２の闇値とｖμ
を設定したシュミット型のコンパレータ回路を内蔵して
おり、第２図（Ｙ）に示すように電圧信号の値が第１の
閾値■−を越えてから第２の閾値ＶＬに達するまでのあ
いだ、前述したコンパレータ回路がオンし、逆に第２の
闇値■μから次の第１の閾値Ｖ、に達するまでのあいだ
コンパレータ回路がオフする。この様な動作をくり返す
ことにより、例えば同期信号の立ち上り時間間隔から電
圧信号、即ち被測定電源の基本波成分の周期に同期した
同期信号１１を出力する。なお、第２図（Ｚ）に示すよ
うにＡ相側の電流信号に基づいて同期信号１１を出力す
るようにしてもよい。この場合、減衰器４ｂの出力を同
期信号発生回路１０に与えてやればよい。

１２はサイクル設定回路であり、同期信号１１の周期の
整数倍、例えば第２図（Ｙ）で示すように２倍に相当す
るサンプリング時間Ｔｏを設定する。即ち、マイクロプ
ロセッサ８に内蔵したカウンタタイマコントローラ（以
下ＣＴＣと略記する）１３から出力される所定周期、例
えばパルス間隔１００μｓｅｃのパルス１４を入力する
と、サイクル設定回路には、サンプリング時間Ｔｏのあ
いだだけパルス１４をＡ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂに対
する変換指令信号１６として出力する。このパルス１４
のパルス幅は、通常２〜４μｓｅｃ程度の値である。

各Ａ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂは変換指令信号１６を入
力すると、Ａ／Ｄ変換を開始すると同時に、その直前に
ホ−ル信号１７ａ、１７ｂ（以下それぞれＥＯＣＩ、Ｅ
ＯＣ２と略記する）をそれぞれ対応するサンプルホール
ド回路ｔｅａ、１８ｂに出力する。なお、このＥＯＣｌ
、ＥＯＣ２は、それぞれＡ／Ｄ変換が終了するまで出力
され続ける。

各サンプルホールド回路１８ａ、１８ｂは、ホールド信
号１７ａ、１７ｂを入力すると、対応する電圧信号、電
流信号の各瞬時値（アナログ値）をＡ／Ｄ変換器１５ａ
、１５ｂに出力し、Ａ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂで対応
する１２ビット並列ディジタル信号に変換する。そして
、変換が終了すると、ＥＯＣｌ、ＥＯＣ２はそれぞれ電
圧ＬＯＷレベルになり、それぞれ電圧データ２０ａ、電
流データ２０ｂとしてマイクロプロセッサ（以下プロセ
ッサと略記する）８に送出される。ＥＯＣＩ、ＥＯＣ２
は２１ａのオアゲートを介してプロセッサ８に出力され
るので、１５ａ、１５ｂ両方とも変換終了したときのみ
電圧ＬＯＷレベルになり、２１の出力信号を割込み信号
としている。

割込信号２１をプロセッサ８に出力してプロセッサ８に
内蔵されるメモリに対して前述のディジタル化された電
圧データ２０ａ、電流データ２０ｂを格納する。プロセ
ッサ８は、関数■Ｃ２２とこの関数ＩＣを制御するＣＰ
Ｕ等で形成される演算手段を内蔵しており、ＣＰＵのプ
ログラム制御による演算ルーチンに従って所望の特性値
の演算を行なう。

プロセッサ８での上記演算が終了すると、この演算結果
は表示コントロールＣＰＵ２３に転送され、２進数を１
０進数に変換した後、表示データ２４として表示部２５
に出力する。表示部２５は表示データ２４に基づいて演
算結果、本実施例では電圧、電流の実効値、有効電力、
力率を１０進数で表示する。また、プロセッサ８は電圧
データ２０ａ、電流データ２０ｂの各データを監視して
おり、不適正なデータである旨を検出すると、エラー信
号２７を出力してデータエラー表示部２８に対してエラ
ー表示を指令する。２９は測定モードスイッチであり、
第１図に示す被測定電源のＡ相、Ｂ相またはＡ相＋Ｂ相
かの測定モードを設定する。

第３図はプロセッサ８に内蔵されるＣＰＵのメインプロ
グラムを示したフローチャート、第４図はデータのサン
プリング制御を示したフローチャートである。

第３図及び第４図を参照して本発明の詳細な説明する。

第３図に示すようにステップＳ１で電源が投入するか、
又はステップＳ２でリセットスイッチを操作すると、ス
テップＳ３に進み、関数ＩＣ２２，ＣｒＣｌ２等が初期
設定される。ステップＳ４では測定モードスイッチ２９
の操作に応じてあらかじめ設定されている測定モードを
判別する。ステップＳ５では同期信号工１の有無を判別
し、サンプリングの方式として同期式か非同期式かを決
定する。即ち、同期信号１１が入力するとステップＳ６
．Ｓ７へ進み同期式によるサンプリングを実行し、逆に
同期信号１１が得られない場合はステップＳ８へ進み非
同期式によるサンプリングを実行する。

次に測定モードがＡ相十Ｂ相を設定した場合について示
した第４図を参照して同期式及び非同期式によるサンプ
リングを詳細に説明する。

まず、ステップＳ５において、同期信号１１が得られた
ことが判別されると、ステップＳ６へ進みサイクル設定
回路１２に内蔵されたサイクル設定用ディップスイッチ
のサイクル設定数を読み込む。即ち、第２図（Ｙ）に示
すようにサイクル設定数が例えば２であることを読み取
る。もちろんこのサイクル設定用ディップスイッチは２
以外の適宜の整数、例えば３〜１０に設定することがで
き、サイクル設定数の値と同期信号１１の周期とでサン
プリング時間Ｔｏが決定される。上記の例ではサンプリ
ング時間Ｔ。

は以下のように設定される。即ち被測定電源の電源周波
数を５０）１ｚとすると、 ■ ステップＴ１ではＣｒＣｌ２を駆動して所定のパルス１
４を発生する。

ステップＴ２では同期信号１１の読み込みと同時にステ
ップＴ３で前記パルス間隔１００μｓｅｃのパルス１４
をサイクル設定回路１２へ出力する。ステップＴ４では
各アナログスイッチ６ａ、６ｂに対して被測定電源のＡ
相側への切換を指令する。ステップＴ５ではＡ相のアナ
ログ電圧、電流のホールドによるサンプリング、そして
Ａ／Ｄ変換が行われるが、実際はプログラムを必要とし
ない。

即ち、このとき、第１図で説明したとおりＣＴＣからパ
ルス１４が出力されると、各Ａ／Ｄ変換器１５ａ、１５
ｂからは対応するサンプルホールド回路１８ａ、１８ｂ
にホールド信号（ＥＯＣｌ、ＥＯＣ２）１７ａ、１７ｂ
を出力すると、入力される電圧、電流のアナログ値がサ
ンプリングされ、その後ディジタルデータに変換される
。上記ディジタル変換が終了するとステップＴ６で変換
終了信号、即ち割込信号（ＥＱＣ）２１が各Ａ／Ｄ変換
器１５ａ、１５ｂからプロセッサ８に与え、ステップＴ
７でディジタル変換されたＡ相側の電圧データ２０ａ及
び電流データ２０ｂをメモリに格納する。ステップＴ８
では各アナログスイッチ６ａ、６ｂに対して被測定電源
のＢ相開への切換を指令する。

ステップＴ９からステップＴｌｌまでは、前記Ａ相につ
いて行なったと同じ操作をＢ相について行ない、Ｂ相に
与えられたメモリ領域にデータを格納する。

続いてステップＴ１２では同期信号発生回路１０から出
力される同期信号１１の信号周期を監視しており、同期
信号１１の信号周期がサイクル数２に相応する時間、即
ちサンプリング時間Ｔｏを経過したかどうかを判別し、
サンプリング時間Ｔｏに達していない場合は再びステッ
プＴ４に戻りＡ相及びＢ相のサンプリングを継続する。

また、サンプリングを開始してからサンプリング時間Ｔ
ｏを経過するとステップＳ９へ進みサンプリング動作を
終了する。

次に非同期式によるサンプリングを説明する。

即ちステップＳ５で非同期式であることが判別されると
ステップＴ１３では、ＣＴＣ１３からパルス間隔１００
μ５ＥＩＣのパルス１４をサイクル設定回路１２に出力
する。ステップＴ１４では各アナログスイッチ６ａ、６
ｂに対して被測定電源のＡ相側への切換を指令する。ス
テップＴ１５でサイクル設定回路１２は前記パルス１４
をそのまま各Ａ／Ｄ変換回路１５ａ、１５ｂに制御信号
１６として与え、上記ステップＴ５と同様にデータを処
理し、ステップＴ１６でディジタル変換を終了した各Ａ
／Ｄ変換回路１５ａ、１５ｂは（Ｅ　ＯＣ）信号２工を
マイクロプロセッサに与え、ステップＴ１７でディジタ
ル変換したＡ相側の電圧データ２０ａ及び電流データ２
０ｂをメモリに格納する。

ステップ７１８では各アナログスイッチ６　ａ　＋６ｂ
に対して被測定電源のＢ相開への切換を指令し、ステッ
プＴ１９〜Ｔ２１ではステップＴ１５〜Ｔ１７と同様の
操作をＢ相について実行し、Ｂ相のデータに与えられた
メモリ領域に格納する。

ステップＴ２２ではサンプリングの回数を監視しており
、サンプリングの回数が所定数以下、例えば２０００回
以下である場合には、再びステップＴ１４に戻りＡ相側
及びＢ相開のサンプリングを継続する。ここでサンプリ
ングの回数が２０００回に達すると、サンプリングは終
了しステップＳ９に進む。なお、上記サンプリング回数
は回数を多く設定すれば精度は向上するが測定時間と演
算時間がより長くなる。５０）１ｚの場合２０００回で
０．２秒の測定時間を要することとなる。

再び第３図を参照するに、以上のようにサンプリングが
終了すると、ステップＳ９において、入力レンジ切換ス
イッチ５の入力レンジに応じてメモリに格納した電圧デ
ータ及び電流データの各データ値を補正する。ステップ
ＳＩＯでは関数ＩＣ２２を始動して被測定対照の各特性
値を演算する。ステップ３１１では演算結果を表示コン
トロールＣＰＵ２２へ転送すると共にステップＳ４に戻
り測定動作を繰返す。

次に演算結果の表示動作について説明する。

表示コントロールＣＰＵ２２ではステップＳ１２に示す
ようにプロセッサ８から割り込み信号を入力すると、ス
テップＳ１３で演算結果を受信する。この演算結果は２
進数であるため、ステップ３１４で１０進数に変換され
る。ステップＳ１５では１０進数に変換した表示データ
２４を出力して表示部２５に演算結果の表示を指令し、
ステップＳ１２に戻り、次の計算結果の転送信号により
表示動作を繰り返す。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、基本波成分と高調
波成分を含むひずみ波交流の基本波成分の周期に同期し
た同期信号を発生する同期信号発生回路と、該同期信号
の同期の整数倍に相応するサンプリング時間を設定する
サンプリング時間設定手段と、該サンプリング時間内に
前記ひずみ波交流の瞬時値を前記基本波周期より短い周
期間隔で複数回サンプリングするサンプリング手段と、
該サンプリング手段の出力をディジタル信号に変換して
出力するＡ／Ｄ変換回路と、該ディジタルデータに基づ
いて前記ひずみ波交流の特性値、邪ち実効値電圧、実効
値電流、電力又は力率のいずれか１種以上の特性値を演
算する演算手段を設けたことから、著しいひずみ波形の
ひずみ波交流の場合でも、その特性値を簡単な操作で且
つ高精度に計測することができる。

即ち、本発明のひずみ波交流特性測定装置は、前記の各
特性値をディジタル値で高精度に演算できるので、単に
測定器の利用に止まらずこれらの演算結果を他の中央管
理装置にそのまま転送することができ、電力等を効果的
に遠隔的に監視、収録する監視システムを容易に実現す
ることができるので高度産業社会、且つ情報化社会の要
求に対応することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示したブロック図、第２図
は第１図で計測する被測定電源のひずみ波交流の波形図
、第３図はマイクロプロセッサに内蔵されるＣＰＵのメ
ンイブログラムを示したフローチャート、第４図はデー
タのサンプリング制御を示したフローチャートである。 １・・・変換装置、２ａ、２ｂ・・・電圧−電圧変換器
、３ａ、３ｂ・・・電流−電圧変換器、４ａ〜４ｄ・・
・減衰器、５・・・入力レンジ切換スイッチ、６ａ、５
ｂ・・・アナログスイッチ、８・・・マイクロプロセッ
サ、１０・・・同期信号発生回路、１２・・・サイクル
設定回路、ｌ　３・・・ＣＴＣ，１５ａ、　　１５ｂ・
・・Ａ／Ｄ変換器、２２・・・関数ＩＣ１２３・・・表
示コントロールＣＰＵ、２５・・・表示部、２８・・・
データエラ表示部、２９・・・入力レンジ切換スイッチ
。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 基本波成分と高調波成分を含むひずみ波交流の前記基本
   波成分の周期に同期した同期信号を発生する同期信号発
   生回路と、該同期信号が与えられたときに同期信号の周
   期の整数倍に相応するサンプリング時間を設定するサン
   プリング時間設定手段と、該サンプリング時間内に前記
   ひずみ波交流の瞬時値を前記基本波周期より短かい周期
   間隔で複数回サンプリングするサンプリング手段と、該
   サンプリング手段の出力をディジタル信号に変換して出
   力するＡ／Ｄ変換回路と、該ディジタルデータに基づい
   て前記ひずみ波交流の特性値を演算する演算手段とを設
   けたことを特徴とするひずみ波交流特性測定装置。