JPS632177B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、自励式の超再生受信方式に関する。 このような超再生受信方式では、電源電圧に重
畳して非常に大きなインパルスノイズ等が入力さ
れると、クエンチング発振回路の発振条件が変化
したままとなり、最適な受信感度が達成されなく
なる。このような問題は、たとえば特開昭56−
96507および特開昭56−126331などに開示されて
いる先行技術において、生じる。 本発明の目的は、ノイズ等によつて受信感度の
低下が生じたときには、一旦、受信動作を停止
し、再び最適な受信感度で受信動作を行なうこと
ができるようにした超再生受信方式を提供するこ
とである。 本発明は、受信信号を低周波信号に変換するた
めのクエンチング発振回路８と、 能動化スイツチSWと、 能動化スイツチSWからの出力に応答し、クエ
ンチング発振回路を発振させ、この発振状態で、
発振条件を変化し、その発振条件を、発振が停止
する近傍における受信感度が安定かつ良好な範囲
に定める発振条件変化手段１２，Ｒ２１〜Ｒ２
４，Ｃ２１〜Ｃ２４，TR１１〜TR１４，Ｓ１
〜Ｓ４，Ｓ１ａ〜Ｓ４ａ，Ｃ２５〜Ｃ２８，
INV３〜INV６と、 クエンチング発振回路８の発振出力を検出し、
異常動作を検出する発振検出回路１０とを含み、 発振検出回路１０がクエンチング発振回路８の
異常動作を検出したとき、前記発振条件変化手段
によつてクエンチング発振回路の発振動作を停止
させるようにしたことを特徴とする超再生受信方
式である。 本発明に従えば、発振条件変化手段は、能動化
スイツチSWからの出力に応答して、クエンチン
グ発振回路の発振条件を、発振が停止する近傍に
おける受信感度が一定かつ良好な範囲、たとえば
後述の第７図におけるベース電位Ｖ１、第１２図
におけるエミツタ容量CE１、第１４図における
コレクタ容量CC１および第１６図における接続
点Ｂ１の電圧Ｅ１に定める。 異常動作が発振検出回路１０によつて検出され
ると、発振条件変化手段は発振条件を変化してク
エンチング発振回路の発振動作を停止させる。そ
こで再び能動化スイツチSWを操作することによ
つて、発振条件変化手段を働かせて、前述のよう
に安定かつ良好な受信感度で受信動作を再開す
る。したがつて受信感度が悪い状態で、受信動作
が持続されることはない。 第１図は、本発明の一実施例の電気回路図であ
る。アンテナ１からの入力信号は、その入力信号
を低周波信号に変換する超再生方式フロントエン
ド２に与えられる。超再生方式フロントエンド２
からの出力は、低周波増幅回路３に与えられる。
低周波増幅回路３からの出力には、ノイズを伴な
つているので、バンドパスフイルタ４によつて帯
域波をしてノイズを除去する。バンドパスフイ
ルタ４によつて選択された信号成分は、信号レベ
ル判別回路５によつて、その振幅に対応した直流
電圧に変換され、直流電圧レベルが規定値より大
きければ、正規の信号とみなされてその正規の信
号が表示器としてのスピーカ６から出力される。
超再生方式フロントエンド２は、バツフア用増幅
回路７、クエンチング発振回路８およびローパス
フイルタ９によつて構成される。 バツフア用増幅回路７において、トランジスタ
TR１は、ベース接地形同調増幅回路を構成す
る。コイルＬ１とコンデンサＣ４とで同調回路を
構成する。この同調回路は、入力電波の搬送周波
数に共振する。共振出力は、結合コンデンサＣ７
を介してクエンチング発振回路８に含まれるトラ
ンジスタTR２に与えられる。 クエンチング発振回路８において、抵抗Ｒ５と
コンデンサＣ６によつて積分回路が構成される。
抵抗Ｒ５の一端部は、電源の正極に接続される。
コンデンサＣ６の一端部は、電源の負極に接続さ
れる。コンデンサＣ８，Ｃ９およびコイルＬ２に
よつて並列共振回路が構成され、この並列共振回
路の一端部は、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ６との接
続点Ｂの接続される。この並列共振回路の他端部
は、トランジスタTR２のコレクタに接続され
る。トランジスタTR２のコレクタとエミツタと
の間に、正帰還用コンデンサＣ１０が接続され
る。トランジスタTR２のエミツタには、チヨー
クコイルＬ３を介して、抵抗Ｒ８とコンデンサＣ
１２とから成る並列回路が接続される。トランジ
スタTR２のベースには、抵抗Ｒ６とコンデンサ
Ｃ１１とが並列に接続される。このトランジスタ
TR２のベースには、抵抗Ｒ７を介して電源の正
極が接続される。 第２図はアンテナ１からの入力信号がない場合
における第１図の回路の動作を説明するための波
形図であり、第３図はアンテナ１からの入力信号
がある場合における動作を説明するための波形図
である。第２図１および第３図１は、第１図の接
続点Ａにおけるアンテナからの入力信号を示す。
第２図２および第３図２は、クエンチング発振回
路８における接続点Ｂの波形を示す。第２図３お
よび第３図３は、ローパスフイルタ９からの接続
点Ｃにおける出力波形を示す。 今、トランジスタTR２がオン状態からオフ状
態への過渡状態にあるものとする。このとき、ト
ランジスタTR２のコレクタ電位はコンデンサＣ
６、抵抗Ｒ５で形成した積分回路により一定の時
定数で上昇していく。このコレクタ電位の変化は
コンデンサＣ１０によりトランジスタTR２のエ
ミツタに伝達される。そして、コレクタ電位がピ
ークに達すると、いいかえれば発振用コイルＬ３
に流れる電流が最小になると、発振用コイルＬ３
の逆起電力によつてトランジスタTR２のベース
にはトランジスタTR２をオンさせる方向にバイ
アス電圧を生ずるので、トランジスタTR２は急
速にオンになる。オン状態になると、発振用コイ
ルＬ３によりトランジスタTR２をオフさせる方
向に逆起電力を生じてトランジスタTR２はオフ
になり、コレクタ電位はコンデンサＣ６、抵抗Ｒ
５による積分回路により徐々に上昇する。このよ
うにしてトランジスタTR２はオン、オフの発振
状態を繰返す。このトランジスタTR２のオン、
オフ状態に対応してコンデンサＣ８，Ｃ９とコイ
ルＬ２により構成される同調回路に過渡電圧、電
流を生じる。この状態で、前段のバツフア用増幅
回路７の共振出力がこの同調回路に入力され、一
種の混合が行なわれる。その結果、生じた変調信
号はローパスフイルタ９により検出される。この
後の動作は前述のとおりである。 クエンチング発振回路８の接続点Ｂからの出力
は、ラインＵを介して発振検出回路１０に与えら
れる。発振検出回路１０からの出力は、ラインＹ
を介して感度制御回路１２に与えられる。クエン
チング発振回路８における発振出力が得られる接
続点Ｇは、トランジスタTR３のベースに接続さ
れる。このトランジスタTR３のコレクタ出力
は、フリツプフロツプＦ１をセツトさせる。この
トランジスタTR３のコレクタは、抵抗Ｒ２０と
コンデンサＣ２０との接続点Ｈに接続される。フ
リツプフロツプＦ１の動作の真理値表は第１表の
とおりである。この第１表において、セツト入力
Ｓが論理「０」であり、かつリセツト入力Ｒが論
理「１」であるときには、セツト出力Ｑおよびリ
セツト出力^Qは変化しない。

【表】 第４図は、発振検出回路１０の具体的なブロツ
ク図である。ラインＵからの信号は、増幅回路１
３によつて増幅される。ラインＵからの信号は、
第２図２および第３図２と同様であり、第５図１
および第５図２に示されているとおりである。波
形整形回路１４は、増幅回路１３からの各パルス
状出力を矩形波にそれぞれ変えてカウンタ１５に
入力する。カウンタ１５は、ゲートパルス発生回
路１６からの出力が第５図３のようにハイレベル
である期間W1だけ、計数動作を行なう。ライン
Ｕからの出力が第５図１のように正常時の低い周
波数であるときには、カウンタ１４の計数値は期
間W1において予め定めた値よりも小さく、カウ
ンタ１５の出力はローレベルのままである。ライ
ンＵからの出力が第５図２のように異常時の高い
周波数であるときには、カウンタ１４の計数値が
期間W1中に予め定めた値に達し、第５図４の波
形を単安定回路１７に与える。単安定回路１７
は、第５図５の波形をラインＹに導出する。この
単安定回路１７は、カウンタ１５の波形の立上り
に応答して予め定めた時間だけローレベルの出力
を導出する。 クエンチング発振回路８の端子１８，１９には
電源電圧が与えられる。その電源電圧が変動して
もトランジスタTR２の直流ベースバイアス電圧
が最適な受信感度時において一定であり、これに
よつてクエンチング発振周波数はほぼ一定であつ
て、前のパラグラフで述べたように第５図１に示
される低い周波数を有する。超再生方式フロント
エンド２の動作が異常を生じたときには、このク
エンチング発振周波数が第５図２のように高くな
り、これによつてカウンタ１５から第５図４に示
す波形が得られることになる。超再生方式フロン
トエンド２が正常に動作しているときには、ライ
ンＵには第５図１の波形が前述のように得られ、
これによつてカウンタ１５からの出力はローレベ
ルのままである。 第６図は感度制御回路１２の具体的なブロツク
図である。この感度制御回路１２は、アツプダウ
ンカウンタＮ１，Ｎ２と、クロツクパルス発生回
路CLと、複数の論理ゲート等から構成される。
カウンタＮ１，Ｎ２は、米国モトローラ社製商品
番号MC14516Bを使用することができる。入力端
子PEがハイレベルのときカウント動作をせず、
出力端子Ｑ１〜Ｑ４にはＰ１〜Ｐ４にそれぞれ対
応して設定された２進値を導出している。この実
施例では、カウンタＮ１の入力端子Ｐ１〜Ｐ４は
いずれもハイレベルである。したがつてカウンタ
Ｎ１の出力端子Ｑ１〜Ｑ４はハイレベルに保たれ
ており、このような論理状態は第２表に示され
る。

【表】

【表】 カウンタＮ１，Ｎ２は、入力端子PEがローレ
ベルになつたときには、入力端子Ｐ１〜Ｐ４に設
定された２進値から始まる入力端子Ｌに与えられ
るパルスの計数動作を行なう。入力端子PEがハ
イレベルになることによつてカウンタＮ１，Ｎ２
はリセツトされ、再びローレベルになつたとき入
力端子Ｐ１〜Ｐ４によつて設定されたプリセツト
値から計数動作を始める。この計数動作は、入力
端子UDがローレベルのときにカウントダウン動
作であり、ハイレベルのときにカウントアツプ動
作である。カウントダウン時に計数値が「０」に
なると、カウンタＮ２のキヤリアウト出力端子
CAはハイレベルになり、カウント動作を停止す
る。 クロツクパルス発生回路CLは、そのラインＭ
がローレベルのときにのみ、クロツクパルスを発
生してカウンタＮ１，Ｎ２に与える。第６図にお
いてはカウンタＮ１，Ｎ２は同一の構成を有し、
不必要な端子は省略して図示してある。 クエンチング発振回路８のトランジスタTR２
のベースには、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４が並列に接続
されている。これらの抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４は、カ
ウンタＮの出力端子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれ接続さ
れる。 クエンチング発振回路８のトランジスタTR２
のベース電位と受信感度との関係は、第７図に示
される。ベース電位がＶ０のときは、発振は停止
しており、その電圧Ｖ０よりもわずかに高い電圧
のとき受信感度が大となり、さらにベース電位が
高くなるにつれて受信感度がゆるやかに減少して
ゆく。受信感度の安定性の観点から、トランジス
タTR２のベース電位は、最大感度時の電位より
も低いＶ１が最適な値である。本件実施例では、
Ｖ１よりも低いベース電位Ｖ２に対応してカウン
タＮ１の計数値を「15」すなわち２進数では
「1111」と定め、受信開始にあたつては、この計
数値「15」に対応したベース電位Ｖ２から計数値
をカウントダウンして低下して、その計数値に対
応したベース電位を低下してゆく。トランジスタ
TR２のベース電位がＶ０に達して発振が停止し
たとき、カウンタＮ１の計数値は「７」である。
そこでカウンタＮ２はその入力端子Ｐ１〜Ｐ４に
よつて定められた計数値「２」すなわち２進数で
は「0100」からカウントダウンし、これと同時に
カウンタＮ１はカウントアツプしてゆく。カウン
タＮ２の計数値が入力端子Ｐ１〜Ｐ４によつて定
められた値「２」から「０」になるまでカウンタ
Ｎ１はカウントアツプを行なう。このようにして
ベース電位がＶ０になつたときからカウンタＮ１
の計数値が「３」だけ増えたところ、すなわち計
数値が「10」になつたところで、ベース電位がＶ
１となる。これによつて最適な受信感度が達成さ
れることになる。 もつと詳しく述べると、トランジスタTR４が
遮断しているとき、スイツチSWを導通させる
と、抵抗Ｒ０とコンデンサＣ０とで形成された積
分回路において、コンデンサＣ０の電位は第８図
１のように徐々に上昇してゆく。この接続点Ｅの
電位がインバータINVのしきい値l1よりも低いと
きには、インバータINVの出力すなわち接続点
Ｆの電位は、第８図２のように高電位である。こ
のとき、カウンタＮ１はカウント動作を行なわず
出力端子Ｑ１〜Ｑ４には計数値「15」を受信した
ままである。クエンチング発振回路８が発振動作
を行なつており、したがつてその接続点Ｇは第８
図１０の波形を有し、応じてトランジスタTR３
は導通している。そのため接続点Ｈは低電位であ
る。フリツプフロツプＦ１は接続点Ｅの電圧によ
つてリセツトされる。こうしてフリツプフロツプ
Ｆ１のセツト出力Ｑが導出されるラインＫは第８
図５のように論理「０」である。そのためインバ
ータINV２を介してカウンタＮ２の入力端子PE
には、ハイレベルの信号が与えられる。これによ
つてカウンタＮ２は計数動作を休止しており、計
数値「２」にプリセツトされたままである。接続
点Ｆの出力はハイレベルであり、そのためORゲ
ートＧ１を介するラインＭはハイレベルである。
したがつてクロツクパルス発生回路CLはクロツ
クパルスを発生していない。 接続点Ｅの電位がインバータINV１のしきい
値l1を越えると、接続点Ｆの電位はローレベルと
なる。カウンタＮ２のキヤリアウト出力端子CA
からインバータINV３を介する信号は、第８図
３のようにローレベルである。こうしてラインＭ
はローレベルとなり、クロツクパルス発生回路
CLは、クロツクパルスを第８図４のように発生
して、カウンタＮ１，Ｎ２の入力端子Ｌに与え
る。ラインＫはローレベルであり、カウンタＮ１
は、入力端子Ｌに与えられるクロツクパルスに応
答して計数値「15」からカウントダウン動作を行
なう。このときラインＫはローレベルのままであ
り、インバータINV２を介するカウンタＮ２の
入力端子PEはハイレベルであるので、カウンタ
Ｎ２は計数動作を行なわない。カウンタＮ１の出
力端子Ｑ１〜Ｑ４は、プリセツト計数値が「15」
であることによつて、いずれも高電位であり、し
たがつて抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４は高電位にプルアツ
プされる。こうしてトランジスタTR２のベース
電位は、Ｖ２に設定されることになる。 カウンタＮ１がカウントダウン動作をすると、
出力端子Ｑ１〜Ｑ４の出力は入力端子Ｌに与えら
れるクロツクパルスが入る前に前述の第２表のよ
うに変化する。これに応じてトランジスタTR２
のベース電位がＶ２から低下してゆきＶ１を経て
遂にはＶ０に低下する。カウンタＮ１の出力端子
Ｑ１〜Ｑ４の波形は、第８図６〜第８図９にそれ
ぞれ示される。トランジスタTR２のベース電位
がＶ０になると、クエンチング発振回路８が発振
を停止する。これによつて接続点Ｇの電位は低く
なり、トランジスタTR３が遮断して接続点Ｈの
電位は高くなり、フリツプフロツプＦ１が遮断
し、ラインＫの電位は第８図５のように高くな
る。この発振停止時のカウンタＮ１の計数値は
「７」である。 前述のように、クエンチング発振回路８が発振
動作を停止することによつて、接続点Ｇはローレ
ベルとなり、これによつてトランジスタTR３が
遮断し、接続点Ｈがハイレベルとなる。接続点Ｅ
もまたハイレベルであり、これによつてフリツプ
フロツプＦ１のセツト出力Ｑは第１表のとおり論
理「１」となる。そのためインバータINV２を
介してカウンタＮ２の入力端子PEに与えられる
信号は、ローレベルである。そのためカウンタＮ
２は、計数値「２」からカウントダウン動作を開
始する。これと同時に、カウンタＮ１の入力端子
UDはハイレベルとなることによつて、カウンタ
Ｎ１は計数値「７」からアツプカウンタとして作
動する。カウンタＮ２の計数値が「２」から遂に
は「０」に達すると、カウンタＮ２のキヤリアウ
ト出力端子CAからの信号はローレベルとなる。
これによつてORゲートＧ１からラインＭに導出
される信号はハイレベルとなり、クロツクパルス
発生回路CLは動作を停止する。このときカウン
タＮ１はクエンチング発振回路８の停止における
計数値「７」から計数値「３」だけ上昇した計数
値「10」で停止している。この計数値「10」はベ
ース電位Ｖ１に対応する。こうして超再生方式フ
ロントエンド２は最適な受信感度で動作を行なう
ことができることになる。 超再生方式フロントエンド２の異常動作時にク
エンチング発振周波数が大きくなると、前述のよ
うに単安定回路１７からは第５図５のパルスが導
出される。これによつてトランジスタTR４が導
通し、コンデンサＣ０を放電させる。そのためイ
ンバータINV１の出力すなわち接続点Ｆの電位
は、ハイレベルとなり、カウンタＮ１がリセツト
される。これと同時にフリツプフロツプＦ１はリ
セツトされ、応じてラインＫがローレベルとな
り、カウンタＮ２の入力端子PEはハイレベルと
なつて、カウンタＮ２もまたリセツトされる。そ
こで再びスイツチSWを押圧操作することによつ
て前述のような最適な受信感度を達成することが
可能になる。 第９図は、本発明の他の実施例の発振検出回路
１０のブロツク図である。ラインＵからのクエン
チング発振周波数信号は、増幅機能を有するバン
ドパスフイルタ２０から整流回路２１に入力され
て整流される。バンドパスフイルタ２０によつて
通過される信号の周波数は、起り得るクエンチン
グ発振周波数の全範囲に亘る。整流回路２１から
の出力は、比較回路２２の一方の入力に与えられ
る。比較回路２２の他方の入力には、基準電圧発
生回路２３からの基準電圧信号が与えられる。こ
の基準電圧は、正常動作時の整流回路２１からの
出力よりも低く、異常時の整流回路２１からの出
力よりも高い。比較回路２２は、単安定回路１７
に信号を与える。 超再生方式フロントエンド２が正常に動作して
いるときには、ラインＵのクエンチング発振周波
数信号の振幅は大きく、したがつて整流回路２１
からの出力レベルは基準電圧発生回路２３からの
基準電圧よりも大きい。そのため比較回路２２の
出力は、ローレベルであり、応じて単安定回路１
７の出力はハイレベルのままである。そのため感
度制御回路１２に含まれるトランジスタTR４
（第６図参照）は、遮断している。 超再生方式フロントエンド２が異常動作をし、
クエンチング発振回路８からの出力の振幅が基準
電圧よりも小さくなると、比較回路２２は、ハイ
レベルの信号を導出する。これによつて単安定回
路１７は、トランジスタTR４を一時的に導通さ
せる。そのため第６図の接続点Ｅはローレベルと
なり、カウンタＮ１がリセツトされる。これとと
もに、フリツプフロツプＦ１がリセツトされ、そ
のためカウンタＮ２もまたリセツトされる。この
ようにして再びスイツチSWを操作して、最適な
受信感度を達成することができる。 第１０図は本発明のさらに他の実施例のブロツ
ク図である。この実施例は第１０図に示された発
振検出回路１０と類似するけれども、注目すべき
は第９図のバンドパスフイルタ２０に代えて、低
周波増幅回路２４が設けられていることであり、
その他の各構成要素とそれらの動作は前述と全く
同様である。低周波増幅回路２４の入力は、ロー
パスフイルタ９の出力ラインＣ（第１図参照）に
接続されている。 超再生方式フロントエンド２が正常に動作を行
なつているときには、ラインＣのノイズの振幅は
大きく、したがつて整流回路２１からの出力レベ
ルは基準電圧発生回路２３からの基準電圧よりも
大きく、そのため比較回路２２は単安定回路１７
にローレベルの信号を導出しており、したがつて
単安定回路１７の出力はハイレベルのままであつ
て、トランジスタTR４は遮断している。 超再生方式フロントエンド２の動作が異常とな
つて、ローパスフイルタ９からのノイズの出力の
振幅が小さくなると、整流回路２１からの出力
は、基準電圧発生回路２３からの基準電圧よりも
小さくなる。これによつて比較回路２２はハイレ
ベルの出力を導出し、これによつて単安定回路１
７は予め定める時間だけローレベルである波形
を、導出する。そのためトランジスタTR４が一
時的に導通して、接続点Ｅがローレベルとなる。
応じてカウンタＮ１，Ｎ２がリセツトされること
になる。したがつてその後、スイツチSWを操作
して、最適な受信感度における受信を行なうこと
ができる。 第１１図は、本発明の他の実施例を示す。注目
すべき特徴は、感度制御回路１２におけるカウン
タＮ１の出力端子Ｑ１〜Ｑ４は、トランジスタ
TR１１〜TR１４を介してリレーＳ１〜Ｓ４に
関連して接続されている。これらのリレーＳ１〜
Ｓ４の励磁によつて導通するリレースイツチＳ１
ａ〜Ｓ４ａは、接続点Ｇに接続されたコンデンサ
Ｃ２１〜Ｃ２４に直列に接続される。コンデンサ
Ｃ２１〜Ｃ２４をエミツタ容量と定義すると、エ
ミツタ容量と受信感度との関係は第１２図のよう
になつており、クエンチング発振停止時のエミツ
タ容量CE０より少し大きな容量CE１に受信感度
の最高点があり、受信感度の安定化を図るために
エミツタ容量をCE１として超再生方式フロント
エンド２の受信を行なう。エミツタ容量CE０を
コンデンサＣ１２の容量とし、容量CE２をコン
デンサＣ１２およびＣ２１〜Ｃ２４の和を定め
る。その他の動作は前述の実施例と同様である。 カウンタＮ１の動作によつてエミツタ容量が
CE２にプリセツトされる。スイツチSWの操作に
よつてカウンタＮ１がカウントダウン動作をする
ことによつてエミツタ容量は減少してゆき、遂に
はCE０となつてクエンチング発振動作が停止す
る。そこでカウンタＮ２によつてプリセツトされ
た計数値「２」から「０」までカウンタＮ１がカ
ウントアツプ動作を行なう。これによつてエミツ
タ容量がCE１となり、最適な受信感度になる受
信が達成される。本発明の考え方によれば、コン
デンサＣ１１〜Ｃ２４に代えて、抵抗を接続して
もよく、このようにしてトランジスタTR２のエ
ミツタの時定数の変化が重要であることを指摘し
ておく。 第１３図は、本発明の他の実施例を示す。感度
制御回路１２におけるカウンタＮ１の出力端子Ｑ
１〜Ｑ４には、インバータINV３〜INV６がそ
れぞれ接続される。これらのインバータINV３
〜INV６の出力はトランジスタTR１１〜TR１
４に与えられる。トランジスタTR１１〜TR１
４は、リレーＳ１〜Ｓ４に直列に接続されてい
る。リレーＳ１〜Ｓ４の励磁によつて導通するリ
レースイツチＳ１ａ〜Ｓ４ａは、クエンチング発
振回路８の接続点Ｂに接続されたコンデンサＣ２
５〜Ｃ２８に直列にそれぞれ接続される。コンデ
ンサＣ２５〜Ｃ２８をコレクタ容量と定義する
と、このコレクタ容量と受信感度との関係は第１
４図のようになつている。クエンチング発振停止
値のコレクタ容量CC０より少し小さい容量のと
きに受信感度が最大になり、最適な受信感度は安
定性の向上したコレクタ容量CC１である。ここ
で容量CC０は、コンデンサＣ６，Ｃ２５〜Ｃ２
８の合成容量であり、CC２はコンデンサＣ６の
みの容量である。その他の動作は前述に類似する
けれども、受信動作開始にあたつては、リレース
イツチＳ１ａ〜Ｓ４ａは遮断している。スイツチ
SWを操作することによつて、カウンタＮ１がカ
ウントダウンしてコレクタ容量はCC２から増加
してCC１を経てCC０となり、そこでクエンチン
グ発振が停止し、次にカウンタＮ１がカウントア
ツプしてコレクタ容量が減少して、遂にCC１に
設定され、最適な受信感度が得られる。本発明の
考え方によれば、コンデンサＣ２５〜Ｃ２８に代
えて抵抗を用いてもよく、要するに、抵抗Ｒ５と
コンデンサＣ６の時定数の変化を変えるようにす
ればよい。 第１５図は、本発明の他の実施例の電気回路図
である。カウンタＮ１の出力端子Ｑ１〜Ｑ４は、
抵抗Ｒ５の電圧を変化させる働きをするシンク用
トランジスタTR１５のベースに、抵抗Ｒ２６〜
Ｒ２９を介して接続される。電源端子１８は、ト
ランジスタTR１５のエミツタと抵抗Ｒ５との接
続点Ｂ１に接続されている。接続点Ｂ１の電圧
は、出力端子Ｑ１〜Ｑ４の論理状態によつて変化
する。接続点Ｂ１の電圧と受信感度との関係は第
１６図のとおりである。電圧Ｅ０においてクエン
チング発振回路８の発振が停止し、これよりも少
し高い電圧時に受信感度が最高になり、安定性の
優れた電圧はＥ１である。スイツチSWの操作に
より、接続点Ｂ１の電圧は、Ｅ２→Ｅ１→Ｅ０→
Ｅ１と変化し、最適な発振感度が得られる。 第１図、第１１図、第１３図および第１５図の
各実施例における発振検出回路１０は、第１０図
の構成を有してもよいことを指摘する。 以上のように本発明によれば、ノイズなどによ
つて受信感度が低下したときにおいて、発振検出
回路１０によつてその異常動作を検出し、これに
よつて発振条件変化手段は、発振条件を変化して
クエンチング発振回路の発振動作を停止させる。
したがつて再び能動化スイツチSWを操作し、発
振条件変化手段によつて安定かつ良好な受信感度
が得られるように発振条件を定めることができる
ようになる。こうして最適な受信感度で受信動作
を行なうことができる。たとえば、電源電圧に重
畳してのつてくる非常に大きなインパルスノイズ
などによつて、受信中に、発振条件変化手段に含
まれているカウンタＮ１，Ｎ２が誤動作し、受信
感度が低いカウント出力値のままになつてしまう
おそれが生じる。本発明では、このような異常動
作が発振検出回路１０によつて検出されると、ク
エンチング発振回路８の発振動作を停止させ、そ
こで再びスイツチSWの操作が行なわれることに
よつて、安定かつ良好な受信感度での受信状態を
再開することを可能とする。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の電気回路図、第２
図および第３図は動作を説明するための波形図、
第４図は発振検出回路１０の具体的なブロツク
図、第５図は第４図の発振検出回路１０の動作を
説明するための波形図、第６図は感度制御回路１
２の具体的なブロツク図、第７図はトランジスタ
TR２のベース電位と受信感度との関係を示すグ
ラフ、第８図は感度制御回路１２の動作を説明す
るための波形図、第９図および第１０図は発振検
出回路１０の他の各実施例のブロツク図、第１１
図は本発明の他の実施例の電気回路図、第１２図
はトランジスタTR２のエミツタ容量と受信感度
との関係を示すグラフ、第１３図は本発明の他の
実施例の電気回路図、第１４図はトランジスタ
TR２のコレクタ容量と受信感度との関係を示す
グラフ、第１５図は本発明のさらに他の実施例の
電気回路図、第１６図は接続点Ｂ１の電圧と受信
感度との関係を示すグラフである。 １……アンテナ、２……超再生方式フロントエ
ンド、３……低周波増幅回路、４……バンドパス
フイルタ、５……レベル判別回路、６……スピー
カ、８……クエンチング発振回路、９……ローパ
スフイルタ、１０……発振検出回路、１２……感
度制御回路、Ｃ０〜Ｃ２８……コンデンサ、Ｒ０
〜Ｒ２９……抵抗、TR１〜TR１５……トラン
ジスタ、Ｌ１〜Ｌ４……コイル、INV１〜INV
６……インバータ、Ｆ１……フリツプフロツプ、
Ｓ１〜Ｓ４……リレー、Ｓ１ａ〜Ｓ４ａ……リレ
ースイツチ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 受信信号を低周波信号に変換するためのクエ
   ンチング発振回路８と、 能動化スイツチSWと、 能動化スイツチSWからの出力に応答し、クエ
   ンチング発振回路を発振させ、この発振状態で、
   発振条件を変化し、その発振条件を、発振が停止
   する近傍における受信感度が安定かつ良好な範囲
   に定める発振条件変化手段１２，Ｒ２１〜Ｒ２
   ４，Ｃ２１〜Ｃ２４，TR１１〜TR１４，Ｓ１
   〜Ｓ４，Ｓ１ａ〜Ｓ４ａ，Ｃ２５〜Ｃ２８，
   INV３〜INV６と、 クエンチング発振回路８の発振出力を検出し、
   異常動作を検出する発振検出回路１０とを含み、 発振検出回路１０がクエンチング発振回路８の
   異常動作を検出したとき、前記発振条件変化手段
   によつてクエンチング発振回路の発振動作を停止
   させるようにしたことを特徴とする超再生受信方
   式。