JPS63122308A - Phase shifter - Google Patents
Phase shifterInfo
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- JPS63122308A JPS63122308A JP26840286A JP26840286A JPS63122308A JP S63122308 A JPS63122308 A JP S63122308A JP 26840286 A JP26840286 A JP 26840286A JP 26840286 A JP26840286 A JP 26840286A JP S63122308 A JPS63122308 A JP S63122308A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、例えば電圧制御によって人力信号を任意に移
相することができるようにした移相器に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a phase shifter that can arbitrarily phase shift a human signal by, for example, voltage control.
〔発明の8%要〕
本発明は移相器に関し、ローパスフィルタと減算回路を
用いることによって、時定数に関る抵抗器の数をriI
減するようにしたものである。[Requires 8% of the invention] The present invention relates to a phase shifter, and by using a low-pass filter and a subtraction circuit, the number of resistors related to the time constant can be reduced to riI.
It was designed to reduce the amount.
人力信号を任意に移相することのできる移相器としては
第3図に示すようなものが知られている。As a phase shifter capable of arbitrarily shifting the phase of a human input signal, the one shown in FIG. 3 is known.
すなわち図において、人力信号(I)に対してaI及び
(1−a)I:但しaは係数、の電流信号を形成する電
流源(31) (32)が設けられ、この電流源(3
1) (32)に並列に抵抗値Rの抵抗器(33)(
34)が設けられると共に、電流源(31)の止端がバ
ッファアンプ(35) 、容量値Cのコンデンサ(36
)を通じて電流源(32)の止端に接続される。That is, in the figure, current sources (31) (32) are provided that form current signals of aI and (1-a)I, where a is a coefficient, for a human input signal (I), and this current source (3
1) A resistor (33) with a resistance value R is connected in parallel to (32) (
34), and the end of the current source (31) is connected to a buffer amplifier (35) and a capacitor (36) with a capacitance of C.
) to the end of the current source (32).
そしてこの回路において、電流源(31) (32)
の止端の電位をそれぞれV 1 r V 2とすると
、■1 震alR
の関係式が成立し、これらの式から
1+JωCR
となって
a−1のとき
3 wm Qのとき
a−0,5のとき
V2 = 0.5I R(7ッテネータ)の特性が得ら
れる。すなわちゲインの特性図は第4図Aに示すように
なり、これに対して移相の特性図は同図Bに示すように
なって、中心周波数fcの位置でa−1のとき+45°
、a ” Oのとき−45゜の移相を行うことができる
。And in this circuit, current sources (31) (32)
If the potentials at the toes of are respectively V 1 r V 2, then the relational expression ■1 tremor alR is established, and from these expressions, 1+JωCR, when a-1, 3 wm, and Q, a-0,5. When V2 = 0.5IR (7 attenuators), a characteristic is obtained. In other words, the gain characteristic diagram is as shown in Figure 4A, whereas the phase shift characteristic diagram is as shown in Figure 4B, where the center frequency fc is +45° at a-1.
, a ″O, a phase shift of −45° can be performed.
ところがこの回路において、抵抗器(33) (34
)はIC化した場合にそれぞれ抵抗値が±20%程度ば
らつく可能性があり、これによって移相の変化範囲が変
動するおそれがある。これに対してIC内の抵抗器のば
らつきを吸収するための内外変換法が提案(特開昭60
−261209号参照)されているが、上述のようにこ
の補正を必要とされる抵抗器が2ケ所あると、その内外
変換のための構成も2組必要となり、構成が極めて複雑
となってしまっていた。However, in this circuit, resistors (33) (34
) may vary in resistance value by about ±20% when integrated into an IC, and this may cause the range of change in phase shift to fluctuate. In response to this, an internal/external conversion method was proposed to absorb variations in resistors within an IC (Japanese Patent Laid-Open No. 1983-1999).
(Refer to No. 261209) However, as mentioned above, if there are two resistors that require this correction, two sets of configurations are required for internal/internal conversion, making the configuration extremely complicated. was.
以上述べたように従来の技術では、特性に影響する抵抗
器が2ケ所あるために、このばらつきを補正する回路も
2組必要となり、構成が極めて複雑になってしまうなど
の問題点があった。As mentioned above, in the conventional technology, since there are two resistors that affect the characteristics, two sets of circuits are required to compensate for this variation, resulting in an extremely complicated configuration. .
本発明は、入力信号(#i子(■))を抵抗器(2)と
コンデンサ(3)の直列回路から成るローパスフィルタ
を介゛して混合比が可変の混合器(4)の一方の入力に
供給し、上記人力信号と上記ローパスフィルタの出力信
号とを減算回路(5)に供給してこの差信号を上記混合
器の他方の人力に供給し、上記混合器の混合比を制御(
端子(6)) して任意に移相された出力信号を得る(
端子(7))ようにした移相器である。In the present invention, an input signal (#i (■)) is passed through a low-pass filter consisting of a series circuit of a resistor (2) and a capacitor (3) to one side of a mixer (4) with a variable mixing ratio. input, the human input signal and the output signal of the low-pass filter are supplied to a subtractor circuit (5), and this difference signal is supplied to the other input of the mixer to control the mixing ratio of the mixer (
terminal (6)) to obtain an arbitrarily phase-shifted output signal (
This is a phase shifter with a terminal (7).
これによれば、特性に影響する抵抗器が1ケ所のみとな
るので、このばらつきを補正する回路を設けるだけで容
易に良好な移相を行うことができる。According to this, since there is only one resistor that affects the characteristics, it is possible to easily perform a good phase shift simply by providing a circuit for correcting this variation.
第1図において、(11は入力端子であってこの入力端
子(1)に供給される信号が抵抗′a(2)、コンデン
サ(3)の直列回路を通じて接地される。これによって
この抵抗器(2)とコンデンサ(3)の接続中点には人
力信号の低域成分(L)が取出され、この低域成分の信
号が混合比可変の混合器(4)の一方の人力に供給され
る。また入力端子(1)からの信号と上述の接続中点か
らの低域成分の信号とが減算回路(5)に供給され、人
力信号から低域成分が減算される。In FIG. 1, (11 is an input terminal, and a signal supplied to this input terminal (1) is grounded through a series circuit of a resistor 'a (2) and a capacitor (3). 2) and the capacitor (3), the low frequency component (L) of the human power signal is taken out, and this low frequency component signal is supplied to one of the human power signals of the mixer (4) with a variable mixing ratio. Further, the signal from the input terminal (1) and the signal of the low frequency component from the above-mentioned connection center point are supplied to the subtraction circuit (5), and the low frequency component is subtracted from the human input signal.
これによって減算回路(5)の出力には人力信号の高域
成分(H)が取出され、この高域成分の信号が混合器(
4)の他方の人力に供給される。そしてこの混合器(4
)の混合比(a)が制御端子(6)からの信号によって
制御され、この混合出力が出力端子(7)に取出される
。As a result, the high frequency component (H) of the human input signal is extracted from the output of the subtraction circuit (5), and this high frequency component signal is sent to the mixer (
4) is supplied to the other manpower. And this mixer (4
) is controlled by a signal from the control terminal (6), and this mixed output is taken out to the output terminal (7).
すなわちこの回路において、抵抗器(2)の抵抗値をR
1コンデンサ(3)の容量値をCとし、入力信号をVI
Nとすると、
I
VIN 1+jωCR
VIN VIN 1+jωCRの関係式が
成立し、ここで出力信号Voす丁をVout = (1
−a) L+aH
とすると
VO(JT (1−a) +a j (1)CR
VIN !+JωCR
となる。That is, in this circuit, the resistance value of resistor (2) is R
1 The capacitance value of capacitor (3) is C, and the input signal is VI
If N, then the relational expression I VIN 1 + jωCR VIN VIN 1 + jωCR holds true, and here the output signal Vo is expressed as Vout = (1
-a) L+aH then VO(JT (1-a) +a j (1)CR
VIN! +JωCR.
従ってこの回路において、a=lのときローパスフィル
タ特性となり、a−Qのときバイパスフィルタ特性とな
り、a−0,5のときゲイン0.5のアッテネータ特性
となって上述の従来例と同様のゲイン特性となると共に
、このaの値を制御することによって−45°〜+45
°の移相を行うことができる。Therefore, in this circuit, when a=l, it becomes a low-pass filter characteristic, when a-Q, it becomes a bypass filter characteristic, and when a-0,5, it becomes an attenuator characteristic with a gain of 0.5, which is the same gain as in the conventional example described above. By controlling the value of a, -45° to +45°
A phase shift of ° can be performed.
こうして従来例と同様の移相を行うことができるわけで
あるが、上述の回路によれば、抵抗器が1ケ所のみなの
で、このばらつきを内外変換法等によって補正すること
により、簡単な構成で良好な移相を行うことができる。In this way, it is possible to perform the same phase shift as in the conventional example, but since the above-mentioned circuit uses only one resistor, by correcting this variation using the inside/outside conversion method, etc., it is possible to achieve a simple configuration. A good phase shift can be performed.
また上述の回路によればコンデンサ(3)の他端が接地
されているので、このコンデンサに寄生容量等が影響す
るおそれがなく、またこのコンデンサの容量値を切換え
て、例えば映像信号のクロマ信号の移相を行っ“ζいる
場合にNTSC方式とPAL方式の切換を容易に行うこ
とができる。In addition, according to the above circuit, since the other end of the capacitor (3) is grounded, there is no fear that parasitic capacitance etc. will affect this capacitor, and the capacitance value of this capacitor can be switched, for example, to generate a chroma signal of a video signal. When the phase shift of ζ is performed, switching between the NTSC system and the PAL system can be easily performed.
なお第2図は具体回路例であって、この図において上述
と対応する部分には同一符号が付されている。すなわち
図において、入力端子+11からの信号がエミッタホロ
ア(11)を通じて抵抗器(2)、コンデンサ(3)に
供給され、この接続中点の信号がそれぞれ差動アンプを
構成するトランジスタ(52)(53)のベースに供給
される。そして一方の差動アンプの他方のトランジスタ
(51)のベースにはエミッタホロア(11)からの信
号が供給されることによって減算回路(5)が形成され
、トランジスタ(52)を流れる減算信号(H)が差動
接続されたトランジスタ(41) (42)に供給さ
れる。また他方の差動アンプの他方のトランジスタ(5
4)のベースにはエミッタホロア(12)からの定電圧
が供給され、このトランジスタ(54)を流れる信号(
L)が差動接続されたトランジスタ(43) (44
)に供給される。さらに制御端子(6)からの制御信号
が差動アンプを構成するトランジスタ(61) (6
2)’のベースに供給され、このトランジスタ (61
)のドレインに得られる混合比(a)に担当する信号が
トランジスタ(42) (43)のベースに供給され
る。Note that FIG. 2 shows a specific example of a circuit, and in this figure, parts corresponding to those described above are given the same reference numerals. That is, in the figure, a signal from input terminal +11 is supplied to a resistor (2) and a capacitor (3) through an emitter follower (11), and a signal at the middle point of this connection is supplied to a transistor (52) (53) that constitutes a differential amplifier, respectively. ) is supplied to the base. A subtraction circuit (5) is formed by supplying the signal from the emitter follower (11) to the base of the other transistor (51) of one differential amplifier, and a subtraction signal (H) flowing through the transistor (52) is formed. is supplied to differentially connected transistors (41) and (42). Also, the other transistor (5
A constant voltage is supplied from the emitter follower (12) to the base of the transistor (4), and the signal (
L) are differentially connected transistors (43) (44
). Furthermore, the control signal from the control terminal (6) is transmitted to the transistor (61) (6) that constitutes the differential amplifier.
2)' is supplied to the base of this transistor (61
) is supplied to the bases of the transistors (42) (43).
またトランジスタ(62)のドレインに得られる混合比
(1−a)に相当する信号がトランジスタ(41)
(44)のベースに供給される。そしてトランジスタ(
41) (43)のドレインが互いに接続され、トラ
ンジスタ(42) (44)のドレインが互いに接続
されることによって、このトランジスタ(42) (
44)のドレインの接続中点から(1−a)L+aH
の混合出力が出力端子(7)に取出される。Also, a signal corresponding to the mixture ratio (1-a) obtained at the drain of the transistor (62) is transmitted to the transistor (41).
(44) is supplied to the base. and a transistor (
The drains of transistors (41) (43) are connected to each other, and the drains of transistors (42) (44) are connected to each other, so that this transistor (42) (
A mixed output of (1-a)L+aH is taken out to the output terminal (7) from the connection midpoint of the drain of (44).
こうしてこの回路において、混合器(4)、減算回路(
5)等が形成され、入力端子(1)に供給された信号が
制御端子(6)からの制御信号に応じて移相されて出力
端子(7)に取出される。これによって上述の回路を実
現することができる。Thus, in this circuit, the mixer (4), the subtraction circuit (
5) etc. are formed, and the signal supplied to the input terminal (1) is phase-shifted in accordance with the control signal from the control terminal (6) and taken out to the output terminal (7). This makes it possible to realize the circuit described above.
この発明によれば、特性に影響する抵抗器が1ケ所のみ
となるので、このばらつきを補正する回路を設けるだけ
で容易に良好な移相を行うことができるようになった。According to this invention, since there is only one resistor that affects the characteristics, it is now possible to easily perform a good phase shift simply by providing a circuit to correct this variation.
第1図は本発明の一例の構成図、第2図はその説明のた
めの図、第3図、第4図は従来の技術の説明のための図
である。
(1)は入力端子、(2)は抵抗器、(3)はコンデン
サ、(4)は混合器、(5)は減算回路、(6)は制御
端子、(7)は出力端子である。
同 松隈秀盛FIG. 1 is a configuration diagram of an example of the present invention, FIG. 2 is a diagram for explaining the same, and FIGS. 3 and 4 are diagrams for explaining the conventional technology. (1) is an input terminal, (2) is a resistor, (3) is a capacitor, (4) is a mixer, (5) is a subtraction circuit, (6) is a control terminal, and (7) is an output terminal. Hidemori Matsukuma
Claims (1)
パスフィルタを介して混合比が可変の混合器の一方の入
力に供給し、 上記入力信号と上記ローパスフィルタの出力信号とを減
算回路に供給してこの差信号を上記混合器の他方の入力
に供給し、 上記混合器の混合比を制御して任意に移相された出力信
号を得るようにした移相器。[Claims] An input signal is supplied to one input of a mixer with a variable mixing ratio through a low-pass filter consisting of a series circuit of a resistor and a capacitor, and the input signal and the output signal of the low-pass filter are combined. A phase shifter, the difference signal being supplied to a subtraction circuit and supplied to the other input of the mixer, and controlling the mixing ratio of the mixer to obtain an arbitrarily phase-shifted output signal.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26840286A JPH073934B2 (en) | 1986-11-11 | 1986-11-11 | Phase shifter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26840286A JPH073934B2 (en) | 1986-11-11 | 1986-11-11 | Phase shifter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63122308A true JPS63122308A (en) | 1988-05-26 |
JPH073934B2 JPH073934B2 (en) | 1995-01-18 |
Family
ID=17457977
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP26840286A Expired - Lifetime JPH073934B2 (en) | 1986-11-11 | 1986-11-11 | Phase shifter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH073934B2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0335610A (en) * | 1989-06-30 | 1991-02-15 | Nec Corp | Output circuit for right-angle phase shift signal |
-
1986
- 1986-11-11 JP JP26840286A patent/JPH073934B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0335610A (en) * | 1989-06-30 | 1991-02-15 | Nec Corp | Output circuit for right-angle phase shift signal |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH073934B2 (en) | 1995-01-18 |
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