JPS6294003A - 複合形の広帯域バツフア増巾器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、広帯域バッファ増１１】器、特に複合形の広
帯域ハソファ増［１１器に関する。

〔発明の背景〕

電子回路は、高精度化と高速化の両者を追求する傾向に
ある。特に、集積化が進むに従って増々その傾向が強い
。ＬＳＩや超ＬＳＩは、高精度。

高速化の先端にある。かかるＬ　Ｓ　Ｉ等が市場に多数
用まわることによって、ＬＳＩ等の回路自体の試験を行
うことが重要となって（る。ＬＳＩ等の内部の構成につ
いてテストするのではなく、特性や応答をみることによ
ってテストを行う試験装置が存在する。ＬＳＩ等の製造
段階でもその製造過程の良、不良の選別のために、テス
トを行う試験装置が存在する。この試験装置は、対象と
なるＩ、Ｓｌ等が高速動作する故に、さらにより速い高
速動作を必要とする。高精度であることも同時に要求さ
れる。

高速、高精度の試験装置では、電圧利得が＋１の非反転
形増巾器を使う。電圧利得が１で非反転なるが故に、バ
ッファ増巾器とも呼ばれる。ここで、非反転とは、人力
と出力との極性が変化しないとの意である。例えば、出
力インピーダンスが高い回路に人力インピーダンスの高
くない回路を接続する場合、両回路間にバッファ増巾器
を入れて両回路間の干渉を排除する。

バッファ増巾器に高い精度を要求される場合、演算増巾
器（オペアンプ）を使用し、このＯＰアンプに負帰還を
施すやり方をとる。一方、高速性が要求される場合、高
速なオペアンプを使用し、且つフィードフォワードを施
すやり方をとる。

高速高精度なバッファ増巾器を形成するには、複合形の
バッファ増巾器を使用することが多い。

複合形バッファ増巾器とは、回路の増巾に係る部分を、
低周波増巾用と高周波増巾用とに分け、両者を協調して
動作させる回路である。

従来の複合形バッファ増１１１器の構成を第２図に示す
（詳細は、「高速・広帯域アンプの設計」Ｐ。

１２５〜１４０．ＣＱ出版。第４図も同じ）。この複合
形バッファ増巾器は、オペアンプＯＰＡ、高周波アンプ
ＨＦ　Ａ　、及び抵抗Ｒｏ　、Ｒ１，Ｒｚ　、Ｒｚ　。

Ｒ４、コンデンサＣ＋　、Ｃ２、Ｃ３より成る。入力信
号は、直流レベルから高周波レベルまでの広帯域の周波
数領域を持つ。Ｃ３は高周波除去用、Ｃ２は直流並びに
低周波除去用、Ｃ３はＲ２と共にＯＰＡへの負帰還用の
役割を持つ。

オペアンプＯＰＡは、直流及び低周波レベルまでの周波
数領域でフラットなゲイン特性を持ち、高周波アンプＨ
ＦＡは高周波領域でフラットなゲイン特性を示す。その
特性例を第３図に示す。Ｇ１は、オペアンプＯＰＡのゲ
イン特性、Ｇ２は高周波アンプＨＦＡのゲイン特性を示
す。両特性Ｇ１．１Ｇ２を併せて広帯域な周波数特性を
得る。

さて、第２図で、入力信号は、直流除去用コンデンサＣ
２を介して高周波アンプＨＦ　Ａに取込まれると共に、
抵抗Ｒ３を介してオペアンプＯＰＡにも入力する。オペ
アンプＯＰＡには、出力端からＲ□、Ｒ２を介して出力
信号がｉ帰還する。これによって、低周波領域に対して
は入力信号レベルへと収束でき、精度向上に寄与する。

このオペアンプＯＰＡの出力は抵抗Ｒ，を介して、高周
波アンプＨＦ　Ａへと入力する。従って、高周波アンプ
Ｉ−（Ｆ　Ａへは、コンデンサＣ２を介しての高周波領
域の入力信号及び抵抗Ｒ５を介しての低周波領域の入力
信号が入力する。

高周波アンプＨＦ　Ａは、バッファアンプとカレントブ
ースタ形電力増巾器とより成る。バッファアンプは、入
力段に存在し、エミッタホロワ−接続形のトランジスタ
Ｑ、、Ｑ、及び抵抗Ｒ４，Ｒ５より成る。トランジスタ
Ｑ、、Ｑ、はベース共通であり、該共通ベースに印加さ
れる大ツノ信号の極性でＱ、、Ｑｚのいずれかが能動状
態に入る。この能動状態下でのトランジスタＱ、又はＣ
２のエミッタホロワ−出力が次段のカレントブースタ形
電力増１＋器に入る。

カレントブースタ形電力増ｔｊｔ器は、トランジスタＱ
：＋　、　Ｑａ　、抵抗Ｒ，，Ｒ，より成り、いずれも
エミッタホロワ−形接続をなす。前段のＱＩ。

Ｃ２のいずれかが能動状態に入った場合、対応するＱ、
又はＣ４が能動状態に入り、対応出力を出す。

この従来例では、低周波領域に対してはオペアンプＯＰ
Ａがバッファ機能を果たし、主として高周波領域に対し
てはトランジスタＱ＋　、Ｑｚよりなる部分がバッファ
機能を果す。

この従来例では、高周波アンプＨＦＡへは負帰還がかか
っていないため、電圧利得が精度よく制御できない問題
がある。

第４図は他の従来例を示す。この従来例は、高周波アン
プとして差動入力形高周波アンプＤＨＦＡを使用した。

更に、抵抗Ｒ（１，Ｒ１１，Ｒ９、コンデンサＣｚ　、
Ｃ３，Ｃ４を設けている。Ｃ２は直流並びに低周波除去
用、Ｃ３はＯＰＡへの負帰還用、Ｃ４はＤＨＦＡへの負
帰還用に供する。

この従来例では、コンデンサＣ４が周波数によってＤＨ
ＦＡへ正帰還として働くとの問題がある。

第５図はこの正帰還による周波数特性の乱れの発生する
様子を示す。この周波数特性の乱れは、オペアンプＯＰ
Ａと高周波アンプＤＨＦＡとの増巾機能の切替え周波数
帯で発生する。その振幅は１０ｄＢ以上になることもあ
る。対策として、コンデンサＣ３でオペアンプＯＰＡの
利得を調節するやり方がある。しかし、コンデンサＣｔ
　、　　Ｃｙ　、抵抗Ｒ８，Ｒａ　、Ｒｑを１％以上の
精度で決定すること必要が生じ、技術的に困難で実用性
に富む回路となり得ない。

以−七の従来例から明らかなように、従来例によれば、
高速バッファとしては、高い利得精度を求めることが困
難で、周波数切替領域での周波数特性の乱れ（いわゆる
あばれ）に起因する技術的問題が生じた。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、広帯域で高い利得精度を可能とせしめ
る複合形の広帯域バッファ増巾器を提供することにある
。

〔発明の概要〕

本発明は、対象となる広帯域の全周波数帯にわたって安
定な負帰還制御を行わしめた。更に、具体的には、高周
波アンプへの入力信号として、コンデンサを介しての高
周波領域での入力信号とオペアンプＯＰＡからの低周波
領域での入力信号との他に、高周波アンプそのものから
の入力を負帰還信号として印加せしめるようにした。こ
こで、オペアンプＯＰＡへは、高周波アンプの出力が負
帰還信号として印加してなることは従来例と変りない。

〔発明の実施例〕

第１図は、本発明の実施例図である。オペアンプＯＰＡ
と高周波アンプＨＦＡとによって複合形バッファ地中器
を構成する。コンデンサＣ２は直流除去用である。

高周波アンプＨＦ　Ａには、コンデンサＣ２を介しての
入力信号、オペアンプＯＰＡを介しての入力信号、及び
高周波アンプＨＦＡの出力の負帰還信号（反転損性端に
入力するための、結果として負帰還）とが入力する。更
に、オペアンプＯＰＡには、入力信号の他に、高周波ア
ンプＨＦＡの出力信号が負帰還する。

この構成によれば、従来例の如くオペアンプＯＰＡの出
力信号と帰還信号とを電気的に分離（コンデンサＣ３に
よる）する必要はなく、従って、正帰還の問題は発生し
ない。その代り、オペアンプＯＰＡの出力信号と帰還信
号とが全く別の信号路となるため、及び帰還信号は直接
に高周波アンプＨＦＡへの負帰還として入力するため、
正帰還の恐れは全くない。従って、高周波数領域にわた
っての高精度の利得制御が可能となった。

第６図は、本発明の好適な実施例を示す。本実施例は、
高周波アンプＨＦ　Ａの内部構成に特徴を持つ。

高周波アンプＨＦＡば、トランジスタＱ、〜Ｑ１゜、抵
抗ＲＩＧ〜Ｒ１９、ツェナーダイオードＺＤ、−ＺＤ３
より成る。

トランジスタＱ、は、ヘース端子にコンデンサＣ２を介
して入力信号Ｓ、が印加し、エミッタ端子に１ＩＦＡの
帰還信号Ｓ：ｌが印加する。この入力信号Ｓ１と帰還信
号Ｓ、との差分がトランジスタＱ、のコレクタ出力端よ
り出力する。更に、トランジスタＱ、のコレクタ端には
抵抗Ｒ１ｆｆを介してオペアンプＯＰＡの出力信号Ｓ２
が印加する。従って、コレクタ端からは、Ｓ、と８２と
の加算値に対してＳ３を減算させた信号が出力する。

尚、トランジスタＱｂ、抵抗ＲＩＯ＋　　Ｒ１１、ツェ
ナーダイオードＺＤ、とは定電流回路を構成し、トラン
ジスタＱ、のベース端へのバイアス電流を提供する。

トランジスタＱ、は、トランジスタＱ、のコレクタ端が
ベース端に接続しており、トランジスタＱ、のコレクタ
出力のレベルに応じて能動状態に入る。

トランジスタＱｅ　、Ｑｑは電力増中段を構成する。ベ
ース端に設けたトランジスタＱｚ＋、［ＡＲ＋ａ。

ＲＩ７、ツェナーダイオードＺＤ、とは定電流回路を構
成する。Ｑ８とＱ９とのベース端の間に接続したツェナ
ーダイオードＺＤ、は、両バイアス端とをツェナー導通
時で決まる一定バイアス電圧を与える。この回路によれ
ば、Ｑ、が能動時には定電流回路で定電流引き込みがな
される。従って、Ｑ、の能動状態の若干の変化が大きな
電圧差となって現われることとなる。

Ｑｌｌ、Ｑ９では、Ｑ７の能動状態に応じた能動状態と
なり、電力増巾を行う。この出力はＲ１１１とＲ１９を
通じて出力信号となる。且つこの出力信号はＯＰＡの正
極端子へと帰還し、及びＨＦＡへ信号Ｓ３として負帰還
することになる。

以上の構成で、Ｑ７は電圧利得の高い電圧アンプとして
働く。ＺＤ、、Ｑ、。等より成る定電流回路が負荷とな
り、高い電圧利得を得る。ＨＦ　Ａへは出力端子から出
力信号が負帰還信号Ｓ、として印加しているため、ｉ（
Ｆ　Ａ全体としては利得は「ｌ」となる。

Ｑｓ　（Ｄベース端への信号ｓ２は、：１ンデンサｃ２
を介しているため、この信号ｓ２からは直流信号のレベ
ルは定まらない。直流レベル（定周波を含める）に対し
ては、ＯＰＡが大刀信号と帰還出力信号Ｓ、の差分をと
り、その差分を零とするように全体の回路が働く。従っ
て、直流レベルに対しても利得は「１」となる。Ｑ、は
、ＲＩＳを介して負帰還をかけているので、利得は低い
。しかし７、周波数特性は、Ｑ７に比べて良好である。

出力段Ｑｓ　、　　Ｑｑはエミッタホロワ−なので、電
圧利得は「１」であるが、周波数特性はＱ７に比べて良
好である。従って、ＨＦＡのオープンループ特性は、は
ぼＱ７のみで定まり、位相回転は充分小さくなって、回
路は安定に動作する。即ち、発振しない。

以上の実施例によれば、直流、低周波、高周波の波のい
ずれの信号に対しても、増巾作用と負帰還の経路を持ち
、負帰還の経路は出力端子の電圧を監視することにより
、入力電圧と出力電圧が等しくなるように、すなわち電
圧利得が１となるように制御される。低周波と高周波の
間の周波数の信号、すなわち、オペアンプＯＰＡとアン
プＤ　ＨＦＡとが同程度に増巾に関与するような周波数
の信号に対しては、いずれの増ｒｌ】器から見ても入力
電圧と出力電圧が等しくなるように回路が動作するため
に、電圧利得１が忠実に実現される。

第７図に本実施例の回路の電圧利得の周波数特性の測定
結果を示す。周波数は１００ＨｚからＩＧＩｌｚについ
て示しである。図示のように、広い周波数範囲に渡って
、平たんな周波数応答が得られており、コーナー周波数
、すなわち電圧利得が一３ｄＢとなる周波数は約７００
ＭＩＩｚとなっている。コーナー周波数付近で若干特性
があばれているのは、高速アンプＤＨＦＡ内部の高周波
回路的な要因による。

直流電圧入力において電圧利得が、約１ｎａＶのオフセ
ット電圧分を除いて、正確に１であることは、入力及び
出力端子の電圧を測定することにより確認した。

第８図に１００Ｈｚから１３ＭＩＩｚの周波数について
、電圧利得の誤差の測定結果を示す。ここで、誤差零は
電圧利得１を示す。オペアンプＯＰＡと高速アンプＤＨ
ＦＡの増１４１に関する割合は、約ＩＭｌｉｚを境とし
て切替っているが、この周波数領域に於ても０．１％以
下の高い電圧精度が得られていることが確認される。こ
の特性曲線を詳細に調べると、切替りの周波数に於て、
小さな特性あばれが見出されるが、このあばれは０．１
％以下の小さなものである。これは、高速アンプＤＨＦ
Ａの入力Ｓ。

から入力Ｓ、に至って、トランジスタＱ５の接合容量等
による微小な信号の漏洩があるためであり、本発明の手
法に起因するものではない。また、この周波数の前後で
、特性のレベルに約０．０５％の差があるのは、低周波
信号に対しては回路の負帰還に関する開利得が７０ｄＢ
以上と高いのに対し、高周波数信号に対しては、約７０
ｄＢと低周波に比べるも低いために生じている現象であ
り、高速アンプの利得を変化させることによりいわば任
意に増減できるものであって、本発明の手法とは無縁で
ある。

さらに、約１０ＭＨｚ以上で誤差が増大して行くのは、
コーナー周波数に向かって利得が低下する現象であり、
増巾器一般のものであって、また、得られた特性は理想
的なものである。

第９図に本実施例の入出力信号の位相の周波数特性を示
す。切替りの周波数における位相特性の乱れは１．５度
と小さく、その前後の周波数での位相差は０．１度以下
でほとんど測定できなかった。

より高い周波数における特性は電圧利得の特性と同じで
あり、本回路の特性が優良なることを裏付けている。

また、この切替りの周波数における電圧利得の誤差、及
び、位相の乱れは、許容誤差５％のみの部品をもって実
現できたことは特徴的である。第６図の回路中、周波数
の選択性を持つ素子はコンデンサＣ２であり、この容量
値によって切替りの周波数が決定されるが、この容量値
を倍、そして半分に変更しても２、切替りの周波数の特
性にほとんど差異を生じなかった。したがって、本回路
は、切替りの周波数に於て本質的に乱れを生しない性質
を持っていることが判る。

実施例の回路では、コーナー周波数５００ＭＩＩｚ、直
流−３ＭＨｚにおける電圧利得誤差最大０．１％、これ
に付随する位相の回転２度以下という特性が実現されて
いる。これは従来技術において実現された、電圧利得の
乱れ６ｄＢを大幅に改善するものである。また、本発明
に於ては、この特性の乱れは本質的に生じないものであ
るので、使用する素子には、精度の高いものなど高い電
圧利得精度を維持するための特別なものを一切必要とし
ない。

本実施例において、高速アンプの初段は、トランジスタ
１個で構成しているが、これを、通例子（行なわれるよ
うに、差動増巾器としても、本発明は同様に使用するこ
とができる。また、回路の他の部分が他の回路構成によ
っていても、使用する能動素子等がトランジスタでなく
他の種類のものであっても、本発明の手法の適用には影
♂がないことは言うまでもない。

〔発明の効果〕

本発明によれば、広い周波数範囲に渡って、高い電圧利
得精度を有するバッファを実現することができる。

高速バッファに用いられる複合型増ｌＪ器に於て、高周
波信号の増巾に関与する高速アンプに３つの入力端子を
設けたことによって、高速アンプにおいても、直流乃至
低周波の信号の増巾に関与するオペアンプにおいても、
互いに干渉することなく負帰還を施すことが可能となっ
た。

このため、本発明のバッファでは、対象とする周波数範
囲の全域に渡って、両増巾器の切替りの周波数であばれ
を生ずることなく、高い電圧利得精度を実現することが
可能となった。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例図、第２図、第４図は従来例図
、第３図、第５図はその特性説明図、第６図は本発明の
具体的な実施例図、第７図〜第９図はその特性側図であ
る。 ＯＰＡ・・・オペアンプ、ｃ２・・・コンデンサ、Ｄ　
１−（ＦＡ・・・差動形高周波（高速）アンプ。 代理人　弁理士　　秋　本　正　実 第　１　図 第２図 第　３　図 察４図 第　５　図 周波数ｆ−［）−／Ｚｌ 第　６　図 第７図 第　８　図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、外部から印加される入力信号と、 該入力信号の中の直流乃至低周波領域の信号と負帰還信
   号との差分を出力するオペアンプと、互いに独立した第
   １、第２、第３の入力端子を持ち、上記入力信号をコン
   デンサを介して第１の入力端子に取込み、上記オペアン
   プの出力を第２の入力端子に取込み、負帰還信号を第３
   の入力端子に取込み、出力信号として入力信号相当値を
   外部へ出力すると共に、該出力信号を上記オペアンプへ
   の負帰還信号として、及び第３の入力端子への負帰還信
   号として帰還させてなる高周波アンプと、 より成る複合形の広帯域バッファ増巾器。 ２、外部から印加される入力信号と、 該入力信号の中の直流乃至低周波領域の信号と負帰還信
   号との差分を出力するオペアンプと、上記入力信号がコ
   ンデンサを介してベース端子に印加され、上記オペアン
   プの出力がコレクタ端子に印加され、帰還信号がエミッ
   タ端に印加されてなる第１のトランジスタと、該トラン
   ジスタのコレクタ出力信号がベース端子に印加され、エ
   ミッタ端子に定電流回路が負荷として接続されてなる第
   ２のトランジスタと、該第２のトランジスタのエミッタ
   端に接続された電力増巾器と、該電力増巾器の出力を外
   部へ出力信号として出力させると共に、該増巾器の出力
   を上記オペアンプへの負帰還信号として、且つ、該増巾
   器の出力を上記第１のトランジスタのエミッタへの帰還
   信号として印加せしめる手段と、より成る高周波アンプ
   と、より成る複合形の広帯域バッファ増巾器。