JPS626427B2 - - Google Patents
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- JPS626427B2 JPS626427B2 JP55052354A JP5235480A JPS626427B2 JP S626427 B2 JPS626427 B2 JP S626427B2 JP 55052354 A JP55052354 A JP 55052354A JP 5235480 A JP5235480 A JP 5235480A JP S626427 B2 JPS626427 B2 JP S626427B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
この発明は高周波スイツチング回路に関する。
近年、電子計算機の周辺機器や一般通信機用電
源の仕様として小電圧、大電流が要求され、小
形、軽量、高効率という利点を持つシングルエン
ドスイツチング式回路を用いたスイツチング式電
源が多く使われている。 シングルエンドのスイツチング式電源は制御回
路が簡単で部品点数も少なく小形、軽量、低価格
化に適している。更に最近は単一トランジスタで
大電流、高耐圧のものが安価で入手できるように
なり、シングルエンドのスイツチング回路でも大
電力が扱えるようになつてきている。 シングルエンドのスイツチング回路の基本回路
の種類はIEEE Power Electronics Specialist
Conference―1977の記録（カタログNo.77CH1213
―8AES）の160頁“Ａ New Optimum
Topolog Switching DC―TO―DC Converter”
にあるように４種類ある。即ち(i)Buck Power
Stage形、(ii)Boost Power Stage形、(iii)Buck―
Boost Power Stage形、(iv)Boost―Buck―Power
Stage形である。しかしながら、これらの回路方
式はいずれもスイツチング周波数が20KHz以下
のように低い場合には大きな問題は生じないが、
150KHz程度の高い場合には、電力伝送用変成器
の洩れインダクタンスやスイツチング素子の浮遊
容量の影響によりスイツチング素子の両端の電圧
波形及び電流波形に過渡応答の重畳する割合が大
きくなり、電圧波形が矩形から台形に変わり、そ
の結果電圧、電流波形に互いに交叉する部分が生
じスイツチング損失が増大する。スイツチング損
失が増大すると電力変換効率が劣化するとともに
大量の発熱が起こる。このため大きな放熱板を必
要とし電源装置の形状を大きくすることが必要と
なる。また変成器の洩れインダクタンスは電力伝
送路に縦に入るために電力伝送を妨げるための無
効電力が増大し容量の大きな変成器が必要にな
る。 一方上記の４種類のスイツチング方式のうち(i)
のBuck Power Stage形以外のものはスイツチン
グ素子が非導通の期間に入力電力を負荷に供給
し、導通期間は供給しないような構成であるた
め、変成器が電力伝送用として設計できない、ま
たスイツチング素子の導通期間を長くできないな
どの問題がある。 本発明は、これらの点に鑑みてなされたもの
で、スイツチング周波数が150KHz程度に高くな
つてもスイツチング損失が少なく、かつスイツチ
ング素子が導通時に入力電力を負荷に供給でき変
成器が電力伝送に重点をおいた設計ができるよう
にした高周波スイツチング回路を提供することを
目的とするものである。 すなわち本発明はスイツチング素子の浮遊容量
を減少させるのではなく、逆にスイツチング素子
に並列にスイツチング素子の浮遊容量よりも十分
大きな容量を接続し、スイツチング素子が遮断し
たときその両端の電圧の立上り傾斜をゆるやかに
し、前述の電波波形と電圧波形との交叉面積を少
なくしてスイツチング素子の非導通時のスイツチ
損失を減少させるとともに、さらに上記接続した
容量および電力伝送用変成器のインダクタンスの
値を適切に選定し、スイツチング素子が次に導通
となる前にその両端の電圧が零電位になるように
することによりスイツチング素子の導通時の損失
をなくするようにしたものである。またさらに、
整流ダイオードの接続極性をスイツチング素子が
導通している期間に導通するように接続すること
により、スイツチング素子が導通している期間入
力電力が負荷に供給されるようにして変成器の設
計を電力伝送用として設計できるようにして効率
をさらに向上させるようにしたものである。 以下、この発明を実施例により詳細に説明す
る。第１図はこの発明の一実施例を示す回路構成
図である。１は入力直流電源であり、この両端に
電力伝達用変成器２の一次側インダクタンス３を
介してスイツチング素子としてのトランジスタ６
が接続されている。このトランジスタ６のベース
にはパルスゼネレータ７が接続されており、この
パルスゼネレータ７から供給されるパルス信号に
よりトランジスタ６がスイツチングし、コレク
タ・エミツタ間にそのスイツチングに応じた電圧
が発生する。この電圧は変成器２の一次側に供給
される。変成器２は等価的に一次側インダクタン
ス３と、二次側インダクタンスおよび変成器自身
の漏れインダクタンスの和を一次側へ換算したイ
ンダクタンス４と、理想変成器５とで表わされ
る。この変成器２の二次側に発生する電圧は整流
ダイオード８および平滑コンデンサ９で直流化さ
れて出力端子１０，１１に負荷１２への直流出力
として取り出される。 このようなシングルエンドスイツチング回路の
基本構成において、本発明ではさらに前記トラン
ジスタ６のコレクタ・エミツタ間に共振用コンデ
ンサ１３およびダンパーダイオード１４が接続さ
れ、かつ前記整流ダイオード８はアノードを出力
端子１０側に、カソードを変成器２側にして接続
されており、トランジスタ６が導通の期間に同じ
く導通し、電流が入力直流電源から変成器２、負
荷１２を介して整流ダイオード８に流れ込むよう
に構成されている。 次に上記構成におけるトランジスタ６のスイツ
チング周期Ｔ、共振用コンデンサ１３の容量値
Ｃ、変成器２の一次側インダクタンス３の値
L1、洩れインダクタンス４の値L2、又定常出力
電圧Eout等の概略設定条件を説明する。まず共
振用コンデンサ１３と変成器２の一次側インダク
タンス３の共振周波数はほぼトランジスタ６のス
イツチング周波数に合わせる。又共振用コンデン
サ１３の容量値はトランジスタ６のコレクタ・エ
ミツタ間浮遊容量の値よりも十分大きく選ぶ。更
に出力電圧Eoutは変成器２の一次側に換算され
た値nEoutが入力直流電源１の電圧Einより小さ
くなるようにする。又、変成器２の洩れインダク
タンス４の値L2は一次側インダクタンス３の値
L1を中心に0.1倍〜５倍程度に選ぶ。 以上の設定条件のもとに本発明の回路動作を第
２図および第３図を参照しながら説明する。 (1) ｔ＝０〜Ton期間 まず第２図ａに示すように時刻ｔ＝０にトラ
ンジスタ６にパルスゼネレータ７よりスイツチ
ングパルスが印加されると、トランジスタ６が
導通し、上記設定条件により入・出力電圧の大
小関係がEin＞nEoutであることから、整流ダ
イオード８が導通し、その等価回路は第３図ａ
のように書ける。従つて第２図ｂに示すように
トランジスタ６に流れる電流icは直線的に増加
する。一方負荷１２を流れる電流ｉlは一次側
換算で第２図ｅに示すようにある初期値ｉl
（ｏ）から同様に直線的に増加する。 (2) ｔ＝Ton〜τ１期間 次にｔ＝Tonでトランジスタ６へのスイツチ
ングパルスの供給が停止すると、トランジスタ
６が非導通となり電流icは第２図ｂのように零
となる。以後その等価回路は第３図ｂに示すよ
うに共振用コンデンサ１３を含むものとなる。
トランジスタ６が遮断するとトランジスタ６に
は電流icが流れなくなるが、各インダクタンス
３，４には電流が流れているので、トランジス
タ６が非導通になつたのちその勢いで電流が流
れ共振用コンデンサ１３を充電し始める。これ
により共振用コンデンサ１３の両端の電圧vc
は第２図ｃに示すように時刻ｔ＝Tonより上昇
しはじめ、時刻ｔ＝τ１において洩れインダク
タンスＬlの端子電圧ｖLlとの和が入力・出力電
圧の関係（Ein―nEout）と等しくなる。一方
変成器２の一次側に流れる電流ｉpは時刻ｔ＝
Ton以降各インダクタンス３，４の調和平均値
と共振用コンデンサ１３の値ｃとで共振し、ｔ
＝Ton〜τ１間で一度極大値をもつてから減少
し始める。しかしｔ＝τ１では零になり切れな
い。また変成器２の洩れインダクタンス４に流
れる電流ｉlはｔ＝τ１において整流用ダイオ
ード８が断になるので上記の共振の弧を描いて
ｔ＝τ１でピタリ零になつて止まる。 (3) 時刻ｔ＝τ１〜τ２期間 時刻ｔ＝τ１以降整流ダイオード８は遮断す
るので負荷回路が切り離され等価回路は第３図
ｃのようになる。時刻ｔ＝τ１で変成器２の一
次側インダクタンスに残つていた電流ｉpは共
振用コンデンサ１３を更に充電する。従つて共
振用コンデンサ１３の端子電圧vcはインダク
タンス３と共振して第２図ｃに示すようにさら
に上昇し極大値に達する。そしてこの後再び共
振用コンデンサ１３の電気エネルギーがインダ
クタンス３に戻つてくるので共振用コンデンサ
１３の端子電圧vcは降下し始め零電位に至る
まで継続する。上記の期間をｔ＝τ１〜τ２と
する。なおこの間変成器２の一次側インダクタ
ンス３に流れる電流ｉpは第２図ｄに示すよう
に上記共振用コンデンサ１３の端子電圧vcの
微分波形になる。 時刻ｔ＝τ２で共振用コンデンサ１３の端子
電圧vcが零になり、その後さらに負方向に振
り返そうとすると、このときダンパーダイオー
ド１４が導通する。このため共振用コンデンサ
１３の端子電圧vcは第２図ｃに示すように零
に固定される。そして等価回路は第３図ｄに示
すようになる。ダンパーダイオード１４が導通
すると、ｔ＝τ２で変成器２の一次側に流れて
いた電流ｉp（τ２）は慣性をもつて電源１に
戻される。またこのとき二次側負荷を径由して
整流ダイオード８を流れる電流ｉl（τ２）〜
ｉl（Ｔ）が第２図ｅに示すように｛Ein―
Eout／L2｝ｔで流れる。そしてこの状態はダ
ンパーダイオード１４に流れる電流が零にな
る、即ち（ip＋ｉl）が零になる時刻ｔ＝Ｔで
終了する。定常状態では時刻ｔ＝Ｔでの負荷電
流ｉl（Ｔ）は初期の負荷電流ｉl（Ｏ）と等し
くなつている。 以上で１周期の動作が終了し、以下は時刻ｔ＝
Ｔに再びパルスゼネレータ７よりスイツチングパ
ルスがトランジスタ６に印加され、上記と同様の
動作を繰り返す。 以上の説明から明らかなように本発明による
と、スイツチング素子であるトランジスタ６に並
列に共振用コンデンサ１３を接続することによつ
てトランジスタ６のコレクタ電圧（共振コンデン
サ１３の端子電圧）Vcの立上りの傾斜をゆるや
かにし、これにより第２図ｂおよびｃに示すよう
に電流波形icと電圧波形Vcとの交わりは非常に
少なくなり、スイツチング周波数は150KHz程度
の高周波においてもスイツチング損失を極めて小
さくすることができる。また多少スイツチングス
ピードが遅いスイツチング素子やトランジスタを
用いても高周波スイツチングが可能となる。 さらにまた本発明によると、トランジスタ６が
導通の期間ｔ＝０〜Tonおよびダンパーダイオー
ド１４の導通期間ｔ＝τ２―Ｔに負荷を供給する
ことができる。このことは変成器２を電力伝送用
として設計ができ大電力変換に大へん有利であ
る。すなわちスイツチング素子が非導通のとき負
荷に電力を供給するフライバツク方式のスイツチ
ング回路においては変成器一次側のインダクタン
スを小さくしなければならず、変成器のコアにモ
リブデンパーマロイ系のダストコア等の低μのコ
ア材を使うか、あるいはコア材として高μのもの
を使つた場合は変成器のギヤツプを大きくするこ
とが要求される。しかし低μのコア材は高価であ
りコスト高となる。また高μのコア材でギヤツプ
を大きくしたものは磁束の洩れが生じ、パワーの
ロス、発熱、トランスの絶縁破壊につながる。こ
れに対し本発明では一次インダクタンスを大きく
してもよく、従つて通常のフエライトコアーなど
の高μのコア材を使用でき、前述のような問題が
全く、大きな電力変換効率を得ることができる。 また本発明によると、電圧vcの立上り、立下
りがなめらかであるので、高調波が発生しにくい
ので、高調波による電磁障害が起こらないという
効果がある。 本発明を実現するには既に明らかなようにスイ
ツチング素子のスイツチング周期Ｔ、導通期間
Ton、共振用コンデンサの容量値Ｃ、変成器の一
次側インダクタンスL1、洩れインダクタンスL2
を適切に設定することが要求される。すなわちス
イツチング素子が非導通になつたのち共振用コン
デンサの端子電圧が徐々に立上つて、整流ダイオ
ードが非導通になるまで達し、整流ダイオードが
非導通になつたのちは変成器の一次側インダクタ
ンスとで決まる共振特性を示して徐々に下降し、
スイツチング素子が次に導通する前に零に達する
ような動作（準Ｅ級動作）を行うように設定する
必要がある。 これには電圧vcの立下り波形が重要である。
すなわち電圧vcの立下り波形については共振用
コンデンサを設けることでその傾斜はなめらかに
できるが、立下り波形については共振特性に依存
するのでこの共振特性を適切に設定することが必
要である。つまり、共振特性により下降した電圧
vcがスイツチング素子が次に導通する時点より
前に零電位に達するように設定する必要がある。 このためには第４図に示すように電圧vcの零
クロス点の電圧傾斜S1／rad＝−１／Ｖｍａｘ（ｄｖ／
ｄθ）〔但 しVmax：最大電位、θ＝ωｔ〕が０＜Ｓ＜１と
なるように設定することが条件となり、この条件
を満すように、Ｃ，L1，L2，Ton／Ｔを設定する
ことが必要である。第５図は０＜Ｓ＜１を満足す
る条件を求めたものである。図から明らかのよう
にＬ２／Ｌ１が例えば10以上のように非常に大きいとき はｆ・Ton（但し
源の仕様として小電圧、大電流が要求され、小
形、軽量、高効率という利点を持つシングルエン
ドスイツチング式回路を用いたスイツチング式電
源が多く使われている。 シングルエンドのスイツチング式電源は制御回
路が簡単で部品点数も少なく小形、軽量、低価格
化に適している。更に最近は単一トランジスタで
大電流、高耐圧のものが安価で入手できるように
なり、シングルエンドのスイツチング回路でも大
電力が扱えるようになつてきている。 シングルエンドのスイツチング回路の基本回路
の種類はIEEE Power Electronics Specialist
Conference―1977の記録（カタログNo.77CH1213
―8AES）の160頁“Ａ New Optimum
Topolog Switching DC―TO―DC Converter”
にあるように４種類ある。即ち(i)Buck Power
Stage形、(ii)Boost Power Stage形、(iii)Buck―
Boost Power Stage形、(iv)Boost―Buck―Power
Stage形である。しかしながら、これらの回路方
式はいずれもスイツチング周波数が20KHz以下
のように低い場合には大きな問題は生じないが、
150KHz程度の高い場合には、電力伝送用変成器
の洩れインダクタンスやスイツチング素子の浮遊
容量の影響によりスイツチング素子の両端の電圧
波形及び電流波形に過渡応答の重畳する割合が大
きくなり、電圧波形が矩形から台形に変わり、そ
の結果電圧、電流波形に互いに交叉する部分が生
じスイツチング損失が増大する。スイツチング損
失が増大すると電力変換効率が劣化するとともに
大量の発熱が起こる。このため大きな放熱板を必
要とし電源装置の形状を大きくすることが必要と
なる。また変成器の洩れインダクタンスは電力伝
送路に縦に入るために電力伝送を妨げるための無
効電力が増大し容量の大きな変成器が必要にな
る。 一方上記の４種類のスイツチング方式のうち(i)
のBuck Power Stage形以外のものはスイツチン
グ素子が非導通の期間に入力電力を負荷に供給
し、導通期間は供給しないような構成であるた
め、変成器が電力伝送用として設計できない、ま
たスイツチング素子の導通期間を長くできないな
どの問題がある。 本発明は、これらの点に鑑みてなされたもの
で、スイツチング周波数が150KHz程度に高くな
つてもスイツチング損失が少なく、かつスイツチ
ング素子が導通時に入力電力を負荷に供給でき変
成器が電力伝送に重点をおいた設計ができるよう
にした高周波スイツチング回路を提供することを
目的とするものである。 すなわち本発明はスイツチング素子の浮遊容量
を減少させるのではなく、逆にスイツチング素子
に並列にスイツチング素子の浮遊容量よりも十分
大きな容量を接続し、スイツチング素子が遮断し
たときその両端の電圧の立上り傾斜をゆるやかに
し、前述の電波波形と電圧波形との交叉面積を少
なくしてスイツチング素子の非導通時のスイツチ
損失を減少させるとともに、さらに上記接続した
容量および電力伝送用変成器のインダクタンスの
値を適切に選定し、スイツチング素子が次に導通
となる前にその両端の電圧が零電位になるように
することによりスイツチング素子の導通時の損失
をなくするようにしたものである。またさらに、
整流ダイオードの接続極性をスイツチング素子が
導通している期間に導通するように接続すること
により、スイツチング素子が導通している期間入
力電力が負荷に供給されるようにして変成器の設
計を電力伝送用として設計できるようにして効率
をさらに向上させるようにしたものである。 以下、この発明を実施例により詳細に説明す
る。第１図はこの発明の一実施例を示す回路構成
図である。１は入力直流電源であり、この両端に
電力伝達用変成器２の一次側インダクタンス３を
介してスイツチング素子としてのトランジスタ６
が接続されている。このトランジスタ６のベース
にはパルスゼネレータ７が接続されており、この
パルスゼネレータ７から供給されるパルス信号に
よりトランジスタ６がスイツチングし、コレク
タ・エミツタ間にそのスイツチングに応じた電圧
が発生する。この電圧は変成器２の一次側に供給
される。変成器２は等価的に一次側インダクタン
ス３と、二次側インダクタンスおよび変成器自身
の漏れインダクタンスの和を一次側へ換算したイ
ンダクタンス４と、理想変成器５とで表わされ
る。この変成器２の二次側に発生する電圧は整流
ダイオード８および平滑コンデンサ９で直流化さ
れて出力端子１０，１１に負荷１２への直流出力
として取り出される。 このようなシングルエンドスイツチング回路の
基本構成において、本発明ではさらに前記トラン
ジスタ６のコレクタ・エミツタ間に共振用コンデ
ンサ１３およびダンパーダイオード１４が接続さ
れ、かつ前記整流ダイオード８はアノードを出力
端子１０側に、カソードを変成器２側にして接続
されており、トランジスタ６が導通の期間に同じ
く導通し、電流が入力直流電源から変成器２、負
荷１２を介して整流ダイオード８に流れ込むよう
に構成されている。 次に上記構成におけるトランジスタ６のスイツ
チング周期Ｔ、共振用コンデンサ１３の容量値
Ｃ、変成器２の一次側インダクタンス３の値
L1、洩れインダクタンス４の値L2、又定常出力
電圧Eout等の概略設定条件を説明する。まず共
振用コンデンサ１３と変成器２の一次側インダク
タンス３の共振周波数はほぼトランジスタ６のス
イツチング周波数に合わせる。又共振用コンデン
サ１３の容量値はトランジスタ６のコレクタ・エ
ミツタ間浮遊容量の値よりも十分大きく選ぶ。更
に出力電圧Eoutは変成器２の一次側に換算され
た値nEoutが入力直流電源１の電圧Einより小さ
くなるようにする。又、変成器２の洩れインダク
タンス４の値L2は一次側インダクタンス３の値
L1を中心に0.1倍〜５倍程度に選ぶ。 以上の設定条件のもとに本発明の回路動作を第
２図および第３図を参照しながら説明する。 (1) ｔ＝０〜Ton期間 まず第２図ａに示すように時刻ｔ＝０にトラ
ンジスタ６にパルスゼネレータ７よりスイツチ
ングパルスが印加されると、トランジスタ６が
導通し、上記設定条件により入・出力電圧の大
小関係がEin＞nEoutであることから、整流ダ
イオード８が導通し、その等価回路は第３図ａ
のように書ける。従つて第２図ｂに示すように
トランジスタ６に流れる電流icは直線的に増加
する。一方負荷１２を流れる電流ｉlは一次側
換算で第２図ｅに示すようにある初期値ｉl
（ｏ）から同様に直線的に増加する。 (2) ｔ＝Ton〜τ１期間 次にｔ＝Tonでトランジスタ６へのスイツチ
ングパルスの供給が停止すると、トランジスタ
６が非導通となり電流icは第２図ｂのように零
となる。以後その等価回路は第３図ｂに示すよ
うに共振用コンデンサ１３を含むものとなる。
トランジスタ６が遮断するとトランジスタ６に
は電流icが流れなくなるが、各インダクタンス
３，４には電流が流れているので、トランジス
タ６が非導通になつたのちその勢いで電流が流
れ共振用コンデンサ１３を充電し始める。これ
により共振用コンデンサ１３の両端の電圧vc
は第２図ｃに示すように時刻ｔ＝Tonより上昇
しはじめ、時刻ｔ＝τ１において洩れインダク
タンスＬlの端子電圧ｖLlとの和が入力・出力電
圧の関係（Ein―nEout）と等しくなる。一方
変成器２の一次側に流れる電流ｉpは時刻ｔ＝
Ton以降各インダクタンス３，４の調和平均値
と共振用コンデンサ１３の値ｃとで共振し、ｔ
＝Ton〜τ１間で一度極大値をもつてから減少
し始める。しかしｔ＝τ１では零になり切れな
い。また変成器２の洩れインダクタンス４に流
れる電流ｉlはｔ＝τ１において整流用ダイオ
ード８が断になるので上記の共振の弧を描いて
ｔ＝τ１でピタリ零になつて止まる。 (3) 時刻ｔ＝τ１〜τ２期間 時刻ｔ＝τ１以降整流ダイオード８は遮断す
るので負荷回路が切り離され等価回路は第３図
ｃのようになる。時刻ｔ＝τ１で変成器２の一
次側インダクタンスに残つていた電流ｉpは共
振用コンデンサ１３を更に充電する。従つて共
振用コンデンサ１３の端子電圧vcはインダク
タンス３と共振して第２図ｃに示すようにさら
に上昇し極大値に達する。そしてこの後再び共
振用コンデンサ１３の電気エネルギーがインダ
クタンス３に戻つてくるので共振用コンデンサ
１３の端子電圧vcは降下し始め零電位に至る
まで継続する。上記の期間をｔ＝τ１〜τ２と
する。なおこの間変成器２の一次側インダクタ
ンス３に流れる電流ｉpは第２図ｄに示すよう
に上記共振用コンデンサ１３の端子電圧vcの
微分波形になる。 時刻ｔ＝τ２で共振用コンデンサ１３の端子
電圧vcが零になり、その後さらに負方向に振
り返そうとすると、このときダンパーダイオー
ド１４が導通する。このため共振用コンデンサ
１３の端子電圧vcは第２図ｃに示すように零
に固定される。そして等価回路は第３図ｄに示
すようになる。ダンパーダイオード１４が導通
すると、ｔ＝τ２で変成器２の一次側に流れて
いた電流ｉp（τ２）は慣性をもつて電源１に
戻される。またこのとき二次側負荷を径由して
整流ダイオード８を流れる電流ｉl（τ２）〜
ｉl（Ｔ）が第２図ｅに示すように｛Ein―
Eout／L2｝ｔで流れる。そしてこの状態はダ
ンパーダイオード１４に流れる電流が零にな
る、即ち（ip＋ｉl）が零になる時刻ｔ＝Ｔで
終了する。定常状態では時刻ｔ＝Ｔでの負荷電
流ｉl（Ｔ）は初期の負荷電流ｉl（Ｏ）と等し
くなつている。 以上で１周期の動作が終了し、以下は時刻ｔ＝
Ｔに再びパルスゼネレータ７よりスイツチングパ
ルスがトランジスタ６に印加され、上記と同様の
動作を繰り返す。 以上の説明から明らかなように本発明による
と、スイツチング素子であるトランジスタ６に並
列に共振用コンデンサ１３を接続することによつ
てトランジスタ６のコレクタ電圧（共振コンデン
サ１３の端子電圧）Vcの立上りの傾斜をゆるや
かにし、これにより第２図ｂおよびｃに示すよう
に電流波形icと電圧波形Vcとの交わりは非常に
少なくなり、スイツチング周波数は150KHz程度
の高周波においてもスイツチング損失を極めて小
さくすることができる。また多少スイツチングス
ピードが遅いスイツチング素子やトランジスタを
用いても高周波スイツチングが可能となる。 さらにまた本発明によると、トランジスタ６が
導通の期間ｔ＝０〜Tonおよびダンパーダイオー
ド１４の導通期間ｔ＝τ２―Ｔに負荷を供給する
ことができる。このことは変成器２を電力伝送用
として設計ができ大電力変換に大へん有利であ
る。すなわちスイツチング素子が非導通のとき負
荷に電力を供給するフライバツク方式のスイツチ
ング回路においては変成器一次側のインダクタン
スを小さくしなければならず、変成器のコアにモ
リブデンパーマロイ系のダストコア等の低μのコ
ア材を使うか、あるいはコア材として高μのもの
を使つた場合は変成器のギヤツプを大きくするこ
とが要求される。しかし低μのコア材は高価であ
りコスト高となる。また高μのコア材でギヤツプ
を大きくしたものは磁束の洩れが生じ、パワーの
ロス、発熱、トランスの絶縁破壊につながる。こ
れに対し本発明では一次インダクタンスを大きく
してもよく、従つて通常のフエライトコアーなど
の高μのコア材を使用でき、前述のような問題が
全く、大きな電力変換効率を得ることができる。 また本発明によると、電圧vcの立上り、立下
りがなめらかであるので、高調波が発生しにくい
ので、高調波による電磁障害が起こらないという
効果がある。 本発明を実現するには既に明らかなようにスイ
ツチング素子のスイツチング周期Ｔ、導通期間
Ton、共振用コンデンサの容量値Ｃ、変成器の一
次側インダクタンスL1、洩れインダクタンスL2
を適切に設定することが要求される。すなわちス
イツチング素子が非導通になつたのち共振用コン
デンサの端子電圧が徐々に立上つて、整流ダイオ
ードが非導通になるまで達し、整流ダイオードが
非導通になつたのちは変成器の一次側インダクタ
ンスとで決まる共振特性を示して徐々に下降し、
スイツチング素子が次に導通する前に零に達する
ような動作（準Ｅ級動作）を行うように設定する
必要がある。 これには電圧vcの立下り波形が重要である。
すなわち電圧vcの立下り波形については共振用
コンデンサを設けることでその傾斜はなめらかに
できるが、立下り波形については共振特性に依存
するのでこの共振特性を適切に設定することが必
要である。つまり、共振特性により下降した電圧
vcがスイツチング素子が次に導通する時点より
前に零電位に達するように設定する必要がある。 このためには第４図に示すように電圧vcの零
クロス点の電圧傾斜S1／rad＝−１／Ｖｍａｘ（ｄｖ／
ｄθ）〔但 しVmax：最大電位、θ＝ωｔ〕が０＜Ｓ＜１と
なるように設定することが条件となり、この条件
を満すように、Ｃ，L1，L2，Ton／Ｔを設定する
ことが必要である。第５図は０＜Ｓ＜１を満足す
る条件を求めたものである。図から明らかのよう
にＬ２／Ｌ１が例えば10以上のように非常に大きいとき はｆ・Ton（但し
【式】）がほとんど
零に近い値から大きい値まで０＜Ｓ＜１の条件を
満足することができるがＬ２／Ｌ１が小さくなるにした がつてＯ＜Ｓ＜１を満足するｆ・Tonの最小値が
制限されてくる。例えばＬ２／Ｌ１＝1.0ではｆ・Ton≧ 0.01、Ｌ２／Ｌ１＝0.1ではｆ・Ton≧0.09、Ｌ２／Ｌ１
＝0.05では ｆ・Ton≧0.275となる。これはL1がL2に対して
大きな値の場合にはｆ又はTonを大きな値にして
電圧vcが完全に零電位まで立下るに十分なエネ
ルギーをインダクタンスL1に蓄える必要がある
ことを示している。もしもこのような条件を満足
しないなら第４図中に破線で示すように電圧vc
は零電位まで達しないで再び上昇する共振特性を
示し、次にスイツチング素子が導通する時点に鋭
いスパイクが発生するとともにスイツチング損失
が増加する。従つて上記条件を満すようにＣ，
L1，L2，Ton／Ｔを設定することが必要である。 第６図は本発明の変形例を示すもので、共振用
コンデンサ１３が変成器２の一次側インダクタン
スL1の両端に接続されている。このように一次
側インダクタンスL1の両端に設けても動作的に
は同じであるが、過電流保護等のためにスイツチ
トランジスタ６がオフになりつぱなしになつた時
トランジスタ６の端子電圧が入力電圧Einになら
ないようにすることができ、再びトランジスタ６
がスイツチ動作を始めた時過大電流が流れるのを
防ぐことができる。 また同様に第１図の基本回路に於て整流用ダイ
オード８と変成器２の二次側端子との間にインダ
クタンスを挿入しても動作的には同じにできるの
で第７図に示すようにインダクタンス６０を設け
ることもできる。 以上のように本発明によると、スイツチング損
失が少なく、かつ電力伝送効率の良い高周波スイ
ツチング回路を提供することができる。
満足することができるがＬ２／Ｌ１が小さくなるにした がつてＯ＜Ｓ＜１を満足するｆ・Tonの最小値が
制限されてくる。例えばＬ２／Ｌ１＝1.0ではｆ・Ton≧ 0.01、Ｌ２／Ｌ１＝0.1ではｆ・Ton≧0.09、Ｌ２／Ｌ１
＝0.05では ｆ・Ton≧0.275となる。これはL1がL2に対して
大きな値の場合にはｆ又はTonを大きな値にして
電圧vcが完全に零電位まで立下るに十分なエネ
ルギーをインダクタンスL1に蓄える必要がある
ことを示している。もしもこのような条件を満足
しないなら第４図中に破線で示すように電圧vc
は零電位まで達しないで再び上昇する共振特性を
示し、次にスイツチング素子が導通する時点に鋭
いスパイクが発生するとともにスイツチング損失
が増加する。従つて上記条件を満すようにＣ，
L1，L2，Ton／Ｔを設定することが必要である。 第６図は本発明の変形例を示すもので、共振用
コンデンサ１３が変成器２の一次側インダクタン
スL1の両端に接続されている。このように一次
側インダクタンスL1の両端に設けても動作的に
は同じであるが、過電流保護等のためにスイツチ
トランジスタ６がオフになりつぱなしになつた時
トランジスタ６の端子電圧が入力電圧Einになら
ないようにすることができ、再びトランジスタ６
がスイツチ動作を始めた時過大電流が流れるのを
防ぐことができる。 また同様に第１図の基本回路に於て整流用ダイ
オード８と変成器２の二次側端子との間にインダ
クタンスを挿入しても動作的には同じにできるの
で第７図に示すようにインダクタンス６０を設け
ることもできる。 以上のように本発明によると、スイツチング損
失が少なく、かつ電力伝送効率の良い高周波スイ
ツチング回路を提供することができる。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は
その動作波形図、第３図は各動作期間の等価回路
図、第４図は本発明の回路の設計、条件を説明す
るためのスイツチング素子両端の電圧波形図、第
５図は本発明回路における各部の数値の選定条件
を説明するためのグラフ図、第６図および第７図
は本発明の他の実施例を示す図である。 １…入力直流電源、２…変成器、６…トランジ
スタ（スイツチング素子）、８…整流ダイオー
ド、９…平滑コンデンサ、１３…共振用コンデン
サ、１４…ダンパーダイオード。
その動作波形図、第３図は各動作期間の等価回路
図、第４図は本発明の回路の設計、条件を説明す
るためのスイツチング素子両端の電圧波形図、第
５図は本発明回路における各部の数値の選定条件
を説明するためのグラフ図、第６図および第７図
は本発明の他の実施例を示す図である。 １…入力直流電源、２…変成器、６…トランジ
スタ（スイツチング素子）、８…整流ダイオー
ド、９…平滑コンデンサ、１３…共振用コンデン
サ、１４…ダンパーダイオード。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流電源と、この直流電源に変成器の一次側
巻線を介して接続されたスイツチング素子と、こ
のスイツチング素子又は前記変成器の一次側巻線
に並列に接続された共振用コンデンサと、前記変
成器の二次側巻線に生ずる電圧を整流する整流用
ダイオードと、前記スイツチング素子にスイツチ
ングパルスを供給する手段とを備え、前記整流ダ
イオードを前記スイツチング素子の閉成期間に導
通するような接続方向としたことを特徴とする高
周波スイツチング回路。 ２ 変成器の一次側巻線インダクタンスL1と洩
れインダクタンスL2との比L2／L1が0.05以上であ
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
高周波スイツチング回路。 ３ 共振用コンデンサと変成器一次側巻線とで形
成される共振回路の共振出力がスイツチング素子
の開放後立ち上がり、スイツチング素子が閉成さ
れる前に零電位に戻るような共振特性を有するよ
う共振用コンデンサ容量および変成器一次巻線イ
ンダクタンスを選定したことを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載の高周波スイツチング回路。 ４ 共振用コンデンサと変成器一次巻線とで形成
される共振回路の共振出力の零クロス点の電圧傾
斜Ｓ〔１／vad〕が０＜Ｓ＜１となるように共振
用コンデンサ容量および変成器一次巻線インダク
タンスを選定したことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の高周波スイツチング回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5235480A JPS56150968A (en) | 1980-04-22 | 1980-04-22 | Switching circuit of single end high frequency |
| US06/255,094 US4383292A (en) | 1980-04-22 | 1981-04-17 | Single-ended switching converter |
| CA000375849A CA1166308A (en) | 1980-04-22 | 1981-04-21 | Single-ended switching converter |
| EP81301761A EP0038712B1 (en) | 1980-04-22 | 1981-04-21 | Single-ended switching converter |
| DE8181301761T DE3166786D1 (en) | 1980-04-22 | 1981-04-21 | Single-ended switching converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5235480A JPS56150968A (en) | 1980-04-22 | 1980-04-22 | Switching circuit of single end high frequency |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56150968A JPS56150968A (en) | 1981-11-21 |
| JPS626427B2 true JPS626427B2 (ja) | 1987-02-10 |
Family
ID=12912467
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5235480A Granted JPS56150968A (en) | 1980-04-22 | 1980-04-22 | Switching circuit of single end high frequency |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4383292A (ja) |
| EP (1) | EP0038712B1 (ja) |
| JP (1) | JPS56150968A (ja) |
| CA (1) | CA1166308A (ja) |
| DE (1) | DE3166786D1 (ja) |
Families Citing this family (13)
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|---|---|---|---|---|
| CA1199062A (en) * | 1982-09-06 | 1986-01-07 | Gerben S. Hoeksma | Dc-to-ac voltage converter having galvanically separated input and output(s) |
| JPS6070968A (ja) * | 1983-09-26 | 1985-04-22 | Toshiba Corp | 高圧発生装置 |
| GB8333696D0 (en) * | 1983-12-17 | 1984-01-25 | Glasshome Ltd | Transistor amplifier |
| US4622627A (en) * | 1984-02-16 | 1986-11-11 | Theta-J Corporation | Switching electrical power supply utilizing miniature inductors integrally in a PCB |
| US4685041A (en) * | 1985-03-11 | 1987-08-04 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Resonant rectifier circuit |
| US4709316A (en) * | 1985-12-27 | 1987-11-24 | General Electric Company | Single-ended DC-to-DC converter with lossless switching |
| JPH03501917A (ja) * | 1987-10-29 | 1991-04-25 | リフアラ プロプライエタリー リミテッド | 高効率変換器 |
| US7236086B1 (en) | 1993-06-14 | 2007-06-26 | Vlt, Inc. | Power converter configuration, control, and construction |
| US7768371B2 (en) * | 1998-02-05 | 2010-08-03 | City University Of Hong Kong | Coreless printed-circuit-board (PCB) transformers and operating techniques therefor |
| US5920469A (en) * | 1998-04-13 | 1999-07-06 | Harvey; Philip C. | DC power supply operable from variable A.C. supply mains and utilizing minimally sized energy storage capacitor |
| CN110868071B (zh) | 2018-08-28 | 2021-01-26 | 台达电子工业股份有限公司 | 变换装置 |
| CN111525803B (zh) * | 2019-02-01 | 2021-10-26 | 台达电子工业股份有限公司 | 变换装置 |
| CN111525802B (zh) | 2019-02-01 | 2021-08-06 | 台达电子工业股份有限公司 | 变换装置 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2915710A (en) * | 1955-08-29 | 1959-12-01 | Westinghouse Electric Corp | Magnetic coupled transistor oscillator |
| GB778543A (en) * | 1956-01-27 | 1957-07-10 | Mullard Radio Valve Co Ltd | Improvements in or relating to direct current converters |
| US2996641A (en) * | 1957-01-30 | 1961-08-15 | Gen Electric | Cathode ray tube deflection circuit |
| US3366807A (en) * | 1964-11-27 | 1968-01-30 | Westinghouse Electric Corp | Fail-safe scanning circuits employing semiconductive switch in anode-gate circuit of three-electrode threshold switch for protection thereof |
| US4010535A (en) * | 1973-10-31 | 1977-03-08 | Victor Company Of Japan, Limited | Method of fabricating a voltage multiplier circuit assembly |
| JPS5813652Y2 (ja) * | 1974-10-21 | 1983-03-16 | ソニー株式会社 | コウアツハツセイカイロ |
| JPS5846903B2 (ja) * | 1975-06-03 | 1983-10-19 | ソニー株式会社 | スイヘイシユツリヨクカイロノイジヨウケンシユツカイロ |
-
1980
- 1980-04-22 JP JP5235480A patent/JPS56150968A/ja active Granted
-
1981
- 1981-04-17 US US06/255,094 patent/US4383292A/en not_active Expired - Lifetime
- 1981-04-21 DE DE8181301761T patent/DE3166786D1/de not_active Expired
- 1981-04-21 CA CA000375849A patent/CA1166308A/en not_active Expired
- 1981-04-21 EP EP81301761A patent/EP0038712B1/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3166786D1 (en) | 1984-11-29 |
| EP0038712A1 (en) | 1981-10-28 |
| CA1166308A (en) | 1984-04-24 |
| US4383292A (en) | 1983-05-10 |
| EP0038712B1 (en) | 1984-10-24 |
| JPS56150968A (en) | 1981-11-21 |
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