JPS6250001B2 - - Google Patents
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- JPS6250001B2 JPS6250001B2 JP55078301A JP7830180A JPS6250001B2 JP S6250001 B2 JPS6250001 B2 JP S6250001B2 JP 55078301 A JP55078301 A JP 55078301A JP 7830180 A JP7830180 A JP 7830180A JP S6250001 B2 JPS6250001 B2 JP S6250001B2
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- Japan
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- transistor
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- depletion
- transistors
- mode transistor
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- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 7
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- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
金属酸化膜半導体(MOS)素子を用いて直線
増巾器を提供することは難かしいことが証明され
ている。しかし、集積回路(IC)構造に対する
MOS化の試みは非常に効率がよく、そのため主
要な構造形態の1つとなつている。直線増巾器を
MOS IC素子に内蔵することが望ましいため、多
くの回路が試みられて来た。差動増巾器構成の最
も一般的な試みでは、バイポーラ・トランジスタ
技術において公知のロング・テール(long―
tailed)対構造とよく似た回路構造が用いられて
いる。MOS構造においては、1対のエンハンス
メント形トランジスタは出力を得る1対の空乏層
負荷素子と結合される。エンハンスメント形トラ
ンジスタは入力で差動的に駆動され、そのソース
は共通テール電流源と結合されている。このよう
な回路においては、共通モード範囲は制限され、
電源の電位は2つの閾値を越えなければならな
い。
増巾器を提供することは難かしいことが証明され
ている。しかし、集積回路(IC)構造に対する
MOS化の試みは非常に効率がよく、そのため主
要な構造形態の1つとなつている。直線増巾器を
MOS IC素子に内蔵することが望ましいため、多
くの回路が試みられて来た。差動増巾器構成の最
も一般的な試みでは、バイポーラ・トランジスタ
技術において公知のロング・テール(long―
tailed)対構造とよく似た回路構造が用いられて
いる。MOS構造においては、1対のエンハンス
メント形トランジスタは出力を得る1対の空乏層
負荷素子と結合される。エンハンスメント形トラ
ンジスタは入力で差動的に駆動され、そのソース
は共通テール電流源と結合されている。このよう
な回路においては、共通モード範囲は制限され、
電源の電位は2つの閾値を越えなければならな
い。
本発明の目的は、非常に大きな共通モード範囲
を有するMOS差動増巾器の提供にある。
を有するMOS差動増巾器の提供にある。
本発明の別の目的は、MOS IC構造に適しかつ
広範囲の電源電圧にわたつて動作可能な高利得形
直線増巾器の提供にある。
広範囲の電源電圧にわたつて動作可能な高利得形
直線増巾器の提供にある。
前記目的および他の目的は以下の如く構成され
た回路において達成される。4段の直結構造が使
用される。各段は直列接続されたデプレツシヨン
形トランジスタおよびエンハンスメント形トラン
ジスタからなる。その接合部のモードは段出力を
含み、デプレツシヨン形トランジスタ・ゲートは
段入力を生じる。第1段では、エンハンスメント
形トランジスタはそのゲートをそのドレンと結合
させ、1つの入力端子により駆動されるソースホ
ロワーとして作用するデプレツシヨン形トランジ
スタに対する負荷要素として機能する。第1段は
第2段のエンハンスメント形トランジスタのゲー
トを駆動する。この第2段のエンハンスメント形
トランジスタは第2の入力端子から駆動される。
このため、第1の2段はプツシユ・プル動作で駆
動され、第3段のエンハンスメント形トランジス
タのゲートを駆動する共通出力を有する。第3段
のデプレツシヨン・トランジスタは第1段と並列
に駆動される。第3段の出力は第4段のエンハン
スメント形トランジスタのゲートを駆動し、第4
段のデプレツシヨン形トランジスタは第2段と並
列に駆動される。もしデプレツシヨン形トランジ
スタが相互に整合しかつこれも又相互に整合する
エンハンスメント形トランジスタよりも高い閾値
電圧を有するように構成されるならば、この増巾
器は、一方の電源レールに結合されたエンハンス
メント形トランジスタのソース電位以下から他方
の電源レールと結合されたデプレツシヨン形トラ
ンジスタのドレン電位を十分に越える広範囲なモ
ード範囲を有する。このため、共通モード範囲は
電源スパンを遥かに越える。更に、本回路は、1
つのエンハンスメント形トランジスタの閾値程度
の低さから素子の破壊電位迄の供給電位において
動作する。
た回路において達成される。4段の直結構造が使
用される。各段は直列接続されたデプレツシヨン
形トランジスタおよびエンハンスメント形トラン
ジスタからなる。その接合部のモードは段出力を
含み、デプレツシヨン形トランジスタ・ゲートは
段入力を生じる。第1段では、エンハンスメント
形トランジスタはそのゲートをそのドレンと結合
させ、1つの入力端子により駆動されるソースホ
ロワーとして作用するデプレツシヨン形トランジ
スタに対する負荷要素として機能する。第1段は
第2段のエンハンスメント形トランジスタのゲー
トを駆動する。この第2段のエンハンスメント形
トランジスタは第2の入力端子から駆動される。
このため、第1の2段はプツシユ・プル動作で駆
動され、第3段のエンハンスメント形トランジス
タのゲートを駆動する共通出力を有する。第3段
のデプレツシヨン・トランジスタは第1段と並列
に駆動される。第3段の出力は第4段のエンハン
スメント形トランジスタのゲートを駆動し、第4
段のデプレツシヨン形トランジスタは第2段と並
列に駆動される。もしデプレツシヨン形トランジ
スタが相互に整合しかつこれも又相互に整合する
エンハンスメント形トランジスタよりも高い閾値
電圧を有するように構成されるならば、この増巾
器は、一方の電源レールに結合されたエンハンス
メント形トランジスタのソース電位以下から他方
の電源レールと結合されたデプレツシヨン形トラ
ンジスタのドレン電位を十分に越える広範囲なモ
ード範囲を有する。このため、共通モード範囲は
電源スパンを遥かに越える。更に、本回路は、1
つのエンハンスメント形トランジスタの閾値程度
の低さから素子の破壊電位迄の供給電位において
動作する。
別の回路の実施態様においては、カスケードデ
プレツシヨン形トランジスタ構成および最初の3
段のみが入力駆動される開回路構成が含まれる。
プレツシヨン形トランジスタ構成および最初の3
段のみが入力駆動される開回路構成が含まれる。
以下の説明においては、Nチヤンネル形MOS
トランジスタについて説明する。しかし、電源の
極性が反転されることを前提とすれば、Pチヤン
ネル形MOS素子も同様に使用することができ
る。典型的なNチヤンネル形IC構成において
は、エンハンスメント形トランジスタは通常約1
ボルトの閾値電圧を有する。デプレツシヨン形ト
ランジスタは、通常約―3ボルトの閾値電圧を有
する。このため、通常オンであるデプレツシヨン
形トランジスタにおいては、ゲート電圧はこれを
オフ状態にするには約3ボルト又はそれ以上ソー
ス電位よりも更に低くなければならない。以下に
説明する回路においては、デプレツシヨン形の閾
値はエンハンスメント形の閾値よりも大きいこと
が望ましい。このようなトランジスタ特性は従来
のNOS技術の典型例である。
トランジスタについて説明する。しかし、電源の
極性が反転されることを前提とすれば、Pチヤン
ネル形MOS素子も同様に使用することができ
る。典型的なNチヤンネル形IC構成において
は、エンハンスメント形トランジスタは通常約1
ボルトの閾値電圧を有する。デプレツシヨン形ト
ランジスタは、通常約―3ボルトの閾値電圧を有
する。このため、通常オンであるデプレツシヨン
形トランジスタにおいては、ゲート電圧はこれを
オフ状態にするには約3ボルト又はそれ以上ソー
ス電位よりも更に低くなければならない。以下に
説明する回路においては、デプレツシヨン形の閾
値はエンハンスメント形の閾値よりも大きいこと
が望ましい。このようなトランジスタ特性は従来
のNOS技術の典型例である。
第1図は本発明の基本回路を示す。電源VDD
は、端子10で正のレールと、また端子11で負
のレール(アース)と接続される。端子12は増
巾器出力を構成する。端子13と14はそれぞれ
反転入力および非反転入力を構成する。
は、端子10で正のレールと、また端子11で負
のレール(アース)と接続される。端子12は増
巾器出力を構成する。端子13と14はそれぞれ
反転入力および非反転入力を構成する。
トランジスタ16〜19は差動入力端子13と
14から交互に駆動されるデプレツシヨン形素子
である。これ等のトランジスタは全て同じサイズ
のものでありかつ整合状態の特性をもつものでな
ければならない。トランジスタ20〜23はエン
ハンスメント形トランジスタで、整合状態の特性
を有するように全て同一サイズでなければならな
い。トランジスタ16と20は、ソーズドレン電
極を図の如く結合させてソース・レールの両端に
直列接続されている。このような接続構成が全て
のトランジスタ回路において反復形成されるの
で、この約束については以下には繰返さない。ト
ランジスタ20のゲートは、ソース電位差に対す
るドレンが素子の閾値電圧と等しいかあるいはこ
れより大きい限りオンに切換えられるようにその
ドレンに対し接続されている。このため、トラン
ジスタ16と20は、トランジスタ20を負荷と
して作用させてトランジスタ21のゲートを駆動
するソースホロワとして反転入力により駆動され
る。トランジスタ17と21は差動入力によりプ
ツシユプル的に駆動される。トランジスタ21は
反転段として作用し、トランジスタ17は被駆動
負荷素子として作用する。トランジスタ21がイ
ンバータとして作用するため、差動入力はノード
25で増幅される。しかし、端子13と14にお
ける共通モード信号はノード25で打消す傾向を
有することが判る。
14から交互に駆動されるデプレツシヨン形素子
である。これ等のトランジスタは全て同じサイズ
のものでありかつ整合状態の特性をもつものでな
ければならない。トランジスタ20〜23はエン
ハンスメント形トランジスタで、整合状態の特性
を有するように全て同一サイズでなければならな
い。トランジスタ16と20は、ソーズドレン電
極を図の如く結合させてソース・レールの両端に
直列接続されている。このような接続構成が全て
のトランジスタ回路において反復形成されるの
で、この約束については以下には繰返さない。ト
ランジスタ20のゲートは、ソース電位差に対す
るドレンが素子の閾値電圧と等しいかあるいはこ
れより大きい限りオンに切換えられるようにその
ドレンに対し接続されている。このため、トラン
ジスタ16と20は、トランジスタ20を負荷と
して作用させてトランジスタ21のゲートを駆動
するソースホロワとして反転入力により駆動され
る。トランジスタ17と21は差動入力によりプ
ツシユプル的に駆動される。トランジスタ21は
反転段として作用し、トランジスタ17は被駆動
負荷素子として作用する。トランジスタ21がイ
ンバータとして作用するため、差動入力はノード
25で増幅される。しかし、端子13と14にお
ける共通モード信号はノード25で打消す傾向を
有することが判る。
トランジスタ18と22は次の段を構成する。
トランジスタ22はノード25から駆動される
が、負荷トランジスタ18は反転入力端子13か
ら駆動される。このため、これ等トランジスタ
は、差動入力信号は再びノード26で増幅するが
共通モード入力信号は打消す傾向にあるようにプ
ツシユプル的に駆動される。
トランジスタ22はノード25から駆動される
が、負荷トランジスタ18は反転入力端子13か
ら駆動される。このため、これ等トランジスタ
は、差動入力信号は再びノード26で増幅するが
共通モード入力信号は打消す傾向にあるようにプ
ツシユプル的に駆動される。
トランジスタ19と23は出力段を構成する。
反転トランジスタ23はノード26から駆動さ
れ、その負荷トランジスタ19は非反転入力端子
14から駆動される。この段も又、差動入力が端
子12において増幅し共通モード信号は打消し合
うようにプツシユプル的に駆動される。
反転トランジスタ23はノード26から駆動さ
れ、その負荷トランジスタ19は非反転入力端子
14から駆動される。この段も又、差動入力が端
子12において増幅し共通モード信号は打消し合
うようにプツシユプル的に駆動される。
カスケード接続された共通ソース増巾器として
作用するトランジスタ21,22,23は実質的
な利得を提供することができる。その負荷トラン
ジスタはプツシユプル的に駆動されるため、差動
入力端子13,14から出力端子12に対してか
なりの利得が生じる。数百程度の利得値は容易に
達成される。
作用するトランジスタ21,22,23は実質的
な利得を提供することができる。その負荷トラン
ジスタはプツシユプル的に駆動されるため、差動
入力端子13,14から出力端子12に対してか
なりの利得が生じる。数百程度の利得値は容易に
達成される。
共通モード作用を示すため、端子13と14は
一緒に接地されるものと仮定する。トランジスタ
16と20を流れる電流は、トランジスタ20を
オンにして等しい電流を導通させるのに十分に導
通するようトランジスタ16のソースに電位を設
定する値を求める。このように、トランジスタ1
6のソースにおける電位はトランジスタ16と2
0の閾値間にある1つの値で動作する。これ等の
値は一般に1ボルトと3ボルトであるため、この
電位は典型的には約2ボルトとなる。実際の値は
主として比率を決める素子により決定される。
一緒に接地されるものと仮定する。トランジスタ
16と20を流れる電流は、トランジスタ20を
オンにして等しい電流を導通させるのに十分に導
通するようトランジスタ16のソースに電位を設
定する値を求める。このように、トランジスタ1
6のソースにおける電位はトランジスタ16と2
0の閾値間にある1つの値で動作する。これ等の
値は一般に1ボルトと3ボルトであるため、この
電位は典型的には約2ボルトとなる。実際の値は
主として比率を決める素子により決定される。
この時、入力端子は接地電位より僅かに低く操
作され得、又トランジスタ16と20においては
導通を依然として生じることが明らかである。し
かし、前記の閾値電圧を仮定し、もしトランジス
タ16のゲートが負の約2ボルトより高くなれ
ば、トランジスタの一方はオフに切換えを開始す
る。
作され得、又トランジスタ16と20においては
導通を依然として生じることが明らかである。し
かし、前記の閾値電圧を仮定し、もしトランジス
タ16のゲートが負の約2ボルトより高くなれ
ば、トランジスタの一方はオフに切換えを開始す
る。
端子13と14は共に正のレール側の+VDDと
接続されるものとしよう。このため、トランジス
タ16においてゲートをソース電位迄高め、これ
を更に導通状態にさせてソースを引上げようとす
る。しかし、この状態はトランジスタ20におけ
るゲート電位を引上げることになつてその電流を
高め、このためトランジスタ16のソースをプル
ダウンさせる。もしトランジスタ20が高利得形
の素子であれば、そのソース電位に対するドレン
は僅かだけしか変化しない。このため、共通モー
ド入力電圧が接地電位から+VDDに達すると、ト
ランジスタ16と20における電流は増加するが
トランジスタ20の両端の電位は非常に僅かしか
変化しない。
接続されるものとしよう。このため、トランジス
タ16においてゲートをソース電位迄高め、これ
を更に導通状態にさせてソースを引上げようとす
る。しかし、この状態はトランジスタ20におけ
るゲート電位を引上げることになつてその電流を
高め、このためトランジスタ16のソースをプル
ダウンさせる。もしトランジスタ20が高利得形
の素子であれば、そのソース電位に対するドレン
は僅かだけしか変化しない。このため、共通モー
ド入力電圧が接地電位から+VDDに達すると、ト
ランジスタ16と20における電流は増加するが
トランジスタ20の両端の電位は非常に僅かしか
変化しない。
共通モードに関しては、各段が同様に作用する
ことが判る。トランジスタ21のゲートはトラン
ジスタ20のドレンに接続される。トランジスタ
20と21は整合されるため、そのコレクタ電位
は同じとなる。この考え方はトランジスタ22,
23を経て出力端子12に対しても妥当する。し
かし、トランジスタのゲートから出力端子に対す
る3回の反転により実質的な利得が生じる。この
ように、トランジスタ20のゲートにおける電位
の変化は、トランジスタ19のソースを駆動して
端子14からのそのゲート駆動効果を打消すよう
に端子12において増巾反転される。このこと
は、端子12においては非常に僅かなモード応答
しか生じないことを意味する。
ことが判る。トランジスタ21のゲートはトラン
ジスタ20のドレンに接続される。トランジスタ
20と21は整合されるため、そのコレクタ電位
は同じとなる。この考え方はトランジスタ22,
23を経て出力端子12に対しても妥当する。し
かし、トランジスタのゲートから出力端子に対す
る3回の反転により実質的な利得が生じる。この
ように、トランジスタ20のゲートにおける電位
の変化は、トランジスタ19のソースを駆動して
端子14からのそのゲート駆動効果を打消すよう
に端子12において増巾反転される。このこと
は、端子12においては非常に僅かなモード応答
しか生じないことを意味する。
ここで、端子13と14は実際には+VDDより
高電位で動作して出力動作は殆んど生じないこと
が伴る。このことは、この回路が負のレールより
以下から負のレールより実質的に高い共通モード
範囲を有することを意味する。
高電位で動作して出力動作は殆んど生じないこと
が伴る。このことは、この回路が負のレールより
以下から負のレールより実質的に高い共通モード
範囲を有することを意味する。
図示の回路構成においては、トランジスタ20
をオンに切換えるため、ドレン電位に対するその
ソースは1つの閾値以上でなければならないこと
が判る。この値はトランジスタ16の閾値電圧よ
り低いため、この回路は1つのエンハンスメント
形素子の閾値と同程度の供給電位で動作する。こ
の値は従来技術の回路の下限電圧の約半分であ
る。駆作電圧の上限値は素子のPN接合形ダイオ
ードの破壊電圧値によつて決定される。典型的な
MOS IC素子の場合は、この値は5ないし約10ボ
ルトの範囲となる。
をオンに切換えるため、ドレン電位に対するその
ソースは1つの閾値以上でなければならないこと
が判る。この値はトランジスタ16の閾値電圧よ
り低いため、この回路は1つのエンハンスメント
形素子の閾値と同程度の供給電位で動作する。こ
の値は従来技術の回路の下限電圧の約半分であ
る。駆作電圧の上限値は素子のPN接合形ダイオ
ードの破壊電圧値によつて決定される。典型的な
MOS IC素子の場合は、この値は5ないし約10ボ
ルトの範囲となる。
第2図は別の回路の態様を示す。第1図の各部
は同じ番号で示される。しかし、各デプレツシヨ
ン形トランジスタは、これと直列接続されたグル
ープ25〜28からの第2のデプレツシヨン形ト
ランジスタを有する。直列接続トランジスタのゲ
ートはトランジスタ16〜19のソース電極に接
続されている。このカスケード接続はデプレツシ
ヨン形トランジスタにおける電流に対する制御を
更に高める。例えば、トランジスタ16と25に
おいては、トランジスタ16が更に導通状態を増
すと、そのソース電位をプルアツプしようとす
る。このため、トランジスタ25におけるゲート
電位を引上げると同時にトランジスタ25のソー
スをプルダウンしようとする。このため、トラン
ジスタ25は更にその導通状態を高める。このよ
うに、両方のトランジスタの導通性は同一方向に
変化させられ、従つて回路の作用は強化させられ
る。さもなければ、第2図の回路は第1図の回路
と略々同じように作用する。
は同じ番号で示される。しかし、各デプレツシヨ
ン形トランジスタは、これと直列接続されたグル
ープ25〜28からの第2のデプレツシヨン形ト
ランジスタを有する。直列接続トランジスタのゲ
ートはトランジスタ16〜19のソース電極に接
続されている。このカスケード接続はデプレツシ
ヨン形トランジスタにおける電流に対する制御を
更に高める。例えば、トランジスタ16と25に
おいては、トランジスタ16が更に導通状態を増
すと、そのソース電位をプルアツプしようとす
る。このため、トランジスタ25におけるゲート
電位を引上げると同時にトランジスタ25のソー
スをプルダウンしようとする。このため、トラン
ジスタ25は更にその導通状態を高める。このよ
うに、両方のトランジスタの導通性は同一方向に
変化させられ、従つて回路の作用は強化させられ
る。さもなければ、第2図の回路は第1図の回路
と略々同じように作用する。
第3図は第1図の回路の変更例を示す。全ての
回路素子はトランジスタ19′を除いて同じ番号
を有する。ここで、トランジスタ・ゲートは非反
転入力側ではなくそのソース側に戻される。この
ため、トランジスタ19′を、従来のデプレツシ
ヨン形負荷作用である簡単な負荷抵抗として作用
させる。このように、トランジスタ19′の導通
状態は、ノード26からの簡単な高利得インバー
タとして作用するトランジスタ23における導通
状態によつて主として決定されるのである。さも
なければ、第3図の回路の作用は第1図のそれと
実質的に同じとなる。
回路素子はトランジスタ19′を除いて同じ番号
を有する。ここで、トランジスタ・ゲートは非反
転入力側ではなくそのソース側に戻される。この
ため、トランジスタ19′を、従来のデプレツシ
ヨン形負荷作用である簡単な負荷抵抗として作用
させる。このように、トランジスタ19′の導通
状態は、ノード26からの簡単な高利得インバー
タとして作用するトランジスタ23における導通
状態によつて主として決定されるのである。さも
なければ、第3図の回路の作用は第1図のそれと
実質的に同じとなる。
事 例
第1図の回路は従来のPチヤネル形MOS IC形
態で構成されている。トランジスタ16〜19に
対するW/L比(1000分の1インチ単位=約
0.0254mm)は0.6/1、トランジスタ20〜23
に対しては4/0.6とした。出力端子側の共通モ
ード除去率は56dbを越え、利得差は約50dbであ
つた。5ボルトのVDDに対する共通モード範囲は
約+1から−20ボルトを越える範囲である。この
回路は、エンハンスメント形トランジスタの閾値
電圧(約1ボルト)と等しい電源電圧を用いて作
用した。この回路は、PN接合形ダイオードの一
般的な破壊電圧限度迄の全ての供給電圧で十分に
機能した。
態で構成されている。トランジスタ16〜19に
対するW/L比(1000分の1インチ単位=約
0.0254mm)は0.6/1、トランジスタ20〜23
に対しては4/0.6とした。出力端子側の共通モ
ード除去率は56dbを越え、利得差は約50dbであ
つた。5ボルトのVDDに対する共通モード範囲は
約+1から−20ボルトを越える範囲である。この
回路は、エンハンスメント形トランジスタの閾値
電圧(約1ボルト)と等しい電源電圧を用いて作
用した。この回路は、PN接合形ダイオードの一
般的な破壊電圧限度迄の全ての供給電圧で十分に
機能した。
本発明はいくつかの変更例において詳細に説明
した。1つの作動機能例を示した。当業者にとつ
ては他の相当変更例が着想されよう。例えば、第
1図の回路は、トランジスタ18,19,22,
23を含むセクシヨンと類似の別の段をなす対を
カスケード接続することにより拡張可能である。
従つて、本発明の範囲は頭書の特許請求の範囲に
よつてのみ限定されるべきものとする。
した。1つの作動機能例を示した。当業者にとつ
ては他の相当変更例が着想されよう。例えば、第
1図の回路は、トランジスタ18,19,22,
23を含むセクシヨンと類似の別の段をなす対を
カスケード接続することにより拡張可能である。
従つて、本発明の範囲は頭書の特許請求の範囲に
よつてのみ限定されるべきものとする。
第1図は本発明の望ましい回路を示す図、第2
図はカスケード・デプレツシヨン形トランジスタ
が使用される回路を示す図、および第3図は最初
の3段のみを駆動して開回路出力段構成を提供す
る回路を示す図である。 10〜14……端子、16〜23……トランジ
スタ、25,26……ノード。
図はカスケード・デプレツシヨン形トランジスタ
が使用される回路を示す図、および第3図は最初
の3段のみを駆動して開回路出力段構成を提供す
る回路を示す図である。 10〜14……端子、16〜23……トランジ
スタ、25,26……ノード。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 第1と第2の差動入力ターミナルと1つの出
力ターミナルを有し、MOS構成に適用される直
線差動増巾回路において、 動作電源に接続可能な第1と第2の供給レール
と、 その各々が1つのエンハンスメント形トランジ
スタに直列接続された1つのデプレツシヨン形ト
ランジスタを含み、その接合部が1段の出力ノー
ドを形成し、前記デプレツシヨン形トランジスタ
がドレン電極を前記第1のレールに接続され、前
記エンハンスメント形トランジスタがソース電極
を前記第2のレールと接続させられた第1と、第
2と、第3と、第4の各段と、 前記第1段の前記エンハンスメント形トランジ
スタのゲート電極を前記第1段の出力ノードと結
合させる装置と、 前記第2段のエンハンスメント形トランジスタ
のゲート電極を前記第1段の出力ノードと結合さ
せる装置と、 前記第3のエンハンスメント形トランジスタの
ゲート電極を前記第2段の出力ノードと結合させ
る装置と、 前記第4段のエンハンスメント形トランジスタ
のゲート電極を前記第3段の出力ノードと結合さ
せる装置を設け、前記第4段の出力ノードは前記
増巾回路の前記出力ターミナルを提供し、 前記第1の入力ターミナルを前記第2と第4の
各段のデプレツシヨン形トランジスタのゲート電
極と結合させる装置と、 前記第2の入力ターミナルを前記第1と第3の
各段のデプレツシヨン形トランジスタのゲート電
極と結合させる装置とを設けることを特徴とする
増巾回路。 2 全てのデプレツシヨン形トランジスタが相互
に整合され、全てのエンハンスメント形トランジ
スタが相互に整合されることを特徴とする特許請
求の範囲1項記載の増巾回路。 3 前記デプレツシヨン形トランジスタが前記エ
ンハンスメント形トランジスタよりも大きな絶対
値の閾値電圧を有することを特徴とする特許請求
の範囲2項記載の増巾回路。 4 前記各段が更に、そのソース・ドレン電極が
前記第1のレールと前記デプレツシヨン形トラン
ジスタとの間に結合され、そのゲートが前記段の
出力ノードと結合された別のデプレツシヨン形ト
ランジスタを含むことを特徴とする特許請求の範
囲3項記載の増巾回路。 5 前記第1の入力ターミナルは前記第2段のデ
プレツシヨン形トランジスタのゲートのみと結合
され、前記第4段のデプレツシヨン形トランジス
タのゲートは前記回路の出力ターミナルと結合さ
れることを特徴とする特許請求の範囲3項記載の
増巾回路。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/047,450 US4240039A (en) | 1979-06-11 | 1979-06-11 | MOS Differential amplifier |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS562716A JPS562716A (en) | 1981-01-13 |
JPS6250001B2 true JPS6250001B2 (ja) | 1987-10-22 |
Family
ID=21949053
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7830180A Granted JPS562716A (en) | 1979-06-11 | 1980-06-10 | Differential amplifier using mos element |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4240039A (ja) |
JP (1) | JPS562716A (ja) |
DE (1) | DE3021678A1 (ja) |
FR (1) | FR2458945A1 (ja) |
GB (1) | GB2052201B (ja) |
Families Citing this family (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2512606B1 (fr) * | 1981-09-10 | 1987-01-09 | Texas Instruments France | Amplificateur operationnel a technologie mos complementaire |
EP0085727B1 (de) * | 1982-02-06 | 1986-04-30 | Deutsche ITT Industries GmbH | Integrierte Komparatorschaltung |
US4716380A (en) * | 1982-09-30 | 1987-12-29 | Thomson Components-Mostek Corporation | FET differential amplifier |
JPS59108412A (ja) * | 1982-12-14 | 1984-06-22 | Nec Corp | 差動増巾器 |
US4641194A (en) * | 1984-08-27 | 1987-02-03 | Rca Corporation | Kinescope driver in a digital video signal processing system |
JPS6343409A (ja) * | 1986-08-11 | 1988-02-24 | Mitsubishi Electric Corp | 差動増巾回路 |
DE4041761A1 (de) * | 1990-12-24 | 1992-06-25 | Standard Elektrik Lorenz Ag | Stromsenke |
US5801524A (en) * | 1997-05-27 | 1998-09-01 | International Business Machines Corporation | Voltage controlled current source for low voltage applications |
JP3476419B2 (ja) * | 2000-06-28 | 2003-12-10 | Necエレクトロニクス株式会社 | 半導体回路 |
-
1979
- 1979-06-11 US US06/047,450 patent/US4240039A/en not_active Expired - Lifetime
-
1980
- 1980-05-21 GB GB8016732A patent/GB2052201B/en not_active Expired
- 1980-06-10 DE DE19803021678 patent/DE3021678A1/de not_active Withdrawn
- 1980-06-10 FR FR8012856A patent/FR2458945A1/fr active Granted
- 1980-06-10 JP JP7830180A patent/JPS562716A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB2052201A (en) | 1981-01-21 |
DE3021678A1 (de) | 1980-12-18 |
US4240039A (en) | 1980-12-16 |
FR2458945A1 (fr) | 1981-01-02 |
JPS562716A (en) | 1981-01-13 |
FR2458945B3 (ja) | 1982-04-30 |
GB2052201B (en) | 1983-10-19 |
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