JPS6248280B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はデジタル計測回路、特に抵抗変換型ア
ナログプローブにより検出された電気信号をデジ
タル値に変換表示するデジタル計測回路の改良に
関するものである。

〔従来の技術〕

周知のように、種々の物理変位量を測定する為
に変位量を電気信号として検出する為のアナログ
プローブが広く用いられている。物理変位量とし
ては建築物その他の構造体に加わる荷重もしくは
張力、圧力駆動系の圧力、ジエツトエンジンやロ
ケツトの推力、原動機の出力トルクなどが知ら
れ、これらの変位量を正確に測定することはあら
ゆる分野において極めて重要である。前述した変
位量を電気信号に変換する装置としては種々の装
置が知られており、特に歪ゲージを用いてゲージ
の伸縮による抵抗変位を測定するもの、測温抵抗
体を用いて温度変位を抵抗値の変位として検出す
るもの、また摺動抵抗器により変位量を抵抗値変
化で示すものなどが一般的である。この種のプロ
ーブは物理変位量をアナログ電気信号として検出
する抵抗変換型のプローブを形成し、各種変位量
が正確に抵抗値の変位として検出出来る為に高精
度の測定プローブを構成することが出来る。

抵抗変換型アナログプローブは、通常の場合、
複数の抵抗素子をブリツジ接続し、このブリツジ
からの差動信号を用いてデジタル検出信号を得る
ように構成されている。従つて、通常のデジタル
計測回路は少なくともブリツジ接続されたアナロ
グプローブと、このプローブの出力をデジタル値
に変換するためのAD変換回路を具備する。

従来の一般的なデジタル計測回路を第３図乃至
第５図により説明する。

第３図において、プローブ１０は４本の抵抗線
歪ゲージR₁，R₂，R₃，R₄をブリツジ接続した構
成からなり、プローブ１０の励振端子にはブリツ
ジ電源１２が接続され励振電圧ｅが供給されてい
る。従つて、プローブ１０の出力端子には次式(1)
にて示される出力電圧Vbが得られる。

Ｖ_b＝ｅ／４Σ△Ｒ／Ｒ ……(1) ただし、 Σ△Ｒ／Ｒ＝△Ｒ_１／Ｒ_１−△Ｒ_２／Ｒ_２＋△Ｒ_３／
Ｒ_３−△Ｒ_４／Ｒ_４……(2) である。ブリツジから得られた出力電圧Vbは通
常その値が微小である為に、増幅器１４によつて
増幅される。増幅器１４の増幅度を−Ａとする
と、増幅器の出力電圧Vaは Ｖ_a＝−１／４AeΣ△Ｒ／Ｒ ……(3) で示され、このVaはAD変換回路１６によつてデ
ジタル値に変換される。

第４図は、AD変換回路１６の一例を示す周知
のデユアルスロープ型AD変換回路の構成図であ
る。増幅器１４から出力された検出値Vaはアナ
ログスイツチ１８を介して積分器２０に供給され
る。アナログスイツチ１８はコントローラ２２に
よつて検出値Vaもしくは基準電圧Vrを選択し、
初期状態においてコントローラ２２は接点１８ａ
を閉じ、検出値Vaが積分器２０に供給される。
更に、コントローラ２２はその初期状態において
リセツト信号ｒによつてカウンタ２４を零として
いる。積分器２０は増幅器２６と抵抗値Rtの抵
抗２８及び容量Ctのコンデンサ３０を含み、検
出値Vaを積分することによつてその出力Vtは第
５図で示されるように時間ｔと共に次式(4)のよう
に上昇する。

Vt＝−Ｖ_ａ／ＣｔＲｔｔ（Va＜０） ……(4) Vtが零レベルと交差すると、零検出器３２の
出力ＺがＨレベルとなり、このＨレベル信号によ
つてコントローラ２２はゲート３４にゲート信号
ｇを送りゲート３４を開く。ゲート３４には周知
のようにクロツクパルスφが加えられているの
で、カウンタ２４はゲート３４の出力パルスｐを
カウントする。カウンタ２４が111……１までカ
ウントすると、次のクロツクパルスでカウンタ２
４は000……０となり、オーバフロー信号Ｃをコ
ントローラ２２に送り、コントローラ２２のスイ
ツチ信号Ｓがアナログスイツチ１８に送られてス
イツチ１８は接点１８ｂを閉じる。このときの時
刻がt₂で示され、零検出器３２がＨレベルを出力
したt₁からの時間がτ_１で示される。時刻t₂にお
ける積分器２０の出力Vtは Vt＝−Ｖ_ａ／ＣｔＲｔτ_１ ……(5) で示される。次に積分器２０には接点１８ｂを介
して検出値とは逆極性の基準電圧Vrが供給さ
れ、その出力は Vt＝−Ｖ_ａ／ＣｔＲｔτ_１−Ｖ_ｒ／ＣｔＲｔｔ……(6
) で示され、第５図のt₃においてVtは零レベルと交
差する。時刻t₃において零検出器３２は再びＬレ
ベルとなり、コントローラ２２からのゲート信号
ｇによつてゲート３４が閉じ、カウンタ２４の進
行が停止する。時刻t₂からt₃までの時間をτ_２と
すると、時刻t₃においてVtは零となるから Ｏ＝−Ｖ_ａ／ＣｔＲｔτ_１−Ｖ_ｒ／ＣｔＲｔτ_２……
(7) となり、この結果 τ_２＝−Ｖ_ａ／Ｖｒτ_１ ……(8) が得られる。クロツクパルスφの周波数をＦと
し、カウンタ２４のカウント値を時間τ_１，τ_２
に対してそれぞれn₁，n₂とすると τ_１＝ｎ_１／Ｆ，τ_２＝ｎ_２／Ｆ ……(9) となり、(9)式を(8)式に代入して n₂＝−Ｖ_ａ／Ｖｒn₁ ……(10) が得られる。ここで、n₁はカウンタ２４がオーバ
フローするまでの値であり、一定値であるのでオ
ーバフロー以降のτ_２にカウントした値n₂は検出
値Vaに比例したアナログ検出信号がデジタル値
に変換されたことが理解される。式(10)に式(3)を入
れると n₂＝１／４An₁ｅ／ＶｒΣ△Ｒ／Ｒ ……(11) となり、カウンタ２４のカウント値がプローブ１
０の抵抗変化と比例することが理解される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来のデジタル計測回路は、AD変換回路にお
ける励振電圧及び基準電圧の変動が直接デジタル
値の変化として現われ、計測回路の精度に影響さ
れ易かつた。

また、従来のものは、アナログプローブとAD
変換回路とは別個の回路構成からなり、それぞれ
独立したブリツジ電源及び基準電源が設けられて
いる。従つて、各ブリツジ電源及び基準電源は、
定電圧化しあるいはリモートセンシング付定電圧
源を構成して高度に安定化させた回路とするなど
の考慮がなされている。即ち、式(11)において、増
幅器１４の増幅度Ａは負帰還によつて容易に安定
化することが出来るが、ブリツジの励振電圧ｅ及
びAD変換回路１６の基準電圧Vrを安定化するこ
とは困難である。例えばこれらの電圧ｅ及びVr
は周囲温度の変化あるいは電源電圧の変動によつ
て極端に変化し、これらの変化が直接デジタル検
出値に悪影響を及ぼすことが明らかとなる。特に
これらの電圧は定電流電源もしくは定電圧電源か
らの供給電圧とすることが必要となるが、電池な
どのように大幅な電圧変動がある電源装置を利用
することができないために、従来の計測回路はそ
の回路構成が複雑となり、又、携帯型回路を構成
することは極めて困難であつた。

更に、従来のブリツジの零点調整及び較正はブ
リツジの感度低下の原因となり、又、ブリツジ回
路の発熱により零点などがドリフトするのでこれ
らの調整を頻繁に行なわなければならなかつた。
特に、ブリツジのドリフトは歪ゲージなどの抵抗
体の抵抗値が低いときに大きく生じ、このドリフ
トを減少させる為に励振電圧を下げる必要があ
り、このときに零点及び感度が変化してしまうと
いう問題があつた。

本発明の目的は、アナログプローブの励振電圧
変動をAD変換回路の基準電圧変動、零点調整電
圧変動および較正電圧変動により互いに打消補償
するようにしたデジタル計測回路を提供すること
にある。

〔問題点を解決するための手段〕

かかる目的を達成するため、本発明のデジタル
回路は、物理変位量に応じてアナログ電気信号を
出力する抵抗ブリツジ及び該ブリツジに接続され
たケーブルからなるアナログプローブと、前記ア
ナログプローブの出力端子に接続される増幅器
と、前記抵抗ブリツジの励振端子に励振電圧を印
加するブリツジ電源と、前記励振端子に接続さ
れ、励振電圧に比例した基準電圧を出力する比率
設定器と、前記比率設定器の出力端子に接続さ
れ、励振電圧を零点調整電圧として用いる零点調
整回路、および前記抵抗ブリツジの較正電圧して
用いる較正回路と、前記零点調整回路および較正
回路の出力電圧を前記増幅器の出力電圧に加算す
る加算器と、前記加算器の出力電圧を前記比率設
定器から出力される基準電圧と比較し、物理変位
量に比例したデジタル電気信号を得るAD変換回
路とから構成されている。

〔作用〕

上記の構成によると、アナログプローブのブリ
ツジに供給される励振電圧ｅに関連する比率設定
器３６の出力をAD変換回路の基準電圧Vrとして
用いると共にブリツジの零点調整電圧Vz及び較
正電圧Vcとして用いるのでブリツジの零点及び
較正が自動的に補正され、励振電圧ｅの変動ある
いはケーブルの導線抵抗の影響が除去される。

〔実施例〕

以下図面に基づいて本発明の好適な実施例を説
明する。

第１図は、デユアルスロープ型AD変換器を用
いたデジタル計測回路である。なお、従来の計測
回路の構成要素と同一機能を有する構成要素には
同一符号を付してその詳細な説明を省略する。

図において、基準電源回路は比較設定器３６を
含み、比率設定器３６の入力には励振電圧ｅが印
加され、又その出力は基準電圧Vrとしてアナロ
グスイツチ１８の接点１８ｂに供給されている。
比率設定器３６は分圧器あるいは増幅器などから
構成され、その入出力電圧比がαで示されてい
る。比率設定器３６にはポテンシヨメータ６０及
び分圧器６２が接続されており、ポテンシヨメー
タ６０の出力Vz及び分圧器６２の出力Vcが加算
器６４で増幅器１４の出力Vb₁と加算される。そ
して、加算器６４の出力電圧VaがAD変換回路に
入力される。

つぎに、上記実施例の動作を説明する。

比率設定器３６の入出力電圧比をαとした場
合、基準電圧Vrは、 Vr＝αｅ ……(12) となり、(12)式を(11)式に代入することによつて n₂＝１／４An₁１／αΣ△Ｒ／Ｒ ……(13) となる。

（13）式は、従来装置における不安定要因であ
つた励振電圧ｅ及び基準電圧Vr項が除去されて
いる為に、デジタル検出値n₂は極めて安定した検
出値となる。

一方、プローブの入力が零のとき、ブリツジの
不平衡によつてブリツジの出力電圧Vb及び増幅
器１４の出力Vb₁は零とはならない。この状態
で、ポテンシヨメータ６０の調節により加算器６
４への出力Vzを調整することによつて加算器６
４の出力Vaを零に合せることができる。次に分
圧器６２のスイツチ６６を６６ａから６６ｂに切
換え、較正電圧Vcを加算器６４に加え、このと
きの指示値により指示計の感度を較正することが
できる。

更に、各電源が安定化された場合にあつてもそ
の使用態様によつては他の原因、例えば、電源、
変換回路などとプローブとを接続する為のケーブ
ルによつても誤差が含まれる。例えばストリツプ
ミルなどの圧延装置における圧下圧力をデジタル
測定するような場合プローブは計測器本体から数
10メートルあるいは数100メートル離れた圧下ロ
ール軸受にまで伸張され、プローブでの検出信号
が計測器本体へ送られる。このようなデジタル測
定にあつてはケーブル内での電位降下によつて測
定値が大きな影響を受け、ケーブルの長さを変え
る都度実測された補正値を回路に加えなければな
らなかつた。

次に、ケーブルの導線抵抗、ブリツジの合成抵
抗などに差異がある場合について説明する。

ケーブル３８が長くなると、第２図に示すよう
に、ケーブルの導線抵抗r₁，r₂により実際の励振
電圧はe₁となり、これを式で表わすと、 但し、Ｒ＝（ｒ_１＋ｒ_２）（ｒ_３＋ｒ_４）／ｒ_１＋ｒ
_２＋ｒ_３＋ｒ_４ となる。計算の便宜上 β＝１＋ｒ_１＋ｒ_２／Ｒ ……（13―１） とおくと e₁＝ｅ／β ……（13―２） となり、電源電圧ｅをブリツジに与えたにもかか
わらず、実際のブリツジに加わる励振電圧e₁は、
その１／βに減少する。

ここで、従来のデジタル計測回路の関係式であ
る式(11)において、ブリツジの励振電圧ｅを、ケー
ブルの導線抵抗で減少した真の励振電圧e₁、すな
わち式（13―２）で置き換えると n₂＝１／４An₁ｅ／ＶｒβΣ△Ｒ／Ｒ ……（13―３） となる。これより明らかなように、従来のデジタ
ル計測回路においては、βすなわちケーブルの導
線抵抗r₁，r₂とブリツジの合成抵抗Ｒの差異の影
響によつて、カウント値n₂に誤差を生ずる。

AD変換回路の基準電圧Vrとして、真の励振電
圧e₁を入出力電圧比がαの比率設定器３６を介し
て得た電圧を使用するように回路が構成されてい
るので、式(12)より Vr＝αe₁ となり、さらに式（13―２）より Vr＝α／βｅ となるので、これを式（13―３）に代入すれば が得られ、式（13）と全く同一の結果が得られ
る。式（13―４）は、上述の計算から明らかなよ
うに、ケーブルの導線抵抗r₁，r₂とブリツジの合
成抵抗値Ｒの差異の影響を表すβ、ブリツジの励
振電圧ｅ又はe₁、AD変換回路の基準電圧Vrが、
補償消去されることを明示している。従つて、従
来のデジタル計測回路に不可避であつたブリツジ
励振電圧の変動、AD変換回路の基準電圧の変
動、ケーブルの導線抵抗及びブリツジの合成抵抗
値の差異などによつて生ずる誤差を完全に除去で
きる。

第２図において、ブリツジ１０の出力電圧もケ
ーブル３８によつて、増幅器１４の入力端子に導
かれているので、導線抵抗r₃，r₄の影響によつて
増幅器の真の入力電圧Vbが低下して誤差の原因
となるが、この誤差は増幅器の入力抵抗を、導線
抵抗r₃，r₄及びブリツジの抵抗値R₁，R₂，R₃，R₄
に対して充分高くすることによつて、無視し得る
程度に小さくすることができる。

以下に、数値例をあげて説明する。増幅器１４
として、負帰還を施した演算増幅器を用い、その
非反転入力端子に入力電圧Vbを加えれば、増幅
器の入力抵抗は容易に100MΩ以上になることが
広く知られている。また、実用されているブリツ
ジの抵抗値は数百オームであるので、R₁，R₂，
R₃，R₄＝500Ωとし、導線の断面積が0.3mm²のケー
ブルの長さを１Kmとすると、r₃，r₄＝65Ωであ
る。この場合に、増幅器１４の入力電圧Vbに生
ずる誤差は−0.00063％であり、実用上全く無視
できるものである。従つて、ケーブル３８の導線
抵抗R₁，R₂，R₃，R₄の影響を確実に除去すると
同時に、ブリツジ電源１２及びAD変換回路の基
準電圧Vrの変動に起因する誤差も除去したデジ
タル計測回路の構成が可能となる。

なお、比率設定器３６は、例えば分圧器により
構成する場合、精密抵抗器が好ましく、このとき
の分圧比は極めて安定化している。また、比率設
定器を増幅器で構成した場合、この増幅器は周知
のように負帰還回路に利用される精密抵抗器でほ
ぼその特性が決定され、極めて安定化した比率が
維持される。

また、AD変換回路は、周波数変換型、その他
の種々のAD変換器が適用可能である。

〔発明の効果〕

本発明によれば、ブリツジの励振電圧とAD変
換回路の基準電圧とを一定の関係で関連付けされ
た為に両者の変動が互いに打消補償され測定誤差
の原因となることを防止することができるので、
装置が極めて簡素化され、電池などの簡易な電源
を利用することができる。また、プローブと計測
器本体との間を長いケーブルで接続した場合にお
いても導線抵抗による誤差を生ずることがなく、
極めて高精度のデジタル計測回路が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例であるデジタル計測
回路の構成図、第２図はプローブのケーブルの抵
抗などを考慮した場合の説明図、第３図は従来の
デジタル計測回路の構成図、第４図は従来のAD
変換回路の一例を示す構成図、第５図は第４図に
示すAD変換回路のタイムチヤートである。 １０……プローブ、３４……カウンタ、１２…
…ブリツジ電源、３６……比率設定器、１８……
アナログスイツチ、６４……加算器、２２……コ
ントローラ、２４……カウンタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 物理変位量に応じてアナログ電気信号を出力
   する抵抗ブリツジ及び該ブリツジに接続されたケ
   ーブルからなるアナログプローブと、前記アナロ
   グプローブの出力端子に接続される増幅器と、前
   記抵抗ブリツジの励振端子に励振電圧を印加する
   ブリツジ電源と、前記励振端子に接続され、励振
   電圧に比例した基準電圧を出力する比率設定器
   と、前記比率設定器の出力端子に接続され、励振
   電圧を零点調整電圧として用いる零点調整回路お
   よび前記抵抗ブリツジの較正電圧として用いる較
   正回路と、前記零点調整回路および較正回路の出
   力電圧を前記増幅器の出力電圧に加算する加算器
   と、前記加算器の出力電圧を前記比率設定器から
   出力される基準電圧と比較し、物理変位量に比例
   したデジタル電気信号を得るAD変換回路と、を
   具備するデジタル計測回路。