JPS623668B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は極性切換と、これにつゞく電流制御器
と切換ロジツク回路とをもち、この回路入力側に
は実際電流値から得た電流方向信号と電力目標値
から得た零電流信号とが印加され、又その出力側
では極性切換器と、制御パルス回路と２重整流器
との間にあるパルス切換器とを制御し、そこで零
電流信号を得るための整流器接続線にある変成器
と出力側に直流負荷をもつ全流整流器とこの後に
接続された零検知器とが用いられる。これは駆動
技術に応用できる。

駆動技術において、回転数が大きく広範囲で可
変であることが要求されるとき、直流モータが用
いられる。そこで負荷調整器として無循環電流型
２重整流器又はインバータがとくに無循環電流型
反並列回路にますます用いられる。それはこれに
より電源とモータとの間のエネルギの流れが非常
によく制御できるからである。２重整流器はモー
タ内の非常な高速モーメント切換を必要とする。
それは各電流方向とそれによるモーメント方向に
対して特殊な整流器が接続されているからであ
る。最高の制御力を必要とする循環電流型２重整
流器に対して、大電流切換回路に小消費電力で、
とくに特殊整流変成器も循環電流チヨークも不要
な無循環電流型２重整流器が存在する。しかしこ
れは２重整流器の片側から他への切換制御がむず
かしいと云う欠点をもつ、この機能は切換ロジツ
ク回路付き制御器により得られ、これに対するい
ろいろな実施例が公知である。

わかりやすくするため、第１図ないし第４図に
従来の技術を示し以下簡単に触れておく。

いずれの場合にも、電流方向切換えは次のよう
になされる。まず２重整流器の電流の流れている
側が無電流になりつぎに制御回路の制御又は点火
パルスが他の側に与えられる。第１図はこれに必
要とする機能を果たす制御装置を示す。通常、電
流を流して制御する。つまりモーターの回転数制
御に電機子電流制御が行なわれる。第１図はたと
えば第３図に示すような公知の２重整流器の電流
方向切換用制御装置を示す。

制御器３は電流を流す方法による制御では回転
数制御器となるが、これにより目標値Ｅを実際値
Ｆと比べてその結果から電流目標値Ｂを導く。こ
の目標値Ｂの符号は所望の電流方向に関する情報
を与える。したがつてＢは切換ロジツク回路用制
御信号となる。動作中最後に流れた整流器の片側
の電流が零になつたとき、まず反転を行なう必要
があるので、切換ロジツク回路１では解除信号Ｃ
を待つことになる。これは実際電流値Ｄ※により
零電流検知器２に供給される。この回路１の出力
信号Ａは方向信号として電流目標値Ｂに対して極
性切換器を制御し、Ｂ自体が正のときも、これを
常に負になるようにする。こうして電流制御器５
は選定された電流目標値Ｂ※を正の実際電流値Ｄ
のみと比べ、これから制御回路用制御電圧を導
く。

第２図の制御装置は第１図のとは次の点で異な
るのみである。極性切換器は制御器５用目標値Ｂ
をこれが常に負になるように切換えるのではなく
て、正の実際電流値Ｄのみをその都度負にしてこ
れによりこれを制御器５が正の目標値Ｂと比較で
きるようにする。次の考え方に対して、第２図で
はさらに付加極性切換器６を制御器５と制御回路
７との間に接続することは重要ではないが、この
回路もまた本発明の制御装置の基礎をつくるもの
である。

第３図から、DE―OS 2042107から公知の実際
電流値Ｄ，Ｄ※の求め方がよくわかる。２重整流
器の交流側の状態把握のため、変流器Ｗから供給
される交流分を整流器出力電流Ｉ_ISTの等価直流
分にまとめるために負荷付き小型整流器GRが必
要となる。この等価分はダイオード極性に対応し
て当然正のみとなる。制御回路７の制御パルスＩ
（I₁又はI₂）は、極性切換器４のように方向信号Ａ
で制御されるパルス切換器又は転換器８を経て２
重整流器の部分又はに達する。両部，は
第３図によりとくに交番電流ブリツジ回路内の
各々６つのサイリスタから成る。こゝで通常の付
加回路は省く。

DE―OS 2042107はさらに信号域検知器と方向
メモリの機能の総合を行なつたが、そこでは切換
動作中に働く演算増幅器が導入される。切換アナ
ログスイツチとして電界効果トランジスタが用い
られる。切換は実際電流値に依存して別の演算増
幅器を介して制御される。この増幅器は、休止限
界として低く設定してある電流限界を実際電流値
が超えるとすぐに前述増幅器のメモリ又はコンパ
レータ動作によつて動作する。コンパレータ動作
ではポンテンシオメータで設定可変のヒステレシ
ス付き増幅器が働く。そこでヒステレシスを調整
して、実際電流値に相似の低い目標電圧値のとき
に演算増幅器が高調波によつて切換わらないよう
にすることができる。

公知の場合、整流器スイツチを考慮して各切換
状態の安定化に対して他の制御パルスの各々の解
除のために3.3msの待ち時間が設けてある。しか
し休止時には実質的に各実際電流曲線は3.3msよ
りずつと小さくしてよい。こうして、整流器の切
換並に起電力制御の極切換を休止中、十分速く行
なうことが問題となる。

これは第１に高速零電流検知に関することで、
これについて公知の場合では詳述されていない。

この外、サイリスタに負荷電流が実質的に流れ
たときにかぎり切換ロジツク回路は切換可能とし
たいわけである。これから零電流検出に次の条件
が必要となる。

１ これは高速でしかも敏感ではなくして寄生電
流を負荷電流と間違えないこと。

２ 安全性の理由から非常に敏感でなければなら
ない。これは第１の要件と逆である。

３ 対策としては寄生電流を低く保つ可能性だけ
である。

寄生電流は第３図には示さない過電流防止コン
デンサと半導体スイツチの逆方向電流に対し、と
くに負の陽極電圧と正の制御電流の場合の充電々
流である。

前述の問題の解決のため、過電流防止用電流を
変流器を経ずに流せるようにすることもよい。過
電流防止はつまり半導体スイツチ側でなくて変圧
器電源側で行なわれる。

しかし半導体スイツチの逆方向電流は変成器に
は流れ得ない。そこでこの電流は零電流検知器の
最大感度を決める。これを対応する低抵抗の負荷
抵抗によつて根本的に低下させれば、過電圧防止
も変流器の半導体スイツチ側で場合によつて行な
い得るが、実際負荷電流が低ければ正確かつ高速
零電流検知はむりであろう。

陽極電圧測定方式により半導体スイツチを高
速、安全に動作させる零電流検知器は公知である
が、無電流でも生ずる半導体スイツチの６つの陽
極―陰極電圧の異なる零点通過のために、制御装
置の切換ロジツク回路に対しては無視できないほ
どの電流が現われて、たとえ低くても流れ出す。

零電流検出時の他の難点は、変流器の磁化電流
により２次電流が本質的に正確に求めるべき１次
電流より後に零になる点でにある。この難点は第
４図、第５図では点線の１次電流、一点鎖線の磁
化電流、実線の２次電流からわかる。１次電流の
実質的減少後、変成器磁化電流に起因する実際電
流値形成の「末尾」にある切換しきい値をもつ零
電流検知器の導入で高速零検知が達成できること
がわかる。非常に高い切換しきい値では、磁化電
流を考慮して、公称値の数パーセントが問題とな
ろうが、しかし第５図のように零電流検知器の零
電流信号Ｃがあまり早く現われすぎる。さらにこ
の電流は大きな値からあまり減少しない。高い負
のモーター起電力をもつインバータ動作では、最
高インバータ電圧がやはり低いので、電流は非常
に平担に零に向う。この結果時間誤差が零電流検
知時にさらに大きくなる。

さらに深刻な点は小電流がほとんど検出されな
い危険性である。これは1ms以下の切換中止時、
確実にいつかは循環電流となるはずである。した
がつて零電流検知器の切換しきい値はできだけ低
くする必要があり、又磁化電流問題の別の解決と
なるはずである。

よつて本発明の課題は大又は小電流値と任意の
時間的電流変動に対して正確かつ高速動作零電流
検知器を形成するにある。

この課題を解決するには、本発明により実際電
流値の異る高さに依存して、又これと同じ変化傾
向をもつて変化可能な切換しきい値をもつ零検知
器を設けるにある。有利なことに、本発明の零検
知器は零電流検出に対して磁化電流の負の影響を
与えることができる。磁化電流は前述のように、
大電流で確実に切換を行ないたい場合、とくに障
害となる。本発明の零電流検知器では、大電流の
流れる間に切換しきい値が上がり電流減少に伴つ
て遅れて再び下がる。よつて小電流でも正確で高
速な検出が可能となる。

とくにこれに加えて整流器の制御パルス回路と
零検知器との間に切換しきい値制御装置を設け、
この値を制御パルス出現時のみ上昇させる。この
方法は次の利点をもつ。電流が減り制御パルスが
インバータ限界位置に現われても、負荷で電圧を
確認することになる。制御可能な半導体スイツチ
は制御電流を受けると、無視できない逆方向電流
が流れる。この方法を用いないとこの電流は本質
的に検知すべき零電流信号の妨害となり負荷電流
と間違われてしまう。

第１の実施例では零検知器は否定、非否定入力
をもつ、コンパレータとして働く演算増幅器をも
ち、その否定入力は第１の抵抗を介して全波整流
器と分圧器としての負荷との結合点に接続され
る。負荷の中間タツプはダイオード、RC回路、
第１の抵抗より高抵抗の第３の抵抗を介して非否
定入力に結合され、RC回路は、第２の抵抗と、
全波整流器と負荷との零電位の他の結合点に結合
された電極をつないだ第１のコンデンサとをも
つ。又非否定入力は第１に、第３の抵抗より低抵
抗の第４の抵抗を介して他の結合点に、又第２に
第３の抵抗により高抵抗の第５の抵抗を介して正
電位に結合される。演算増幅器のRC回路は有利
にも、電流減少に伴つて遅れて減少する大きな実
際電流値に対して切換しきい値の前記上昇を可能
にする。

第１の実施例より改良された第２の実施例の特
徴は次の通りである。零検知器は付属回路付きの
３つの演算増幅器をもち、最低切換しきい値を決
める抵抗は正の基準電位と第１の増幅器否定入力
並に第２の増幅器非否定入力との間に接続され、
２つの入力抵抗が電流効果を確定するために設け
られ、第３の増幅器は零電流遅延回路として形成
される。

第１の実施例では、まだ相対的に高い切換しき
いが電流減少後も残るような磁化電流をできるだ
け少なくする前述の方法に加えて、この第２の実
施例により微小電流も零電流検出時の電流効果の
減少と最低しきい値の確定により検出可能とな
る。又この変形例でも切換しきい値は整流器制御
パルス出現によつて上昇する。

まず理解を深めるため、電流を流して制御装置
を働かすこと、つまり電流制御器５の実際電流値
は回転数制御器３によつて与えられる（第１，２
図）ことに注意してみる。前述の公知の場合
（DE―OS 2042107）では、全体の動作範囲で制
御器５に所定極性の実際電流値を与える。前述の
場合、これを図示しない付加回路により制御器５
の入力に与える。この制御器を経て負の一定付加
目標値が供給され、したがつて制御器には正の目
標値が供給されない。この目標値は、抵抗と整流
器と負荷を経て得られる正の実際電流値Ｄと比べ
られる。同時にこの値Ｄから第６図又は第１０図
の零電流検知器により零電流Ｃが得られる。

第６図の零検知器はコンパレータとして働く、
否定、非否定入力１１，１２付き演算増幅器をも
つ。否定入力１１は、第１の抵抗１３を介して、
全波整流器GRの結合点１４に、又分圧器として
接続した負荷Ｂに接続される。その中点１５はダ
イオード１６と、第２の抵抗１７と第１のコンデ
ンサ１９をもつRC回路と、第１の抵抗に対して
高抵抗の第３の抵抗２０とを介して非否定入力１
２に結合される。コンデンサ１９は零電位にある
他の結合点１８に１つの電極をもち、この点で整
流器GRと負荷Ｂを結合する。両入力１１，１２
間には第１のコンデンサ１９より小さな容量の第
２のコンデンサ２１を置いてもよい。入力１２
は、まず第３の抵抗２０より低抵抗の第４の抵抗
２２を経て、第３のコンデンサ２３に並列接続す
ることができるとともに、他の結合点１８と、第
３の抵抗２０より高抵抗の第５の抵抗２４とを介
して正の電位にも結合される。第２、第３のコン
デンサ２１，２３はリレー切換えに対し雑音除去
に役立つ。この回路の動作について第５図を見る
と、実際電流値形成の際、またそこで半導体スイ
ツチのしや断特性のために与えられた短い負の実
際電流尖頭値に対して、これから生ずる零電流信
号は早く現われ過ぎることがわかる。これを抑圧
するには、零電流検知器２に遅延装置を接続し、
その出力信号を零電流検知器の出力信号に結合
し、長く存在する零電流信号Ｃの場合、実質的
「電流零」を知らせるようにすればよい。正の範
囲の実際電流値Ｄの後続の「尾部」は磁化電流に
よつて生じ、予測可能な零電流信号Ｃは低切換し
きい値では非常に遅く出現させることができる。
このしきい値を非常に高く設定すると、この信号
Ｃが早く現われすぎ、又、前述の遅延装置による
結合なしに誘導せざるを得なくなる。この方法は
うまくない。と云うのは、電流が大きな値からな
かなか減少しないからである。高目の負のモータ
起電力によるインバータ動作において、前述のよ
うに電流は非常に平らに零に向うので、大きな時
間誤差が大きな遅廷によつて生ずるに違いない。
この遅延は急な電流減少時には時間のむだとなろ
う。この外、微少電流も調べるべきである。よつ
て零電流検知器２の切換しきい値はできるだけ低
めに設けるべきである。

第６図の回路により、相対的に低く零電流検知
器の切換しきい値を設定しても磁化電流の問題は
除ける。大電流の減少時、そこに現われた大きな
磁化電流で切換をしようとすると、零検知器２の
切換しきい値が、抵抗２０，２２によつて決めら
れたコンデンサ１９の電圧の分圧分が上昇する。
そのレベルは磁化電流レベルにほぼ比例する。第
８図は第７図の電流波形の例と時間的に比較した
コンパレータの切換しきい値の一定の電流依存部
分を示す。

可変電流しきい値に基き、コンパレータ１０は
正の零電流信号Ｃを、変圧器Ｗの磁化電流によつ
て影響を受けない時点に供給する。つまり磁化電
流による電流信号Ｄ※の悪化はコンデンサ１９で
受けた補正信号によつて良好に補正される。

電流が減り、点火パルスがインバータ限界域に
現われると、負荷Ｂで電圧を一定にすることにな
る。制御可能な半導体スイツチが点火電流を受け
ると、これは無視できない程の逆方向電流を流
す。この電流に基く誤り検知防止のため、所要し
きい値を一般にあまり高くしすぎてはならず、こ
のため制御パルス回路７（第１図、第２図参照）
と零検知器２の間に制御装置２５を接続し、これ
により制御回路７に制御パルスの出現時のみに切
換しきい値を高くする。（第６図点線で示す）。

したがつて第６図の回路をさらに変形改良した
第１０図の回路が導入される。これは異る切換し
きい値によつて改善された零電流検出を行なう。

入力側ではこの回路は前述と同様に構成され
る。一点鎖線より上の回路が改造零電流検知器
２′を示す。本質的にこの零検知器２′は付属回路
を伴つた３つの演算増幅器２６，２７，２８から
成り、そこで最低切換しきい値を決める抵抗２９
は正の基準電位と第１の増幅器２６の否定入力３
０と、第２の増幅器の非否定入力３１とに接続さ
れ、又電流効果を確実するため２つの入力抵抗３
２，３３をもつ。この電流効果は抵抗３３に対す
る抵抗３２の抵抗値比によつて決まる。コンパレ
ータ２７は第６図から公知の特殊零電流検知器
（第６図１０）である。

さらに整流器GRの結合点１４から第１の増幅
器２６の非否定入力３４と第２の増幅器２７の否
定入力３５とへの接続線には直列に２つの抵抗３
６，３７がある。抵抗３６の前にはこれとほゞ同
じ抵抗値をもつ別の抵抗３９が結合点３８を経て
負荷の中点１５に結合される。両抵抗３６，３７
間の結合点４０はツエナーダイオード４１を介し
てまたこれと並列なコンデンサ４２を介して零電
位に接続される。

中点１５から、抵抗２９と第１の増幅器２６の
否定入力３０との間の結合点４３までの接続線に
は抵抗４０、ダイオード４５と前述の抵抗３２が
ある。ダイオード４５の陽極又はその抵抗４４と
の結合点と零電位との間およびダイオード４５の
陰極又はその抵抗３２との結合点と零電位との間
にはコンデンサ４８，４９が夫々存在する。この
零電位には整流器GRの結合点１８もある。

第１の増幅器２６の非否定入力３４と第２の増
幅器２７の否定入力３５の間の結合点５０には別
の結合点５１へ順方向に極性をとつたダイオード
５２がある。増幅器２６の出力５３は一方では順
方向に向いたダイオード５４を介してこの結合点
５１に結合され、また他方では抵抗５５を介して
正の基準電位（＋15V）に結合される。結合点５
１，５６間には抵抗５７がある。結合点５６には
ダイオード５８の陰極が結合し、その陽極は切換
検知器（図示せず）に結合する。

増幅器２７の出力５９は逆方向の極性にした２
つのダイオード６０，６１に結合される。ダイオ
ード６０の後には２つの抵抗６２，６３が続き、
その内の６３は抵抗５５と同様、正の基準電位に
結合される。

他のダイオード６１の陽極側は結合点６４にあ
り、この点には又ダイオード６５の陽極があり、
これ６５は第３の増幅器２８の否定入力６６に結
合する。この増幅器は遅延装置として接続され
る。結合点６４にはコンデンサ６４ａが結合さ
れ、その１つの電極は増幅器２８の出力６８と結
合した帰還抵抗６９に結合され、又抵抗７０を介
して零電位に結合される。結合点６４には更に抵
抗７１があり、これは結合点７２を経て正の基準
電位と抵抗２９に結合される。この抵抗２９の片
側又は結合点４３から、逆方向に向いたダイオー
ドと抵抗７４と順方向に向いたダイオードを経て
接続線が結合点５６に至り、陽極が負の基準電位
（−15V）にあるダイオード７６の陰極とさらに
抵抗７７とを点５６につなぎ、抵抗７７で集めら
れた点火パルスを受け取ることができる。

さらに抵抗６２，６３の結合点７８と、抵抗７
４とダイオードとの結合点７８ａは互に、逆向き
のダイオード７８ｂを経て零電位に結合され、同
様に抵抗７４とダイオード７５との結合点７９も
またコンデンサ８０を経て零電位に結合される。
第１１図の ａはサイリスタ順方向電流による実際電流値Ｄ
※ ｂはサイリスタ逆方向電流による実際電流値Ｄ
※ ｃは小電流時の切換しきい値の動き、 ｄは大電流時の切換しきい値の動き、 ｅは信号「逆転検知」 ｆは無遅延零電流信号を示す。

これによりこの回路の動作を詳述する。

電流が流れると、最小値、たとえば150mv又は
電流の効果に応じてしきい値が高くなる。第２の
増幅器はその付属回路と共にそれ自体零電流検知
器となるが、このしきい値より実際電流値Ｄが低
くなつたことをこの増幅器が一旦検出すると、こ
れはその出力信号又はこれに含まれる出力トラン
ジスタを動作停止させる。抵抗６３、結合点７
８、ダイオード７３を経て第２の増幅器２７の非
否定入力３１に電流が流れ込みヒステレシスに従
つてしきい値が少なくとも450mvよりたとえば
300mv上がる。これは相当高いしきい値であり、
またしたがつて、次の制御パルスで流れ始める電
流はこの高い検知限界に倒達できなくなるであろ
う。この300mvの上界分は制御パルス中もどら
ず、1msの時定数で遅れて解除される。このた
め、抵抗６３を流れる付加電流は一時ダイオード
７３ではなく抵抗７４を経て流れる必要がある。
このため、コンデンサ８０とダイオード７５を介
して、制御パルス中電圧は負の基準電位、つまり
−15vのレベルスに固定される。

しかし制御パルス中、零検知器として接続した
第２の増幅器２７のしきい値はまだ低下せずむし
ろ上がる。この上昇は前述のように、整流器内の
半導体スイツチの逆方向電流を考慮すると望まし
いことである。したがつて第２の増幅器２７の非
否定入力３１のたとえば300mvの電圧低下は否定
入力３５のたとえば600mvの電圧低下によつて補
償される。このためダイオード５２と抵抗５７が
設けられる。制御パルス終了後、ダイオード５２
と抵抗５７は再び無電流となる。コンデンサ８０
の充電に従つて第２の増幅器２７の非否定入力３
１に300mvの低下分が残る。しかしこれはこの増
幅器の非否定入力３１のしきい値が450mvから
150mvだけ上昇するまでに、1msの時定数で消滅
する。この点では全体の半分の電流効果が無視さ
れている。この半分は、電流減少前大電流が流れ
るときに限り、前記150mvの切換しきい値を上昇
させる（第１１図）。

450mvから150mvのしきい値が上昇する事、零
検知器２′は小電流検出の機会をもつ。

小電流が流れると、たとえば150mvの第２の増
幅器２７の切換しきい値は非常に低くなる。この
場合、ダイオード７３が非導通となる。この増幅
器２７の否定入力３５からダイオード５２と抵抗
５７を経て電流が流れるのであろう。これで零電
流信号を惹起することができよう。したがつて、
もし零電流信号が現われなければダイオード５２
は非導通となる。この役割は第１の増幅器２６の
負わされる。この増幅器２６内の出力トランジス
タは、第２の増幅器２７の出力トランジスタが導
通時（増幅器２７の出力で−15V）に非導通とな
る。抵抗５５とダイオード５４を経て正の電流が
流れ、その値は抵抗５７を流れる前述の電流より
大きい。

切換が必要なとき、整流器出力電流は制御され
て零にする。そこで、電流検出は次の制御パルス
直前に行なうことが可能となる。これによつて
450mvから300mvの切換しきい値上昇分をもとに
もどして、変成器の磁化電流が零電流信号ｃを再
びうち消し可能となる。したがつて、「逆転検
知」信号がダイオード５８を径て印加されると、
制御パルスの、切換しきい値への効果はそがれ
る。

ダイオード６１を経て第２の増幅器２７の出力
５９の切換状態が結合点６４に伝わる。この点６
４には前述のように遅延装置としての第３の増幅
器２８があり、その非否定入力８１は結合点６４
に直結し、又その否定入力６６は前述のように、
ダイオード６５を介して結合点６４に結合し、同
時に抵抗８２を介して零電位に置かれる。さらに
遅延装置としての第３の増幅器２８の機能を果た
すため、付属回路６６，６９，７０，７１があ
る。とくに調整又は交換可能な抵抗７１には遅延
時間が設定される。この種の増幅器に対してそれ
自体公知な方法で行なう測定により数ミリ秒の遅
延時間を設定することができる。しかしほとんど
の駆動方式に対して1ms以下の遅延時間を設定す
べきである。第３の増幅器２８の出力の遅延され
た零電流信号Ｃは切換ロジツク回路１に印加され
る（第１図、第２図）。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図は公知制御装置、第３図は零電
流検出器付きのDE―OS2042107から公知の２重
整流器、第４図は第３図の回路中の変成器電流の
時間図、第５図は零電流検知器に対して用意され
た電流実際値の時間図と、この検知器出力信号、
つまり零電流信号、第６図は零電流検知器をも
つ、零電流信号検出回路の第１の実施例、第７図
は零電流検知器入力にある電流実際値の時間図、
第８図は第７図と同じ時間基準をもつ零電流検知
器の切換しきい値の動き、第９図は第７図と同じ
時間基準の零電流検知器出力の零電流信号、第１
０図は零電流検知器付きの零電流信号検出回路の
第２の実施例、そして第１１図は第１０図の回路
の一部の時間的動作を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 極性切換器と、これにつゞく電流制御器と切
   換ロジツク回路とをもち、この回路の入力側には
   実際電流値から得た電流方向信号と電流目標値か
   ら得た零電流信号とが印加され、又その出力側で
   は極性切換器と、制御パルス回路と２重整流器と
   の間にあるパルス切換器とを制御し、そこに零電
   流信号を得るため整流器接続線にある変成器と、
   出力側に直流負荷をもつ全波整流器と、この後に
   接続された零電流検知器とを設けて成る無循環電
   流型２重整流器用制御装置において、電流目標値
   Ｄの異る高さに依存し、しかもこの値と同じ変化
   傾向をもつ可変切換しきい値をもつ零検知器２，
   ２′をそえることを特長とする制御装置。 ２ 制御パルス回路７と零検知器２との間に接続
   され、制御パルス出現時のみ切換しきい値を上に
   あげる切換しきい値制御装置２５によつて特長づ
   けられた特許請求の範囲第１項に記載の制御装
   置。 ３ コンパレータとして働き、否定と非否定入力
   １１，１２をもつ演算増幅器１０を零検知器に設
   け、否定入力１１は第１の抵抗１３を介して、全
   波整流器GRと分圧器として接続された負荷Ｂと
   の結合点１４に接続され、負荷Ｂの中間タツプは
   ダイオード１６と第２の抵抗１７と第１のコンデ
   ンサ１９をもつRC回路と第１の抵抗１３より高
   抵抗の第３の抵抗２０とを経て非否定入力１２に
   接続され、全波整流器GRと負荷との結合点１８
   は零電位にあり、この点にコンデンサの他端が接
   続され、第３の抵抗より低抵抗の第４の抵抗２２
   と第３の抵抗よりは高抵抗の第５の抵抗２４とを
   介して非否定入力１２を正の電位に結合すること
   を特長とする特許請求の範囲第１項又は第２項に
   記載の制御装置。 ４ 零検知器２１は３つの演算増幅器２６，２
   ７，２８とその付属回路をもち、最低切換しきい
   値を決める抵抗２９は正の基準電位と、第１の増
   幅器２６の否定入力３０ならびに第２の増幅器２
   ７の非否定入力３１との間に接続され、電流の効
   果を決める２つの入力抵抗３２，３３が設けら
   れ、第３の増幅器２８は零電流信号Ｃの遅延回路
   として形成されることを特長とする特許請求の範
   囲第１項に記載の制御装置。（第１０図）。