JPS6236463B2 - - Google Patents
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- JPS6236463B2 JPS6236463B2 JP56017747A JP1774781A JPS6236463B2 JP S6236463 B2 JPS6236463 B2 JP S6236463B2 JP 56017747 A JP56017747 A JP 56017747A JP 1774781 A JP1774781 A JP 1774781A JP S6236463 B2 JPS6236463 B2 JP S6236463B2
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 21
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 11
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 4
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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- H02M3/3388—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、電流源回路からの給電方法およびそ
の装置に関するものである。さらに詳しくは直流
電流源に直列に１個以上の給電装置を挿入し、そ
れぞれの給電装置によつて定電圧をとり出してそ
れぞれの末端負荷に供給する方法および装置に関
するものである。すなわち第１図に示すように粗
く調整された直流定電流源１に、直列に複数の給
電装置L1，L2…Lnを接続する。そしてこのうち
のL1をやや詳しく示した第２図において、DC―
ACインバータ３で入力側と絶縁しつつ、直流―
交流―直流に変換して、負荷側に得られた直流電
圧Voを末端負荷のインピーダンスZ0（またはア
ドミツタンス１／Ｙ０）に供給する方法である。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a method and device for supplying power from a current source circuit. More particularly, the present invention relates to a method and apparatus in which one or more power supply devices are inserted in series with a direct current source, and a constant voltage is extracted by each power supply device and supplied to each terminal load. That is, as shown in FIG. 1, a plurality of power supply devices L 1 , L 2 , . . . Ln are connected in series to a DC constant current source 1 that is roughly adjusted. In Figure 2, which shows L 1 in a little more detail, DC -
While insulating from the input side with AC inverter 3,
This is a method of converting AC to DC and supplying the DC voltage Vo obtained on the load side to the impedance Z 0 (or admittance 1/Y 0 ) of the terminal load.
従来より使用されている具体的な回路の第２図
に基づいて基本原理を説明し、かつ従来の方法の
問題点を明らかにする。 The basic principle will be explained based on FIG. 2 of a specific circuit that has been used conventionally, and problems with the conventional method will be clarified.
この第２図において、DC―DCインバータ２
は、DC―ACインバータ３、不飽和変圧器４、整
流器８、平滑コンデンサ９等で構成されている。
また１０は誤差検出増幅器である。説明の便のた
めDC―ACインバータ３部分における損失は０と
し、また変圧器４の巻線比をＮ１／Ｎ２＝１と仮定す
る。 In this figure 2, DC-DC inverter 2
is composed of a DC-AC inverter 3, an unsaturated transformer 4, a rectifier 8, a smoothing capacitor 9, etc.
Further, 10 is an error detection amplifier. For convenience of explanation, it is assumed that the loss in the DC-AC inverter 3 section is 0 , and that the turns ratio of the transformer 4 is N 1 /N 2 =1.
このような仮定における各部の電圧、電流の関
係は第２図に示すように、
Vi＝Vo， Is＝Ii
と簡略化できる。このようにすれば、負荷側の電
圧Voは
Vo＝Ii・Ｚｏ・Ｚｊ／Ｚｏ＋Ｚｊ＝Ii・１／Ｙｏ＋
Ｙｊ……(1)
となる。ここで、ZjとYjは、調整回路としての
インピーダンスとアドミツタンスである。(1)式か
ら電圧Voを負荷インピーダンスZo、Zjおよび入
力電流Isの変化に対して一定に保つための条件が
明らかになる。つまり、定電流回路からの入力電
流Isが一定の場合は、負荷側の電圧Voを一定に
するためには、(1)式における（Yo＋Yj）が一定
でなければならない。例えば、今、Yoが＋△Yo
だけ変化したものとすると、Yjは−△Yjだけ変
化するので、
Yo＋Yj＝（Yo＋△Yo）＋（Yj−△Yj1）……(2)
∴△Yo−△Yj1＝０ ……(3)
となる。(3)式は△Yoと△Yj1の絶対値は等しく、
方向が反対であることを示している。 The relationship between the voltage and current of each part under such an assumption can be simplified as Vi = Vo, Is = Ii, as shown in Figure 2. In this way, the voltage Vo on the load side becomes Vo=Ii・Zo・Zj/Zo+Zj=Ii・1/Yo+
Yj...(1) becomes. Here, Zj and Yj are the impedance and admittance of the adjustment circuit. Equation (1) reveals the conditions for keeping voltage Vo constant against changes in load impedances Zo and Zj and input current Is. In other words, when the input current Is from the constant current circuit is constant, (Yo+Yj) in equation (1) must be constant in order to keep the voltage Vo on the load side constant. For example, now Yo is +△Yo
If Yj changes by −△Yj, Yo+Yj=(Yo+△Yo)+(Yj−△Yj 1 )……(2) ∴△Yo−△Yj 1 =0……(3 ) becomes. Equation (3) shows that the absolute values of △Yo and △Yj 1 are equal,
It shows that the direction is opposite.
また、負荷が一定で、入力電流Isが△Is（＝△
Ii）だけ変化すれば
Vo＝（Ii＋△Ii）・１／Ｙｏ＋Ｙｊ＋△Ｙｊ２……(4
)
となる。この(4)式を変形すれば、
Ii＋△Ii＝Vo・（Yo＋Yj）＋Vo・△Yj2……(5)
△Ii＝Vo・△Yj2 ……(6)
である。この(6)式は入力電流の変化量と正比例し
て調整回路のアドミツタンスの変化の必要なこと
を示している。 Also, when the load is constant and the input current Is is △Is (=△
If only Ii) changes, then Vo=(Ii+△Ii)・1/Yo+Yj+△Yj 2 ……(4
) becomes. If we transform this equation (4), we get Ii+△Ii=Vo・(Yo+Yj)+Vo・△Yj 2 ...(5) △Ii=Vo・△Yj 2 ...(6). This equation (6) shows that the admittance of the adjustment circuit needs to change in direct proportion to the amount of change in the input current.
以上の(2)式から(6)式を統合すると、
Vi＝（Ii＋△Ii）・１／（Ｙｏ＋△Ｙｏ）＋（Ｙｊ−△Ｙｊ１）＋Ｙｊ２ ……(7)
となる。この(7)式は、△Iiと△Yoを補償する△
Yj1と△Yj2の必要量を統合して示している。 When formulas (2) to (6) are integrated, Vi=(Ii+ΔIi)·1/(Yo+ΔYo)+(Yj−ΔYj 1 )+Yj 2 (7). This equation (7) is △ which compensates △Ii and △Yo.
The required amounts of Yj 1 and △Yj 2 are shown together.
しかして、調整回路のインピーダンス（Zj＝
１／Ｙｊ）は第２図においては、整流平滑後のＰ―
P′点において示されている。しかし、これはＱ―
Q′点でも、Ｒ―R′点であつても理論上差支えな
い。このことは、変圧器４の１次と２次の巻線比
N1，N2が固定されていれば、入力側のＲ―R′点
と、負荷側のＰ―P′点の間のどこでも可能である
といえる。 Therefore, the impedance of the adjustment circuit (Zj=
1/Yj) is shown in FIG. 2 at point PP' after rectification and smoothing. However, this is Q-
There is no problem in theory whether it is point Q' or point R-R'. This means that the primary and secondary turns ratio of transformer 4 is
If N 1 and N 2 are fixed, it can be said that it is possible anywhere between point RR' on the input side and point PP' on the load side.
ところが、Ｐ―P′、Ｒ―R′線上においては、実
際上、直流並列安定化電源と同一となり、このイ
ンピーダンスZj（＝１／Ｙｊ）上において、電力の損
失は非常に大きなものとなる。すなわち、装置出
力電流の変動が最大ＩOMAX、最小ＩOMINであると
すると、制御部Zjにおける損失は、出力電流ＩOM
INのとき最大となり、その電力はVo（Ii−ＩOMI
N）となる。 However, on the P-P' and RR' lines, it is actually the same as a DC parallel stabilized power supply, and the power loss on this impedance Zj (=1/Yj) becomes very large. That is, assuming that the fluctuation of the device output current is maximum I OMAX and minimum I OMIN , the loss in the control section Zj is the output current I OM
It is maximum when IN , and its power is Vo(Ii−I OMI
N ).
本発明は、この点を解決するためになされたも
ので、DC―ACインバータの交流部分の電圧を制
御開閉素子を介して取出し、この制御開閉素子を
誤差検出増幅器の出力で制御してこの出力を直流
化し、電流源入力側に帰還するようにしたもので
ある。 The present invention was made to solve this problem, and the voltage of the alternating current part of the DC-AC inverter is taken out through a control switching element, and this control switching element is controlled by the output of an error detection amplifier. The current is converted to direct current and fed back to the input side of the current source.
以下、本発明の理論構成を第３図に基づいて説
明する。 Hereinafter, the theoretical configuration of the present invention will be explained based on FIG. 3.
第３図において、３はDC―ACインバータで、
このDC―ACインバータ３の変圧器４にさらに３
次巻線N′1を巻回し、この３次巻線N′1に誘起され
た電圧は適当な開閉素子、例えばトランジスタＳ
によつて導通比が制御され、この出力が入力回路
に直列に帰還されている。 In Figure 3, 3 is a DC-AC inverter,
In addition to the transformer 4 of this DC-AC inverter 3, 3
The secondary winding N' 1 is wound, and the voltage induced in this tertiary winding N' 1 is passed through a suitable switching element, such as a transistor S.
The conduction ratio is controlled by , and the output is fed back in series to the input circuit.
このとき、１次巻線N1と３次巻線N′1の巻線比
をN1＝N′1とし、また２次巻線をN2、出力側をコ
ンデンサインプツトにて構成し、さらに、各部の
損失を零と仮定すると、
Io＝（１−Ｄ）・Ｎ１／Ｎ２・Is， Vo＝Ｎ２／Ｎ１
・Vi′
が成立する。ここにＤはトランジスタＳの導通比
率である。さらに、
Vo＝Io・Ｒ＝（１−Ｄ）・Ｎ１／Ｎ２・Is・Ｒ……(8
)
となる。この(8)式を検討すれば、出力電圧Voは
入力電流Isおよび負荷抵抗Ｒの変化に対して、ト
ランジスタＳの導通比率Ｄを制御することにより
一定に保たれ得る可能性を示している。また、
Vi＝Vi′−Vj， Vj＝Vi′・Ｄ
であり、よつて
Vi＝Vi′−Vi′・Ｄ＝Vi′（１−Ｄ） ……(9)
となる。この(9)式は、出力電圧Voに関連した電
圧Vi′を一定に保ちながらトランジスタＳの導通
比率Ｄを制御することによつて、帰還電圧Vjお
よび全入力電圧が制御されることを示している。 At this time, the turns ratio of the primary winding N 1 and the tertiary winding N' 1 is N 1 = N' 1 , the secondary winding is N 2 , and the output side is configured with a capacitor input. Furthermore, assuming that the loss in each part is zero, Io=(1-D)・N 1 /N 2・Is, Vo=N 2 /N 1
・Vi′ holds true. Here, D is the conduction ratio of the transistor S. Furthermore, Vo=Io・R=(1-D)・N 1 /N 2・Is・R……(8
) becomes. Examining this equation (8) shows that the output voltage Vo can be kept constant by controlling the conduction ratio D of the transistor S with respect to changes in the input current Is and the load resistance R. Also, Vi=Vi′−Vj, Vj=Vi′・D, and therefore Vi=Vi′−Vi′・D=Vi′(1−D) (9). Equation (9) shows that the feedback voltage Vj and the total input voltage are controlled by controlling the conduction ratio D of the transistor S while keeping the voltage Vi' related to the output voltage Vo constant. There is.
また、投入電力は、
Vi・Is＝Is・Vi′（１−Ｄ） ……(10)
となり、この(10)式は制御された電力はすべて帰還
されてこの回路には理論上損失が存在しないこと
を示している。Also, the input power is Vi・Is=Is・Vi′(1−D)...(10), and this equation (10) shows that all the controlled power is fed back and theoretically there is a loss in this circuit. It shows that it does not.
しかして、前記(8)(9)(10)式のトランジスタＳによ
る導通比率Ｄは、前記(1)〜(7)式のアドミツタンス
Yjに相当し、出力電圧を定電圧にするための機
能を果すと同時に、入力側に電力帰還を可能とす
るいわゆる無損失可変アドミツタンスの役割を果
すものである。また逆に、入力電流、負荷等の変
化を補償して出力電圧を一定に保つようなトラン
ジスタＳによる導通比率Ｄの制御が行われれば実
施例を含めたあらゆる同様の回路において(1)〜(10)
式を満足させるような電気的制御が結果として行
われていることを意味する。 Therefore, the conduction ratio D of the transistor S in the above equations (8), (9), and (10) is equal to the admittance of the above equations (1) to (7).
It corresponds to Yj and serves the function of making the output voltage constant, and at the same time serves as a so-called lossless variable admittance that enables power feedback to the input side. Conversely, if the conduction ratio D is controlled by the transistor S to compensate for changes in the input current, load, etc. and keep the output voltage constant, all similar circuits including the embodiment can be used in (1) to ( Ten)
This means that electrical control that satisfies the equation is performed as a result.
以上が本発明の基本的構成であるが、本発明の
さらに詳しい第１実施例を第４図に基づいて説明
する。 The basic configuration of the present invention has been described above, and a more detailed first embodiment of the present invention will be described based on FIG. 4.
直流電流源ライン１１からの入力端子Ｒ，
R′間には、DC―ACインバータ３を介し、さらに
調整回路としての誤差検出増幅器１０を経て負荷
１２に結合されている。 Input terminal R from DC current source line 11,
R' is coupled to a load 12 via a DC-AC inverter 3 and an error detection amplifier 10 as an adjustment circuit.
前記DC―ACインバータ３は、第２図と同様、
不飽和変圧器４の一次側巻線N1，N1にはトラン
ジスタ５，６が結合されるとともに、発振用飽和
変成器７、電流供給巻線１３、抵抗１４、ダイオ
ード１５、コンデンサ１６からなる発振継続回路
１７が結合されている。１８は起動用抵抗であ
る。 The DC-AC inverter 3 is as shown in FIG.
Transistors 5 and 6 are coupled to the primary windings N 1 and N 1 of the unsaturated transformer 4, and the transformer also includes an oscillation saturation transformer 7, a current supply winding 13, a resistor 14, a diode 15, and a capacitor 16. An oscillation continuation circuit 17 is coupled thereto. 18 is a starting resistor.
前記変圧器４の２次側巻線N2には、全波整流
器８および平滑コンデンサ９からなる整流波回
路が接続されている。 A rectified wave circuit consisting of a full wave rectifier 8 and a smoothing capacitor 9 is connected to the secondary winding N 2 of the transformer 4.
前記調整回路としての誤差検出増幅器１０は、
出力電圧を検出する抵抗１９，２０とトランジス
タ２１とツエナーダイオード２２の他に特に本発
明では制御開閉素子としての可飽和リアクトル２
３を具備している。そして、この可飽和リアクト
ル２３の他方の巻線は第２の変圧器２４の巻線
N2′と直列にして前記変圧器４の２次側巻線N2の
端子Ｑ―Q′間に結合している。前記第２の変圧
器２４の他方の巻線N1′は、全波整流器２５、平
滑用コイル２６、コンデンサ２７からなる整流
波回路を介して、前記入力側電流源ライン１１に
挿入されたダイオード２８の両端間に結合されて
消耗されるべき電力を帰還するようになつてい
る。 The error detection amplifier 10 as the adjustment circuit includes:
In addition to the resistors 19 and 20 for detecting the output voltage, the transistor 21, and the Zener diode 22, the present invention particularly includes a saturable reactor 2 as a control switching element.
It is equipped with 3. The other winding of this saturable reactor 23 is the winding of the second transformer 24.
The secondary winding N 2 of the transformer 4 is connected between terminals Q and Q' in series with N 2 ' . The other winding N 1 ' of the second transformer 24 is connected to a diode inserted into the input current source line 11 via a rectified wave circuit consisting of a full-wave rectifier 25, a smoothing coil 26, and a capacitor 27. 28 to return power to be dissipated.
つぎに、第３図に基づいて説明した動作理論が
適用された実例としてのこの第４図のさらに具体
的動作を第５図ａ，ｂおよび第６図ａ，ｂに基づ
いて説明する。なお、Ｎ１／Ｎ２＝Ｎ′１／Ｎ′２であ
り、また第４
図の制御開閉素子としての可飽和リアクトル２３
は損失なく、出力側の調整回路としての誤差検出
増輻器１０のトランジスタ２１の出力電流Icによ
つて、その導通角Ｄ（第５図に示す）は制御され
るものとする。ここで、第５図ａは、軽負荷時、
第５図ｂは重負荷時の可飽和リアクトル２３およ
び各部の電圧、電流を示す。また、第６図ａ，ｂ
は第２の変圧器２４の出力側の電圧、電流を示
し、それぞれ第５図ａ，ｂに対応する。第４図お
よび第５図において、出力電流Ioは、整流器８に
入力する電流Ioacの平均値と同一であり、また出
力電圧Voは、整流器８の入力側の電圧Voacの波
高値と同一である。この場合、電圧Voacが矩形
波で、かつ負荷側はコンデンサ入力の整流回路で
構成されている。 Next, the more specific operation of FIG. 4 as an example to which the operation theory explained based on FIG. 3 is applied will be explained based on FIGS. 5a and 5b and 6a and 6b. Note that N 1 /N 2 =N' 1 /N' 2 , and the saturable reactor 23 as a control switching element in FIG.
It is assumed that there is no loss, and its conduction angle D (shown in FIG. 5) is controlled by the output current Ic of the transistor 21 of the error detection amplifier 10 as an output side adjustment circuit. Here, Fig. 5a shows that when the load is light,
FIG. 5b shows the saturable reactor 23 and voltages and currents at various parts under heavy load. Also, Figure 6 a, b
indicate the voltage and current on the output side of the second transformer 24, and correspond to FIGS. 5a and 5b, respectively. 4 and 5, the output current Io is the same as the average value of the current Ioac input to the rectifier 8, and the output voltage Vo is the same as the peak value of the voltage Voac on the input side of the rectifier 8. . In this case, the voltage Voac is a rectangular wave, and the load side is configured with a rectifier circuit with a capacitor input.
以上の第５図に示した可飽和リアクトル２３の
電流Idと導通角Ｄの変化は第２の変圧器２４の出
力側では第６図ａ，ｂに示すような変化となる。
すなわち、コイル２６の通過電流I1は変圧器２４
の１次側の電流Idのピーク値に略比例して、導通
角Ｄの変化によつては影響をうけない。 The changes in the current Id and conduction angle D of the saturable reactor 23 shown in FIG. 5 above result in changes as shown in FIGS. 6a and 6b on the output side of the second transformer 24.
That is, the current I1 passing through the coil 26 is
It is approximately proportional to the peak value of the primary side current Id, and is not affected by changes in the conduction angle D.
帰還される出力電圧Vjは、導通角Ｄが変化す
ると、それに比例して、第６図ａから第６図ｂの
ように変化する。 When the conduction angle D changes, the feedback output voltage Vj changes in proportion to it, as shown in FIGS. 6a to 6b.
以上は理論式８の負荷抵抗Ｒの変化に対応した
導通角Ｄの変化を示しているが、入力電流Isの変
化にも同様に追従することは明らかである。 The above shows the change in the conduction angle D corresponding to the change in the load resistance R in the theoretical formula 8, but it is clear that it follows the change in the input current Is in the same way.
つぎに、本発明の他の実施例を第７図および第
８図について説明する。 Next, another embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 7 and 8.
第７図は、制御開閉素子として、第４図のよう
な可飽和リアクトルに代えて自己帰還の磁気増幅
器２３ａを使用した例を示している。しかも、第
２変圧器２４を使用せずに、第１変圧器４の第１
次側巻線N1を使用し、かつ第４図における整流
器２５は、磁気増幅器２３ａの帰還用整流器２５
ａによつて代用される。したがつて回路構成が非
常に簡単となる。また、入力側と出力側の絶縁は
磁気増幅器２３ａの制御巻線とは別巻線とするこ
とによつて行なわれる。 FIG. 7 shows an example in which a self-feedback magnetic amplifier 23a is used instead of the saturable reactor shown in FIG. 4 as a control switching element. Moreover, without using the second transformer 24, the first
The rectifier 25 in FIG. 4 is the feedback rectifier 25 of the magnetic amplifier 23a.
Substituted by a. Therefore, the circuit configuration becomes very simple. Further, insulation between the input side and the output side is achieved by providing a separate winding from the control winding of the magnetic amplifier 23a.
第８図は、制御開閉素子としてチヨツパ回路２
３ｂを利用し、制御の絶縁はフオトカプラ３０に
よつて行なわれている例を示している。３１はパ
ルス巾変調器である。 Figure 8 shows a chopper circuit 2 as a control switching element.
3b is used, and control insulation is performed by a photocoupler 30. 31 is a pulse width modulator.
これら第７図および第８図の場合においても、
出力電圧を一定になるようにすれば結果として(1)
〜(10)式を満すような動作となることは明らかであ
る。 Even in the case of these figures 7 and 8,
If the output voltage is kept constant, the result is (1)
It is clear that the operation satisfies equation (10).
本発明は上述のように、DC―ACインバータの
交流側に制御開閉素子を結合し、出力電圧の誤差
検出増幅器の信号で開閉制御し、その出力を整流
平滑化して電流源ラインに帰還するようにした。
したがつて、消費電力を入力側に帰還でき電力損
失を大巾に減少せしめることができる。しかも、
回路構成も、第２変圧器またはDC―ACインバー
タの巻線を利用し、かつ制御開閉素子として可飽
和リアクトル、磁気増幅器、トランジスタおよび
整流平滑回路素子を付加するだけで構成でき、極
めて簡単になり、実用的であるなどのすぐれた効
果を有する。 As described above, the present invention connects a control switching element to the alternating current side of a DC-AC inverter, controls switching using a signal from an output voltage error detection amplifier, rectifies and smooths the output, and feeds it back to the current source line. I made it.
Therefore, power consumption can be fed back to the input side, and power loss can be greatly reduced. Moreover,
The circuit configuration is also extremely simple, using the windings of the second transformer or DC-AC inverter, and simply adding a saturable reactor, magnetic amplifier, transistor, and rectifying and smoothing circuit elements as control switching elements. It has excellent effects such as being practical and practical.
第１図は従来の装置のブロツク図、第２図は従
来の装置の詳細な電気回路図、第３図は本発明の
理論的電気回路図、第４図は本発明による装置の
第１実施例の電気回路図、第５図ａ，ｂは軽負荷
時および重負荷時における制御開閉素子と各部の
特性図、第６図ａ，ｂは第５図ａ，ｂに対応した
帰還出力側の特性図、第７図および第８図は本発
明による他の実施例の電気回路図である。
１…直流定電流源、L1，L2〜Ln…電源取出装
置、２…DC―DCコンバータ、３…DC―ACイン
バータ、４…不飽和変圧器、５，６…トランジス
タ、７…発振用飽和変成器、８…整流器、９…平
滑コンデンサ、１０…誤差検出増幅器、１１…直
流電流源ライン、１２…負荷、１３…電流供給巻
線、１４…抵抗、１５…ダイオード、１６…コン
デンサ、１７…発振継続回路、１８…起動用抵
抗、１９，２０…抵抗、２１…トランジスタ、２
２…ツエナーダイオード、２３…制御開閉素子と
しての可飽和リアクトル、２３ａ…制御開閉素子
としての磁気増幅器、２３ｂ…制御開閉素子とし
てのチヨツパ回路、２４…第２の変圧器、２５…
整流器、２６…平滑用コイル、２７…コンデン
サ、２８…ダイオード、３０…フオトカプラ、３
１…パルス巾変調器。
1 is a block diagram of a conventional device, FIG. 2 is a detailed electrical circuit diagram of the conventional device, FIG. 3 is a theoretical electrical circuit diagram of the invention, and FIG. 4 is a first implementation of the device according to the invention. The electric circuit diagram of the example, Figure 5a, b is a characteristic diagram of the control switching element and each part under light load and heavy load, and Figure 6 a, b is the feedback output side corresponding to Figure 5a, b. The characteristic diagrams, FIGS. 7 and 8 are electrical circuit diagrams of other embodiments according to the present invention. 1... DC constant current source, L 1 , L 2 ~ Ln... Power extraction device, 2... DC-DC converter, 3... DC-AC inverter, 4... Unsaturated transformer, 5, 6... Transistor, 7... For oscillation Saturation transformer, 8... Rectifier, 9... Smoothing capacitor, 10... Error detection amplifier, 11... DC current source line, 12... Load, 13... Current supply winding, 14... Resistor, 15... Diode, 16... Capacitor, 17 ...Oscillation continuation circuit, 18...Starting resistor, 19, 20...Resistor, 21...Transistor, 2
2...Zener diode, 23...Saturable reactor as a control switching element, 23a...Magnetic amplifier as a control switching element, 23b...Chopper circuit as a control switching element, 24...Second transformer, 25...
Rectifier, 26... Smoothing coil, 27... Capacitor, 28... Diode, 30... Photocoupler, 3
1...Pulse width modulator.
Claims (1)
し、それぞれの給電装置を構成するDC―ACイン
バータで前記直流電流を一旦交流に変換し、整流
波回路で整流平滑化して直流出力電圧を負荷に
供給し、この出力電圧は誤差検出増幅器の信号で
常に定電圧に制御するようにした方法において、
前記DC―ACインバータの交流電圧を抽出し、こ
の交流電圧を前記誤差検出増幅器の信号により制
御しつつ電気的に絶縁して前記直流定電流源に直
列にして帰還せしめるようにしたことを特徴とす
る電流源回路からの給電方法。 ２ 直流電流源に、直列に複数の給電装置を挿入
し、それぞれの給電装置を構成するDC―ACイン
バータで一旦交流に変換し、整流波回路で整流
平滑化して直流出力電圧を負荷に供給し、この出
力電圧は誤差検出増幅器の信号で常に定電圧に制
御するようにしたものにおいて、前記DC―ACイ
ンバータの変圧器の交流出力側を、制御開閉素子
および整流器を介して前記直流定電流源の入力端
に直列に挿入された整流器の両端に結合し、前記
制御開閉素子を前記誤差検出増幅器に結合してな
ることを特徴とする電流源回路からの給電装置。 ３ DC―ACインバータの変圧器の２次側巻線
に、制御開閉素子としての可飽和リアクトルと第
２の変圧器を結合し、この第２の変圧器の２次側
に結合した整流平滑回路を介して入力電流源に帰
還するようにした特許請求の範囲第２項記載の電
流源回路からの給電装置。 ４ DC―ACインバータの変圧器に３次巻線を設
け、この３次巻線に制御開閉素子としての磁気増
幅器を結合し、この磁気増幅器に結合した整流器
を介して入力電流源に帰還するようにした特許請
求の範囲第２項記載の電流源回路からの給電装
置。 ５ DC―ACインバータの変圧器に３次巻線を設
け、この３次巻線に整流器を介して制御開閉素子
としてのトランジスタを結合し、このトランジス
タの出力側を平滑化して入力電流源に帰還し、前
記トランジスタのベースにフオトカプラを介して
誤差増幅器に結合してなる特許請求の範囲第２項
記載の電流源回路からの給電装置。[Claims] 1. A plurality of power supply devices are inserted in series in a direct current source, and the DC-AC inverter constituting each power supply device converts the direct current into alternating current, which is then rectified and smoothed by a rectifier wave circuit. In this method, a DC output voltage is supplied to a load using a DC output voltage, and this output voltage is always controlled to a constant voltage using a signal from an error detection amplifier.
The AC voltage of the DC-AC inverter is extracted, and this AC voltage is electrically isolated while being controlled by the signal of the error detection amplifier, and is fed back in series with the DC constant current source. A method of supplying power from a current source circuit. 2. Insert multiple power supply devices in series into a DC current source, convert it to alternating current with the DC-AC inverter that makes up each power supply device, rectify and smooth it with a rectifier wave circuit, and supply the DC output voltage to the load. , in which this output voltage is always controlled to a constant voltage by a signal from an error detection amplifier, the AC output side of the transformer of the DC-AC inverter is connected to the DC constant current source through a control switching element and a rectifier. A power supply device from a current source circuit, characterized in that the control switching element is coupled to both ends of a rectifier inserted in series to the input terminal of the current source circuit, and the control switching element is coupled to the error detection amplifier. 3. A rectifier and smoothing circuit that connects a saturable reactor as a control switching element and a second transformer to the secondary winding of a DC-AC inverter transformer, and connects to the secondary side of this second transformer. 3. A power supply device from a current source circuit according to claim 2, wherein the current is fed back to the input current source via the current source circuit. 4 A tertiary winding is provided in the transformer of the DC-AC inverter, a magnetic amplifier as a control switching element is coupled to this tertiary winding, and the current is fed back to the input current source via a rectifier coupled to the magnetic amplifier. A power supply device from a current source circuit according to claim 2. 5 A tertiary winding is provided on the transformer of the DC-AC inverter, a transistor as a control switching element is connected to this tertiary winding via a rectifier, and the output side of this transistor is smoothed and fed back to the input current source. 3. A power supply device from a current source circuit according to claim 2, wherein the base of the transistor is coupled to an error amplifier via a photocoupler.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56017747A JPS57132219A (en) | 1981-02-09 | 1981-02-09 | Method and device for power supply from current source circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56017747A JPS57132219A (en) | 1981-02-09 | 1981-02-09 | Method and device for power supply from current source circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57132219A JPS57132219A (en) | 1982-08-16 |
| JPS6236463B2 true JPS6236463B2 (en) | 1987-08-07 |
Family
ID=11952332
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56017747A Granted JPS57132219A (en) | 1981-02-09 | 1981-02-09 | Method and device for power supply from current source circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57132219A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6236463U (en) * | 1985-08-20 | 1987-03-04 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0626479B2 (en) * | 1986-11-18 | 1994-04-06 | アンリツ株式会社 | Voltage converter |
| JP3498870B2 (en) * | 1995-02-10 | 2004-02-23 | 株式会社東芝 | AC / DC conversion power supply circuit |
-
1981
- 1981-02-09 JP JP56017747A patent/JPS57132219A/en active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6236463U (en) * | 1985-08-20 | 1987-03-04 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57132219A (en) | 1982-08-16 |
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