JPS6231359B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電子楽音シンセサイザに関するもの
であり、更に詳しく云うと変化する高調波内容を
もつた楽音を発生させる可変の時間遅延を使用す
る楽音シンセサイザに関する。

信号のより高い周波数成分を変えることによつ
て時間的に変化する楽音効果を発生させるためス
ライド型フオルマントフイルタを介して高調波に
富む可聴楽音（オーデイオトーン）を通す楽音シ
ンセサイザは周知である。アナログシステムにお
いては、スライド型フオルマントフイルタは、フ
イルタの出力の高調波内容を変化させるためしや
断周波数が時間と共に変化する高域又は低域フイ
ルタでさしつかえない。デジタルシステムにおい
ては、スライド型フオルマントフイルタの同様な
効果は、発生される楽音の音楽的波形上の点を決
める振幅値を得るため高調波係数が計算の演算方
式に使用される前に、高調波係数をスケールさせ
ることによつて得られる。スライド型フオルマン
トの同様な効果をもつデジタルシステムは、例え
ば“コンピユータオルガンにおけるフオルマント
フイルタリング”と題する米国特許第3956960
号、および“複音シンセサイザ”と題する米国特
許第4085644号に記述されている。しかし、係数
をスケールさせるには、比較的高価な回路素子で
あるデジタル乗算器を必要とする。

本発明は、複音の経時的に変化する高調波構造
を達成するため乗算器を使用せずにデジタル的に
つくるための装置を提供する。本発明は、楽音波
形の振幅点を表わすデータを変更することによつ
て同等の効果を得る。更に詳しく云うと、各振幅
点は、時間的に前の１振幅点を加算するか、又は
減算することによつて変更される。遅延時間は変
化させることができるので、現在の振幅点との加
算又は減算のため、多数ある前のデータ点のどれ
でも選ぶことができる。時間の関数として音波形
の振幅変化をあらわす連続的データ源は、先入先
出法（first―in，first―out basis）で１群の連
続的データ点を一時的に記憶している、例えばシ
フトレジスタの如き可変遅延手段に連結されてい
る。シフトレジスタに記憶されるデータ点の任意
の１つは、データ源からの現在のデータ点と一緒
に減算回路又は加算回路への１入力として選出で
きる。その結果えられる各値は、つぎにはＤ―Ａ
変換器に加えられて可聴出力信号を発生させる。

第１図に示した装置は、米国特許第4085644号
記載の複音シンセサイザに基づいている。しか
し、本発明は、説明が進むにつれて明らかになる
ように、他の周知の型のデジタルおよびアナログ
楽音発生器にも応用できる。

上記特許に記載されている複音シンセサイザ
は、反復する可聴波形の１サイクル（又は1/2サ
イクル）上の複数の点の相対的振幅をあらわす主
データセツトが比較的速いクロツク速度で計算さ
れ主シフトレジスタに記憶される計算モードを具
える。つぎに、主レジスタに記憶されたデータ
は、発生される楽音の基本周波数によつて決定さ
れるクロツク速度でノートレジスタへ転送され
る。つぎに主データセツトは、ノート（楽音）周
波数でノートレジスタからＤ―Ａ変換器へ反復し
て読出され、そのＤ―Ａ変換器はデータセツトに
所望の波形をもつた周期的な可聴信号に変換す
る。主データセツトは、各高調波の正弦値にそれ
ぞれの高調波係数値を乗算し、最終的な波形にお
ける対応する各点に対するこれらの計算値の和を
累算することによつて計算される。

上記米国特許第4085644号に詳述したように、
主データセツトは、離散的フーリエ変換によつて
計算される。

但し、Ｗは高調波の総数であり、Ｎは主データ
セツト中の語を指示し、ｑは各高調波を指示する
数である。従つてデータセツト中の語Ｎ＋ｋに対
するＸの値は次のように書くことができる。

従つてそのような２つのデータ語の差は次の通
りである。

周知の三角恒等式を用いることにより、式(3)は
同じ形で下記のように書き直すことができる。

但し、 式(4)は、高調波係数cqに倍率（スケールフア
クタ）2sinπｑｋ／２Ｗが乗算される点以外は、式(1)
と 実質的に同一であることが判る。位相係数（フエ
ーズフアクタ）θは無視することができる。とい
う理由は、耳は比較的小さな位相変化には鈍感で
あるのでフエーズフアクタは重要ではない。従つ
て、高調波係数にスケールフアクタを適用する効
果は、式(3)によつてあらわされる遅延および減算
の処理過程によつてえられることが判る。但し、
ｋは遅延量を決定する。

上記の米国特許第4085644号に記載したよう
に、スライド型フオルマントフイルタの効果は、
主データセツトの計算に用いられる高調波係数に
可変倍率（スケールフアクタ）を適用することに
よつて得られる。式(3)および(4)は、高調波係数値
へスケールフアクタを適用するのと同じ効果が、
遅延および減算操作を用いることによつて得られ
ることを示している。

第１図を詳細に参照するに、数字１０は、一般
的に上記米国特許第4085644号記載の型の複音シ
ンセサイザ用制御回路を示す。鍵盤１２上の１個
又はそれ以上の鍵の作動に応答して、複音シンセ
サイザ制御回路１０は、主データセツトが計算さ
れて主レジスタ３４に記憶される計算サイクルを
開始する。主レジスタ３４中の主データセツトの
各ワードは、波形上の相異なるサンプル点のうち
１つの振幅に対応する。そのセツトの複数のワー
ドは、発生する可聴音の１サイクルに対応する。
複音シンセサイザは、上記の式(1)によつて計算の
アルゴリズムを制御する。従つて、各高調波につ
いて、１つの正弦波関数値が表２４から読出さ
れ、乗算器２８によりメモリ２７からの高調波係
数が乗算される。この値は、加算器３３によりそ
の他の高調波の同じデータ点の振幅に累算又は加
算される。主レジスタ３４中の主データセツトを
構成する複数のワードは、各データ点に対するす
べての高調波の振幅の和に対応する。この計算
は、複音シンセサイザ制御回路１０中のクロツク
源から導出される比較的高速の論理クロツク速度
で行なわれる。クロツクセレクト回路４２は、計
算モード中主レジスタをシフトさせるため論理ク
ロツクパルスを用いる。

発生する楽音の波形をあらわす主データセツト
が計算され、主レジスタ３４に記憶された後に、
主データセツトはノートクロツク速度で主レジス
タからノートレジスタ３５へシフトされる。ノー
トクロツクパルスは、鍵盤１２上で作動された鍵
のピツチ周波数によつて決定される周波数で制御
回路１０から導出される。ひとたび主データセツ
トがノートレジスタ３５へシフトされるとワード
は音調クロツク速度でレジスタ内で絶え間なく循
環する。レジスタから連続的に読み出された各ワ
ードはＤ―Ａ変換器へ加えられ、その変換器は連
続したデジタルワードをアナログ電圧へ変換す
る。所望の可聴波形をもつこのアナログ電圧は音
響システム１１へ加えられる。

これまでに説明したように、第１図の回路は、
上記の係属中の出願に詳しく記載した複音シンセ
サイザに対応する。本発明によると、主レジスタ
３４からノートレジスタ３５へシフトされたデー
タワードは、デジタル加算器１０３の一方の入力
へ加えられる。加算器１０３へのもう一方の入力
は、データセレクトスイツチ回路１０１によつ
て、主レジスタ３４中のワード記憶場所のいずれ
か１つから導出される。データセレクトスイツチ
回路１０１は、例えば手動制御スイツチから、又
は複音シンセサイザ制御回路１０中のADSR発生
器から導出されるセレクト制御信号に応答して制
御される。ADSR発生器は通常発生する楽音のア
タツク（立ち上がり）、デイケイ（減衰）、サステ
イン（持続）およびリリース（消失）を制御す
る。データセレクトスイツチ回路１０１を制御す
るためにADSR信号を使用することにより、発生
する楽音の高調波特性の経時変化は、発生する楽
音のアタツク，デイケイ，サステインおよびリリ
ースと相関する。しかし、データセレクトスイツ
チ回路が制御される独特な方法は、本発明にとつ
て重要な意味はもたない。

主レジスタ３４中の選択された場所におけるワ
ードは、データセレクトスイツチ回路１０１によ
つて、２の補数回路１０２を経て、加算器１０３
のもう一方の入力へ転送される。その結果、主レ
ジスタ３４の主データセツト中の遅延したワード
は、主レジスタ３４からの現在のワードから減算
され、その差はノートレジスタ３５に記憶され
る。遅延量は勿論主レジスタ３４中のどの語の場
所がスイツチ回路１０１によつて選ばれるかによ
つて決定される。最終的な結果としては、ノート
レジスタ３５へ転送されたデータは、式４の差の
値△_kに相当する。但し、ｋはデータセレクトス
イツチ回路のセツテイングによつて決定される。
従つて、データセレクトスイツチ回路１０１，２
の補数回路１０２および加算器１０３は、主デー
タセツトによつて表わされる波形が主レジスタ３
４からノートレジスタ３５へ転送されるにつれ
て、その波形を変えるためのスライド型フオルマ
ントフイルタとして動作する。このフイルタの周
波数レスポンスは第２図に示されている。第２図
の左上方のスペクトルは、変更されることなく主
レジスタ中のデータから発生される波形に相当す
る。このスペクトルを生じさせた主レジスタ３４
に存在するデータは、31個の相等しい高調波係数
をもつた波形に対して計算された。その次のスペ
クトルは、１語の位置によつて分離された加算器
１０３への入力に相当し、連続する各スペクトル
は、付加的ワード分離に対するものであり、ｋ＝
１，２，３，……19に対応する。１ｋ≡６の範
囲におけるｋの値については、フイルタは高域フ
イルタとやゝ同じように作用し、スライド型フオ
ルマント効果を示す。

第３図は、下記の関係によつて規定される第１
図のフイルタ装置の利得レスポンスを示す。

G₁＝20log₁₀2sin（πｑｋ／２Ｗ）／２ (6) 波形の数はｋの値、即ち加算器へ加えられるシ
フトレジスタからの２ワードのワードアドレス分
離に相当する。利得は、高調波数Ｗを32と仮定す
ると、１から32へ変化するｑの関数としてプロツ
トされる。第３図によつて示されるように、ｋ＝
１とすると、利得は、最低次高調波に対して零と
なり、より高次高調波になるにつれて増大し、か
くして高域通過型フイルタの利得特性を与える。

再び第１図を参照するに、スイツチ１０４は、
２の補数回路１０２を禁止又はバイパスするよう
に具えられ、現在のワードおよび遅延ワードは、
減算される代りに加算される。加算された増分に
対する利得曲線は下記の形式を有する。

G′₁＝20log₁₀2cos（πｑｋ／２Ｗ）／２ (7) 第４図は、種々のｋの値に対して加算された増
分の利得曲線を示す。ｋ＝１の場合、利得は、よ
り高次高調波において下降し、低域フイルタの
波効果（filtering effect）を与える。連続するｋ
値に対するしや断周波数は減少する。従つて変化
するｋは、スライド型フオルマントフイルタリン
グ効果を与える効果を有する。

第１図に関連して述べた発明は、また、米国特
許第3809786号に記載した型のコンピユータオル
ガンに組みこんでもよい。第５図を参照するに、
上記特許に記載した如く、第５図の１０′に一般
的に示すコンピユータオルガンは、一連のデータ
点を実時間で計算し、各データ点値は一時的にア
キユムレータに記憶される。一定のクロツク間隔
で、各データ点値は、アキユムレータ１６からゲ
ート１７を経てＤ―Ａ変換器１８へ転送される。
連続的データ点値は、アナログ電圧へ接続され、
その電圧は音響システム１１へ印加される。本発
明は、ゲート１７の出力を加算器１０３′を経て
Ｄ―Ａ変換器１８へ加えることによつて組みこま
れる。加算器１０３′は、シフトレジスタ１０９
に一時的に記憶されている先に計算されたデータ
点値の値を各データ点値に加算することによつて
各データ点値を変更する。各データ点値は、それ
が計算されゲート１７によつてゲートアウトされ
るにつれてレジスタ１０９へシフトされる。シフ
トレジスタ１０９に記憶されている先のデータ点
値のいずれか１つが、データセレクト回路１０
１′によつて選ばれ、２′の補数回路１０２′を経
て加算器１０３′へ加えられる。データ点値が実
時間で発生するという点以外は、第５図の回路
は、第１図に関連して上述したのと同じ方法で、
発生するアナログ波形の高調波内容を変更するよ
うに作動する。

上述の差分変調システムは、“第１の差分”変
調システムとして参照されよう。その理由は、結
果として得られる各値は単一の減算によつて発生
されるからである。第６図の回路は、“第２の差
分”変調システムを用いたシステムを示す。連続
的データ点をＸ_o，Ｘ_o+k，Ｘ_o+2k等とすると、第
２の差分は、下記のように定義される。

△_２＝Ｘ_o+2k−2X_o+k＋Ｘ_o (8) 上述の式(1)および(2)に与えた定義を用いると、
第２の差分は下記のように表わせる。

式(9)は下記のように書き改められる。

B²＝4cos²πｑ／Ｗｋ＋４（３−4cos²πｑｋ／Ｗ）(1
1) 第７図は、下記の関係によつてdb単位であら
わしたB²の第２の差分値に対する利得特性を示
す。

G₂＝10log₁₀B²／４ (12) 第８図は第２の和変調に対する利得特性を示
す。

第６図を参照するに、第２の差分変調構成に対
するブロツク図が、ブロツク図形式で示されてい
る。この回路は、加算器１０３の出力が第２の加
算器１０５の一方の入力へ加えられるという点を
除けば、第１図に示す回路と本質的に同じであ
る。２の補数回路１０２の出力は、レフトシフト
回路１０４を経て加算器１０５の第２の入力へ加
えられる。２の補数回路１０２をバイパスするこ
とによつて、第２の和変調を得ることができる。

以下本発明の実施の態様を列記する。

１ 前記遅延手段は、前記データ源に接続され前
記デジタル語のグループを先入れ後出し法で一
時的に受信し、記憶するための手段を具える前
記特許請求の範囲第１項記載の装置。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の概略的ブロツク図で
ある。第２図は異つた遅延値をもつた第１図の回
路の周波数レスポンスを示す。第３図は遅延デー
タ点が現在のデータ点から減算される場合の第１
図のフイルタ装置の利得レスポンスを示す。第４
図は遅延データ点が現在のデータ点に加算される
場合の利得レスポンスを示す。第５図は実時間コ
ンピユータオルガンに組込まれた本発明の概略的
ブロツク図である。第６図は本発明の変形実施例
の概略的ブロツク図である。第７図および第８図
はそれぞれ減算回路および加算回路に対する第６
図の回路装置についての利得レスポンスを示す。 第１図において、１２は鍵盤、１０は複音シン
セサイザ制御回路、２４は正弦波関数表、２７は
高調波係数メモリ、２８は乗算器、３３は加算
器、３４は主レジスタ、４２はクロツクセレクト
回路、１０１はデータセレクトスイツチ回路、１
０２は２の補数回路、１０３は加算器、３５はノ
ートレジスタ、４７はＤ―Ａ変換器、１１は音響
システム。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 所定の方法で所望の楽音波形の基となる第１
   の信号を発生させる手段と、時間遅延手段と、を
   具え、前記第１の信号は、遅延手段に結合され、
   前記第１の信号に比べて時間的に遅れる第２の信
   号を発生するものであり、さらに前記遅延手段は
   第１の信号と第２の信号との間の時間的遅延量を
   選択的に変化するための手段を具え、前記第１の
   信号と第２の信号を加算あるいは減算してスライ
   ド型フオルマトフイルタ効果のついた第３の信号
   を発生する加減算器を含む手段と、第３の信号を
   可聴音波に変換する手段とを具備して所望のスラ
   イド型フオルマントフイルタ効果のついた楽音波
   形を得ることを特徴とする楽音シンセサイザ。