JPS6230433A - レ−ザダイオ−ドバイアス電流制御方式 - Google Patents
レ−ザダイオ−ドバイアス電流制御方式Info
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- JPS6230433A JPS6230433A JP60168580A JP16858085A JPS6230433A JP S6230433 A JPS6230433 A JP S6230433A JP 60168580 A JP60168580 A JP 60168580A JP 16858085 A JP16858085 A JP 16858085A JP S6230433 A JPS6230433 A JP S6230433A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/50—Transmitters
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- Signal Processing (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はレーザダイオードバイアス電流制御方式に関し
、更に詳細にはレーザダイオード（以下、ＬＤと略す）
の駆動回路におけるＬＤ直流バイアス電流（以下、ｉｂ
と略す）の制御方式に関する。
、更に詳細にはレーザダイオード（以下、ＬＤと略す）
の駆動回路におけるＬＤ直流バイアス電流（以下、ｉｂ
と略す）の制御方式に関する。
（従来の技術）
ＬＤの利得、すなわち誘導放出の割合は、温度が高いほ
ど一定注入電流（または注入キャリア密度）に対して小
さくなる。一方、損失の温度依存性は小さいので、閾値
電流密度は温度上昇とともに増加する。このようにＬＤ
の出力特性は温度変動に伴って変化する。よって、ＬＤ
を用いた高速光通信を行なうためにはｉｂの制御を行な
う必要があるが、従来のｉｂの制御方式を以下図面に基
づいて説明する。
ど一定注入電流（または注入キャリア密度）に対して小
さくなる。一方、損失の温度依存性は小さいので、閾値
電流密度は温度上昇とともに増加する。このようにＬＤ
の出力特性は温度変動に伴って変化する。よって、ＬＤ
を用いた高速光通信を行なうためにはｉｂの制御を行な
う必要があるが、従来のｉｂの制御方式を以下図面に基
づいて説明する。
第９図は従来のＬＤバイアス電流制御回路を示す回路図
である。同図において、９１はＬＤ、９２は受光素子（
以下、ＰＤと略す） 、９３．９４は定電流源、９５は
ＬＤＤ動回路、９６は増幅器、９７はコンデンサ、９８
は差動増幅器である。ここで、ＬＤＤ動回路９５はトラ
ンジスタの差動対で構成する。ＬＤ９１のアノードは接
地されると共にＰＤ９２のカソードに接続され、ｔ、Ｄ
９１のカソードは定電流源９４の出力側とＬＤＤ動回路
９５の中のトランジスタのコレクタに各々接続している
。ＰＤ９２のアノードは増幅器９６及びコンデンサ９７
が並列接続して構成する積分器の入力側の接続している
。そして、前記積分器の出力側は差動増幅器９８の反転
入力部に接続しており、差動増幅器９８の非反転入力部
には基準電圧Ｖ ｒｅｆが印加される。次に、差動増幅
器９８に出力は定電流源９４に供給される。また、ＬＤ
Ｄ動回路９５には定電流源９３から一定値パルス電流ｉ
ｐが供給される。
である。同図において、９１はＬＤ、９２は受光素子（
以下、ＰＤと略す） 、９３．９４は定電流源、９５は
ＬＤＤ動回路、９６は増幅器、９７はコンデンサ、９８
は差動増幅器である。ここで、ＬＤＤ動回路９５はトラ
ンジスタの差動対で構成する。ＬＤ９１のアノードは接
地されると共にＰＤ９２のカソードに接続され、ｔ、Ｄ
９１のカソードは定電流源９４の出力側とＬＤＤ動回路
９５の中のトランジスタのコレクタに各々接続している
。ＰＤ９２のアノードは増幅器９６及びコンデンサ９７
が並列接続して構成する積分器の入力側の接続している
。そして、前記積分器の出力側は差動増幅器９８の反転
入力部に接続しており、差動増幅器９８の非反転入力部
には基準電圧Ｖ ｒｅｆが印加される。次に、差動増幅
器９８に出力は定電流源９４に供給される。また、ＬＤ
Ｄ動回路９５には定電流源９３から一定値パルス電流ｉ
ｐが供給される。
次に、上記従来例の動作を説明する。
先ず、定電流源９４からの所定値のｉｂのもとで、囃面
的に立ち上がるパルス電流ｉ、が定電流源９３からＬＤ
Ｄ動回路９５を介してＬＤ９１に加えられる。すると、
ＬＤ９１は両方の反射面から光ファイバに結合される主
ビームとＰＤ９２に検出されるモニタービームとを放出
する。ＰＤ９２により検出された出力電圧は増幅器９６
及びコンデンサ９７より構成する積分器を介して平均化
されて差動増幅器９８によって基準電圧Ｖ ｒｅｆと比
較される。そして、その比較の差が絶えず０になるよう
に定電流源９４からのｉｂが制御される。しかし、上記
構成ではパルス電流ｉｂが一定となっているためにバイ
アス電流ｉｂに対する依存度が高くなり、温度変動によ
るＬＤ９１に対するｉ。
的に立ち上がるパルス電流ｉ、が定電流源９３からＬＤ
Ｄ動回路９５を介してＬＤ９１に加えられる。すると、
ＬＤ９１は両方の反射面から光ファイバに結合される主
ビームとＰＤ９２に検出されるモニタービームとを放出
する。ＰＤ９２により検出された出力電圧は増幅器９６
及びコンデンサ９７より構成する積分器を介して平均化
されて差動増幅器９８によって基準電圧Ｖ ｒｅｆと比
較される。そして、その比較の差が絶えず０になるよう
に定電流源９４からのｉｂが制御される。しかし、上記
構成ではパルス電流ｉｂが一定となっているためにバイ
アス電流ｉｂに対する依存度が高くなり、温度変動によ
るＬＤ９１に対するｉ。
がＬＤ発振間値電流ｉｔｈから大幅に小さくなる。よっ
（ＬＤ９１の発振遅延時間が大きくなるので、電流信号
パルス幅内で発進している時間が短くなりＬＤ９１の平
均光出力の光波形が劣化してしまう。したがって、第９
図に示す回路構成の装置は高速光通信に適さない。
（ＬＤ９１の発振遅延時間が大きくなるので、電流信号
パルス幅内で発進している時間が短くなりＬＤ９１の平
均光出力の光波形が劣化してしまう。したがって、第９
図に示す回路構成の装置は高速光通信に適さない。
この問題点を解決するものとしてｒｌＥＥＥ ＴＲＡＮ
ＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ （：ＯＭＭＵＮＩ（：ＡＴＩ
ＯＮＳ、Ｖｏｌ、ＧＯＭ−２６，Ｎｏ、７．ＪＬＩＬＹ
１９７８ Ｐ１０Ｂ８〜１０９８Ｊに開示されている
制御装置がある。第１θ図は上記文献に開示された制御
装置を示す回路図である。同図において、１０１はＬＤ
駆駆動路路１０２は保護回路、１０３は低ドリフトＤＣ
アンプ、１０４は広帯域アンプ、１０５，１０６，１０
７，１０８゜１０９は差動増幅器、１１０は増幅器であ
る。ここで、低ドリフトＤＣアンプ１０３の出力電圧は
ＰＯの出力の時間的平均値Ｐａｖに比例し、広帯域アン
プ１０４の出力電圧はＰＤの出力のＡＣ部分に比例した
ものである。また、広帯域アンプ１０４の出力電圧はシ
ョットキーダイオードＳＤ、′ＥＬびコンデンサＣ０か
らなる最大値検出器による最大値Ｐｍａｘと、ショット
キーダイオードＳＤ２及びＣ４からなる最小値検出器に
よる最小値Ｐｍ１ｎとに分けされる。さらに、差動増幅
器１０５．１０６の基準電圧Ｖｒｅｆ＋、 Ｖｒｅｆ２
は各々ＳＤ、、ＳＤ２によって決定される。よって、差
動増幅器Ｌυ５，１０６の出力電圧は各々Ｐｍａｘ−Ｐ
ａｖ、Ｐａｖ−Ｐｍｉｎに比例する。したがって、差動
増幅器１０８の出力電圧はＰｍａｘ−Ｐｍｉｎとなる。
ＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ （：ＯＭＭＵＮＩ（：ＡＴＩ
ＯＮＳ、Ｖｏｌ、ＧＯＭ−２６，Ｎｏ、７．ＪＬＩＬＹ
１９７８ Ｐ１０Ｂ８〜１０９８Ｊに開示されている
制御装置がある。第１θ図は上記文献に開示された制御
装置を示す回路図である。同図において、１０１はＬＤ
駆駆動路路１０２は保護回路、１０３は低ドリフトＤＣ
アンプ、１０４は広帯域アンプ、１０５，１０６，１０
７，１０８゜１０９は差動増幅器、１１０は増幅器であ
る。ここで、低ドリフトＤＣアンプ１０３の出力電圧は
ＰＯの出力の時間的平均値Ｐａｖに比例し、広帯域アン
プ１０４の出力電圧はＰＤの出力のＡＣ部分に比例した
ものである。また、広帯域アンプ１０４の出力電圧はシ
ョットキーダイオードＳＤ、′ＥＬびコンデンサＣ０か
らなる最大値検出器による最大値Ｐｍａｘと、ショット
キーダイオードＳＤ２及びＣ４からなる最小値検出器に
よる最小値Ｐｍ１ｎとに分けされる。さらに、差動増幅
器１０５．１０６の基準電圧Ｖｒｅｆ＋、 Ｖｒｅｆ２
は各々ＳＤ、、ＳＤ２によって決定される。よって、差
動増幅器Ｌυ５，１０６の出力電圧は各々Ｐｍａｘ−Ｐ
ａｖ、Ｐａｖ−Ｐｍｉｎに比例する。したがって、差動
増幅器１０８の出力電圧はＰｍａｘ−Ｐｍｉｎとなる。
次に、差動増幅器１０７は低ドリフトＤＣアンプ１０３
と差動増幅器１０６の各出力電圧を互いに比較し、その
出力はＰｍ１ｎに比例するものである。そして、この出
力に基づいて差動増幅器１０９はＬＤＤ動回路１０１か
らのＬＤ直流バイアス電流■。を制御している。次に、
増幅器１１０は差動増幅器１０８の出力に基づいてＬＤ
Ｄ動回路１０１からパルス電流■６を制御している。
と差動増幅器１０６の各出力電圧を互いに比較し、その
出力はＰｍ１ｎに比例するものである。そして、この出
力に基づいて差動増幅器１０９はＬＤＤ動回路１０１か
らのＬＤ直流バイアス電流■。を制御している。次に、
増幅器１１０は差動増幅器１０８の出力に基づいてＬＤ
Ｄ動回路１０１からパルス電流■６を制御している。
（発明が解決しようとする問題点）
しかしながら、上記構成の装置では回路構成が複雑であ
るとともにバイアス電流を制御するための調整方法も複
雑となっている。
るとともにバイアス電流を制御するための調整方法も複
雑となっている。
本発明はこれらの問題点を解決するためのもので、簡単
な回路構成によってＬＤの温度変動に対して簡単な調整
方法でバイアス電流を制御し、高速光通信に最適なレー
ザダイオードバイアス電流制御方式を提供することを目
的とする。
な回路構成によってＬＤの温度変動に対して簡単な調整
方法でバイアス電流を制御し、高速光通信に最適なレー
ザダイオードバイアス電流制御方式を提供することを目
的とする。
（問題点を解決するための手段 ）
本発明は前記問題点を解決するために送信データを含む
パルス電流とレーザダイオードの発振を制御するバイア
ス電流とからなるレーザダイオード駆動電流をレーザダ
イオードに供給して光通信を行なう光通信装置において
、前記パルス電流のデユーティ比を算出する第一の算出
手段と、前記パルス電流のデユーディ比を大きくするデ
ユーティ増大手段と、該デユーティ増大手段によりデユ
ーティ比が大きくなった前記パルス電流をレーザダイオ
ードに供給する手段と、レーザダイオードからの光出力
をフォトダイオードを介して電気信号に変換し、該電気
信号のデユーティ比を算出する第二の算出手段と、前記
第一及び第二の算出手段により算出された各デユーティ
比を比較する比較手段と、該比較手段の比較結果に従っ
て前記バイアス電流を制御する手段とを具備することを
特徴としている。
パルス電流とレーザダイオードの発振を制御するバイア
ス電流とからなるレーザダイオード駆動電流をレーザダ
イオードに供給して光通信を行なう光通信装置において
、前記パルス電流のデユーティ比を算出する第一の算出
手段と、前記パルス電流のデユーディ比を大きくするデ
ユーティ増大手段と、該デユーティ増大手段によりデユ
ーティ比が大きくなった前記パルス電流をレーザダイオ
ードに供給する手段と、レーザダイオードからの光出力
をフォトダイオードを介して電気信号に変換し、該電気
信号のデユーティ比を算出する第二の算出手段と、前記
第一及び第二の算出手段により算出された各デユーティ
比を比較する比較手段と、該比較手段の比較結果に従っ
て前記バイアス電流を制御する手段とを具備することを
特徴としている。
（作用）
以上のような構成を有する本発明によれば、デユーティ
増大手段によりデユーティ比が大きくなったパルス電流
がバイアス電流とともにＬＤに供給されてＬＤが発振す
る。ＬＤからの光出力はＰＯを介して電気信号に変換さ
れ、かつ得た電気信号のデユーティ比を第二の算出手段
により算出する。また、送信データを含むパルス電流の
デユーティ比は第一の算出手段により算出される。第一
及び第二の算出手段により算出された各デユーティ比は
比較手段により比較される。その比較結果に従って上記
デユーティ比が等しくなるようにバイアス電流は制御さ
れると共にデユーティ比を大きくするための設定量を調
整する。
増大手段によりデユーティ比が大きくなったパルス電流
がバイアス電流とともにＬＤに供給されてＬＤが発振す
る。ＬＤからの光出力はＰＯを介して電気信号に変換さ
れ、かつ得た電気信号のデユーティ比を第二の算出手段
により算出する。また、送信データを含むパルス電流の
デユーティ比は第一の算出手段により算出される。第一
及び第二の算出手段により算出された各デユーティ比は
比較手段により比較される。その比較結果に従って上記
デユーティ比が等しくなるようにバイアス電流は制御さ
れると共にデユーティ比を大きくするための設定量を調
整する。
したがって、本発明は前記問題点を解決できる。
（実施例）
以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。
はじめに、ＬＤの駆動電流は前述したようにＬＤバイア
ス電流ｉｂとパルス電流ｉＰとの和である。この駆動電
流のうちのパルス電流ｉｐの立上り及び立ち下りに対し
てのＬＤの発光パワーＰ０には第８図かられかるように
立上り遅延時間で及び立ち下り遅延時間τｆが生じる。
ス電流ｉｂとパルス電流ｉＰとの和である。この駆動電
流のうちのパルス電流ｉｐの立上り及び立ち下りに対し
てのＬＤの発光パワーＰ０には第８図かられかるように
立上り遅延時間で及び立ち下り遅延時間τｆが生じる。
同図から明らかなように、その立上り遅延時間ではｉｂ
と発振閾値電流ｔｔｈとの比較つまりｉｂに依存してお
り、かつ立上り遅延時間でか最小になるためにｉｂ／ｉ
ｔｈ≧１となればよい。また、ＬＤの発光パワーＰｏの
立上り遅延時間では立上りのみに関係し、ＬＤの発光パ
ワーＰｏの立ち下り遅延時間τｆはｉｂと無関係に一定
である。よって、ＬＤの発光パワーＰｏの遅延時間での
増減はｉＰとＬＤの発光パワーＰｏのパルス占有率（デ
ユーティ比）を比較することによりなされ、ｉｂの制御
にも作用している。
と発振閾値電流ｔｔｈとの比較つまりｉｂに依存してお
り、かつ立上り遅延時間でか最小になるためにｉｂ／ｉ
ｔｈ≧１となればよい。また、ＬＤの発光パワーＰｏの
立上り遅延時間では立上りのみに関係し、ＬＤの発光パ
ワーＰｏの立ち下り遅延時間τｆはｉｂと無関係に一定
である。よって、ＬＤの発光パワーＰｏの遅延時間での
増減はｉＰとＬＤの発光パワーＰｏのパルス占有率（デ
ユーティ比）を比較することによりなされ、ｉｂの制御
にも作用している。
したがフて、本発明はこのような動作原理に基づいてな
されるものであり、以下図面に基づいて本発明の一実施
例を説明する。
されるものであり、以下図面に基づいて本発明の一実施
例を説明する。
第１図は、本発明の一実施例を示す回路図である。同図
において、１はデユーティ増大回路、２はＬＤ駆動回路
、３は光信号検出回路、４．５はデューテで検出回路、
６は差動増幅器、７は定電流源、８はＬＤ、９はＰＤ、
１０は入力端子である。入力端子１０はデユーティ増大
回路１及びデユーティ検出回路４の各入力部に共通接続
し、デユーティ増大回路１の出力部はＬＤ駆動回路２の
一方の入力部に接続している。ＬＤ駆動回路２の他方の
入力部は定電流源７の出力部に接続している。ＬＤ駆動
回路２の出力部はＬＤ８のカソードに接続し、ＬＤ８の
アノードは接地されると共にＰＤ９のカソードにも接続
している。また、ＰＩ）９のアノードは光信号検出回路
３の入力部に接続し、光信号検出回路３の出力部はデク
−ティ検出回路５に接続している。そして、デユーティ
検出回路５の出力部は差動増幅器６の非反転入力部に接
続し、差動増幅器６の反転入力部はデユーティ検出回路
４の出力部に接続しでいる。差動増幅器６の出力部は定
電流源７の制御部に接続し、定電流源７の入力部は電源
ＶＥＥに接続している。ここで、デユーティ増大回路１
は例えば第２図に示すように遅延線を用いて構成され、
入力端子１０から入力される電気ディジタル信号列のデ
ユーティを時間にして数ｎ５ｅｃ増大させる回路である
。また、ＬＤ駆動回路２は例えば第３図に示すようにト
ランジスタの差動対として構成される。
において、１はデユーティ増大回路、２はＬＤ駆動回路
、３は光信号検出回路、４．５はデューテで検出回路、
６は差動増幅器、７は定電流源、８はＬＤ、９はＰＤ、
１０は入力端子である。入力端子１０はデユーティ増大
回路１及びデユーティ検出回路４の各入力部に共通接続
し、デユーティ増大回路１の出力部はＬＤ駆動回路２の
一方の入力部に接続している。ＬＤ駆動回路２の他方の
入力部は定電流源７の出力部に接続している。ＬＤ駆動
回路２の出力部はＬＤ８のカソードに接続し、ＬＤ８の
アノードは接地されると共にＰＤ９のカソードにも接続
している。また、ＰＩ）９のアノードは光信号検出回路
３の入力部に接続し、光信号検出回路３の出力部はデク
−ティ検出回路５に接続している。そして、デユーティ
検出回路５の出力部は差動増幅器６の非反転入力部に接
続し、差動増幅器６の反転入力部はデユーティ検出回路
４の出力部に接続しでいる。差動増幅器６の出力部は定
電流源７の制御部に接続し、定電流源７の入力部は電源
ＶＥＥに接続している。ここで、デユーティ増大回路１
は例えば第２図に示すように遅延線を用いて構成され、
入力端子１０から入力される電気ディジタル信号列のデ
ユーティを時間にして数ｎ５ｅｃ増大させる回路である
。また、ＬＤ駆動回路２は例えば第３図に示すようにト
ランジスタの差動対として構成される。
同図の端子３１は第１図のＬＤ駆動回路２の一方の入力
部に相当してデユーティ増大回路１の出力部に接続し、
端子３２は第１図のＬＤ駆動回路２の他方の人力部に相
当して定電流源７の出力部に接続している。さらに、端
子３３は第１図のＬＤ駆動回路２の出力部に相当してＬ
Ｄ８のカソードに接続している。
部に相当してデユーティ増大回路１の出力部に接続し、
端子３２は第１図のＬＤ駆動回路２の他方の人力部に相
当して定電流源７の出力部に接続している。さらに、端
子３３は第１図のＬＤ駆動回路２の出力部に相当してＬ
Ｄ８のカソードに接続している。
またデユーティ検出回路４．５は例えば第４図に示すよ
うに積分回路により構成される。さらに、光信号検出回
路３はＰＯ２の出力である光電流から電気パルス列を再
生する回路であり、この電気パルス列の振幅は入力端子
１０に人力される電気ディジタル信号列の振幅と等しい
。また、本実施例ではＰＯ２に８ＰＩＮフオトダイオー
ドを用いた。
うに積分回路により構成される。さらに、光信号検出回
路３はＰＯ２の出力である光電流から電気パルス列を再
生する回路であり、この電気パルス列の振幅は入力端子
１０に人力される電気ディジタル信号列の振幅と等しい
。また、本実施例ではＰＯ２に８ＰＩＮフオトダイオー
ドを用いた。
次に、本実施例の動作を説明する。
はじめに、第１図の各部の信号波形を示す第５図におけ
る信号Ｓ。のような電気ディジタル信号列が、入力端子
ｌＯを介してデユーティ増大回路１及びデユーティ検出
回路４に各々供給される。デユーティ増大回路１では前
記電気ディジタル信号列のデユーティを時間としてでえ
増大させて第５図の信号Ｓ１のような信号をＬＤ駆動回
路２に供給する。
る信号Ｓ。のような電気ディジタル信号列が、入力端子
ｌＯを介してデユーティ増大回路１及びデユーティ検出
回路４に各々供給される。デユーティ増大回路１では前
記電気ディジタル信号列のデユーティを時間としてでえ
増大させて第５図の信号Ｓ１のような信号をＬＤ駆動回
路２に供給する。
ここで、第５図の信号Ｓ。の１ビツトのマーク時の“Ｈ
”の時間をＬＨｌ“Ｌ”の時間をＴ −ｔＨとすると
信号Ｓ。はデユーティ増大回路１により“Ｈ”。
”の時間をＬＨｌ“Ｌ”の時間をＴ −ｔＨとすると
信号Ｓ。はデユーティ増大回路１により“Ｈ”。
“Ｌ”の時間はデユーティの増大分をτいとするならは
各々ｔＨ＋τ、、Ｔ −ｔ、−τ、、Ｔ −ｔ□−τ、
となる。また、デユーティ検出回路４はデユーティ比が
算出し、Ｖ＋ ＝ Ｋ ・ｔ４４／ Ｔ ＬＨ−（１
）となる電圧を差動増幅器６の非反転入力部に供給する
。
各々ｔＨ＋τ、、Ｔ −ｔ、−τ、、Ｔ −ｔ□−τ、
となる。また、デユーティ検出回路４はデユーティ比が
算出し、Ｖ＋ ＝ Ｋ ・ｔ４４／ Ｔ ＬＨ−（１
）となる電圧を差動増幅器６の非反転入力部に供給する
。
次に、デユーティ増大回路１の出力信号（、第５図の信
号Ｓ、 ）はＬＤ駆動回路２により定電流源７からのバ
イアス電流ｉｂ分が加えられてＬＤ８に供給される。し
たがって、ＰＯ２からの光パワーＰ０の“Ｈ”、“Ｌ”
の時間は第５図の信号Ｐ０かられかるように各々ＬＨ＋
τ５−で（ｉｂ）＋τｆ＋Ｔ ｔＨ−τ、＋τ（ｉｂ
）−で、となる。ここで、τ（ｉ、）及びτｆはバイア
ス電流ｉｂに伴うＬＤ８の発振の立上り遅延時間及び立
ち下り遅延時間である。このようなパルス幅の電気信号
が光信号検出回路３により再生され、デユーティ検出回
路５の出力電圧ｖ２は次のようになる。
号Ｓ、 ）はＬＤ駆動回路２により定電流源７からのバ
イアス電流ｉｂ分が加えられてＬＤ８に供給される。し
たがって、ＰＯ２からの光パワーＰ０の“Ｈ”、“Ｌ”
の時間は第５図の信号Ｐ０かられかるように各々ＬＨ＋
τ５−で（ｉｂ）＋τｆ＋Ｔ ｔＨ−τ、＋τ（ｉｂ
）−で、となる。ここで、τ（ｉ、）及びτｆはバイア
ス電流ｉｂに伴うＬＤ８の発振の立上り遅延時間及び立
ち下り遅延時間である。このようなパルス幅の電気信号
が光信号検出回路３により再生され、デユーティ検出回
路５の出力電圧ｖ２は次のようになる。
Ｖ２＝ Ｋ ・ （ｔＨ”１” ｈ−τ （ｉｂ）
” ｆ ｒ）／ （Ｔ−ｊｏ−１” ｈ”ｔ’（ｉｂ
）−ｒｒ）−（２） また、差動増幅器６の電圧利得が充分大きいとすると、
ｖ１＝ｖ２となるようにバイアス電流ｉｂが制御される
。
” ｆ ｒ）／ （Ｔ−ｊｏ−１” ｈ”ｔ’（ｉｂ
）−ｒｒ）−（２） また、差動増幅器６の電圧利得が充分大きいとすると、
ｖ１＝ｖ２となるようにバイアス電流ｉｂが制御される
。
したかって、式（１） 、 （２）によりτ（ｉｂ）＝
τ＾＋τｒ＝（３） となるようにて６を制御してバイアス電流ｉｂが制御す
るが、具体的にはで（ｉｂ）の特性が第６図かられかる
ようにｉｂ＞ｉｔｈで最小値τ、をとるので式％式％） なるようにていを設定することにより、ｉｂ：ｉｔｈと
することがきる。
τ＾＋τｒ＝（３） となるようにて６を制御してバイアス電流ｉｂが制御す
るが、具体的にはで（ｉｂ）の特性が第６図かられかる
ようにｉｂ＞ｉｔｈで最小値τ、をとるので式％式％） なるようにていを設定することにより、ｉｂ：ｉｔｈと
することがきる。
さらに、別の実施例として、第１図のデユーティ増大回
路１を用いる代りに、差動増幅器６の反転入力部と非反
転入力部の間にオフセット（Ｖ、ｒｒ）を≠）たせる方
法がある。この方法ではｔ、与Ｔ／２となって、Ｖ１＝
Ｖ２＋Ｖ。ｒｒ”’（４）と近似でき、最終的ｉ ＆；
ｈ ｃ（ｉｂ） ：Ｆ−Ｖｏｆｆ／４に４＋ｒ ｔ ＝
（５）となる。よってこの式（５）は式（３）と同じ
形であり、ＶｏＦｆの調整でｉｂ半ｉｔｈとすることが
できる。
路１を用いる代りに、差動増幅器６の反転入力部と非反
転入力部の間にオフセット（Ｖ、ｒｒ）を≠）たせる方
法がある。この方法ではｔ、与Ｔ／２となって、Ｖ１＝
Ｖ２＋Ｖ。ｒｒ”’（４）と近似でき、最終的ｉ ＆；
ｈ ｃ（ｉｂ） ：Ｆ−Ｖｏｆｆ／４に４＋ｒ ｔ ＝
（５）となる。よってこの式（５）は式（３）と同じ
形であり、ＶｏＦｆの調整でｉｂ半ｉｔｈとすることが
できる。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、簡単な回路構成
でかつ遅延量の設定のみという簡単な調整で温度特性を
もつＬＤの閾値電流に対して直流バイアス電流を絶えず
等しくなるように追従させることができるので、発振遅
延時間は小さくなりＬＤ変調時の光波形の劣化を防ぐと
ともに、パルス電流かＬＬ＋に供給されたときの光出力
と供給されないときの光出力の比である消光比が大きく
とれるために受信側での信号識別能力が向上して高速光
通信に最適となる。
でかつ遅延量の設定のみという簡単な調整で温度特性を
もつＬＤの閾値電流に対して直流バイアス電流を絶えず
等しくなるように追従させることができるので、発振遅
延時間は小さくなりＬＤ変調時の光波形の劣化を防ぐと
ともに、パルス電流かＬＬ＋に供給されたときの光出力
と供給されないときの光出力の比である消光比が大きく
とれるために受信側での信号識別能力が向上して高速光
通信に最適となる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図〜第４
図は本実施例における各部の具体的な回路を示す回路図
、第５図は本実施例における各部の信号波形を示す図、
第６図は本実施例のバイアス電流−遅延時間特性を示す
図、第７図は１．０の変調時における電流−光出力特性
を示す図、第８図はＬＯの光出力の発振遅延時間とバイ
アス電流の関係を示す図、第９図は第１の従来例を示す
回路図、第１０区は第２の従来例を示す回路図である。 １・・・デユーティ増大回路、２−ＬＤ駆動回路、３・
・・光信号検出回路、４．５−・・デユーティ検出回路
、６・・・差動増幅器、 ７ ・・・定電流源、８・
−ＬＤ、 ９ ・−ＰＤ。
図は本実施例における各部の具体的な回路を示す回路図
、第５図は本実施例における各部の信号波形を示す図、
第６図は本実施例のバイアス電流−遅延時間特性を示す
図、第７図は１．０の変調時における電流−光出力特性
を示す図、第８図はＬＯの光出力の発振遅延時間とバイ
アス電流の関係を示す図、第９図は第１の従来例を示す
回路図、第１０区は第２の従来例を示す回路図である。 １・・・デユーティ増大回路、２−ＬＤ駆動回路、３・
・・光信号検出回路、４．５−・・デユーティ検出回路
、６・・・差動増幅器、 ７ ・・・定電流源、８・
−ＬＤ、 ９ ・−ＰＤ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 送信データを含むパルス電流とレーザダイオードの発振
を制御するバイアス電流とからなるレーザダイオード駆
動電流をレーザダイオードに供給して光通信を行なう光
通信装置において、 前記パルス電流のデューティ比を算出する第一の算出手
段と、 前記パルス電流のデューティ比を大きくするデューティ
増大手段と、 該デューティ増大手段によりデューティ比が大きくなっ
た前記パルス電流をレーザダイオードに供給する手段と
、 レーザダイオードからの光出力をフォトダイオードを介
して電気信号に変換し、該電気信号のデューティ比を算
出する第二の算出手段と、 前記第一及び第二の算出手段により算出された各デュー
ティ比を比較する比較手段と、 該比較手段の比較結果に従って前記バイアス電流を制御
する手段とを具備することを特徴とするレーザダイオー
ドバイアス電流制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60168580A JPS6230433A (ja) | 1985-08-01 | 1985-08-01 | レ−ザダイオ−ドバイアス電流制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60168580A JPS6230433A (ja) | 1985-08-01 | 1985-08-01 | レ−ザダイオ−ドバイアス電流制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6230433A true JPS6230433A (ja) | 1987-02-09 |
Family
ID=15870687
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60168580A Pending JPS6230433A (ja) | 1985-08-01 | 1985-08-01 | レ−ザダイオ−ドバイアス電流制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6230433A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0512556A2 (en) * | 1991-05-10 | 1992-11-11 | Nec Corporation | Optical transmitter and receiver device with a single optical module |
| WO2002035740A1 (fr) * | 2000-10-26 | 2002-05-02 | Fujitsu Limited | Circuit de commande de duree d'impulsion |
| EP1286483A2 (fr) * | 2001-08-23 | 2003-02-26 | Alcatel | Modulateur optique amélioré permettant une optimisation de la modulation NRZ |
| US7355478B2 (en) | 2006-06-30 | 2008-04-08 | Andrew Corporation | RF amplifier with pulse detection and bias control |
-
1985
- 1985-08-01 JP JP60168580A patent/JPS6230433A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0512556A2 (en) * | 1991-05-10 | 1992-11-11 | Nec Corporation | Optical transmitter and receiver device with a single optical module |
| US5526160A (en) * | 1991-05-10 | 1996-06-11 | Nec Corporation | Optical transmitter and receiver device with a single optical module |
| WO2002035740A1 (fr) * | 2000-10-26 | 2002-05-02 | Fujitsu Limited | Circuit de commande de duree d'impulsion |
| US6700423B1 (en) | 2000-10-26 | 2004-03-02 | Fujitsu Limited | Pulse width control circuit controlling pulse width of output light |
| US6940327B2 (en) | 2000-10-26 | 2005-09-06 | Fujitsu Limited | Pulse width control circuit controlling pulse width of output light |
| EP1286483A2 (fr) * | 2001-08-23 | 2003-02-26 | Alcatel | Modulateur optique amélioré permettant une optimisation de la modulation NRZ |
| FR2828943A1 (fr) * | 2001-08-23 | 2003-02-28 | Cit Alcatel | Modulateur optique ameliore permettant une optimisation de la modulation nrz |
| US6661553B2 (en) | 2001-08-23 | 2003-12-09 | Alcatel | Optical modulator which optimizes NRZ modulation |
| EP1286483A3 (fr) * | 2001-08-23 | 2005-09-14 | Alcatel | Modulateur optique amélioré permettant une optimisation de la modulation NRZ |
| CN100340073C (zh) * | 2001-08-23 | 2007-09-26 | 阿尔卡塔尔公司 | 优化不归零调制的改进的光调制系统 |
| US7355478B2 (en) | 2006-06-30 | 2008-04-08 | Andrew Corporation | RF amplifier with pulse detection and bias control |
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