JPS6228088Y2 - - Google Patents
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- JPS6228088Y2 JPS6228088Y2 JP7114784U JP7114784U JPS6228088Y2 JP S6228088 Y2 JPS6228088 Y2 JP S6228088Y2 JP 7114784 U JP7114784 U JP 7114784U JP 7114784 U JP7114784 U JP 7114784U JP S6228088 Y2 JPS6228088 Y2 JP S6228088Y2
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Description
【考案の詳細な説明】
本考案は絶縁ゲート型電界効果トランジスタ
(以下MOSと称する)による基準電圧回路に関す
るものである。[Detailed Description of the Invention] The present invention relates to a reference voltage circuit using an insulated gate field effect transistor (hereinafter referred to as MOS).
本考案の目的は各種アナログ回路における簡単
な基準電圧回路として使用され得る構成を提供
し、MOSデイジタル回路と共に共存可能な構成
さらには共存可能な工程で造られる基準電圧回路
を提供するものである。 The object of the present invention is to provide a configuration that can be used as a simple reference voltage circuit in various analog circuits, a configuration that can coexist with MOS digital circuits, and a reference voltage circuit that can be manufactured by a process that can coexist.
本考案の基準電圧源は上記の事を踏まえ、電源
がVSSを基準としてVDD−VSSの間に中間電圧の
Vgを有するVDD−Vg−VSSの二電源構成である
時Vg或いはVSSに対し基準電圧を発生させる構
成を有する。 Based on the above, the reference voltage source of the present invention has a two-power supply configuration of V DD -V g -V SS where the power supply has an intermediate voltage V g between V DD -V SS with V SS as a reference. It has a configuration that generates a reference voltage with respect to V g or V SS .
第1図はVDD−Vg−VSSの二電源構成である
時Vgに対し基準電圧を発生させる回路である。
この基準電圧は電源変動、温度変動に対し安定で
あるようにその電圧を発生させ、またVgがVDD
とVSSの丁度中間の電位でなくとも安定な回路構
成となるべしとの要請から同極性MOSの閾値電
圧の差を中間電位Vgに対し発生させることを特
徴としている。Nチヤネルトランジスタ1及び2
は全く同じ幾何学的寸法と特性の素子であるの
で、そこに流れる電流は等しいから、両トランジ
スタのゲート・ソース間電圧は等しい。すなわち
トランジスタ1,2の接続点の電圧をVSSを基準
としてV10とし、両電源電圧差をVDD−VSS=Vd
d(VSSを基準とする)とすると、トランジスタ
2のゲート・ソース間電圧はVdd−V10である。
一方トランジスタ1のゲートには中間電圧Vgが
接続されるのでゲート・ソース間電圧はVgであ
る。 FIG. 1 shows a circuit that generates a reference voltage for V g in a dual power supply configuration of V DD -V g -V SS .
This reference voltage generates a voltage that is stable against power supply fluctuations and temperature fluctuations, and also that V g is V DD
Because of the requirement that a stable circuit configuration should be achieved even if the potential is not exactly midway between V SS and V SS , the MOS transistor is characterized in that a difference in threshold voltage of the same polarity MOS is generated with respect to the intermediate potential V g . N-channel transistors 1 and 2
are elements with exactly the same geometric dimensions and characteristics, so the current flowing through them is the same, so the gate-source voltages of both transistors are the same. In other words, the voltage at the connection point of transistors 1 and 2 is set to V 10 with V SS as the reference, and the difference between the two power supply voltages is V DD −V SS =V d
d (based on V SS ), the gate-source voltage of transistor 2 is V dd −V 10 .
On the other hand, since an intermediate voltage V g is connected to the gate of transistor 1, the gate-source voltage is V g .
従つて、 Vdd−V10=Vg (1) よつてV10は、次の関係式であらわされる。Therefore, V dd −V 10 =V g (1) Therefore, V 10 is expressed by the following relational expression.
V10=Vdd−Vg (2)
次にトランジスタ3,4に着目すると、トラン
ジスタ3の閾値電圧をVTNとするとその実効ゲー
ト電圧(ゲート電圧−閾値電圧)はV10−VTNで
ある。またトランジスタ4の閾値電圧をVGTNと
するとその実効ゲート電圧は出力電圧をV1とす
るとVdd−V1−VGPNとなる。このトランジスタ
3,4はコンダクタンス係数は等しく、閾値電圧
のみ異なるように構成されているので、実効ゲー
ト電圧が等しく次式が成立する。 V 10 = V dd - V g (2) Next, focusing on transistors 3 and 4, if the threshold voltage of transistor 3 is V TN , then the effective gate voltage (gate voltage - threshold voltage) is V 10 - V TN . Further, when the threshold voltage of the transistor 4 is V GTN , its effective gate voltage is V dd -V 1 -V GPN , where the output voltage is V 1 . The transistors 3 and 4 have the same conductance coefficient and are configured to differ only in threshold voltage, so the following equation holds true that the effective gate voltage is equal.
V10−VTN=Vdd−V1−VGTN (3)
即ち出力電圧V1は、(2)式を代入して、
V1=VTN−VGTN+Vg (4)
となる。この電圧はVSSを基準としたものであ
り、中間電圧Vgを基準とした場合には目的とし
たVTN−VGTNが発生する。VTN−VGTNは閾値電
圧によつて定まる定電圧であり、中間電圧Vgを
基準として定電圧を発生する基準電圧回路を実現
できる。ここで閾値電圧の違うNチヤネルトラン
ジスタの製造はイオン打ち込みをゲートに行うこ
と(チヤネル・ドーピング)によつて造られる。
通常のC−MOS(相補接続絶縁ゲート型トラン
ジスタ)はNチヤネルトランジスタを作るために
低濃度N-基盤にP-ウエルが形成されているた
め、そもそもP-ウエルを所望のVTNとなる様に
比較的高濃度とし、VGTNを得るためにはドナー
イオン例えば31P+をチヤネル・ドーピングして
造ることができる。その時3,4を同じゲート膜
厚、ほぼ等しいチヤネル長、チヤネル幅にしてあ
れば3,4のトランジスタはコンダクタンス係数
のほぼ等しい、閾値電圧の異なるトランジスタと
することができ、又、温度特性も閾値電圧のシフ
トがネツトな打ち込み量をNnet、電荷素量を
q、単位ゲート容量をCox(Cox=EoEoc/
Tox)とするとqNnet/Coxで与えられるために
同等であると見て良く、コンダクタンス係数も実
験的に補正できる程度でチヤネル幅に若干補正を
すれば同等であると見てさしつかえない。ところ
が逆にP-層を低濃度とし、アクセプターイオン
例えば11B+をチヤネルドーピングして高い閾値
電圧を得る構成はその構造が敏感であつて、コン
ダクタンス係数、閾値電圧を実験的に補正して等
しくすることは難しく温度特性も相当異なる。ま
たゲート膜厚を3で厚く4で薄く制御する構成は
コンダクタンス係数はその幾何学的寸法から同等
にできるとしても、閾値電圧の温度特性がゲート
膜厚に依存するためにこれも好ましくない。結局
最初に述べた構成で基準電位を得ることができ
る。以下このようなチヤネルドーピングによる低
い閾値電圧のトランジスタは第1図の様にゲート
に破線をそえて表わすことにする。又、この回路
においてNチヤネルトランジスタを採用したのは
通常N-基盤上に形成されるC−MOSではPチヤ
ネルトランジスタのサブストレートN-が共通で
あつて、電源から浮かすことのできるサブストレ
ートはP-だけだからである。さらに1,2のト
ランジスタの特性を一致させるためにはボデイ効
果を生じないサブストレート・ソースの共通な使
用が必要だからである。 V 10 −V TN =V dd −V 1 −V GTN (3) In other words, the output voltage V 1 becomes V 1 =V TN −V GTN +V g (4) by substituting equation (2). This voltage is based on V SS , and when the intermediate voltage V g is used as a reference, the desired voltage V TN -V GTN is generated. V TN −V GTN is a constant voltage determined by the threshold voltage, and a reference voltage circuit that generates a constant voltage with the intermediate voltage V g as a reference can be realized. Here, N-channel transistors with different threshold voltages are manufactured by ion implantation into the gate (channel doping).
In a normal C-MOS (complementary connected insulated gate transistor), a P - well is formed on a low concentration N - substrate to create an N - channel transistor . A relatively high concentration can be produced by channel doping with donor ions such as 31P + to obtain V GTN . At that time, if transistors 3 and 4 are made to have the same gate film thickness, approximately equal channel length, and channel width, transistors 3 and 4 can have approximately the same conductance coefficient and different threshold voltages, and also have temperature characteristics that are equal to the threshold voltage. The implantation amount with a net voltage shift is Nnet, the elementary charge is q, and the unit gate capacitance is Cox (Cox=EoEoc/
Tox), it can be considered that they are equivalent because they are given by qNnet/Cox, and it is safe to assume that they are equivalent if the conductance coefficient can be corrected experimentally and the channel width is slightly corrected. However, on the other hand, in a configuration in which the P - layer has a low concentration and a high threshold voltage is obtained by channel doping with acceptor ions, such as 11B + , the structure is sensitive, and the conductance coefficient and threshold voltage cannot be equalized by experimentally correcting them. It is difficult to do so, and the temperature characteristics are also quite different. Further, although the conductance coefficients can be made equal due to the geometrical dimensions of the structure in which the gate film thickness is controlled to be thicker at 3 and thinner at 4, this is also undesirable because the temperature characteristics of the threshold voltage depend on the gate film thickness. After all, the reference potential can be obtained with the configuration described at the beginning. Hereinafter, a transistor with a low threshold voltage due to such channel doping will be represented by a broken line at the gate as shown in FIG. In addition, the N-channel transistor used in this circuit is common in C-MOS, which is normally formed on an N - substrate, and the substrate N - of P channel transistors is common, and the substrate that can be floated from the power supply is P. - Because only. Furthermore, in order to match the characteristics of the first and second transistors, it is necessary to use a common substrate source that does not cause the body effect.
第2図はVDD−Vg−VSSの二電源構成である
時にVSSに対し基準電圧を発生させる回路であ
る。この回路は第1図V1基準電圧を用いて、出
力電圧としてはVgとは無関係な閾値電圧の差だ
けを出力する定電圧の基準電圧回路である。動作
を説明すると、Nチヤネルトランジスタ5及び7
のコンダクタンス係数の比とPチヤネルトランジ
スタ6及び8のコンダクタンス係数の比を一致さ
せることにより、次のような電圧関係が導かれ
る。即ちトランジスタ5,6の接続点をV20とす
る、両トランジスタに流れる電流は等しく、従つ
て実効ゲート電圧も互いに等しい。トランジスタ
5,7の閾値電圧をVGTN、トランジスタ6,8
の閾値電圧をVTPとすると、トランジスタ5の実
効ゲート電圧はV1−Vg−VGTNであり、トランジ
スタ6の実効ゲート電圧はVdd−V20−VTPであ
るので次式が成り立つ。 FIG. 2 shows a circuit that generates a reference voltage for V SS in a dual power supply configuration of V DD -V g -V SS . This circuit is a constant voltage reference voltage circuit that uses the V1 reference voltage shown in FIG. 1 and outputs only the difference in threshold voltage, which is unrelated to Vg , as the output voltage. To explain the operation, N channel transistors 5 and 7
By matching the ratio of the conductance coefficients of P channel transistors 6 and 8, the following voltage relationship is derived. That is, the connection point between transistors 5 and 6 is set to V20 , the currents flowing through both transistors are equal, and therefore the effective gate voltages are also equal. The threshold voltage of transistors 5 and 7 is V GTN , transistors 6 and 8
Letting the threshold voltage of V TP be V TP , the effective gate voltage of transistor 5 is V 1 -V g -V GTN , and the effective gate voltage of transistor 6 is V dd -V 20 -V TP , so the following equation holds true.
V1−Vg−VGTN=Vdd−V20−VTP (5)
V1に(4)式を代入すると出力電圧V20は、
V20=Vdd−(VTP+VTN)+2VGTN (6)
となる。次にトランジスタ7,8も同じ電流が流
れるので、同じくゲート電圧が等しく、トランジ
スタ7の実効ゲート電圧はV2−VGTN、トランジ
スタ8の実効ゲート電圧はVdd−V20−VTPであ
るので次式が成り立つ。 V 1 −V g −V GTN =V dd −V 20 −V TP (5) Substituting equation (4) into V 1 , the output voltage V 20 is: V 20 =V dd −(V TP +V TN )+2V GTN (6) becomes. Next, since the same current flows through transistors 7 and 8, the gate voltages are also the same, and the effective gate voltage of transistor 7 is V 2 −V GTN and the effective gate voltage of transistor 8 is V dd −V 20 −V TP . The following formula holds.
V2−VGTN=Vdd−V20−VTP (7)
V20に(6)式を代入すると、出力電圧V2は、
V2=VTN−VGTN (8)
となり、Vgとは無関係な、閾値VTN、VGTNだけ
で決まる定電圧VTN−VGTNがVSSを基準に発生
する基準電圧回路が実現できた。 V 2 −V GTN =V dd −V 20 −V TP (7) When formula (6) is substituted for V 20 , the output voltage V 2 becomes V 2 =V TN −V GTN (8), and V g and A reference voltage circuit in which a constant voltage V TN -V GTN determined only by the threshold values V TN and V GTN , which are unrelated to each other, is generated based on V SS has been realized.
当然の事としてトランジスタの基盤をP-に選
定し、P-ウエルをその中に構成することによる
C−MOSでは第1図→第3図、第2図→第4図
の変形が成立する。これは、N,Pチヤネルトラ
ンジスタ→P,Nチヤネルトランジスタに変え、
第1,2図におけるドナー・イオン例えば31P+
によるNチヤネルトランジスタのゲート部チヤネ
ル・ドーピングを第3,4図ではアクセプター・
イオン例えば11B+によるPチヤネルトランジス
タのゲート部チヤネルドーピングに変えたもので
ある。Pチヤネルトランジスタの通常の閾値電圧
をVTPチヤネル・ドーピングによる閾値電圧をV
GTPし、トランジスタ9,10の接続点の電位を
V30とすると上述したように次の関係式が成り立
つ。 As a matter of course, in C-MOS by selecting a P - substrate as the transistor substrate and configuring a P - well therein, the transformations from FIG. 1 to FIG. 3 and from FIG. 2 to FIG. 4 are realized. This changes from N, P channel transistor to P, N channel transistor,
Donor ions in Figures 1 and 2, for example 31P +
Figures 3 and 4 show the channel doping at the gate of an N-channel transistor.
This is an alternative to doping the gate channel of a P channel transistor with ions such as 11B + . The normal threshold voltage of a P channel transistor is V. The threshold voltage due to TP channel doping is V.
GTP and change the potential at the connection point of transistors 9 and 10.
When V is 30 , the following relational expression holds true as described above.
Vdd−Vg=V30 (9)
よつて、
V30=Vdd−Vg (10)
また次段のトランジスタ11,12も上述した関
係にあり、Pチヤネルトランジスタであるので閾
値電圧の符号が逆であるので絶対値をとり、次式
が成り立つ。 V dd −V g =V 30 (9) Therefore, V 30 =V dd −V g (10) Also, the next stage transistors 11 and 12 have the above relationship, and since they are P channel transistors, the sign of the threshold voltage is Since is the opposite, take the absolute value and the following formula holds true.
V30−|VTP|=Vdd−V3−|VGTP| (11)
よつて、(10)式を代入すると、出力電圧V3は、
V3=|VTP|−|VGTP|+Vg (12)
となる。即ち第3図の回路よりPチヤネルトラン
ジスタでも第1図と同じ定電圧電源回路が実現で
きる。第2図においてもPチヤネルトランジスタ
とNチヤネルトランジスタを交換しただけなので
絶対値をとると、(8)式と対応して、
V4=|VTP|−|VGTP| (13)
が得られ、Vgとは無関係な閾値電圧にのみ関す
る基準電圧回路が実現できた。この際チヤネル・
ドーピングの任意性は、閾値電圧の差のみを問題
にしているため、第1乃至第4図において幾つか
そのバリエイシヨンが存在する。例えば第1図に
おいて1及び2共チヤネルドーピングしてしまう
とか(この際厳密に言えば1及び2のチヤネルド
ーピングはアクセプターイオンでも構わない。そ
れは1及び2は幾何学的寸法と特性の一致だけを
問題にしているため)、第2図において5及び7
をノンドーピングのもので済ますとか、逆に6及
び8にアクセプターイオンをチヤネルドーピング
する(この場合も6及び8はドナーイオンでも構
わない。)とかの具いである。 V 30 − | V TP | = V dd −V 3 − | V GTP | (11) Therefore, by substituting equation (10), the output voltage V 3 is: V 3 = | V TP | − | V GTP | +V g (12). That is, the same constant voltage power supply circuit as shown in FIG. 1 can be realized by using P channel transistors using the circuit shown in FIG. In Figure 2, the P-channel transistor and the N-channel transistor are simply replaced, so if we take the absolute value, we get V 4 = |V TP |-|V GTP | (13), which corresponds to equation (8). , a reference voltage circuit related only to the threshold voltage unrelated to V g has been realized. At this time, the channel
Since the arbitrariness of doping concerns only the difference in threshold voltage, there are several variations in FIGS. 1 to 4. For example, in Figure 1, channel doping is applied to both 1 and 2 (in this case, strictly speaking, the channel doping of 1 and 2 may be acceptor ions). 5 and 7 in Figure 2.
For example, 6 and 8 may be channel-doped with acceptor ions (in this case, 6 and 8 may also be donor ions).
第1,2図はまた第5,6図のようにしても同
様に閾値電圧の差をとりだすことができる。この
回路では17,19のNチヤネルトランジスタの
コンダクタンス係数の比と18,20のPチヤネ
ルトランジスタのコンダクタンス係数の比を一致
させ、トランジスタ17,18の接続点の電位を
VSSを基準にV50とすると上述したと同じ計算式
で次式が成り立つ。 It is also possible to extract the difference in threshold voltage from FIGS. 1 and 2 in the same manner as in FIGS. 5 and 6. In this circuit, the ratio of the conductance coefficients of N-channel transistors 17 and 19 and the conductance coefficient of P-channel transistors 18 and 20 are made to match, and the potential at the connection point of transistors 17 and 18 is set to V 50 with respect to V SS . Then, the following formula holds true using the same calculation formula as described above.
V50=Vdd−Vg (14)
V50−VTN=Vdd−V5−|VGTP| (15)
よつて、
V5=VTN−|VGTP|+Vg (16)
が成り立ち、中間電圧Vgを基準とした場合には
閾値電圧の差VTN−VGTPを安定した基準電圧と
して取り出せる。この場合も閾値電圧の異なつた
ものを作るためには、そもそも比較的高濃度のN
基盤を採用し、低い閾値電圧のトランジスタを造
るためにはアクセプターイオン例えば11Bによ
りチヤネルドーピングする。また21,23のN
チヤネルトランジスタのコンダクタンス係数の比
と22,24のPチヤネルトランジスタのコンダ
クタンス係数の比を一致させることにより同様に
V1から閾値電圧に関する電圧のみの出力を取り
出すことができる。即ちトランジスタ21と22
との接続点の電位をV60とすると、
V5−Vg−VTN=Vdd−V60−|VGTP| (17)
V6−VTN=Vdd−V60−|VGTP| (18)
V5に(16)式を代入し、(17),(18)式より、
V6=VTN−|VGTP|
となり、単にVTN,VGTPにのみ関する出力電圧
となるので、VSSを基準に基準電圧VTN−|VGT
P|を発生させることができる。 V 50 =V dd −V g (14) V 50 −V TN =V dd −V 5 −|V GTP | (15) Therefore, V 5 =V TN −|V GTP |+V g (16) holds. , when the intermediate voltage V g is used as a reference, the difference between the threshold voltages V TN -V GTP can be taken as a stable reference voltage. In this case as well, in order to create products with different threshold voltages, it is necessary to use a relatively high concentration of N.
The substrate is then channel-doped with acceptor ions, such as 11B, to create transistors with low threshold voltages. Also 21, 23 N
Similarly, by matching the ratio of the conductance coefficients of the channel transistor to the ratio of the conductance coefficients of the P channel transistors 22 and 24,
Only the voltage related to the threshold voltage can be output from V1 . That is, transistors 21 and 22
If the potential at the connection point with V 60 is V 60 , then V 5 −V g −V TN =V dd −V 60 −|V GTP | (17 ) (18) Substituting equation (16) for V 5 , from equations (17) and (18), V 6 = V TN − | V GTP |, which is the output voltage simply related to V TN and V GTP . , V SS as a reference voltage V TN − | V GT
P | can be generated.
以上のような構成により中間電圧Vg又はVSS
を基準に、閾値電圧にのみに依存する基準電圧を
発生する基準電圧回路が実現できた。 With the above configuration, the intermediate voltage V g or V SS
Based on this, we have realized a reference voltage circuit that generates a reference voltage that depends only on the threshold voltage.
このような閾値電圧の差の基準電圧回路は例え
ば差動増幅器、演算増幅器の定電流源トランジス
タのバイアス電圧として利用されるばかりでな
く、各種アナログ回路の簡単な基準電圧として利
用されるものである。 Such a reference voltage circuit with a difference in threshold voltage is used not only as a bias voltage for constant current source transistors of differential amplifiers and operational amplifiers, but also as a simple reference voltage for various analog circuits. .
さらに最近のデイジタル回路のMOS化の著し
い中で、プロセス的に変更の無いこの基準電圧回
路はMOSアナログ回路と共にデイジタル回路と
共存でき、また、イオン打ち込みプロセスとして
もデイジタル部と共に行なえその工程差を生じな
い。又、この基準電圧回路は閾値電圧の差のみに
よる故に、二重,三重とイオン打ち込みプロセス
があればこの基準電圧回路はそのイオン打ち込み
の差も当然使用でき、整数倍回路と共に基準電圧
は所望の値を相当範囲に取ることができる。又、
MOSIC製造に際しモニターとしてこの基準電圧
回路を挿入すれば即閾値電圧の差、故にイオンの
ネツトなドース量、及びドース量の差を測定でき
るものである。 Furthermore, with the recent rapid shift to MOS digital circuits, this reference voltage circuit can coexist with both MOS analog circuits and digital circuits without any process changes, and can also be used in the ion implantation process together with the digital part, eliminating process differences. do not have. Also, since this reference voltage circuit relies only on the difference in threshold voltage, if there is a double or triple ion implantation process, this reference voltage circuit can also use the difference in ion implantation, and together with the integer multiple circuit, the reference voltage can be adjusted to the desired value. It can take a wide range of values. or,
If this reference voltage circuit is inserted as a monitor during MOSIC manufacturing, it is possible to immediately measure the difference in threshold voltage, and hence the net dose of ions and the difference in dose.
第1図,第2図,第3図,第4図,第5図,第
6図は本考案の基準電圧回路。
1,2,3,4,5,7,10,12,14,
15,17,19,21,23,25,27,2
8,29,30,31,32,33はNチヤネル
トランジスタ。6,8,9,11,13,16,
18,20,22,24,26はPチヤネルトラ
ンジスタ。VDDはプラス電源電圧、VSSはマイナ
ス電源電圧、Vgは中間電圧、V1,V2,V3,V4,
V5,V6は基準電圧。
1, 2, 3, 4, 5, and 6 are reference voltage circuits of the present invention. 1, 2, 3, 4, 5, 7, 10, 12, 14,
15, 17, 19, 21, 23, 25, 27, 2
8, 29, 30, 31, 32, and 33 are N-channel transistors. 6, 8, 9, 11, 13, 16,
18, 20, 22, 24, and 26 are P channel transistors. V DD is the positive power supply voltage, V SS is the negative power supply voltage, V g is the intermediate voltage, V 1 , V 2 , V 3 , V 4 ,
V 5 and V 6 are reference voltages.
Claims (1)
MOSトランジスタ2,17が第1と第2の電源
電圧間に直列接続され、第3のMOSトランジス
タ3,19と第4のMOSトランジスタ4,20
が前記第1と第2の電源電圧間に直列接続され、
前記第1のMOSトランジスタと前記第4のMOS
トランジスタは同じチヤンネルタイプのトランジ
スタであり、第2のMOSトランジスタと第3の
MOSトランジスタは同じチヤンネルタイプのト
ランジスタであり、前記第1と第2のMOSトラ
ンジスタは等しいコンダクタンス係数を有し、か
つ前記第3と第4のMOSトランジスタは等しい
コンダクタンス係数を有し、前記第1のMOSト
ランジスタと前記第2のMOSトランジスタの接
続点は、前記第3のMOSトランジスタのゲート
に接続され、前記第2及び第4のMOSトランジ
スタはゲートとドレインがそれぞれ短絡され、前
記第1のMOSトランジスタのゲートには前記第
1と第2の電源電圧の中間の電圧である第3の電
源電圧が印加され、前記第4のMOSトランジス
タの閾値と前記第3のMOSトランジスタの閾値
を異ならせ、前記第3と第4のMOSトランジス
タの接続点より前記第3と前記4のMOSトラン
ジスタの閾値電圧の差を前記第3の電源電圧から
の基準電圧として出力させることを特徴とする基
準電圧回路。 The first MOS transistors 1, 18 and the second MOS transistor
MOS transistors 2 and 17 are connected in series between the first and second power supply voltages, third MOS transistors 3 and 19 and fourth MOS transistors 4 and 20.
are connected in series between the first and second power supply voltages,
the first MOS transistor and the fourth MOS
The transistors are of the same channel type, the second MOS transistor and the third MOS transistor.
The MOS transistors are of the same channel type, the first and second MOS transistors have equal conductance coefficients, and the third and fourth MOS transistors have equal conductance coefficients, and the first and second MOS transistors have equal conductance coefficients. A connection point between the MOS transistor and the second MOS transistor is connected to the gate of the third MOS transistor, the gate and drain of the second and fourth MOS transistors are short-circuited, and the connection point of the first MOS transistor is connected to the gate of the third MOS transistor. A third power supply voltage, which is an intermediate voltage between the first and second power supply voltages, is applied to the gate of the fourth MOS transistor, and the threshold of the fourth MOS transistor is made different from the threshold of the third MOS transistor. A reference voltage circuit characterized in that a difference in threshold voltage between the third and fourth MOS transistors is output from a connection point between the third and fourth MOS transistors as a reference voltage from the third power supply voltage.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7114784U JPS601018U (en) | 1984-05-16 | 1984-05-16 | Reference voltage circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7114784U JPS601018U (en) | 1984-05-16 | 1984-05-16 | Reference voltage circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS601018U JPS601018U (en) | 1985-01-07 |
JPS6228088Y2 true JPS6228088Y2 (en) | 1987-07-18 |
Family
ID=30201298
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7114784U Granted JPS601018U (en) | 1984-05-16 | 1984-05-16 | Reference voltage circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS601018U (en) |
-
1984
- 1984-05-16 JP JP7114784U patent/JPS601018U/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS601018U (en) | 1985-01-07 |
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