JPS62272864A - スイッチト直流電圧コンバ−タ - Google Patents

スイッチト直流電圧コンバ−タ

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JPS62272864A
JPS62272864A JP62116014A JP11601487A JPS62272864A JP S62272864 A JPS62272864 A JP S62272864A JP 62116014 A JP62116014 A JP 62116014A JP 11601487 A JP11601487 A JP 11601487A JP S62272864 A JPS62272864 A JP S62272864A
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voltage
switched
input terminal
voltage converter
terminal
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JP62116014A
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マリヌス・コルネリス・ウイレム・ファン　ブール
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Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Gloeilampenfabrieken NV
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Publication date
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    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load

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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ３、発明の詳細な説明 本発明は、スイッチト直流電圧コンバータであって、制
御回路と、制御回路によりスイッチング入力端子を介し
て制御される少なくとも１つの半導体スイッチとを具え
、半導体スイッチが、直通接続された電圧制御ゲート電
極を有する少なくとも１対の直列接続相補電界効果トラ
ンジスタと共に構成され、更に、スイッチト直流電圧コ
ンバータに、直流電源に接続する入力端子と、半導体ス
イッチをスイッチング入力端子を介し電源端子間でスイ
ッチングすることによってコンデンサの端子間に得られ
る変換された直流電圧を供給する出力端子とを設けるス
イッチト直流電圧コンバータに関する。
この形式の直流電圧コンバータは米国特許第４３０２８
０４号明細書に記載されている。これにおいては直流電
圧を供給する入力端子はダイオードの直列回路を介して
出力端子に接続され、この出力端子は前記コンデンサを
介して接地される。
出力端子に接続されるダイオードを除き、各ダイオード
は一方の電極を対応する半導体スイッチを介して接地さ
れ、かつ他方電極には対を成す相補電界効果トランジス
タの間の直列共通接続点に接続される。半導体スイッチ
のスイッチング入力端子は制御回路において、クロック
パルスを供給される計数回路の出力端子に接続される。
クロックパルスの制御のもとに半導体スイッチが人力直
流電圧および大地電位間の１サイクルにおいて交互に切
換えられるので、ダイオード及びコンデンサの数に応じ
電圧増倍作用が行われ、その理由はコンデンサの電圧が
互いに直列に加算され、これにより前者のコンデンサの
端子間に変換された直流電圧が供給されるからである。
直列のダイオードと、コンデンサの数に応じ、入力端子
及びダイオード電圧降下の差電圧の１゜２、　４．　８
倍等の程度の出力電圧が得られる。これら電圧値の中間
値の電圧は何等かの手段を講じなければ発生できない。
増倍された電圧を供給するのに好適ならしめるため多い
数のダイオード及び対応するコンデンサを使用すること
は他の欠点となる。導通状態の各ダイオードの端子間に
は電圧降下が存在し、この電圧降下は出力端子に接続さ
れた負荷により出力端子から導出される電流にはほぼ依
存しない。その結果、電圧降下が電流に依存しない場合
より放散損が大きくなる。
本発明の目的は、前記ダイオード及び対応するコンデン
サを使用することなく、所定の変換された直流電圧を所
望の如く発生することができ、かつ放牧損が低減される
スイッチト直流電圧コンバータを提供するにある。かか
る目的を達成するため本発明のスイッチト直流電圧コン
バータは、入力端子をコイルを介し前記１対の相補電界
効果トランジスタ間の直流共通接続点に接続し、出力端
子を相補電界効果トランジスタから成る直列接続部にお
ける電源端子の１つに接続するよう構成したことを特徴
とする。
前記目的は、上記構成において、スイッチト直流電圧コ
ンバータの入力端子を、通常は半導体スイッチの出力端
子として使用される直列共通接続点に接続し、かつスイ
ッチト直流電圧コンバータの出力端子を半導体スイッチ
の正規の電源端子に接続することにより達成される。ス
イッチト直流電圧コンバータ（以下、単にコンバータと
も称す）においては電流を両方向に導通できるという電
界効果トランジスタの特性を利用する。電界効果トラン
ジスタの電圧降下はこれを流れる電流に依存するので放
散損は最小になる。
少なくとも１つの半導体スイッチが、直通接続された電
圧制御ゲート電極を有する少なくとも１対の相補電界効
果トランジスタを以ってそれぞれ構成されかつ同一スイ
ッチングモードを有する数個の半導体スイッチを以って
構成された集積回路の一部を形成する本発明コンバータ
の実施例によれば、コンバータから増大した出力電圧を
導出できる一方、効率は同一に維持されるか、又は出力
電流が同一に維持された場合効率を改善できる。
この目的のため本発明の実施例は、数個の半導体スイッ
チが、直通接続されたスイッチング入力端子と、相補電
界効果トランジスタ対の間の直通直列共通接続点と、相
補電界効果トランジスタから成る直列接続部における直
通接続電源端子とを有する並列接続部を構成することを
特徴とする。
゛集積回路を使用する本発明の他の実施例においては、
集積回路が、逆のスイッチングモードを有し、かつ直通
接続された電圧制御ゲート電極を有する少なくとも１対
の直列接続相補電界効果トランジスタを設けた少なくと
も１つの他の半導体スイッチと共に構成され、前記性の
半導体スイッチと、前記数個の半導体スイッチのうちの
１つの半導体スイッチとにより、制御回路に存在する発
振回路の一部を構成することを特徴とする。
このようにすることにより前記集積回路をコンバータ用
に最適の態様において使用することができる。
制御回路が変換された直流電圧に対する電圧安定回路と
共に構成される安定化されたコンバータの簡単な実施例
においては、差動増幅器と共に形成された電圧安定回路
では差動増幅器の一入力端子を前記電源端子間に配設し
た抵抗分圧器の中間タップに接続し、差動増幅器の別の
入力端子を基準直流電圧を供給する端子に接続し、かつ
差動増幅器の出力端子を、制御回路に存在する発振回路
に接続することを特徴とする。
安定化直流電源に接続するに好適な本発明コンバータの
実施例においては、基準電圧を供給する端子を前記入力
端子に接続することを特徴とする。
以下図面につき本発明の詳細な説明する。
本発明によるスイッチト直流電圧コンバータの第１実施
例を示す第１図において参照記号Ｓｔ、　Ｓ２及びＳ３
は並列接続の３つの半導体スイッチを示す。
これらスイッチＳは同一構成とし、即ち直通（スルー）
接続電圧制御ゲート電極を有する相補電界効果トランジ
スタＴ１及びＩ２から成るトランジスタ対をそれぞれ具
える直列接続部１１及びＩ２で構成し、その詳細をスイ
ッチＳ１において示しである。トランジスタＴ１はｐチ
ャネル形とし、トランジスタＴ２はｎチャネル形とする
。相互接続した、これらトランジスタＴｌのソース電極
及び相互接続したこれらトランジスタＴ２のソース電極
を、高電圧を供給する電源端子ＶＴＩ及び低電圧を供給
する電源端子ＶＴ２にそれぞれ接続する。直列接続部１
１におけるトランジスタＴＩ及びＩ２のゲート電極は直
列接続部Ｉ２にふけるトランジスタＴ１及びＩ２の相互
接続ドレイン電極に接続し、後者のトランジスタＴ１及
びＩ２のゲート電極はスイッチＳ１のスイッチング入力
端子Ｓｌに接続する。直列接続部１１におけるトランジ
スタＴ１及びＩ２の相互接続ドレインは直列共通接続点
ＳＰを構成する。第１図は、３つの半導体スイッチの並
列配置においてスイッチング入力端子Ｓ１、直列共通接
続点ＳＰ並びに電源端子ＶＴＩ及びＶＴ２はそれぞれ共
通に接続されることを示す。
半導体スイッチＳは入力端子Ｓｌにおける高電圧と共に
既知の態様で作動して直列接続部１１のゲート電極に低
電圧を発生し、従って直列共通接続点ＳＰに高電圧が発
生する。従ってトランジスタＴ２（直列接続部＋２）及
びＴｌ　（直列接続部Ｉｔ）が導通する。入力端子Ｓｒ
の電圧が低いとトランジスタＴ１（直列接続部＋２＞及
びＴ２　（直列接続部［１）が導通し、直列共通接続点
ＳＰの電圧が低くなる。直列接続部１１及びＩ２はイン
バータ回路Ｉとして作動することが分かる。スイッチｓ
２及びＣ３においてはこれら直列接続部１１及びＩ２を
インバータ記号を用いて示しである。並列接続配置（Ｓ
ｔ、　Ｃ２，Ｃ３）において３つの半導体スイッチはす
べてが切換スイッチとして作動するので、直列共通接続
点ＳＰは、スイッチング入力端子Ｓｌに高電圧又は低電
圧が生ずるかに応じ高電源電圧又は低電源電圧を供給す
る電源端子ＶＴＩ及びＶＴ２に接続する。導通状態のト
ランジスタＴの両端間には電圧降下が生じ、この電圧降
下は電流が過大でないならば、流れる電流に多少直線性
で依存する。通常導通状態のトランジスタＴｌ（＋１）
及びＴ２（＋１）は電源端子ＶＴＩから直列共通接続点
ＳＰへ流れ、この接続点ＳＰから電源端子ＶＴ２へ流れ
る。本発明コンバータにおいてはトランジスタＴｌ　（
直列接続部）を流れる電流は反対方向に流れる。
入力端子ＳＴにおけるスイッチング電圧を得るため本例
コンバータは制御回路ＣＣの一部を構成する発振回路Ｏ
Ｃと、電圧安定回路ｖＳＣを具える。方形波可変電圧を
発生する発振回路Ｏｃは、スイッチＳｌ。
８２及びＣ３と同一スイッチングモードを有しかつ電源
端子ＶＴＩ及びＶＴ２間に接続される２つの半導体スイ
ッチＳ４及びＳ４’で構成する。しがし、スイッチＳ４
の直列接続部Ｉ２のトランジスタＴｌ及びＴ２の直列接
続ドレイン電極をスイッチＳ４’のスイッチング入力端
子ＳＩに接続するから、これらは相俟って、反転スイッ
チングモードを有する半導体スイッチＳ４として作動す
る。スイッチＳ４の入力端子ＳＩにおける高電圧又は低
電圧においてスイッチＳ４’の共通接続点ＳＰは低電圧
又は高電圧となり、その理由は上記入力端子Ｓｌ及び共
通接続点ＳＰの間には３つのインバータ回路１２．　１
２及び１１が存在するからである。発振動作を得るため
スイッチ］及びＣ４の共通接続点ＳＰはそれぞれ、抵抗
Ｒ１を介し、並びにコンデンサＣＩ及び抵抗Ｒ２の直列
回路を介し、スイッチＳ４の入力端子Ｓｌに接続する。
被制御発振回路ＯＣを得るため、電圧安定回路ｖＳＣの
出力端子を発振器スイッチＳ４の入力端子Ｓｌに接続し
て制御電圧を供給する。用語パ制御″′とは、所定発振
周波数において発振周期当りのデユーティサイクルを変
化できることを意味し、即ち発振周期の第１及び第２期
間の間において生ずる方形波状に変化する発振器電圧に
おける中間縁部が変位されることを意味する。電圧安定
回路ｖＳＣには差動増幅器Ａを設け、この増幅器は電源
端子ＶＴＩ及びＶＴ２間に接続され、かつ（−）入力端
子Ａ＋１、（＋）入力端子ＡＩ２及び出力端千人〇を有
する。この差動増幅器の入力端子Ａｌｌは電源端子ＶＴ
Ｉ及びＶＴ２間に存在する２つの抵抗Ｒ３及びＲ４から
成る抵抗分圧器（Ｒ３，Ｒ４）の中間タップに接続する
。（−）入力端子Ａ１．１は直列に抵抗Ｒ５及びコンデ
ンサＣ２を介して出力端千人〇に接続し、この出力端子
は抵抗Ｒ６を介しスイッチＳ４の入力端子Ｓｔに接続さ
れる。差動増幅器の入力端子ＡＩ２は切換装置ＳＴの端
子ＳＴＯに接続し、この切換装置を介して端子ＳＴＯを
切換端子ＳＴＩ又はＳＴ２に接続できるので、入力端子
ＡＩ２には２つの基準電圧Ｖｒｅｆ及びＶｒｅｆ′の一
方が供給される。かくして発振器スイッチＳ４の入力端
子Ｓ［に制御電圧を供給する積分差動増幅器（Ａ、Ｒ５
゜Ｃ２）が形成され、入力端子ＡＩＬ及びＡ１２間の差
分電圧が最小になるようにする。
コンバータの上述した構造においては直流電源の位置及
び形態、並びに変換された電圧を導出する位置の選択に
応じて本発明の実施例が得られる。
この目的のため各スイッチＳｔ、　Ｃ２及びＣ３の直列
共通接続点ＳＰを、コア上に巻装したか又は巻装しない
コイルＬを介してコンバータの入力端子ＩＴに接続して
直列電源ｖ１の正端子に接続する。電源ｖ１の負端子は
接地される電源端子ＶＴ２に接続する。
Ｖｒｅｆで示した電源ｖ１の正端子はこの基準電圧Ｖｒ
ｅｆを人力直列電圧としてコンバータに供給する。コン
バークは変換された電圧を送出する出力端子ＯＴを有し
、この出力端子は電源端子ＶＴＩに接続しがつコンデン
サＣ３を介して入力端子ＩＴに接続する。
この場合コンデンサＣ３は端子ＶＴＩ及びＶＴ２間にお
いて電源Ｖｌと直列に存在する。代案としてコンデンサ
Ｃ３により端子ＶＴＩ及びＶＴ２間を直接接続すること
もできる。後者の接続を行った場合、コンデンサ電圧に
電源電圧は付加されない。出力端子ＯＴにはこの出力端
子が変換された直流電圧ＶＳ＝ｐ　−ｖ、、、を送出す
ることを示す。差動増幅器入力端子Ａｌｌが分圧器（Ｒ
３，Ｒ４）を介して電圧１／ｐ・ｖＳを供給され、かつ
切換装置ＳＴが入力端子ＩＴに接続した端子ＳＴＩに接
続されたため差動増幅器入力端子ＡＩ２に電圧Ｖｒｅｆ
が供給されたと仮定する。
その場合１／ｐ＝Ｒ４／　（Ｒ３＋Ｒ４）が成立つ。電
源ｖ１ハ、例えば、安定化直流電源とする。そうでない
場合には、出力電圧ＶＳは入力端子Ｖｒｅｆと共に変化
する。従って安定化出力電圧ｖＳは端子ＳＴ２を切換装
置ＳＴを介して直通（スルー（ｔｈｒｏｕｇｈ）　）接
続することによって得ることができ、その理由はこの端
子ＳＴ２が基準電圧Ｖ、、′を供給する安定化直流電源
ｖ２を介して接地されるからである。従って第２図に示
す如く電圧ＶＳ＝ｐ　−ｖ、、、　’が発生する。
１対の相補電界効果トランジスタＴ１及びＴ２から成る
直列接続部１１における正規の出力が入力となり、かつ
正規の電源端子が出力端子となる本発明コンバータの動
作を次に説明する。トランジスタの電極に生ずる電圧の
値に応じて、両方向に導通できるスイッチＳｔ、　Ｓ２
及びＳ３の直列接続部１１のトランジスタＴ１及びＴ２
に対し、トランジスタＴｌ（Ｉｔ）においてこの特性を
利用するというとか重要である。実際上、半導体スイッ
チＳｌ、　Ｓ２及びＳ３の正規の使用に比べ、トランジ
スタＴｌ（Ｉｔ）における電流は反対方向に流れる。導
通状態の電界効果トランジスタＴ１及びＴ２における電
圧降下はこれを流れる電流に多少直線性で依存するから
放散損は最小になる。第１例では出力端子ＯＴから電流
が導出されないのでコンバータ自体での損失だけしかな
いと仮定する。コンバータは出力電圧ＶＳ＝ｐ　−ｖ、
、、　＝Ｖｒ＠ｒ　＋　ＶＣ３を発生し、ここでＶＣ３
はコンデンサＣ３の平均端子電圧である。電圧ＶＣ３・
（ｐ−ｔ）ｖｒｅｒはトランジスタＴ２　（Ｉ　１）が
発振周期の第１期間中、回路（Ｖｌ、　Ｌ、　Ｔ２）に
おいて若干増大した電流と共に導通し、かつトランジス
タＴＩ　（１１）が第２期間中回路（Ｌ、　Ｔｌ、　Ｃ
３，）において若干減少した電流と共に導通するという
ことによって得られ、一方、第１及び第２期間の比に対
しては（ｐ−１）　：　１が成立つ。
電圧安定回路ｖＳＣにおける分圧器（Ｒ３，Ｒ４）によ
り、発振周期の第１及び第２期間の間の中間縁部が正し
く配置されるようにする。コイルしにおける電流は均等
に分配された態様でスイッチＳｌ、　Ｓ２及びＳ３を流
れる。コイル電流は、同じ大きさの電流増大及び電流減
少が起こるので小さい平均値（無負荷損に対し）を有す
る。第２期間中にトランジスタＴｌ　（Ｉ　ｌ）により
スイッチＳｔ、　３２及びＳ３からコンデンサＣ３へ転
送される電荷を利用して回路ｖＳＣ及びＯＣに供給して
、スイッチＳにおけるスイッチング損失を補正する。
次いで第２例では負荷により出力端子ＯＴから電流が導
出されると仮定する。その結果、この電圧はコンデンサ
Ｃ３によって供給されるから電圧ｖＳが減少する。この
電圧減少は分圧器（Ｒ３，Ｒ４）を介し差動増幅器Ａに
おいて明瞭になり、制御電圧を変化せしめて、回路（Ｖ
ｌ、　Ｌ、　Ｔ２）が作動する第１期間が一層長くなり
、かつ回路（Ｌ、　ＴＩ、　Ｃ３）が作動する第２期間
が一層短くなる。従って電圧ｖＳの減少は最初大きい。
しかし第１期間が一層長くなったことに起因してコイル
しにおける電流増大は一層大きくなり、これにより、一
層短い期間であるにも拘らず第２期間におけるトランジ
スタＴＩ（１１）を介してコンデンサＣ３への電荷転送
が増大する。第２期間中の電荷転送の増大は、転送電荷
が負荷に供給される電荷及び無負荷の和と同じ大きさに
なる迄継続し、そうなると出力電圧ＶＳは再び値ｐ、’
Ｖｒｅｒに増大する。この状態において第１及び第２期
間の間の比は再び（ｐ−１）：１にほぼ等しくなり、一
方、コイルＬを流れる平均電流は、供給された電荷と、
トランジスタＴ１及びＴ２における導通損失と、無負荷
損とが完全に補正される範囲まで大きくなる。その場合
新たな平衡状態に到達し、これは負荷に供給される電力
に関連する。
その減少により最初電圧ｖＳが減少し、然る後帰還動作
が行われ、減少した平均電流と共に他の平衡状態がコイ
ル電流において存在する。
コンデンサＣ３を端子ＶＴＩ及びＶＴ２に直接接続した
場合、上記説明は原理的には正しく、第１及び第２期間
の間の比がｐ：１となる点が異なる。
第１図のコンバータでは、相補電界効果トランジスタか
ら成るトランジスタ対を含む前記半導体スイッチで構成
した既知の集積回路を最適範囲まで使用できる。−例と
してフィリップス社の集積回路ＨεＦ　４０４１があり
、これはいわゆるグツド（ｑｕａｄ）真値／補数バッフ
ァである。第１図に示したスイッチＳｌ、　Ｃ２，Ｃ３
及びＣ４は４つの補数バッファの一つに対応し、かつス
イッチ］は４つの補数バッファの一つに対応する。デー
タ・ハンドブックに記載された情報とは対照的にいくつ
かのバッファの正規出力端子は人力電源電圧に結合し、
かついくつかのバッファにおける正規電源電圧線をコン
バータの出力端子に接続する。４つの真値バッファのう
ち３つのバッファが並列スイッチＳｌ、　Ｃ２及びＣ３
として作動するので、同一効率では増大した出力電流が
得られるか、又は同一出力電流では効率が改善される。
導通状態の電界効果トランジスタにおける電圧降下は変
換された電流に依存するから、放散損が最小になる。
前記１１８Ｆ　４０４１バツフアを用いた場合、データ
ハンドブックによる電源電圧は最大１５Ｖとすることが
でき、バッファには約３０ｍＡまでの電流を流すことが
できる。これらの値により、最大出力電圧ｖＳに対する
限界値と、コンバータの各スイッチＳｌ。
Ｃ２及びＣ３に対する出力電流とが固定される。ＨＥＦ
４０４１バッファ集積回路及び米国シダネティノクス社
製差動増幅器ＬＭ　３５８を用いた場合、下記の数値例
の如きコンバータの実施例を実現できる。
Ｖｒａｔ　＝　＋５ｖ、　ｖｓ＝＋１ｏｖ、　　Ｌ＝２
．２ｍＨ，Ｃ３＝　ｌ　μＦＲ１＝２２にΩ、Ｒ２＝３
に３　Ω、　Ｃ１＝１００　ｐＦＲ３＝Ｒ４＝Ｒ５＝Ｒ
６＝４７にΩ、　　Ｃ２＝１００　　ｎＦ０第２図は、
Ｈ［ＥＦ　４０４１バッファ集積回路を、スイッチＳＬ
、　Ｃ２及びＣ３に対する補数バッファと共に使用した
場合の実施例を示す。各補数バッファは３つのインバー
タ回路１１．　１２及び１３で構成する。代案として、
各スイッチＳに対しては１つのインバータ回路１１を考
察すればよい。第１図に示した要素及び端子を第２図に
おいて同一態様において部分的に示しである。電圧安定
回路ｖＳＣの構造は補数バッファの使用に適合している
。差動増幅器への（＋）入力端子ＡＩ２は抵抗分圧器（
Ｒ３，Ｒ４）のタップに接続する。（−）入力端子Ａｌ
ｌはコンデンサＣ２だけを介して出力端千人〇に接続し
、かつ抵抗Ｒ５を介して切換装置ＳＴの端子ＳＴＯに接
続する。例えば、基準電圧Ｖ１、′を供給する端子ＳＴ
２は端子ＳＴＯに直通接続される。
第２図のコンバータの動作を説明するため第１図の説明
を参照する。スイッヂ訂、Ω及び口のスイッチング入力
端子Ｓｌにおける高電圧には、直列接続部１１の直列共
通接続点ＳＰにおける低電圧が追随する。第１図の実施
例に関連するデータは変形を施されない形態において第
２図の実施例に適用される。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の第１実施例をブロックと共に示す回路
図、 第２図は本発明の第２実施例をブロックと共に示す回路
図である。 Ｓｌ、　Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｓ４′・・・半導体スイッ
チＳｌ・・・スイッチング入力端子 ＳＰ・・・直列共通接続点　　１１．　１２・・・直列
接続部ＤＣ・・・発振回路　　　　　Ｃ［・・・制御回
路ｖＳＣ・・・電圧安定回路　　Ａ・・・差動増幅器Ｓ
Ｔ・・・切換装置　　　　　ＩＴ・・・コンバータ入力
端子ＤＴ・・・コンバータ出力端子 特許出願人　　エヌ・ベー・フィリップス・フルーイラ
ンペンファブリケン

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、スイッチト直流電圧コンバータであって、制御回路
    と、制御回路によりスイッチング入力端子を介して制御
    される少なくとも１つの半導体スイッチとを具え、半導
    体スイッチが、直通接続された電圧制御ゲート電極を有
    する少なくとも１対の直列接続相補電界効果トランジス
    タと共に構成され、更に、スイッチト直流電圧コンバー
    タに、直流電源に接続する入力端子と、半導体スイッチ
    をスイッチング入力端子を介し電源端子間でスイッチン
    グすることによってコンデンサの端子間に得られる変換
    された直流電圧を供給する出力端子とを設けるスイッチ
    ト直流電圧コンバータにおいて、入力端子をコイルを介
    し前記１対の相補電界効果トランジスタ間の直流共通接
    続点に接続し、出力端子を相補電界効果トランジスタか
    ら成る直列接続部における電源端子の１つに接続するよ
    う構成したことを特徴とするスイッチト直流電圧コンバ
    ータ。 ２、少なくとも１つの半導体スイッチが、直通接続され
    た電圧制御ゲート電極を有する少なくとも１対の相補電
    界効果トランジスタを以ってそれぞれ構成されかつ同一
    スイッチングモードを有する数個の半導体スイッチを以
    って構成された集積回路の一部を形成する特許請求の範
    囲第１項記載のスイッチト直流電圧コンバータにおいて
    、数個の半導体スイッチが、直通接続されたスイッチン
    グ入力端子と、相補電界効果トランジスタ対の間の直通
    直列共通接続点と、相補電界効果トランジスタから成る
    直列接続部における直通接続電源端子とを有する並列接
    続部を構成することを特徴とするスイッチト直流電圧コ
    ンバータ。 ３、少なくとも１つの半導体スイッチが、直通接続され
    た電圧制御ゲート電極を有する少なくとも１対の相補電
    界効果トランジスタを以ってそれぞれ構成されかつ同一
    スイッチングモードを有する数個の半導体スイッチを以
    って構成された集積回路の一部を形成する特許請求の範
    囲第１又は２項記載のスイッチト直流電圧コンバータに
    おいて、集積回路が、逆のスイッチングモードを有し、
    かつ直通接続された電圧制御ゲート電極を有する少なく
    とも１対の直列接続相補電界効果トランジスタを設けた
    少なくとも１つの他の半導体スイッチと共に構成され、
    前記他の半導体スイッチと、前記数個の半導体スイッチ
    のうちの１つの半導体スイッチとにより、制御回路に存
    在する発振回路の一部を構成することを特徴とするスイ
    ッチト直流電圧コンバータ。 ４、制御回路が変換された直流電圧に対する電圧安定回
    路と共に構成される特許請求の範囲第１、２又は３項記
    載のスイッチト直流電圧コンバータにおいて、差動増幅
    器と共に形成された電圧安定回路では差動増幅器の一入
    力端子を前記電源端子間に配設した抵抗分圧器の中間タ
    ップに接続し、差動増幅器の別の入力端子を基準直流電
    圧を供給する端子に接続し、かつ差動増幅器の出力端子
    を、制御回路に存在する発振回路に接続することを特徴
    とするスイッチト直流電圧コンバータ。 ５、基準電圧を供給する端子を前記入力端子に接続する
    ことを特徴とする特許請求の範囲第４項記載のスイッチ
    ト直流電圧コンバータ。
JP62116014A 1986-05-15 1987-05-14 スイッチト直流電圧コンバ−タ Pending JPS62272864A (ja)

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US4755739A (en) 1988-07-05
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