JPS6223877B2 - - Google Patents
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- JPS6223877B2 JPS6223877B2 JP53163622A JP16362278A JPS6223877B2 JP S6223877 B2 JPS6223877 B2 JP S6223877B2 JP 53163622 A JP53163622 A JP 53163622A JP 16362278 A JP16362278 A JP 16362278A JP S6223877 B2 JPS6223877 B2 JP S6223877B2
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- tone
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 7
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 5
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 2
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 17
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 238000001454 recorded image Methods 0.000 description 1
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- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、楽音分析装置に関するものであつ
て、詳しくは、楽音信号を基音毎に２値化信号に
変換する信号変更手段および複数の２値化信号を
入力として所定の２値化信号を抽出して送出する
信号抽出手段とを含む装置に関するものであり、
特に、その信号変換手段の改良に関するものであ
る。
て、詳しくは、楽音信号を基音毎に２値化信号に
変換する信号変更手段および複数の２値化信号を
入力として所定の２値化信号を抽出して送出する
信号抽出手段とを含む装置に関するものであり、
特に、その信号変換手段の改良に関するものであ
る。
第１図は、この種装置の概念構成図であつて、
１０は楽音信号の入力端子、２０は楽音信号を基
音毎に２値化信号に変換する信号変換部、３０は
複数の２値化信号を入力として１つあるいは複数
の所定の２値化信号を同時に抽出して送出する信
号抽出部、４０は抽出される２値化信号を記録す
る記録部である。
１０は楽音信号の入力端子、２０は楽音信号を基
音毎に２値化信号に変換する信号変換部、３０は
複数の２値化信号を入力として１つあるいは複数
の所定の２値化信号を同時に抽出して送出する信
号抽出部、４０は抽出される２値化信号を記録す
る記録部である。
第２図は、このような装置を構成する信号変換
部の従来の回路例を示すブロツク図であつて、
AMPは増幅器、BPF1〜BPFoはそれぞれ所定の
周波数通過帯域幅を有するバンドパスフイルタで
ある。これらフイルタBPFの中心周波数は基音周
波数に対応するようにほぼ1/12オクターブ毎に設
定されている。また、これらフイルタBPFの入力
端子は、増幅器AMPの出力端子に並列に接続さ
れている。DET1〜DEToはそれぞれ対応したフ
イルタBPF1〜BPFoの出力信号の包絡線を検出す
る検波器であつて、その具体例を第３図に示す。
CMP1〜CMPoはそれぞれ対応した検波器DET1〜
DEToの出力信号を２値化するための比較器であ
る。DET0は増幅器AMPの出力信号を検波して増
幅器AMPの自動利得調整を行なうための検波器
である。このような構成において、入力端子１０
に楽音信号が印加されると、出力端子T1〜Ｔoに
は、それぞれの基音に対応した２値化信号が送出
されることになる。
部の従来の回路例を示すブロツク図であつて、
AMPは増幅器、BPF1〜BPFoはそれぞれ所定の
周波数通過帯域幅を有するバンドパスフイルタで
ある。これらフイルタBPFの中心周波数は基音周
波数に対応するようにほぼ1/12オクターブ毎に設
定されている。また、これらフイルタBPFの入力
端子は、増幅器AMPの出力端子に並列に接続さ
れている。DET1〜DEToはそれぞれ対応したフ
イルタBPF1〜BPFoの出力信号の包絡線を検出す
る検波器であつて、その具体例を第３図に示す。
CMP1〜CMPoはそれぞれ対応した検波器DET1〜
DEToの出力信号を２値化するための比較器であ
る。DET0は増幅器AMPの出力信号を検波して増
幅器AMPの自動利得調整を行なうための検波器
である。このような構成において、入力端子１０
に楽音信号が印加されると、出力端子T1〜Ｔoに
は、それぞれの基音に対応した２値化信号が送出
されることになる。
しかし、このような構成によれば、第３図に示
したような検波器DETの出力信号のリツプルを
小さくするために時定数を大きくしなければなら
ず、それだけ応答性が悪くなる。また、周波数に
応じて最適時定数が異なるので音域によつて応答
性が異なることになるが、第３図のような検波器
では高音領域になるにしたがつて応答性が良くな
り、倍音を伴つた基音の場合には基音よりも先に
倍音が２値化信号に変換されて誤動作することが
ある。
したような検波器DETの出力信号のリツプルを
小さくするために時定数を大きくしなければなら
ず、それだけ応答性が悪くなる。また、周波数に
応じて最適時定数が異なるので音域によつて応答
性が異なることになるが、第３図のような検波器
では高音領域になるにしたがつて応答性が良くな
り、倍音を伴つた基音の場合には基音よりも先に
倍音が２値化信号に変換されて誤動作することが
ある。
一方、自動利得調整ループに着目すると、第２
図の回路では、フイルタBPFの入力端子の信号，
すなわち時間領域の信号の最大値をピーク整流し
て増幅器AMPの利得調整を行なつていることに
なる。しかし、このような時間領域での最大値に
基づく自動利得調整のみの場合には、フイルタ
BPFの出力信号である周波数領域での信号レベル
が大きく変動して、比較器CMPの比較動作が不
安定になることがある。
図の回路では、フイルタBPFの入力端子の信号，
すなわち時間領域の信号の最大値をピーク整流し
て増幅器AMPの利得調整を行なつていることに
なる。しかし、このような時間領域での最大値に
基づく自動利得調整のみの場合には、フイルタ
BPFの出力信号である周波数領域での信号レベル
が大きく変動して、比較器CMPの比較動作が不
安定になることがある。
本発明は、これら従来の欠点を解決したもので
あつて、以下、図面を用いて詳細に説明する。
あつて、以下、図面を用いて詳細に説明する。
第４図は、本発明に基づく信号変換部の一実施
例を示すブロツク図であつて、第２図と同等部分
には同一符号を付している。第４図において、
RTM1〜RTMoはそれぞれ比較器CMP1〜CMPoの
パルス列出力信号で駆動されるリトリガラブルモ
ノマルチ回路であつて、入力信号の１周期以上の
パルス幅の出力信号を発生するものである。な
お、本実施例において、フイルタBPFと比較器
CMPとは直結されているが、これらフイルタ
BPFと比較器CMPとの間に、時定数のない検波
器を挿入してもよく、さらに、それら検波器を全
波整流形としてもよい。これら検波器を挿入する
ことにより、比較器CMPの入力波形が改善でき
るとともに、全波整流形の検波器を用いた場合に
はリトリガラブルモノマルチ回路RTMの出力信
号のパルス幅を検波器がない場合あるいは半波整
流形の検波器を用いた場合に比べて短くすること
ができ、各基音に対応した２値化信号のパルス幅
を楽音信号中の基音の長さにより近づけることが
できる。
例を示すブロツク図であつて、第２図と同等部分
には同一符号を付している。第４図において、
RTM1〜RTMoはそれぞれ比較器CMP1〜CMPoの
パルス列出力信号で駆動されるリトリガラブルモ
ノマルチ回路であつて、入力信号の１周期以上の
パルス幅の出力信号を発生するものである。な
お、本実施例において、フイルタBPFと比較器
CMPとは直結されているが、これらフイルタ
BPFと比較器CMPとの間に、時定数のない検波
器を挿入してもよく、さらに、それら検波器を全
波整流形としてもよい。これら検波器を挿入する
ことにより、比較器CMPの入力波形が改善でき
るとともに、全波整流形の検波器を用いた場合に
はリトリガラブルモノマルチ回路RTMの出力信
号のパルス幅を検波器がない場合あるいは半波整
流形の検波器を用いた場合に比べて短くすること
ができ、各基音に対応した２値化信号のパルス幅
を楽音信号中の基音の長さにより近づけることが
できる。
第５図は、第４図の回路の動作を説明するため
の波形図であつて、比較のために第２図の各部の
波形を併記している。第５図において、ａはフイ
ルタBPFの出力波形Ｓf、ｂは第２図における検
波器DETの出力波形Sd、ｃは同じく第２図の比
較器CMPの出力波形Sc1、ｄは第４図の比較器
CMPの出力波形Sc2、ｅは第４図のリトリガラブ
ルモノマルチ回路RTMの出力波形Smである。ａ
に示すフイルタBPFの出力波形Ｓfを比較器CMP
により適当な基準レベルでスライスすると、ｄに
示すような１周期に１個のパルスが対応したパル
ス列信号Sc2が得られる。このパルス列信号Sc2で
１周期以上のパルス幅信号を発生するリトリガラ
ブルモノマルチ回路RTMを駆動することによ
り、ｅに示すようにフイルタBPFの出力信号Ｓf
の持続時間に応じて伸長されたパルス幅の出力信
号Smが得られる。このようにして得られる出力
信号Smは、第２図の構成により得られるｃに示
すような出力信号Sc1と比べて遅れが少なく、実
際の音長（フイルタBPFの出力信号Ｓfの持続時
間）により近いものとなり、音域の違いによる遅
れ時間の差を生じることはなく、より精度の高い
基音検出を行なうことができる。なお、第５図の
構成において、必要に応じてリトリガラブルモノ
マルチ回路RTMに時定数をもたせ、その出力信
号のパルス幅を適当に調整することにより、高域
周波数の音長信号が低域周波数の音長信号からは
み出さないようにすることもできる。また、高域
周波数に対応したリトリガラブルモノマルチ回路
RTMに遅延要素を挿入して、相対的に高域周波
数の応答性を劣化させることもできる。
の波形図であつて、比較のために第２図の各部の
波形を併記している。第５図において、ａはフイ
ルタBPFの出力波形Ｓf、ｂは第２図における検
波器DETの出力波形Sd、ｃは同じく第２図の比
較器CMPの出力波形Sc1、ｄは第４図の比較器
CMPの出力波形Sc2、ｅは第４図のリトリガラブ
ルモノマルチ回路RTMの出力波形Smである。ａ
に示すフイルタBPFの出力波形Ｓfを比較器CMP
により適当な基準レベルでスライスすると、ｄに
示すような１周期に１個のパルスが対応したパル
ス列信号Sc2が得られる。このパルス列信号Sc2で
１周期以上のパルス幅信号を発生するリトリガラ
ブルモノマルチ回路RTMを駆動することによ
り、ｅに示すようにフイルタBPFの出力信号Ｓf
の持続時間に応じて伸長されたパルス幅の出力信
号Smが得られる。このようにして得られる出力
信号Smは、第２図の構成により得られるｃに示
すような出力信号Sc1と比べて遅れが少なく、実
際の音長（フイルタBPFの出力信号Ｓfの持続時
間）により近いものとなり、音域の違いによる遅
れ時間の差を生じることはなく、より精度の高い
基音検出を行なうことができる。なお、第５図の
構成において、必要に応じてリトリガラブルモノ
マルチ回路RTMに時定数をもたせ、その出力信
号のパルス幅を適当に調整することにより、高域
周波数の音長信号が低域周波数の音長信号からは
み出さないようにすることもできる。また、高域
周波数に対応したリトリガラブルモノマルチ回路
RTMに遅延要素を挿入して、相対的に高域周波
数の応答性を劣化させることもできる。
第６図は、本発明に基づく信号変換部の他の実
施例を示すブロツク図であつて、第２図と同等部
分には同一符号を付している。第６図において、
AOGはアナログオアゲート、TCは時定数回路で
あり、これら回路は楽音信号の周波数領域の最大
振幅値を一定に保つように増幅器AMPの利得を
自動調整するループを形成している。アナログオ
アゲートAOGは、複数のアナログ入力信号のう
ち最大値のものを出力する機能を有するものであ
り、第６図の回路では検波器DET1〜DEToの出
力信号を入力としてそのうちの最大値のものを送
出する。第７図に、これらアナログオアゲート
AOGおよび時定数回路TCの具体的な回路例を示
す。
施例を示すブロツク図であつて、第２図と同等部
分には同一符号を付している。第６図において、
AOGはアナログオアゲート、TCは時定数回路で
あり、これら回路は楽音信号の周波数領域の最大
振幅値を一定に保つように増幅器AMPの利得を
自動調整するループを形成している。アナログオ
アゲートAOGは、複数のアナログ入力信号のう
ち最大値のものを出力する機能を有するものであ
り、第６図の回路では検波器DET1〜DEToの出
力信号を入力としてそのうちの最大値のものを送
出する。第７図に、これらアナログオアゲート
AOGおよび時定数回路TCの具体的な回路例を示
す。
ところで、楽音信号には多数の倍音を含むもの
が多くあり、特に、基音に比べて低音のレベルが
高い場合の時間領域の波形には大きなピークが発
生することがある。このように、時間軸波形に大
きなピークがあることは、そのスペクトラムが広
帯域にわたつていることを意味する。このような
楽音信号を第２図のような信号変換部に入力した
場合、増幅器AMPは時間領域のピーク値にした
がつて自動利得調整されるので、各スペクトラム
のレベルが低下してしまうことさえあつた。しか
し、第６図の構成によれば、スペクトラムの最大
振幅値で増幅器AMPの自動利得調整を行なうの
で、周波数領域での信号レベルを適性に制御する
ことができ、より安定な２値化変換動作が得られ
る。
が多くあり、特に、基音に比べて低音のレベルが
高い場合の時間領域の波形には大きなピークが発
生することがある。このように、時間軸波形に大
きなピークがあることは、そのスペクトラムが広
帯域にわたつていることを意味する。このような
楽音信号を第２図のような信号変換部に入力した
場合、増幅器AMPは時間領域のピーク値にした
がつて自動利得調整されるので、各スペクトラム
のレベルが低下してしまうことさえあつた。しか
し、第６図の構成によれば、スペクトラムの最大
振幅値で増幅器AMPの自動利得調整を行なうの
で、周波数領域での信号レベルを適性に制御する
ことができ、より安定な２値化変換動作が得られ
る。
なお、第６図では、周波数領域での自動利得調
整ループのみを設けた例を示しているが、従来の
時間領域での自動利得調整ループを併用すること
もできる。また、第６図の自動利得調整ループを
第４図の回路に適用することもできる。第８図に
このような信号変換部の構成例を示す。第８図の
ように構成することにより、第４図の回路と第６
図の回路の効果を併せもつた特性の優れた２値化
信号変換部が得られる。
整ループのみを設けた例を示しているが、従来の
時間領域での自動利得調整ループを併用すること
もできる。また、第６図の自動利得調整ループを
第４図の回路に適用することもできる。第８図に
このような信号変換部の構成例を示す。第８図の
ように構成することにより、第４図の回路と第６
図の回路の効果を併せもつた特性の優れた２値化
信号変換部が得られる。
第９図は、第１図における信号抽出部３０の一
例を示すブロツク図であつて、Ioは音長信号の入
力端子、I1〜Ｉoは各基音に対応した２値化信号
の入力端子、O1〜Ｏoは抽出される２値化信号の
出力端子、Ｇa1〜Ｇaoはインヒビツトゲート（以
下第１のゲートという）、Ｇb1〜Ｇboはアンドゲ
ート（以下第２のゲートという）である。ゲート
Ｇa1〜ＧaoおよびＧb1〜Ｇboの一方の入力端子に
はそれぞれ対応した２値化信号の入力端子Ｉl〜
Ｉoが接続されていて、他方の入力端子および出
力端子は次のように接続されている。すなわち、
初段のゲートＧa1，Ｇb1の他方の入力端子には音
長信号の入力端子Ioが共通に接続されている。そ
して、初段の第１のゲートＧa1の出力端子は第２
段のゲートＧa2，Ｇb2の他方の入力端子に共通に
接続され、初段の第２のゲートＧb1の出力端子は
抽出される２値化信号の出力端子O1に接続され
ている。以下同様に、各段の第１のゲートＧaの
出力端子は次段の第１，第２のゲートＧa，Ｇbの
他方の入力端子に共通にカスケード状に接続さ
れ、各段の第２のゲートＧbの出力端子はそれぞ
れ対応した２値化信号の出力端子Ｏに接続されて
いる。このような構成において、信号変換部２０
から出力端子O2に２値化信号を生じるような単
一の基本周波数Ｆとその高調波成分nF（ｎ＝
１，２，３，…）に対応した複数の基音の２値化
信号が入力端子I1〜Ｉoの所定の端子に印加さ
れ、音長検出部（図示せず）から被測定楽音信号
の音長に対応した信号が入力端子Icに印加された
ものとする。すなわち、ある時間において、少な
くとも入力端子Io，I2には“１”が印加されI1に
は“０”が印加されている。この結果、初段の第
１のゲートＧa1の出力は“１”となり、その出力
は第２段のゲートＧa2，Ｇb2の他方の入力端子に
印加される。そして、第２段の第１のゲートＧa2
の出力は“０”となつているので、このゲートＧ
a2の出力信号がカスケード状に接続されている後
段のすべてのゲートの出力は“０”となる。した
がつて、第２段の第２のゲートＧb2の出力信号
“１”のみが抽出された２値化信号として出力端
子O2に送出されることになり、基本周波数Ｆに
対応した基音の２値化信号のみを抽出することが
できる。
例を示すブロツク図であつて、Ioは音長信号の入
力端子、I1〜Ｉoは各基音に対応した２値化信号
の入力端子、O1〜Ｏoは抽出される２値化信号の
出力端子、Ｇa1〜Ｇaoはインヒビツトゲート（以
下第１のゲートという）、Ｇb1〜Ｇboはアンドゲ
ート（以下第２のゲートという）である。ゲート
Ｇa1〜ＧaoおよびＧb1〜Ｇboの一方の入力端子に
はそれぞれ対応した２値化信号の入力端子Ｉl〜
Ｉoが接続されていて、他方の入力端子および出
力端子は次のように接続されている。すなわち、
初段のゲートＧa1，Ｇb1の他方の入力端子には音
長信号の入力端子Ioが共通に接続されている。そ
して、初段の第１のゲートＧa1の出力端子は第２
段のゲートＧa2，Ｇb2の他方の入力端子に共通に
接続され、初段の第２のゲートＧb1の出力端子は
抽出される２値化信号の出力端子O1に接続され
ている。以下同様に、各段の第１のゲートＧaの
出力端子は次段の第１，第２のゲートＧa，Ｇbの
他方の入力端子に共通にカスケード状に接続さ
れ、各段の第２のゲートＧbの出力端子はそれぞ
れ対応した２値化信号の出力端子Ｏに接続されて
いる。このような構成において、信号変換部２０
から出力端子O2に２値化信号を生じるような単
一の基本周波数Ｆとその高調波成分nF（ｎ＝
１，２，３，…）に対応した複数の基音の２値化
信号が入力端子I1〜Ｉoの所定の端子に印加さ
れ、音長検出部（図示せず）から被測定楽音信号
の音長に対応した信号が入力端子Icに印加された
ものとする。すなわち、ある時間において、少な
くとも入力端子Io，I2には“１”が印加されI1に
は“０”が印加されている。この結果、初段の第
１のゲートＧa1の出力は“１”となり、その出力
は第２段のゲートＧa2，Ｇb2の他方の入力端子に
印加される。そして、第２段の第１のゲートＧa2
の出力は“０”となつているので、このゲートＧ
a2の出力信号がカスケード状に接続されている後
段のすべてのゲートの出力は“０”となる。した
がつて、第２段の第２のゲートＧb2の出力信号
“１”のみが抽出された２値化信号として出力端
子O2に送出されることになり、基本周波数Ｆに
対応した基音の２値化信号のみを抽出することが
できる。
ところで、たとえば音階A2からE5までの19音
の倍音系列を５線上に示すと第１０図のようにな
る。この第１０図から明らかなように、A3以上
の音は、それよりも低い音の倍音と重なることが
ある。このように任意の基音が他の基音の倍音と
重なる場合、一般的には両者の音を区別すること
は不可能である。したがつて、このような場合を
除外すれば、第１０図の下欄に示すような論理式
を満たす回路を構成することにより、同時に複数
の基音を抽出することができる。第１１図はこの
ような機能を有する信号抽出部３０の一例を示す
回路図である。第１１図において、TA2〜TE5は
それぞれ基音A2〜E5に対応した信号変換部２０
から送出される２値化信号の入力端子、TA2′〜
TE5′はそれぞれ抽出された２値化信号の出力端
子である。IA2〜IE4はインバータ、GA3〜GE5は
アンドゲートである。これらインバータIA2〜IE4
およびアンドゲートGA3〜GE5は、第１１図の下
欄に示した論理式を満たす論理回路を構成してい
る。すなわち、基音A2〜G3に対応した出力端子
TA2′〜TG3′にはそれぞれ入力端子TA2〜TG3の
みが直結されている。そして、基音A3に対応し
た出力端子TA3′には、論理式2A3に対応するよ
うにアンドゲートGA3の出力端子が接続され、こ
のアンドゲートGA3の第１の入力端子にはインバ
ータIA2を介して入力端子TA2が接続され、第２
の入力端子には入力端子TA3が直結されている。
以下同様に、たとえば基音E5に対応した出力端
子TE5′には、論理式2 3 3 3 4E5に対応するよ
うにアンドゲートGE5の出力端子が接続され、こ
のアンドゲートGE5の第１の入力端子にはインバ
ータIA2を介して入力端子TA2が接続され、第２
の入力端子にはインバータIC3を介して入力端子
TC3が接続され、第３の入力端子にはインバータ
IE4を介して入力端子TE4が接続され、第４の入
力端子には入力端子TE5が直結され、第５の入力
端子にはインバータIE3を介して入力端子TE3が
接続され、第６の入力端子にはインバータIA3を
介して入力端子TA3が接続されている。このよう
な論理回路を構成することにより、任意の基音が
他の基音の倍音と一致する場合には、その倍音を
発生する基音の２値化信号でその任意の基音の２
値化信号の送出が禁止されることになる。この結
果、少なくとも１オクターブ内において、同時に
複数の基音に対応した２値化信号を抽出して送出
することができる。
の倍音系列を５線上に示すと第１０図のようにな
る。この第１０図から明らかなように、A3以上
の音は、それよりも低い音の倍音と重なることが
ある。このように任意の基音が他の基音の倍音と
重なる場合、一般的には両者の音を区別すること
は不可能である。したがつて、このような場合を
除外すれば、第１０図の下欄に示すような論理式
を満たす回路を構成することにより、同時に複数
の基音を抽出することができる。第１１図はこの
ような機能を有する信号抽出部３０の一例を示す
回路図である。第１１図において、TA2〜TE5は
それぞれ基音A2〜E5に対応した信号変換部２０
から送出される２値化信号の入力端子、TA2′〜
TE5′はそれぞれ抽出された２値化信号の出力端
子である。IA2〜IE4はインバータ、GA3〜GE5は
アンドゲートである。これらインバータIA2〜IE4
およびアンドゲートGA3〜GE5は、第１１図の下
欄に示した論理式を満たす論理回路を構成してい
る。すなわち、基音A2〜G3に対応した出力端子
TA2′〜TG3′にはそれぞれ入力端子TA2〜TG3の
みが直結されている。そして、基音A3に対応し
た出力端子TA3′には、論理式2A3に対応するよ
うにアンドゲートGA3の出力端子が接続され、こ
のアンドゲートGA3の第１の入力端子にはインバ
ータIA2を介して入力端子TA2が接続され、第２
の入力端子には入力端子TA3が直結されている。
以下同様に、たとえば基音E5に対応した出力端
子TE5′には、論理式2 3 3 3 4E5に対応するよ
うにアンドゲートGE5の出力端子が接続され、こ
のアンドゲートGE5の第１の入力端子にはインバ
ータIA2を介して入力端子TA2が接続され、第２
の入力端子にはインバータIC3を介して入力端子
TC3が接続され、第３の入力端子にはインバータ
IE4を介して入力端子TE4が接続され、第４の入
力端子には入力端子TE5が直結され、第５の入力
端子にはインバータIE3を介して入力端子TE3が
接続され、第６の入力端子にはインバータIA3を
介して入力端子TA3が接続されている。このよう
な論理回路を構成することにより、任意の基音が
他の基音の倍音と一致する場合には、その倍音を
発生する基音の２値化信号でその任意の基音の２
値化信号の送出が禁止されることになる。この結
果、少なくとも１オクターブ内において、同時に
複数の基音に対応した２値化信号を抽出して送出
することができる。
第１図の記録部４０としては、たとえば、少な
くとも信号抽出部３０の各出力端子O1〜Ｏoある
いはTA2′〜TE5′に対応した複数の記録電極を有
する多針放電記録装置を用いることができる。こ
のような記録装置を用いることにより、楽音信号
に含まれる各基音の音程および音長を直接線分記
録像として得ることができる。また、５線を同時
に記録することもできる。第１２図および第１３
図はこれらの記録例を示すパターン図である。な
お、第１３図における５線の空白部分は、小節の
区切りを表わす時間信号表示である。
くとも信号抽出部３０の各出力端子O1〜Ｏoある
いはTA2′〜TE5′に対応した複数の記録電極を有
する多針放電記録装置を用いることができる。こ
のような記録装置を用いることにより、楽音信号
に含まれる各基音の音程および音長を直接線分記
録像として得ることができる。また、５線を同時
に記録することもできる。第１２図および第１３
図はこれらの記録例を示すパターン図である。な
お、第１３図における５線の空白部分は、小節の
区切りを表わす時間信号表示である。
以上の説明から明らかなように、本発明によれ
ば、音域とは無関係により実際の音長に近い時間
幅で基音に対応した２値化信号を送出する機能お
よび周波数領域での信号の最大値を一定に保つ機
能のうち少なくともいずれか一つの機能を有する
信号変換部を含む楽音分析装置が実現でき、その
実用的効果は大きい。
ば、音域とは無関係により実際の音長に近い時間
幅で基音に対応した２値化信号を送出する機能お
よび周波数領域での信号の最大値を一定に保つ機
能のうち少なくともいずれか一つの機能を有する
信号変換部を含む楽音分析装置が実現でき、その
実用的効果は大きい。
第１図は本発明に係る装置の概念構成図、第２
図は第１図における従来の信号変換部の一例を示
すブロツク図、第３図は第２図における検出器の
具体例を示す回路図、第４図は本発明に基づく信
号変換部の一実施例を示すブロツク図、第５図は
第４図の動作を説明するための波形図、第６図は
本発明に基づく信号変換部の他の実施例を示すブ
ロツク図、第７図は第６図における要部の具体例
を示す回路図、第８図も本発明に基づく信号変換
部の他の実施例を示すブロツク図、第９図は第１
図における信号抽出部の具体例を示す回路図、第
１０図は音階A2からE5までの倍音系列を５線上
に示した説明図、第１１図も第１図における信号
抽出部の具体例を示す回路図、第１２図および第
１３図は第１図における記録部の記録例を示すパ
ターン図である。 １０…楽音信号入力端子、２０…信号変換部、
３０…信号抽出部、４０…記録部、AMP…増幅
器、BPF…バンドパスフイルタ、DET…検波
器、CMP…比較器、Ｔ…２値化信号出力端子、
RTM…リトリガラブルモノマルチ回路、AOG…
アナログオアゲート、TC…時定数回路、Io…音
長信号入力端子、I1〜Ｉo，TA2〜TE5…２値化信
号入力端子、Ｇa1〜Ｇao…インヒビツトゲート
（第１ゲート）、Ｇb1〜Ｇbo…アンドゲート（第２
ゲート）、GA4〜GE5…アンドゲート、O1〜Ｏo，
TA2′〜TE5′…抽出２値化信号出力端子、IA2〜
IE5…インバータ。
図は第１図における従来の信号変換部の一例を示
すブロツク図、第３図は第２図における検出器の
具体例を示す回路図、第４図は本発明に基づく信
号変換部の一実施例を示すブロツク図、第５図は
第４図の動作を説明するための波形図、第６図は
本発明に基づく信号変換部の他の実施例を示すブ
ロツク図、第７図は第６図における要部の具体例
を示す回路図、第８図も本発明に基づく信号変換
部の他の実施例を示すブロツク図、第９図は第１
図における信号抽出部の具体例を示す回路図、第
１０図は音階A2からE5までの倍音系列を５線上
に示した説明図、第１１図も第１図における信号
抽出部の具体例を示す回路図、第１２図および第
１３図は第１図における記録部の記録例を示すパ
ターン図である。 １０…楽音信号入力端子、２０…信号変換部、
３０…信号抽出部、４０…記録部、AMP…増幅
器、BPF…バンドパスフイルタ、DET…検波
器、CMP…比較器、Ｔ…２値化信号出力端子、
RTM…リトリガラブルモノマルチ回路、AOG…
アナログオアゲート、TC…時定数回路、Io…音
長信号入力端子、I1〜Ｉo，TA2〜TE5…２値化信
号入力端子、Ｇa1〜Ｇao…インヒビツトゲート
（第１ゲート）、Ｇb1〜Ｇbo…アンドゲート（第２
ゲート）、GA4〜GE5…アンドゲート、O1〜Ｏo，
TA2′〜TE5′…抽出２値化信号出力端子、IA2〜
IE5…インバータ。
Claims (1)
- １ 楽音信号を基音毎に２値化信号に変換する信
号変換部およびこれら複数の２値化信号を入力と
して所定の２値化信号を抽出して送出する信号抽
出部とを含む楽音分析装置において、前記信号変
換部として、楽音信号を増幅する増幅器，中心周
波数が基音周波数に対応するようにほぼ1/12オク
ターブ毎に設定され増幅器の出力信号が加えられ
る複数のバンドパスフイルタ，これらバンドパス
フイルタの出力信号をそれぞれ２値化信号に変換
する複数の比較器およびこれら比較器のパルス列
出力信号で駆動される複数のリトリガラブルモノ
マルチ回路とで構成され楽音信号のパルス列信号
を１周期以上伸長させて各基音に対応した所定の
時間幅の２値化信号を送出する２値化信号送出回
路と、前記各バンドパスフイルタの出力信号の包
絡線を検出する複数の検波器およびこれら検波器
の出力信号を入力として最大振幅値の信号を送出
するアナログオアゲートとで構成されこのアナロ
グオアゲートの出力信号により増幅器から出力さ
れる楽音信号の周波数領域の最大振幅値を一定に
保つように増幅器の利得を自動調整する自動利得
調整回路のうち少なくともいずれかの回路を有す
るものを用いることを特徴とする楽音分析装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16362278A JPS5585227A (en) | 1978-12-22 | 1978-12-22 | Musical sound analyzer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16362278A JPS5585227A (en) | 1978-12-22 | 1978-12-22 | Musical sound analyzer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5585227A JPS5585227A (en) | 1980-06-27 |
| JPS6223877B2 true JPS6223877B2 (ja) | 1987-05-26 |
Family
ID=15777418
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16362278A Granted JPS5585227A (en) | 1978-12-22 | 1978-12-22 | Musical sound analyzer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5585227A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5793993U (ja) * | 1980-11-28 | 1982-06-09 |
-
1978
- 1978-12-22 JP JP16362278A patent/JPS5585227A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5585227A (en) | 1980-06-27 |
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