JPS6223553B2

JPS6223553B2 -

Info

Publication number: JPS6223553B2
Application number: JP55159257A
Authority: JP
Inventors: Kazuyoshi Ejima
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1980-11-12
Filing date: 1980-11-12
Publication date: 1987-05-23
Also published as: JPS5783186A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は無整流子電動機の駆動時において入力
電源力率を向上させる無整流子電動機の制御装置
に関するものである。

第１図は従来の無整流子電動機の制御装置であ
る。この制御装置を第１図において説明する。１
１は入力交流電源、１２は負荷電流を検出する電
流検出器、１３は交流電力を可変直流電力に変換
する順変換器、１４は直流電流を平滑にする直流
リアクトル、１５は可変直流電力を可変周波数交
流電力に変換する逆変換器、１６は逆変換器１５
によつて給電される無整流子電動機、１７は無整
流子電動機の界磁巻線、この界磁巻線１７は図中
に示さないが励磁装置にて定電流制御を行なつて
いる。１８は無整流子電動機１６の電機子巻線と
界磁巻線の機械的位置を等価的に検出する位置検
出器、１９は順変換器１３のゲートパルスの位相
を制御する位相制御回路、２０は逆変換器１５の
ゲートパルスを発生させるゲートパルス発生回
路、２１は順変換器１３の電流を制御する電流制
御回路、この電流制御回路２１は負荷電流を検出
する電流検出器１２から帰環信号を与えられ電流
の安定化を行なつている。２２は位置検出器１８
の出力信号によつて逆変換器１５の転流タイミン
グを決定する論理回路、２３は無整流子電動機１
６の回転速度を制御する速度制御回路、２４は位
置検出器１８の出力信号、ロジツク信号をアナロ
グ信号に変換するＦ／Ｖ変換回路、このＦ／Ｖ変
換回路２４は速度制御回路２３に帰環信号として
与え、速度の安定化を行なう。２５は速度設定器
からの設定信号である。従来はこの制御装置にて
無整流子電動機を駆動していた。しかしながら入
力電源力率において低下する問題が生じた。入力
電源力率は無整流子電動機の端子電圧と負荷力率
角によつて大きく作用されるので、この関係を説
明する。入力電源力率を第１図の信号を用いる
と、一般に式となる √３Ｖ_SＩ_Scosφ_２＝√３Ｖ_MＩ_Mcosφ …… 但し、Ｖ_S：入力交流電源電圧Ｖ_M：端子電圧 φ_２：入力電源力率 φ：負荷力率角第１図の制御装置において、入出電流の関係はＩ
_S＝Ｉ_Mとなるので式は式の様になり、入力電
源力率φ_２は入出力電圧と負荷力率角φに関係す
る。

cosφ_２＝Ｖ_Ｍ／Ｖ_Ｓcosφ …… 次に入力交流電源電圧Ｖ_Sの求め方を説明す
る。

逆変換器１５の直流電圧Ｅ_INVは1.35V_Mcos
φ、順変換器１３の直流電圧Ｅ_RECは主回路の全
インピーダンス電圧が逆変換器１５の直流電圧Ｅ
_INVに加算されたものになる。（Ｅ_REC＝
1.35V_Mcosφ＋ICDZ）また順変換器１３の直流電
圧Ｅ_RECは位相制御回路の制御遅れ角αによつて
表現することができる。つまりＥ_REC＝
1.35V_Scosαとなる。この関係式をまとめると下
記の式になる。

∴Ｖ_S＝Ｖ_Ｍｃｏｓφ＋ＩＤＣＺ／１．３５／ｃｏｓα
…… 但し、IDCZ：主回路の全インピーダンス電圧
上式式に入力交流電源電圧変動率K₁と入力交
流電源のインピーダンス電圧率K₂を考慮すると
式が得られ、入力交流電源電圧Ｖ_Sが求められ
る。

∴Ｖ_S＝Ｖ_Ｍｃｏｓφ±ＩＤＣＺ／１．３５／Ｋ_１・Ｋ_２・ｃｏｓα…… 但し（＋）は力行モード（−）は回生モード式において無整流子電動機を４現象モードで
運転する場合、制御遅れ角αはそれぞれ力行時α
_１リミツト、回生時α_２リミツトをかける。この
α_１，α_２リミツトがある理由は順変換器１３の
転流状態を安定に動作させ、可変直流電力を得る
ためである。そして、α_２リミツトはα_１リミツ
トより大きい角度としている。この理由は回生
時、順変換器１３が逆変換動作し、電力を入力交
流電源側にもどす。そのときに入力交流電源のイ
ンピーダンスによつてサイリスタ素子の転流余裕
角を少なくする方向に働く。このことは転流失敗
する原因となるので、一般にα_２リミツトはα_１
リミツトより大きい角度にしている。

次に負荷力率角Φを第７図ａ，ｂにおいて説明
する。

第７図ａは負荷電流が定格負荷50％電流時、第
７図ｂは負荷電流が定格負荷100％電流時のベク
トル図ある。ベクトル図に使用している記号を説
明する。

Ｉ_M′は位置検出器１８の設定角度によつて決め
られた論理回路２２の転流タイミング指令信号の
位相、ｕは逆変換器１５のサイリスタ素子が転流
する際に生ずる重なり角で、負荷電流Ｉ_Mの大き
さに比例する。Ｖ_M0は無負荷誘起電圧で、この電
圧は励磁装置にて定電流制御されているので負荷
電流Ｉ_Mに影響はなく一定である。Ｉ_MＸ_Sは負荷
電流Ｉ_Mの大きさに比例する。Ｘ_Sは電機子側の同
期リアクタンス、Ｖ_Mは端子電圧、Φは負荷力率
角である。

第７図ａ，ｂにおいて、負荷力率角Φは端子電
圧Ｖ_Mと負荷電流Ｉ_Mの位相角である。位置検出器
１８の設定角度の位相Ｉ_M′は機械的位置で固定さ
れているため、負荷電流Ｉ_Mの大きさに関係なく
一定である。しかし、負荷電流Ｉ_Mの位相は逆変
換器１５のサイリスタ素子が転流する時に生する
重なり角ｕだけ、設定角度の位相Ｉ_M′より遅れ
る。そしてこの重なり角ｕは負荷電流Ｉ_Mの大き
さに比例するため、負荷力率角Φを減少させる方
向に働く。また端子電圧Ｖ_Mはベクトル図のよう
に無負荷誘起電圧Ｖ_M0と電機子反作用電圧Ｉ_MＸ_S
のベクトル和により決り、負荷電流Ｉ_Mの大きさ
によつて電機子反作用電圧Ｉ_MＸ_Sが増加し、位相
を進ませる。そのため負荷力率角Φは更に減少す
ることになる。また逆変換器１５のサイリスタ素
子の転流は端子電圧Ｖ_Mのエネルギにより行なつ
ているため、負荷力率角φの変動は転流失敗の原
因となるので、従来の制御装置は負荷力率角Φを
大きくとつてある。具体的に第１図の従来の制御
装置に使用した数値を、式に入れ、前記の説
明を考慮に入れ、入力交流電源電圧Ｖ_Sと入力電
源力率φ_２を求める。端子電圧（定格電圧）Ｖ
_M：200V、主回路インピーダンス電圧IDCZ／1.35
（定格負荷における電圧）：8V、負荷力率角φ、
（定格負荷における力率角）：32゜、入力交流電
源電圧変動率Ｋ：0.9、入力交流電源のインピー
ダンス電圧率（定格負荷）K₂：0.96、制御遅れ角
α：力行時α_１リミツト15゜、回生時α_２リミツ
ト140゜。この数値を用いて力行、回生モードに
おける入力交流電源電圧Ｖ_Sを求める。

(1) 力行モードにおける入力交流電源電圧Ｖ_S Ｖ_S＝２００×０．８４８＋８／０．９×０．９６×
ｃｏｓ１５゜≒213（Ｖ） (2) 回生モードにおける入力交流電源電圧Ｖ_S Ｖ_S＝２００×０．８４８−８／０．９×０．９６×
ｃｏｓ１４０゜≒−245（Ｖ） (1)、(2)のモードに対して満足する入力交流電源
電圧Ｖ_Sは245Vをとる必要がある。この結果から
入力電源力率φ_２を求めると下記の如く69％程度
となり cosφ_２＝２００／２４５×0.848≒0.69 入力電源力率が非常に悪くなる。このことは省電
力システム装置として適用するのは入力電力が不
経済となり、信頼性を落す。

従つて、本発明の目的は前述欠点を除去するた
めに入力電源力率φ_２を向上させると共に制御性
を向上させ信頼性、省電力システム装置としてす
ぐれた無整流子電動機の制御装置を提供するもの
である。

以下、本発明を第１図の記号と付号を同一にし
た実施例である第２図の制御装置を参照して説明
する。

２６は無整流子電動機１６の端子電圧Ｖ_Mの基
本波電圧を検出する基本波電圧検出回路、この動
作波形を第３図に示す。ａは端子電圧Ｖ_Mの波
形。この波形を基本波電圧検出回路２６に与える
とｂの様に基本波の電圧波形が得られる。この波
形は図中に示さないがお互に120゜位相差のある
三相電圧波形を出力している。この三相電圧波形
をβ制御回路２７と第２整流器２９に印加してい
る。β制御回路２７は最適の負荷力率角φを決め
る回路である。また直接、端子電圧Ｖ_Mを基本波
電圧検出回路２６で検出しているため電機子反作
用を補償できる。２８は起動時位置検出器１８の
出力信号とβ制御回路２７の出力信号をＦ／Ｖ変
換回路２４の出力信号Ｈによつて切換を行なつて
いる切換回路、３０は力行、回生モードの極性を
検出する信号と力行、回生モードにて異なる直流
電圧信号を発生させている演算回路、この入力信
号は速度制御回路２３の出力信号である電流基準
Ｉによつて与えられている。３１は３２の入力交
流電源変動率K₁を検出している比較回路３２の
出力信号と演算回路３０の出力信号とを加算して
その出力をβ制御回路２７へ印加している加算
器、３３は入力交流電源電圧設定器からの信号、
３４は入力交流電源電圧を半波整流している第１
整流器、この出力信号Ｖ_CDと入力交流電源電圧設
定器３３の出力信号を比較回路３２で比較し、入
力交流電源変動率ｌ_Sを検出している。３５は端
子電圧Ｖ_Mを無整流子電動機１６の回転速度に応
じて常に一定となる様にする電圧制御回路、３６
は界磁電流設定器からの信号、３７は界磁巻線に
流れる電流を制御する電流制御回路、３８は界磁
巻線に電流を与える制御整流器、３９は界磁電流
を検出する電流検出器である。

本発明の動作を第８図ａ，ｂ，ｃのベクトル図
を用いて説明する。第８図ａ，ｂ，ｃに使用して
いる記号は第７図のベクトル図で説明しているの
で省略する。但し、第８図ｃのベクトル図の中で
のΘは比較回路３２で検出した入力交流電源変動
率k₁に比例した位相角である。第８図ａは無整流
子電動機１６を速度制御している状態で負荷電流
Ｉ_Mが定格負荷50％電流時、同図ｂは100％電流時
のベクトル図を示している。逆変換器１５の転流
タイミング指令信号Ｉ_M′の制御は次のように決め
ている。

逆変換器１５のサイリスタ素子のターンオフす
る最小角度にして負荷力率角Φを基本波電圧検出
回路２６の出力信号（端子電圧Ｖ_Mの位相）を基
準にしてβ制御回路２９にて設定する。次に重な
り角ｕは負荷電流Ｉ_Mに比例するので負荷電流Ｉ_M
の基準信号である電流基準Ｉを入力する演算回路
３０で定格負荷100％の電流値で定格時の重なり
角ｕを演算する。この出力信号｜Ｉ｜を加算器３
１を介してβ制御回路２７に入力し、前記設定さ
れた負荷力率角Φより進んだ位相、つまり重なり
角ｕを模擬した進み位相としたものを切換回路２
８とゲートパルス発生回路２０を介して逆変換器
１５の転流タイミング指令信号Ｉ_M′とする。この
制御方式よれば、負荷電流Ｉ_Mの大小に関係な
く、負荷力率角Φを一定とすることができる。ま
たこの時、負荷電流Ｉ_Mは端子電圧Ｖ_Mより進み電
流となるため電機子反作用電圧Ｉ_MＸ_Sにより減磁
作用が起り、端子電圧Ｖ_Mを減少させる方向に働
く。しかしながら無整流子電動機１６の回転速度
を検出しているＦ／Ｖ変換器２４の出力信号を電
圧基準とし、そして端子電圧Ｖ_Mを基本波電圧検
出回路２６を介して第２整流器２９の出力信号を
電圧帰還とし電圧制御回路３５に入力しているた
め、回転速度と端子電圧の比が一定となるように
界磁巻線１７の電流が電流制御回路３７と制御整
流器３９により流され、無負荷誘起電圧Ｖ_M0を増
加させ、負荷電流Ｉ_Mの大小に関係なく一定にす
ることができ、無整流子電動機の速度制御が可能
となる。

第８図ｃのベクトル図は定格負荷100％電流時
に入力交流電源電圧変動が起きた時、転流タイミ
ング指令信号Ｉ_M′を更に進み制御にしたものであ
る。入力交流電源電圧変動率k₁を検出している比
較回路３２の出力信号ｌ_Sを加算器３１にて重な
り角ｕを演算している演算回路３０の出力信号｜
Ｉ｜と加算し、β制御回路２７に与え、比較回路
３２の出力信号ｌ_Sに比例した位相角Θを発生さ
せ、重なり角ｕを模擬した進み位相に加算させ
る。この位相信号を前記逆変換器１５の転流タイ
ミング指令信号Ｉ_M′とすると、負荷力率角Φは入
力交流電源電圧変動率k₁に比例した位相角Θが加
算される。このことは逆変換器１５の直流電圧Ｅ
_INVが入力交流電源電圧変動に応じて制御される
ことになる。

第４図にβ制御回路２７と切換回路２８の詳細
回路を示す。この回路を第５図ａ，ｂ，ｃの動作
波形を用いて説明する。

基本波電圧検出回路２６から得られた三相電圧
波形Ｅ_u，Ｅ_v，Ｅ_wは切換回路CS１，２，３とア
ナログをデジタルに変換する変換回路Ａ／Ｄにそ
れぞれに与える。切換回路CS１，２，３はＤ信
号、つまり演算回路３０の力行、回行モードの極
性信号‘“１”、“０”によつて切換えるものであ
る。第５図ａはＤ信号“０”の時、力行モードに
おける１相分の動作波形である。Ｄ信号が“０”
の時、Euに対して進み位相Ｅ_wを切換回路CS１
で選択し、掛算器ML１の一方に与える。次に加
算器３１に加算した｜Ｉ｜＋ｌ_Sを掛算器ML１
の他方に与え、それぞれ掛算器ML１で掛算し、
Ｅ_w′，Ｅ_w″の値が出力される。Ｅ_w′は｜Ｉ｜＋
ｌ_Sが定格負荷100％の電流値で入力電源電圧変動
があつた時、Ｅ_w″は｜Ｉ｜＋ｌ_Sが定格負荷50％
の電流値で入力交流電源電圧変動があつた時であ
る。

Euの信号と掛算器ML１で掛算した出力信号Ｅ
_w′，Ｅ_w″を変換回路Ａ／Ｄで加算する。この変
換回路Ａ／Ｄの出力信号Ｘは、のようにEu
に対して進み位相ができる。掛算器ML１の出力
信号Ｅ_w′，Ｅ_w″と変換回路Ａ／Ｄの出力信号Ｘ
、はＥ_w′と、Ｅ_w″との関係がある。こ
の進み位相の信号を逆変換器１５の転流タイミン
グとすれば負荷力率角φを逆変換器１５のサイリ
スタ素子のターンオフする角度を小さくすること
ができる。このことは負荷力率角φが非常に良く
なることである。その他のＥ_v，Ｅ_wはＥ_uと同様
である。

第５図ｂはβ制御回路２７の出力信号と位置検
出器１８の出力信号を示したものである。第５図
ｃは第５図ａとは逆にＤ信号が“１”回生モード
における１相分の動作波形である。前記と異なる
部分はＥ_uに対して遅れ位相Ｅ_vを切換回路CS
１，CS２，CS３で選択する。Ｅ_vの値を前記と
同様に加算器３１の出力信号で掛算した値Ｅ_v′，
Ｅ_v″をＥ_uにＡ／Ｄ変換回路で加算すると、
の様にＥ_uに対して遅れ位相ができる。この遅れ
位相を最適な位相にすれば、力行モードにおける
負荷力率角φだけで入力交流電源電圧Ｖ_Sを計算
できる。

第６図ａは演算回路３０の動作波形である。速
度制御回路２３の出力信号は速度設定器２５の値
によつてＩの信号となる。Ｉの信号が（−）であ
ればＤ信号“０”、つまり力行モード、また
（＋）であればＤ信号は“１”、回生モードと判別
できる。次に｜Ｉ｜の信号は力行モード、回生モ
ードにおいて絶対値の量を異なる様にする。この
様にすれば前記に説明した様に転流タイミング位
相、すなわち負荷力率角φが力行、回生モードに
おいて異なることを意味している。

第６図ｂは比較回路３２の詳細回路である。こ
の回路を第６図ｂ，ｃにより説明する。

３３の交流電源電圧設定器をe₁のレベルに設定
する。Ｖ_DCは第１整流器３４によつて与えられ
る。入力交流電源電圧変動が時刻t₁にて生ずると
比較回路３２の出力信号ｌ_SはＸ信号となる。時
刻t₂にて復帰すると０にもどる。この出力信号ｌ
_Sを前記で説明した演算回路３０の出力信号｜Ｉ
｜と加算すれば入力交流電源電圧変動率K₁は補
償できる。

以上説明した内容を数値を用いて説明する。こ
の数値は従来のものを使用して比較する。本発明
は力行、回生モードの負荷力率角φをサイリスタ
素子のターンオフする最小角度にβ制御回路２７
で制御できる。またこのβ制御回路２７は第８図
ｃのベクトル図のように入力交流電源電圧変動率
K₁も制御できるので無視することができ、式
は下記の式の様にすることができる。

Ｖ_S＝Ｖ_Ｍｃｏｓφ±ＩＤＣＺ／１．３５／Ｋ_２・ｃ
ｏｓα…… 上記の説明で入力交流電源電圧変動率k₁とサイ
リスタ素子のターンオフする最小角度に制御でき
るので、端子電圧Ｖ_Mと入力交流電源電圧Ｖ_Sを同
じ値にすることが可能である。一般にサイリスタ
素子のターンオフタイムは400μｓで、これを角
度に直すと7.2゜（50Hzベース）又は8.64゜（60
Hzベース）である。このときの負荷力率角φを
式に求める。

(3) 力行モード時の負荷力率角φ cosφ＝２００×０．９６×ｃｏｓ１５−８／２００＝0.88（28.3゜） …… (4) 回生モード時の負荷力率角φ cosφ＝２００×０．９６×ｃｏｓ１４０＋８／２０
０＝−0.69（46.3゜） …… サイリスタ素子のターンオフタイムから考慮
すると３，４の負荷力率角Φをβ制御回路２７
で制御することは可能である。

、の数値を式にて入力電源力率φ_２を
求める。

(5) 力行モード入力電源力率φ_２ cosφ_２＝２００／２００×0.88＝0.88 …… (6) 回生モード入力電源力率φ_２ cosφ_２＝２００／２００×0.69＝−0.69 …… 一般に入力電源力率φ_２は有効成分を表わすの
で、本発明の制御装置の入力電源力率φ_２は88％
となり従来のものに比較して1.27倍高くなつてい
る。また電機子反作用の影響による位相は前記に
て説明した様に補償される。一方端子電圧Ｖ_Mの
大きさは界磁巻線１７に回転速度と端子電圧Ｖ_M
が一定となる様に制御整流器３８で電流を流して
いるための常に端子電圧Ｖ_Mを一定にでき、端子
電圧Ｖ_Mと負荷電流Ｉ_Mの負荷力率角φも一定に制
御できる。本発明は省電力システム装置に適用で
きるとともに制御性能を向上させ、入力電圧の経
済性と装置の信頼性が向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の無整流子電動機の制御装置ブロ
ツク図、第２図は本発明の一実施例を示す無整流
子電動機の制御装置のブロツク図、第３図は第２
図の基本波電圧検出回路２６の動作波形図、第４
図は第２図のβ制御回路２７と切換回路２８の詳
細回路図、第５図ａ，ｂ，ｃは第４図のβ制御回
路２７と切換回路２８を説明するための動作波形
図、第６図ａは第２図の演算回路３０の動作を説
明するための動作波形図、第６図ｂは第２図の比
較回路３２の詳細回路図、第６図ｃは第６図ｂの
比較回路３２を説明するための動作波形図、第７
図ａ，ｂは負荷力率Φについて説明するためのベ
クトル図、第８図ａ，ｂ，ｃは本発明の動作を説
明するためのベクトル図である。１１……入力交流電源、１３……順変換器、１
４……直流リアクトル、１５……逆変換器、１６
……無整流子電動機、１７……界磁巻線、１８…
…位置検出器、２６……基本波電圧検出回路、２
７……β制御回路、３０……演算回路、３２……
比較回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１交流電力を可変直流電力に変換する順変換器
と、この順変換器により変換された可変直流電力
を可変周波数交流電力に変換する逆変換器と、こ
の逆変換器にて給電される無整流子電動機と、こ
の無整流子電動機の電機子巻線と界磁巻線の機械
的位置を等価的に検出する位置検出器を備えた無
整流子電動機の制御装置において、前記無整流子
電動機の端子電圧を検出し且つ該端子電圧に応じ
た基本波電圧を得る基本波電圧検出回路と、入力
交流電源電圧と設定値とを比較して入力交流電源
電圧変動率を得る比較回路と、電流基準に基いて
無整流子電動機の運転モードを検出し且つ負荷電
流に応じた電気信号を求める演算回路と、前記基
本波電圧検出回路、前記比較回路および前記演算
回路の出力を入力とし電源電圧変動率と運転モー
ドによつて定まる負荷電流に応じて負荷力率角を
前記入力交流電源電圧と前記無整流子電動機の端
子電圧とが等しくなるように制御するβ制御回路
と、このβ制御回路にて制御する際に前記基本波
電圧検出回路の出力信号によつて直流電圧が所定
値以上にならないように制限して前記無整流子電
動機の界磁を励磁する励磁装置を設けたことを特
徴とする無整流子電動機の制御装置。