JPS62220014A - チヤネルフイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は多種類のデータ速度からなる受信信号の再生を
行う同期復調回路に用いるチャネルフィルタに関する。

（発明の背景） 近年、小形地球局の普及に伴ない衛星を介した事業用デ
ィジタル通信の実用化が急務の課題になっている。事業
用ディジタル通信はディジタル方式の特徴を活かして送
信するデータの速度を信号の種類に応じて多種多様のも
のとすることによって、多様な要求に応えようとするも
のである。

この場合、データ速度が多種類となる受信信号の再生を
行う同期復調回路にはチャネルフィルタが必要であるが
、このチャネルフィルタとしては例えば第４図に示す如
く構成することが考えられる。

第４図において、このチャネルフィルタは、同期復調回
路を構成する復調回路１およびキャリア再生回路２と、
復調回路１の出力側に並列接続されるｎ個のアナログロ
ーパスフィルタ３ａ、同３ｂ、・・・、同３ｎと、各ア
ナログローパスフィルタの出力側に接続されるＡ／Ｄ変
換器４ａ、同４　ｂ。

・・・５同４ｎとで構成される。

受信信号ａ　！！　ｎ種類のデータ速度の信号列からな
り、この信号列は例えば位相変調（Ｐｈａｓｅ　５ｂｉ
−ｆｔ　Ｋｓｙｉｎｇ　）に係るものである。この受信
信号ａは復調回路１をキャリア再生回路２へそれぞれ入
力される。

キャリア再生回路２は受信信号ａから搬送波を抽出再生
し、その再生搬送波すを復調回路１へ出力する。その結
果、復調回路１では再生搬送波すの位相を基準位相とし
て受信信号ａについて復調処理をし、基底帯域のアナロ
グ復調信号Ｃをｎ個のアナログローパスフィルタ３ａ、
同３ｂ、・−・。

同３ｎへそれぞれ出力する。

ｎ個のアナログローパスフィルタ３ａ、同３ｂ。

・・・、同３ｎはそれぞれ対応するデータ速度の信号に
ついてろ波処理をすべくその通過帯域が予め設定され、
復調信号Ｃに含まれるｎ種類のデータ速度の信号列の中
の各信号は対応するアナログローパスフィルタでろ波処
理され、後続するＡ／Ｄ変換器へ入力する。

Ａ／Ｄ変換器４ａはサンプリング周波数がｆｌのサンプ
ルパルスで、Ａ／Ｄ変換器４ｂはサンプリング周波数が
ｆｌのサンプルパルスで、同様にＡ／Ｄ変換器４ｎはサ
ンプリング周波数がｆ、のサンプルパルスでそれぞれ入
力信号を標本化しディジタル信号に変換して出力する。

ここに、サンプリング周波数ｆｌ＋同ｆ２．・・・、同
ｆ、はそれぞれ入力信号の最高周波数の２倍以上の周波
数である。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、このように複数個のアナログローパスフ
ィルタを用いてチャネルフィルタを構成する場合には次
の如き種々の問題点がある。

即ち、所望のろ波特性を得るためには抵抗、コンデンサ
、インダクタンス等の回路定数を設定し、実際の信号試
験による調整が必要であるが、複数個のアナログローパ
スフィルタはそれぞれろ波特性が異なるものであるから
、多大な工数を要し、作業性が悪い。

また、回路素子は抵抗、コンデンサ、コイル、ＯＰアン
プ等の個別部品からなるので、経時変化による特性変化
があり、所望のろ波特性を安定的に保持させることが困
難であるとともに、小形化が困難である。

さらに、各アナログローパスフィルタのろ波特性は固定
的に設定するものであるから、融通性を欠き、処理可能
なデータ速度の種類は極めて限られたものとなり、事業
用ディジタル通信には全（不向きであると言える。

本発明はこのような問題点に鑑みなされたもので、その
目的は極めて多くの種類のデータ速度の信号を扱う事業
用ディジタル通信の受信系に好適なチャネルフィルタを
提供することにある。

（問題点を解決するための手段） 本発明のチャネルフィルタは前記目的を達成するために
次の如き構成を有する。

即ち、本発明のチャネルフィルタは、データ速度の比が
ｍ（ｍは自然数）であるｎ種類のデータ速度からなる受
信信号の基底帯域アナログ復調信号についてろ波処理を
行うものであって、前記復調信号の最高周波数帯域をそ
の通過帯域とするアナログローパスフィルタと：　前記
復調信号の最高周波数の２倍以上の周波数のサンプルパ
ルスを発生するサンプルパルス発生器と；　前記アナロ
グローパスフィルタを通過した前記復調信号を前記サン
プルパルスに従って標本化しディジタル信号に変換する
Ａ／Ｄ変換器と；　このＡ／Ｄ変換器に後置され該Ａ／
Ｄ変換器の出力に含まれるｎ種類のデータ速度の信号に
ついて低いデータ速度の信号に向かい順次ろ波出力をす
る０段縦続接続のディジタルローパスフィルタ列と；　
で構成され、前記ディジタルローパスフィルタ列の各デ
イジタルローバスフィルタは、入力する信号の周波数帯
域を２ｍ１（ｉは接続順序番号）分の１に帯域制限する
帯域制限部と、この帯域制限部の出力をｍ１分の入力信
号周波数のサンプルパルスで標本化しｉ番目の信号抽出
を行う信号抽出部とからなることを特徴とする。

（作　用） 次に、前記の如く構成される本発明のチャネルフィルタ
の作用を説明する。

アナログローパスフィルタは、データ速度の比がｍ（ｍ
は自然数）であるｎ種類のデータ速度からなる受信信号
の基底帯域アナログ復調信号についてろ波処理を行うも
のであって、前記復調信号の最高周波数帯域をその通過
帯域とする。

ここに、データ速度は、周知の如く、例えばｇ　ｋｂｐ
ｓ、１６　ｋｂｐｓ、３２　ｋｂｐｓ、５４ｋｂｐｓ、
・・・等各種あり、自然数ｍは受信信号に含まれるｎ種
類のデータ速度をその速度の大きさ順に配列した場合に
おける隣接するデータ速度間の比である。

例えば受信信号に含まれるデータ速度が大きい方から順
に６４　ｋｂｐｓ、３２　ｋｂｐｓ、１６　ｋｂｐｓ、
Ｆ３　ｋｂｐｓの４種類とすると、ｍは各データ速度間
において等しくその値は「２」である。

サンプルパルス発生器は前記復調信号の最高周波数の２
倍以上の周波数のサンプルパルスを発生し、それをＡ／
Ｄ変換器へ出力する。

Ａ／Ｄ変換器は、前記アナログローパスフィルタを通過
した前記復調信号を前記サンプルパルスに従って標本化
しディジタル信号に変換する。

このＡ／Ｄ変換器には０段縦続接続のディジタルローパ
スフィルタ列が後置され、このｎ段ｌｌＮ続接続のディ
ジタルローパスフィルタ列はＡ／Ｄ変換器の出力に含ま
れるｎ種類のデータ速度の信号について低いデータ速度
の信号に向かい順次ろ波出力をするようになっている。

即ち、前記ディジタルローパスフィルタ列の各ディジタ
ルローパスフィルタは、まず帯域制限部が入力する信号
の周波数帯域を２ｍ、（ｉは接続順序番号）分の１に帯
域制限し、次いで信号抽出部がこの帯域制限部の出力を
ｍ１分の入力信号周波数のサンプルパルスで標本化しｉ
番目の信号抽出を行うようになっている。つまり、前述
の例で言えば、ディジタルローパスフィルタ列は４段縦
続接続からなり、これらをＡ／Ｄ変換器側から順に第１
、第２、第３、第４と名付ると、第１のディジタルロー
パスフィルタは６４　ｋｂｐｓの信号を、第２のディジ
タルローパスフィルタは３２　ｋｂｐｓの信号を、第３
のディジタルローパスフィルタは１６ｋｂｐｓの信号を
、第４のディジタルローパスフィルタは８　ｋｂｐｓの
信号をそれぞれろ波出力することになる。

ここに、各ディジタルローパスフィルタは帯域制限部が
非巡回型フィルタあるいは巡回型フィルタのいずれかで
構成されるが、単に自然数ｍを設定するのみで同等調整
を要さずに所望のる波特性を得ることができる。従って
、本発明のチャネルフィルタによれば、極めて多くの種
類のデータ速度に対して柔軟に対応することが非常に容
易となる。また、各ディジタルローパスフィルタは同一
構成のディジタル回路、からなるので、ＬＳＩ化が可能
であり大幅な小形化ができ、経時変化による特性変化の
要因となるコイル等の個別部品を使用しないので、得ら
れるろ波特性は安定的に維持されることになる。故に、
本発明によれば、多種類のデータ速度の信号を扱う事業
用ディジタル通信の受信系に好適なチャネルフィルタが
実現でき、事業用ディジタル通信の実用化への道が大き
く開かれることになる。

（実　施　例） 以下、本発明の実施例を添付図面を参照して説明する。

第１図は本発明の一実施例に係るチャネルフィルタの構
成を示す、なお、第４図に示したチャネルフィルタと同
一構成要素には同一名称・符号を付しである。

このチャネルフィルタは、復調回路１およびキャリア再
生回路２からなる同期復調回路と、アナログローパスフ
ィルタ３と、Ａ／Ｄ変換器４と、サンプルパルス発生器
５と、０段縦続接続のディジタルローパスフィルタ列６
とで基本的に構成される。

受信信号ａはｎ種類のデータ速度の信号列からなり、こ
の信号列は例えば位相変調（Ｐｈａｓｅ　５ｂｉ−ｆｔ
　Ｋｅｙｉｎｇ　）に係るものである。この受信信号ａ
は復調回路１とキャリア再生回路２へそれぞれ入力され
る。

キャリア再生回路２は受信信号ａから搬送波を抽出再生
し、その再生搬送波すを復調回路１へ出力する。その結
果、復調回路１では再生搬送波すの位相を基準位相°と
して受信信号ａについて復調処理をし、基底帯域のアナ
ログ復調信号Ｃをアナログローパスフィルタ３へ出力す
る。

アナログローパスフィルタ３は前記復調信号Ｃの最高周
波数帯域をその通過帯域として該復調信号Ｃについてろ
波処理を行う。

サンプルパルス発生器５は前記復調信号の最高周波数の
２倍以上の周波数のサンプルパルスを発生し、それをＡ
／Ｄ変換器４へ出力する。

Ａ／Ｄ変換器４は前記アナログローパスフィルタ３を通
過した前記復調信号Ｃを前記サンプルパルスに従って標
本化しディジタル信号に変換し、それをディジタルロー
パスフィルタ列６へ出力する。

ディジタルローパスフィルタ列６はＡ／Ｄ変換器の出力
に含まれるｎ種類のデータ速度の信号について低いデー
タ速度の信号に向がいＯＵＴ、。

０ＵＴ２．−、ＯＵＴ、、、０ＵＴｎと順次ろ波出力を
する。ここに、ｎ個のディジタルローパスフィルタは後
述する如く同一構成のものからなり。

各ディジタルローパスフィルタには自然数である所定値
ｍ１（ｉは接続の順序番号）が入力されている。

この所定値ｍ、は隣接するデータ速度間の比を示す、即
ち、第２のディジタルローパスフィルタ６２以降におけ
るｍ、は自己ｉ番目のディジタルローパスフィルタ６区
が扱うデータ速度と第ｉ−１番目のディジタルローパス
フィルタ６１−１が扱うデータ速度との比であり、第１
のディジタルローパスフィルタ６１についてのｍｌは自
己が扱うデータ速度（ｎ種類のデータ速度の中の最高の
データ速度）とＡ／Ｄ変換器４が出力するデータ速度と
の比である。具体例で示すと次の如くになる。

例えば受信信号Ｃに含まれるデータ速度が大きい方から
順に６４　ｋｂｐｓ、３２　ｋｂｐｓ、１６　ｋｂｐｓ
、８　ｋｂｐｓの４種類とするとくつまり、４個のディ
ジタルローパスフィルタがある場合）、各データ速度間
の比は「２」であるから、ｍ２＝ｍ３　＝ｍ４＝２とな
る。一方、Ａ／Ｄ変換器４が出力するデータ速度はサン
プルパルスの周波数（サンプリング周波数）ｆ、で定ま
り、サンプリング周波数ｆ、はアナログローパスフィル
タ３の通過帯域幅を考慮して１２８ＫＩＩＺ以上となる
から−ｆ　−＝　１２８ＫＩｌｚ　　とすると、ｍｌ　
＝２となる。

次に、各ディジタルローパスフィルタについて説明する
。第２図は本発明の一実施例に係るディジタルローパス
フィルタを示す。

このディジタルローパスフィルタは帯域制限部２１（こ
の実施例ではいわゆる非巡回型（ＦｉｎｉｔｅＩｍｐｕ
ｌｓｅ　Ｒｅ５ｐｏｎｓｅ：　Ｆ　Ｉ　Ｒ）フィルタで
構成しである。）と信号抽出部としてのサンプラ２２と
からなる。帯域制限部２１は入力信号ＯＵ　Ｔ　＋−＋
を１ビット単位に遅延させるＭ段の信号遅延回路２１１
と、外部設定される所定値ｍ、を受けてＦＩＲフィルタ
のタップ係数を出力する係数メモリ２１３と、信号遅延
回路２１１の各出力と係数メモリ２１３の各出力につい
て対応する出力同士を乗算するＭ個の乗算器２１２１〜
２１２Ｍと、Ｍ個の乗算器２１２１〜２１２Ｍの各出力
を受けてそれらを加算しサンプラ２２へ出力する加算器
２１４とで構成され、加算器２１４の出力は入力信号Ｏ
ＵＴ＋−ｔについて（入力信号周波数）　／　２　ｍ　
Ｉの帯域制限を施したものとなる。

ここで、入力信号ＯＵＴ＋−ｔの周波数は前段における
サンプリング周波数であり、例えば第１のディジタルロ
ーパスフィルタ６、で言えばＡ／Ｄ変換器４におけるサ
ンプリング周波数ｆ、である。

つまり、第１のディジタルローパスフィルタ６１の入力
信号（ＯＵＴ、とする）はアナログローパスフィルタ３
においてｆ、／２の帯域制限されたものについてサンプ
リング周波数ｆ、で標本化されたものであるから、入力
信号ＯＵＴ、の信号スペクトルは、第３図（Ａ＞に示す
如く、ｆ、／２で折り返されたものとなる。そして、こ
の第１のディジタルローパスフィルタ６１の帯域制限部
２１では、ｆ、／２ｍ＋の帯域制限処理を施すので。

ｍ、＝２とすると、加算器２１４の出力は、第３図（Ｂ
）に示す如く、ｆ、／４に帯域制限されたものとなる。

また、サンプラ２２は所定値ｍ＋が入力されているので
、（入力信号周波数）／ｍ、なる周波数のサンプルパル
スを形成し、このサンプルパルスで加算器２１４の出力
を標本化し所定データ速度の信号０ＵＴＩを出力する。

前述と同様に、第１のディジタルローパスフィルタ６１
で言えば、入力信号周波数はｆ、で、ｍ１＝２であるか
ら、サンプラ２２におけるサンプリング周波数はｆ、／
２となるので、サンプラ２２の出力は第３図（Ｃ）に示
す如くになり、折り返し雑音の発生原因となるスペクト
ルの重なりを防止できる。

なお、次段の第２のディジタルローパスフィルタ６□の
入力信号周波数はｆ、／２となり、これがそのサンプラ
２２で１／ｍ２のサンプリング周波数となるから、ｍ２
＝２とするとここでのサンプリング周波数はｆ、／４と
なる。

従って、ｉ番目のディジタルローパスフィルタ６Ｉにお
けるサンプリング周波数ｆ、はとなり、これはｉ番目の
ディジタルローパスフィルタ６、の周波数帯域幅を規定
するものであり、極めて多くの種類のデータ速度に容易
に対応できることが解る。

斯くして、前述の如く、ディジタルローパスフィルタが
４個の場合には、第１のディジタルローパスフィルタ６
１の出力ＯＵＴ、は６４　ｋｂｐｓの信号出力、第２の
ディジタルローパスフィルタ６２の出力０ＵＴ２は３２
　ｋｂｐｓの信号出力、第３のディジタルローパスフィ
ルタ６３の出力ＯＵＴ、は１６ｋｂｐｓの信号出力、第
４のディジタルローパスフィルタ６４の出力ＯＵＴ、は
８　ｋｂｐＳの信号出力となる。

（発明の効果） 以上詳述したように、本発明のチャネルフィルタによれ
ば、受信信号の基底帯域アナログ復調信号をその最高周
波数の２倍以上のサンプリング周波数で種本化するＡ／
Ｄ変換器の後段に１段縦続接続のディジタルローパスフ
ィルタ列を設け、各ディジタルローパスフィルタは隣接
するデータ速度の比を与える自然数ｍを適宜設定するの
みで各々所望のろ波特性が得られるようにしたので、受
信信号が多種類のデータ速度の信号列からなる場合にお
いて、各信号を無調整で容易にろ波出力することができ
る。このとき、各ディジタルローパスフィルタは同一構
成のディジタル回路からなるので、ＬＳＩ化が可能であ
り大幅な小形化ができ、経時変化による特性変化の要因
となるコイル等の個別部品を使用しないので、得られる
ろ波特性は安定的に維持されることになる。

故に、本発明によれば、多種類のデータ速度の信号を扱
う事業用ディジタル通信の受信系に好適なチャネルフィ
ルタが実現でき、事業用ディジタル通信の実用化への道
が大きく開かれることになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るチャネルフィルタの構
成ブロック図、第２図は本発明の一実施例に係るディジ
タルローパスフィルタの構成ブロック図、第３図は代表
例として第１のディジタルローパスフィルタのろ波動作
を示す特性図、第４図は従来技術で構成した場合のチャ
ネルフィルタのブロック構成図である。 １・・・・・・復調回路、　２・・・・・・キャリア再
生回路、３・・・・・・アナログローパスフィルタ、４
・・・・・・Ａ／Ｄ変換器、　５・・・・・・サンプル
パルス発生器、　６・・・・・・ディジタルローパスフ
ィルタ列、２１・・・・・・帯域制限部、　２２・・・
・・・サンプラ。 代理人　弁理士　　八　幡　　義　博 ＭＩＬ区 入力Ｍ９ＣＯＵＴｏ　）　／ｌズへ″クトル（Ａ） ノ１７　’＃Ｉ＃ｚｔ＋　／）瓜オスＸクドル（Ｂ） 肩液哀 サンプラ２２ｔｆ’ｌｆＡオズＸクトル（Ｃン 第ムのテ１ジカンローハ゛ズスルタのろ醪１瞳作（ｍ＝
２）舷液釘１０る〜キル乃ルタθ薦淋ａ列 祝Ｌ　　Ｚ　　廟

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. データ速度の比がｍ（ｍは自然数）であるｎ種類のデー
   タ速度からなる受信信号の基底帯域アナログ復調信号に
   ついてろ波処理を行うものであって、前記復調信号の最
   高周波数帯域をその通過帯域とするアナログローパスフ
   ィルタと；前記復調信号の最高周波数の２倍以上の周波
   数のサンプルパルスを発生するサンプルパルス発生器と
   ；前記アナログローパスフィルタを通過した前記復調信
   号を前記サンプルパルスに従って標本化しディジタル信
   号に変換するＡ／Ｄ変換器と；このＡ／Ｄ変換器に後置
   され該Ａ／Ｄ変換器の出力に含まれるｎ種類のデータ速
   度の信号について低いデータ速度の信号に向かい順次ろ
   波出力をするｎ段縦続接続のディジタルローパスフィル
   タ列と；で構成され、前記ディジタルローパスフィルタ
   列の各ディジタルローパスフィルタは、入力する信号の
   周波数帯域を２ｍ＿１（ｉは接続順序番号）分の１に帯
   域制限する帯域制限部と、この帯域制限部の出力をｍ＿
   １分の入力信号周波数のサンプルパルスで標本化しｉ番
   目の信号抽出を行う信号抽出部とからなることを特徴と
   するチャネルフィルタ。