JPS62217738A - 光受信回路 - Google Patents
光受信回路Info
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- JPS62217738A JPS62217738A JP61059391A JP5939186A JPS62217738A JP S62217738 A JPS62217738 A JP S62217738A JP 61059391 A JP61059391 A JP 61059391A JP 5939186 A JP5939186 A JP 5939186A JP S62217738 A JPS62217738 A JP S62217738A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
- H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
- H04B10/693—Arrangements for optimizing the preamplifier in the receiver
- H04B10/6931—Automatic gain control of the preamplifier
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は光通信システム、特に光通信システム等に用い
られる光受信回路に関するものである。
られる光受信回路に関するものである。
光通信システムにおいて、大容量の情報を長距離にわた
って伝送するためには、広帯域かつ高い受信感度を有し
、かつ広いダイナミックレンジを有する光受信回路が必
要となる。
って伝送するためには、広帯域かつ高い受信感度を有し
、かつ広いダイナミックレンジを有する光受信回路が必
要となる。
このような光受信回路の例としては、英国ブレラシー社
のカタログ（Ｐ Ｌ Ｅ Ｓ Ｓ Ｅ Ｙ、 ０ｐｔｏ
ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ＆ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ
＋ ｆｉｂｒｅ ｏｐｔｉｃ ｐｒｏｄｕｃｔＨＲＲ７
０００５ｅｒｉｅｓ）に記載されたＰＩＮ−ＦＥＴ形光
受信回路がある。
のカタログ（Ｐ Ｌ Ｅ Ｓ Ｓ Ｅ Ｙ、 ０ｐｔｏ
ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ＆ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ
＋ ｆｉｂｒｅ ｏｐｔｉｃ ｐｒｏｄｕｃｔＨＲＲ７
０００５ｅｒｉｅｓ）に記載されたＰＩＮ−ＦＥＴ形光
受信回路がある。
この光受信回路の回路図を第３図に示す。この光受信回
路では、光検出器１にＰＩＮフォトダイオード、初段の
増幅素子に電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）２を使用し
、光検出器１とＦＥＴ２を直流結合させて、ハイインピ
ーダンス形の前置増幅回路（フロントエンドアンプ）を
構成している。
路では、光検出器１にＰＩＮフォトダイオード、初段の
増幅素子に電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）２を使用し
、光検出器１とＦＥＴ２を直流結合させて、ハイインピ
ーダンス形の前置増幅回路（フロントエンドアンプ）を
構成している。
このフロントエンドアンプでは、光入射パワーが増加し
た際に、フロントエンドアンプの増幅回路で受信波形の
飽和が生じにくいオートバイアスコントロール回路１８
により、光受信レベルのダイナミックレンジ拡大を図っ
ている。
た際に、フロントエンドアンプの増幅回路で受信波形の
飽和が生じにくいオートバイアスコントロール回路１８
により、光受信レベルのダイナミックレンジ拡大を図っ
ている。
このオートバイアスコントロール回路１８は、初段のＦ
ＥＴ２のドレイン電流が一定となる様に、抵抗９間でド
レイン電流をモニタし、オペアンプ１０により、ＦＥＴ
２のゲート電圧を制御する構造となっている。
ＥＴ２のドレイン電流が一定となる様に、抵抗９間でド
レイン電流をモニタし、オペアンプ１０により、ＦＥＴ
２のゲート電圧を制御する構造となっている。
また、このフロントエンドアンプの初段の回路構成は、
光検出器１及び負荷抵抗ＲＬがコンデンサｃ、、ｃ２を
介して接地されている。
光検出器１及び負荷抵抗ＲＬがコンデンサｃ、、ｃ２を
介して接地されている。
なお、ハイインピーダンス形のフロントエンドアンプで
は、大きな抵抗値の負荷抵抗ＲＬを用いているため、入
力段のＣＲ時定数が大きくなり、フロントエンドアンプ
の帯域は非常に狭く、バイポーラトランジスタ１４．１
５を有する増幅回路で増幅された出力端子１６での第１
の出力信号は、低域が強調された積分波形である。よっ
て第１の出力信号の帯域補償を行うため、フロントエン
ドアンプの後段に、すなわちメインアンプ５の後段に等
化回路４を設け、帯域補償された出力信号を出力端子１
７から取り出している。
は、大きな抵抗値の負荷抵抗ＲＬを用いているため、入
力段のＣＲ時定数が大きくなり、フロントエンドアンプ
の帯域は非常に狭く、バイポーラトランジスタ１４．１
５を有する増幅回路で増幅された出力端子１６での第１
の出力信号は、低域が強調された積分波形である。よっ
て第１の出力信号の帯域補償を行うため、フロントエン
ドアンプの後段に、すなわちメインアンプ５の後段に等
化回路４を設け、帯域補償された出力信号を出力端子１
７から取り出している。
この光受信回路は、光検出器１の負荷抵抗ＲＬを十分に
大きな値とし、抵抗による熱雑音を低減して、低雑音化
が図られているため、高い光受信感度が得られるという
特徴がある。
大きな値とし、抵抗による熱雑音を低減して、低雑音化
が図られているため、高い光受信感度が得られるという
特徴がある。
さて、このようなハイインピーダンス形のフロントエン
ドアンプでは高い受信感度は得られるが、光受信レベル
のダイナミックレンジがトランスインピーダンス形に比
べ狭いという欠点があった。
ドアンプでは高い受信感度は得られるが、光受信レベル
のダイナミックレンジがトランスインピーダンス形に比
べ狭いという欠点があった。
つまり、ハイインピーダンス形では光検出器ｌで生じた
電流を抵抗値の大きな負荷抵抗ＲＬにより、比較的大き
な電圧に変換するが、この電圧は、フロントエンドアン
プの入力段のＣＲ時定数のため、特に低域の電圧振幅が
大きくなる。従って、光入射パワーが相当大きくなると
、フロントエンドアンプの出力のうち受信信号の低周波
成分が飽和し、等化回路４を用いても受信信号が再生で
きなくなり、ダイナミックレンジが狭くなる。そこで、
光受信レベルのダイナミックレンジを拡大するため、第
３図に示したようなオ・−トバイアスコントロール回路
１８が用いられる。
電流を抵抗値の大きな負荷抵抗ＲＬにより、比較的大き
な電圧に変換するが、この電圧は、フロントエンドアン
プの入力段のＣＲ時定数のため、特に低域の電圧振幅が
大きくなる。従って、光入射パワーが相当大きくなると
、フロントエンドアンプの出力のうち受信信号の低周波
成分が飽和し、等化回路４を用いても受信信号が再生で
きなくなり、ダイナミックレンジが狭くなる。そこで、
光受信レベルのダイナミックレンジを拡大するため、第
３図に示したようなオ・−トバイアスコントロール回路
１８が用いられる。
このような初段のＦＥＴ２のゲートバイアスを制御する
オートバイアスコントロール回路１８を用いたフロント
エンドアンプでは、光検出器１とＦＥＴ２のゲートを直
結させなければならない。
オートバイアスコントロール回路１８を用いたフロント
エンドアンプでは、光検出器１とＦＥＴ２のゲートを直
結させなければならない。
しかし、このように光検出器１とＦＥＴ２を直結した回
路構成においては、光検出器１に変調信号とは無関係の
直流電流が流れた場合に、初段のＦＥＴ２のバイアス電
圧がこの直流電流で制御され、信号に適正な電圧に制御
されなくなり、光受信感度ｐ劣化が生じるという欠点が
あった。
路構成においては、光検出器１に変調信号とは無関係の
直流電流が流れた場合に、初段のＦＥＴ２のバイアス電
圧がこの直流電流で制御され、信号に適正な電圧に制御
されなくなり、光受信感度ｐ劣化が生じるという欠点が
あった。
光検出器１に直流電流が流れる例としては、光源に用い
る発光ダイオード（ＬＥＤ）に高速動作のための直流バ
イアス電流を印加した場合や、レーザダイオード（Ｌ
Ｄ）の直流バイアス電流をスレシホルド電流以上に上げ
た場合、また光検出器ｌに暗電流の大きなフォトダイオ
ードや、アバランシェフォトダイオード（Ａ Ｐ Ｄ）
を用いた場合などがある。
る発光ダイオード（ＬＥＤ）に高速動作のための直流バ
イアス電流を印加した場合や、レーザダイオード（Ｌ
Ｄ）の直流バイアス電流をスレシホルド電流以上に上げ
た場合、また光検出器ｌに暗電流の大きなフォトダイオ
ードや、アバランシェフォトダイオード（Ａ Ｐ Ｄ）
を用いた場合などがある。
また、このフロイトエンドアンプの初段の回路構成は、
光検出器１及び負荷抵抗ＲＬがコンデンサｃ、、ｃ２を
介して接地されたものなので、高周波における光検出器
１と負荷抵抗ＲＬのアースが十分にとれずに、増幅器が
不安定になり、発振しやすいという欠点もあった。
光検出器１及び負荷抵抗ＲＬがコンデンサｃ、、ｃ２を
介して接地されたものなので、高周波における光検出器
１と負荷抵抗ＲＬのアースが十分にとれずに、増幅器が
不安定になり、発振しやすいという欠点もあった。
本発明の目的は、光検出器に直流電流が流れていても、
高い受信感度を有するとともに、高周波領域においても
増幅器が安定で広いダイナミックレンジを有する、つま
り光受信レベルの高い所まで動作する光受信回路を実現
することにある。
高い受信感度を有するとともに、高周波領域においても
増幅器が安定で広いダイナミックレンジを有する、つま
り光受信レベルの高い所まで動作する光受信回路を実現
することにある。
本発明は、光検出器と、この光検出器にコンデンサを介
して結合された増幅回路と、前記増幅回路からの受信信
号の大きさを検出するレベル検出回路とを備える光受信
回路において、前記増幅回路は第１及び第２の電界効果
トランジスタのドレイン電流を並列接続した増幅回路を
有し、前記第１の電界効果トランジスタのゲートに受信
信号を入力し、前記第２の電界効果トランジスタのゲー
トに前記レベル検出回路の出力を入力することを特徴と
している。
して結合された増幅回路と、前記増幅回路からの受信信
号の大きさを検出するレベル検出回路とを備える光受信
回路において、前記増幅回路は第１及び第２の電界効果
トランジスタのドレイン電流を並列接続した増幅回路を
有し、前記第１の電界効果トランジスタのゲートに受信
信号を入力し、前記第２の電界効果トランジスタのゲー
トに前記レベル検出回路の出力を入力することを特徴と
している。
〔作用］
従来の光受信回路において、光検出器に生じる直流電流
の影響を除くためには、光検出器とＦＥＴのゲートの間
に、結合コンデンサを用いればよい。また、結合コンデ
ンサを使用することにより、光検出器を直接アースに落
とすことが出来、フロントエンドアンプの増幅器は発振
することなく、安定に動作させることができる。そこで
、本発明では、光検出器とＦＥＴのゲートの間に結合コ
ンデンサを用い、光検出器を直接アースに落とす回路形
式を用いる。
の影響を除くためには、光検出器とＦＥＴのゲートの間
に、結合コンデンサを用いればよい。また、結合コンデ
ンサを使用することにより、光検出器を直接アースに落
とすことが出来、フロントエンドアンプの増幅器は発振
することなく、安定に動作させることができる。そこで
、本発明では、光検出器とＦＥＴのゲートの間に結合コ
ンデンサを用い、光検出器を直接アースに落とす回路形
式を用いる。
次に、このような回路形式において、光受信回路のダイ
ナミックレンジを拡大する方法について説明する。一般
に、ハイインピーダンス形フロントエンドアンプのダイ
ナミックレンジが狭いのは、フロントエンドアンプの出
力を等化する前に、受信信号の低周波成分が飽和するた
めである。
ナミックレンジを拡大する方法について説明する。一般
に、ハイインピーダンス形フロントエンドアンプのダイ
ナミックレンジが狭いのは、フロントエンドアンプの出
力を等化する前に、受信信号の低周波成分が飽和するた
めである。
本発明は、光入射パワーが大きくなるにつれ、フロント
エンドアンプの電気的利得が小さくなる利得可変の増幅
回路を等化回路の前段に用い、フロントエンドアンプの
ダイナミックレンジを広くしたものである。ここでは、
利得可変の増幅器として、第１及び第２の電界効果トラ
ンジスタのドレイン同士を並列接続し、それぞれの電界
効果トランジスタのドレインには共通の負荷抵抗を接続
したものを用いている。
エンドアンプの電気的利得が小さくなる利得可変の増幅
回路を等化回路の前段に用い、フロントエンドアンプの
ダイナミックレンジを広くしたものである。ここでは、
利得可変の増幅器として、第１及び第２の電界効果トラ
ンジスタのドレイン同士を並列接続し、それぞれの電界
効果トランジスタのドレインには共通の負荷抵抗を接続
したものを用いている。
ここで、第１の電界効果トランジスタは受信信号の増幅
のために用い、第２の電界効果トランジスタはゲート電
圧の変化により、ドレイン・ソース間の抵抗値が変わる
可変抵抗として用いる。つまり、第１の電界効果トラン
ジスタの負荷はドレインに接続された負荷抵抗と、第２
の電界トランジスタのドレイン・ソース間の抵抗値の並
列抵抗となっている。
のために用い、第２の電界効果トランジスタはゲート電
圧の変化により、ドレイン・ソース間の抵抗値が変わる
可変抵抗として用いる。つまり、第１の電界効果トラン
ジスタの負荷はドレインに接続された負荷抵抗と、第２
の電界トランジスタのドレイン・ソース間の抵抗値の並
列抵抗となっている。
さて、第２の電界トランジスタのゲートには受信信号の
レベル値を検出するレベル検出回路の出力が接続されて
おり、受信信号のレベル値が大きくなると、第２の電界
トランジスタのドレイン・ソース間の抵抗値が小さくな
る様に調整する。すると、第１の電界効果トランジスタ
の負荷は受信信号のレベル値が大きくなるにつれて小さ
くなるから、この増幅回路の電気的利得は受信信号のレ
ベル値が大きくなるにつれて小さくなる。
レベル値を検出するレベル検出回路の出力が接続されて
おり、受信信号のレベル値が大きくなると、第２の電界
トランジスタのドレイン・ソース間の抵抗値が小さくな
る様に調整する。すると、第１の電界効果トランジスタ
の負荷は受信信号のレベル値が大きくなるにつれて小さ
くなるから、この増幅回路の電気的利得は受信信号のレ
ベル値が大きくなるにつれて小さくなる。
従って、上述の増幅回路を用いれば、光入射パワーが大
きくなっても、受信信号のピーク値がほとんど変わらな
い受信信号が得られる。その結果、受信信号は増幅回路
で飽和することなく、等化回路に導かれ、ダイナミック
レンジの広い光受信回路を得ることができる。
きくなっても、受信信号のピーク値がほとんど変わらな
い受信信号が得られる。その結果、受信信号は増幅回路
で飽和することなく、等化回路に導かれ、ダイナミック
レンジの広い光受信回路を得ることができる。
また、電界効果トランジスタのドレイン・ソース間の静
電容量はゲート・ソース間の静電容量に比べ十分に小さ
いため、第１の電界効果トランジスタに第２の電界効果
トランジスタを並列に接続しても、静電容量の増加によ
る帯域劣化は生じる事なく、帯域特性が一定のまま利得
のみ変化させる可変利得増幅回路が実現できる。
電容量はゲート・ソース間の静電容量に比べ十分に小さ
いため、第１の電界効果トランジスタに第２の電界効果
トランジスタを並列に接続しても、静電容量の増加によ
る帯域劣化は生じる事なく、帯域特性が一定のまま利得
のみ変化させる可変利得増幅回路が実現できる。
さらに、ＡＰＤの次段にこの可変利得増幅回路を接続し
、フロントエンドアンプを構成した場合、静電容量の増
加によるフロントエンドアンプの雑音の増加は生じない
ため、高受信感度のフロントエンドアンプを実現するこ
とができる。
、フロントエンドアンプを構成した場合、静電容量の増
加によるフロントエンドアンプの雑音の増加は生じない
ため、高受信感度のフロントエンドアンプを実現するこ
とができる。
次に、本発明の実施例について説明する。
第１図は本発明の第１の実施例である光受信回路の回路
図である。本実施例において、光受信回路は２Ｇｂ／ｓ
、ＲＺ符号の光信号の検出を行うものであり、光検出器
１にはＩｎＧａＡｓ−ＡＰＤ、第１及び第２の電界効果
トランジスタ（ＦＥＴ）２゛、３にはＧａＡｓ−ＦＥＴ
を用い、これら電界効果トランジスタのドレイン同士、
ソース同士をそれぞれ接続した。そして、ドレインは共
通の負荷抵抗ＲＤを経て電源ＶＤに接続した。
図である。本実施例において、光受信回路は２Ｇｂ／ｓ
、ＲＺ符号の光信号の検出を行うものであり、光検出器
１にはＩｎＧａＡｓ−ＡＰＤ、第１及び第２の電界効果
トランジスタ（ＦＥＴ）２゛、３にはＧａＡｓ−ＦＥＴ
を用い、これら電界効果トランジスタのドレイン同士、
ソース同士をそれぞれ接続した。そして、ドレインは共
通の負荷抵抗ＲＤを経て電源ＶＤに接続した。
また、光検出器ｌの負荷抵抗ＲＬは１０にΩとし、光検
出器１は直接アースに落とした。また、光検出器１と第
１のＦＥＴ２のゲートの間に結合コンデンサＣ３を用い
、さらにＦＥＴ２．３の後段にＦＥＴ１２を用いてハイ
インピーダンス形のフロントエンドアンプを構成した。
出器１は直接アースに落とした。また、光検出器１と第
１のＦＥＴ２のゲートの間に結合コンデンサＣ３を用い
、さらにＦＥＴ２．３の後段にＦＥＴ１２を用いてハイ
インピーダンス形のフロントエンドアンプを構成した。
なお、ＦＥＴ２及び１２のゲートは、それぞれ抵抗Ｒｂ
＋及びＲｂｚを経て、電源ＶＢＩ及びＶＢ２に接続され
ている。
＋及びＲｂｚを経て、電源ＶＢＩ及びＶＢ２に接続され
ている。
さらに、フロントエンドアンプの次段には、帯域補償の
ための等化回路４、及び、帯域が２．５ＧＨｚのメイン
アンプ５を接続した。また、メインアンプ５の出力信号
６の一部７はピーク値検出回路８に導かれ、その出力で
ある制御信号９はオペアンプＩＯを介して制御信号１１
として第２のＦＥＴ３のゲートに導かれるように構成し
た。
ための等化回路４、及び、帯域が２．５ＧＨｚのメイン
アンプ５を接続した。また、メインアンプ５の出力信号
６の一部７はピーク値検出回路８に導かれ、その出力で
ある制御信号９はオペアンプＩＯを介して制御信号１１
として第２のＦＥＴ３のゲートに導かれるように構成し
た。
さて、以上の構成で、まずオペアンプ１０の出力１１を
第２のＦＥＴ３のゲートから切り離して、第２のＦＥＴ
３のゲートバイアスをピンチオフ電圧に設定して、光受
信感度を測定した。この場合、第２のＦＥＴ３のドレイ
ン・ソース間の抵抗値はＩＭΩ以上の高抵抗であり、第
１のＦＥＴ２の負荷は、ドレインに接続された１５０Ω
の負荷抵抗ＲＤとなる。このとき、１．３．ｕｍの２
Ｇ ｂ ／ ｓ 。
第２のＦＥＴ３のゲートから切り離して、第２のＦＥＴ
３のゲートバイアスをピンチオフ電圧に設定して、光受
信感度を測定した。この場合、第２のＦＥＴ３のドレイ
ン・ソース間の抵抗値はＩＭΩ以上の高抵抗であり、第
１のＦＥＴ２の負荷は、ドレインに接続された１５０Ω
の負荷抵抗ＲＤとなる。このとき、１．３．ｕｍの２
Ｇ ｂ ／ ｓ 。
ＲＺ符号に対する最小光受信感度は一３６ｄＢｍ、最大
光受信感度は一２７ｄＢｍであり、ダイナミックレンジ
は約９ｄＢであった。
光受信感度は一２７ｄＢｍであり、ダイナミックレンジ
は約９ｄＢであった。
次にオペアンプ１０の出力１１を第２のＦＥＴ３のゲー
トに接続した。この際、光入射パワーが一３６ｄＢｍの
とき、第２０ＦＥＴ３のゲート電圧は第２のＦＥＴ３の
ピンチオフ電圧に設定し、光入射パワーが増えるに従っ
て、第２のＦＥＴ３のゲート電圧がＯＶに近くなる様に
、オペアンプ１０を調整した。このような設定を行うと
、光入射パワーが増え、受信信号のピーク値が大きくな
ると、第２のＦＥＴ３のゲート電圧が、ピンチオフ電圧
からＯＶに近づいていき、第２のＦＥＴ３のドレイン・
ソース間の抵抗値が小さくなっていく。よって、第２の
ＦＥＴ３のドレイン・ソース間の抵抗値とドレインに接
続された負荷抵抗ＲＤとの並列抵抗で決まる第１のＦＥ
Ｔ２の負荷は次第に小さくなっていくので、第１のＦＥ
Ｔ２の増幅回路の電気的利得が小さくなり、光入射パワ
ーが大きくなった事により生じる受信波形の飽和が起こ
りにくくなる。
トに接続した。この際、光入射パワーが一３６ｄＢｍの
とき、第２０ＦＥＴ３のゲート電圧は第２のＦＥＴ３の
ピンチオフ電圧に設定し、光入射パワーが増えるに従っ
て、第２のＦＥＴ３のゲート電圧がＯＶに近くなる様に
、オペアンプ１０を調整した。このような設定を行うと
、光入射パワーが増え、受信信号のピーク値が大きくな
ると、第２のＦＥＴ３のゲート電圧が、ピンチオフ電圧
からＯＶに近づいていき、第２のＦＥＴ３のドレイン・
ソース間の抵抗値が小さくなっていく。よって、第２の
ＦＥＴ３のドレイン・ソース間の抵抗値とドレインに接
続された負荷抵抗ＲＤとの並列抵抗で決まる第１のＦＥ
Ｔ２の負荷は次第に小さくなっていくので、第１のＦＥ
Ｔ２の増幅回路の電気的利得が小さくなり、光入射パワ
ーが大きくなった事により生じる受信波形の飽和が起こ
りにくくなる。
実際にこの状態で光受信感度を測定したところ、最小受
信感度は一３５ｄＢｍ、’最大受信感度は一１２ｄＢｍ
であり、ダイナミックレンジは約２４ｄＢと大きく改善
された。
信感度は一３５ｄＢｍ、’最大受信感度は一１２ｄＢｍ
であり、ダイナミックレンジは約２４ｄＢと大きく改善
された。
また、この光受信回路は、結合用のコンデンサＣ３の使
用により、ＡＤＰＩの暗電流の影響や、光源の消去比劣
化の影響を受けにくく、ざらにＡＤＰを直接アースに落
としているため増幅器は発振しにくく安定に動作した。
用により、ＡＤＰＩの暗電流の影響や、光源の消去比劣
化の影響を受けにくく、ざらにＡＤＰを直接アースに落
としているため増幅器は発振しにくく安定に動作した。
第２図は本発明の第２の実施例の光受信回路である。
本実施例の光受信回路は２Ｇｂ／ｓ、ＲＺ符号の光信号
の検出を行うもので、光受信回路の構成は第１の実施例
で示した第１図のものとほぼ同様であるが、フロントエ
ンドアンプを第１のＦＥＴ２に帰還抵抗Ｒ「１を用いて
帰還を施したトランスインピーダンス形とし、第２のＦ
ＥＴ３にも帰還抵抗Ｒｒ２を用いて負帰還をかけ、フロ
ントエンドアンプの広帯域化を図り、かつ等価回路４を
除去した構成となっている。ここで、第１及び第２のＦ
ＥＴ２．３の帰還抵抗Ｒ「ｚＲｆｚはそれぞれ４００Ω
、２００Ωとし、十分な帯域特性が得られるフロントエ
ンドアンプを構成した。
の検出を行うもので、光受信回路の構成は第１の実施例
で示した第１図のものとほぼ同様であるが、フロントエ
ンドアンプを第１のＦＥＴ２に帰還抵抗Ｒ「１を用いて
帰還を施したトランスインピーダンス形とし、第２のＦ
ＥＴ３にも帰還抵抗Ｒｒ２を用いて負帰還をかけ、フロ
ントエンドアンプの広帯域化を図り、かつ等価回路４を
除去した構成となっている。ここで、第１及び第２のＦ
ＥＴ２．３の帰還抵抗Ｒ「ｚＲｆｚはそれぞれ４００Ω
、２００Ωとし、十分な帯域特性が得られるフロントエ
ンドアンプを構成した。
さて、第１の実施例と同様に、まず、第２図の第２のＦ
ＥＴ３のゲートへの制御を行わず、第２のＦＥＴ３のゲ
ート電圧をピンチオフ電圧に設定して、２Ｇｂ／ｓ、Ｒ
Ｚ符号における光受信感度を測定した。その結果、最小
受信感度゛は一３４ｄＢｍ、最大受信感度は一１７ｄＢ
ｍであり、ダイナミックレンジは１７ｄＢであった。
ＥＴ３のゲートへの制御を行わず、第２のＦＥＴ３のゲ
ート電圧をピンチオフ電圧に設定して、２Ｇｂ／ｓ、Ｒ
Ｚ符号における光受信感度を測定した。その結果、最小
受信感度゛は一３４ｄＢｍ、最大受信感度は一１７ｄＢ
ｍであり、ダイナミックレンジは１７ｄＢであった。
次に、第２のＦＥＴ３のゲート電圧が、受信信号のピー
ク値が大きくなるに従い、ＯＶに近づくように制御され
る様に設定して、広受信感度を測定した。その結果、最
小受信感度は一３４ｄＢｍ、最大受信感度は一８ｄＢｍ
であり、トランスインピーダンス形フロントエンドアン
プにおいてもダイナミックレンジは２６ｄＢと大きく改
善された。
ク値が大きくなるに従い、ＯＶに近づくように制御され
る様に設定して、広受信感度を測定した。その結果、最
小受信感度は一３４ｄＢｍ、最大受信感度は一８ｄＢｍ
であり、トランスインピーダンス形フロントエンドアン
プにおいてもダイナミックレンジは２６ｄＢと大きく改
善された。
以上、本発明の２つの実施例を説明したが、本発明には
以上の実施例の他にも、いろいろな態様が実現できる。
以上の実施例の他にも、いろいろな態様が実現できる。
例えば、光検出器１としては、ＡＤＰの他にも、ＰｒＮ
フォトダイオード、光導電検出器や光電子増倍管等の利
用が可能である。また、光受信回路内に用いる２つのＦ
ＥＴのドレイン同士、ソース同士を接続し、構成した利
得可変型の増幅器の数は、１ （Ｉｌｌに限らず、複数
個用いてもよい。
フォトダイオード、光導電検出器や光電子増倍管等の利
用が可能である。また、光受信回路内に用いる２つのＦ
ＥＴのドレイン同士、ソース同士を接続し、構成した利
得可変型の増幅器の数は、１ （Ｉｌｌに限らず、複数
個用いてもよい。
また、受信信号の大きさをモニタする回路は、受信信号
のピーク値を検出するピーク値検出回路に限らず、受信
信号の平均値を検出する回路であってもよい。
のピーク値を検出するピーク値検出回路に限らず、受信
信号の平均値を検出する回路であってもよい。
さらに、利得可変型の増幅器において、第１及び第２の
ＦＥＴのソース同士の接続はなくてもよく、例えば第１
のＦＥＴのソースを接地し、第２のＦＥＴのソースに抵
抗を接続して接地させてもよい。
ＦＥＴのソース同士の接続はなくてもよく、例えば第１
のＦＥＴのソースを接地し、第２のＦＥＴのソースに抵
抗を接続して接地させてもよい。
以上のように、本発明によれば、光受信回路の増幅回路
において、受信信号の飽和がなくダイナミックレンジの
広い、高感度の光受信回路が得られるとともに、光検出
器の暗電流や、光源の消去比劣化の影響を受けに＜＜、
発振しにくく、かつ安定に動作する光受信回路が実現で
きる。
において、受信信号の飽和がなくダイナミックレンジの
広い、高感度の光受信回路が得られるとともに、光検出
器の暗電流や、光源の消去比劣化の影響を受けに＜＜、
発振しにくく、かつ安定に動作する光受信回路が実現で
きる。
第１図は本発明の第１の実施例の光受信回路の回路図、
第２図は第２の実施例の回路図、
第３図は従来の光受信回路の回路図である。
１・・・・・・・・・・・光検出器
２．３，１２．１３・・・ＦＥＴ
４・・・・・・・・・・・等化回路
５・・・・・・・・・・・メインアンプ６．７・・・・
・・・・・出力信号 ８・・・・・・・・・・・ピーク値検出回路９．１１・
・・・・・・・制御信号 １０・・・・・・・・・・オペアンプ １４．１５・・・・・・・バイポーラ トランジスタ １６．１７・・・・・・・出力端子 １８・・・・・・・・・・オートバイアスコントロール
回路
・・・・・出力信号 ８・・・・・・・・・・・ピーク値検出回路９．１１・
・・・・・・・制御信号 １０・・・・・・・・・・オペアンプ １４．１５・・・・・・・バイポーラ トランジスタ １６．１７・・・・・・・出力端子 １８・・・・・・・・・・オートバイアスコントロール
回路
Claims (1)
- （１）光検出器と、この光検出器にコンデンサを介して
結合された増幅回路と、前記増幅回路からの受信信号の
大きさを検出するレベル検出回路とを備える光受信回路
において、前記増幅回路は第１及び第２の電界効果トラ
ンジスタのドレイン同士を並列接続した増幅回路を有し
、前記第１の電界効果トランジスタのゲートに受信信号
を入力し、前記第２の電界効果トランジスタのゲートに
前記レベル検出回路の出力を入力することを特徴とする
光受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61059391A JPS62217738A (ja) | 1986-03-19 | 1986-03-19 | 光受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61059391A JPS62217738A (ja) | 1986-03-19 | 1986-03-19 | 光受信回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62217738A true JPS62217738A (ja) | 1987-09-25 |
Family
ID=13111936
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61059391A Pending JPS62217738A (ja) | 1986-03-19 | 1986-03-19 | 光受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62217738A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0711045A1 (en) * | 1994-11-04 | 1996-05-08 | International Business Machines Corporation | Circuit to shunt excess photocurrent in optical receivers |
| JP2011525777A (ja) * | 2008-06-24 | 2011-09-22 | ジェネラル・インスツルメント・コーポレーション | 高利得増幅器と等化回路とを用いた高感度光受信機 |
-
1986
- 1986-03-19 JP JP61059391A patent/JPS62217738A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0711045A1 (en) * | 1994-11-04 | 1996-05-08 | International Business Machines Corporation | Circuit to shunt excess photocurrent in optical receivers |
| JP2011525777A (ja) * | 2008-06-24 | 2011-09-22 | ジェネラル・インスツルメント・コーポレーション | 高利得増幅器と等化回路とを用いた高感度光受信機 |
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