JPS62189682A - フロツピイデイスクフアイルの磁気ヘツド位置決め制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はセクタサーボ方式によるフロッピィディスクフ
ァイルの磁気ヘッド位置決め制御装置に関するものであ
る。

〔従来の技術〕

従来、ＦＤＤ装置に於けるセクタサーボ方式を用いた磁
気ヘッド位置決めフィードバック制御では特開昭５８−
１５１６１３号公報に示されている如く、幾つかのセク
タに分けられた磁気ディスクのデータ面の各セクタの先
頭から得られるトラック位置情報に従って、１セクタｌ
ステツプの割合で磁気ヘッドをステップモータにより内
周あるいは外周方向へ送ると云う方式が採られている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述した磁気ヘッドの位置決め制御方式では、磁気ヘッ
ドのデータトラック追従誤差が、データトラックの１セ
クタ当りの最大偏心量によって決まる磁気ヘッド駆動用
ステップモータの送りピッチに概ね等しくなるため、セ
クタ数を増さない限り、データトラックピッチをより高
密度にすることが難しいという問題がある。

本発明の目的はステップモータの振動的特性を補償する
と共に低いサンプリング周波数の下でも偏心するデータ
トラックへ磁気ヘッドを高精度に追従させることができ
るフロッピィディスクファイルの磁気ヘッド位置決め制
御装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、磁気ヘッドを追従させるべき目標トラック位
置と前記磁気ヘッドの位置との位置誤差がサンプリング
タイム毎に得られるセクタサーボ方式を用いたフロッピ
ィディスクファイルの磁気ヘッド位置決め制御装置に於
て、前記磁気ヘッドを駆動するステップモータと、前記
位置誤差信号を入力とする前記サンプリングタイムに同
期して動作する時間遅れ素子を前記セクタサーボ方式に
於けるセクタ数と同じ数だけ直列に結合し最終段の時間
遅れ素子の出力を初段の時間遅れ素子にフィードバック
した追従制御用の第１のディジタル補償フィルタと、前
記位置誤差信号と前記第１のディジタル補償フィルタの
各時間遅れ素子の出力とを入力とする制御系安定化用の
第２のディジタル補償フィルタと、前記第２のディジタ
ル補償フィルタの出力を受けて前記ステップモータの各
相へ励磁電流値を出力する記憶素子及び前記記憶素子の
出力値に従って前記ステップモータへ前記サンプリング
タイムの一定時間後にローパスフィルタを介して電流を
印加する増幅器とからなるステップモータの微小送り回
路とを備えることを特徴としている。

〔作用〕

ＦＤＤ装置ではコスト及び大きさの観点から磁気ヘッド
位置決めのためのアクチユエータとしてステップモータ
が利用されているが、小型化、大容量化を進めるために
はより高精度にステップモータを位置決めすることが必
要となる。微小送り回路はステップモータの各相への励
磁電流と平衡点位置との関係を記憶しておくことによっ
て、ステップモータの機械的構造から決まる送りピッチ
とは無関係にステップモータの微小な位置決めを可能と
する。

また、ＦＤＤ装置に於けるセクタサーボ方式ではセクタ
数及び磁気ディスクの回転数をあまり大きくできず、従
ってサンプリング周波数は必然的に高くならない。

位置誤差信号を入力とするサンプリングタイムに同期し
て動作する時間遅れ素子をセクタ数と同じ数だけ直列に
接合し最終段の時間遅れ素子の出力を初段の時間遅れ素
子にフィードバックした追従制御用の第１のディジタル
補償フィルタはこのような条件下での、磁気ヘッドのデ
ータトラック追従特性を向上させた、いわゆる定常偏差
補償器である。

〔実施例〕

以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する
。ただし、以下の説明に於ては、信号名と信号値を同一
の記号で表わす。

第１図は本発明の一実施例に係わる２相リニアステツプ
モータを用いた磁気ヘッドの位置決め制御装置の構成を
示すブロック図である。サンプリングタイムをＴとする
と、サンプリングタイムＴ毎に位置誤差検出手段１が駆
動され、磁気ヘッド６によって読み取られた位置誤差信
号ｅ′は位置誤差検出手段ｌから磁気ヘッド６が追従す
べき目標トラック位置ｒと磁気ヘッド６の位置Ｘとの差
を示す位置誤差信号ｅとして、サンプリングタイムＴ毎
に第１のディジタル補償フィルタ２及び第２のディジタ
ル補償フィルタ３に入力される。第１のディジタル補償
フィルタ２はセクタ数をｑとすると（ｑ−Ｔ）時刻前の
第１のディジタル補償フィルタ２の出力ａと現在の位置
誤差信号ｅとの加算を行い加算値ａ′を（ｑ−Ｔ）時刻
後に第２のディジタル補償フィルタ３に出力する。第２
のディジタル補償フィルタ３は第１のディジタル補償フ
ィルタ２の出力値と位置誤差検出手段１の出力値ｅとを
受けて、２相リニアステツプモータ５の平衡点アドレス
値Ｕを計算し、常に、微小送り回路４にサンプリングタ
イムＴの６時間後、即ち（Ｔ十へ）時刻にサンプリング
タイム１間、２相リニアステツプモーク５の平衡点アド
レス値Ｕを出力する。△は第２のディジタル補償フィル
タ３の計算時間を考慮したむだ時間である。微小送り回
路４は第２のディジタル補償フィルタ３の出力値Ｕを受
けて２相リニアステγプモータ５の各相（ここではＡ相
、Ｂ相と呼ぶ）へ第２のディジタル補償フィルタ３の出
力値Ｕに応じた電流す、　ｂ　’を流し、２相リニアス
テツプモータ５の平衡点を変化させて２相リニアステツ
プモータ５を動かし、磁気ヘッド６をデータトラック上
に位置決めする。

磁気ヘッド６の位置Ｘと磁気ヘッド６が追従すべき目標
トラック位置ｒとの位置誤差ｅは再び次のサンプリング
タイムに位置誤差検出手段１により検出されることによ
り、フィードバックループが構成される。ただし、サン
プリングタイムＴ及びむだ時間△はタイマによって時間
管理される。

第２図はＺ−変換の演算子２を用いて表わした第１のデ
ィジタル補償フィルタ２の構成例を示すブロック図であ
る。ここで、ｚ−１はサンプリングタイムＴ毎に動作す
るシフトレジスター１により構成される時間遅れ素子で
ある。これらシフトレジスタは、セクタサーボ方式に於
けるセクタ数と同じ数だけ（本実施例ではｑ個）直列に
接続されており、最終疫のレジスタは初段のレジスタに
フィードバックされている。このような第１のディジタ
ル補償フィルタ２の位置誤差ｅから出力ａまでのパルス
伝達関数Ｇｚｏ（Ｚ）は（１）式で表わされる。

各シフトレジスター１からの出力ａ＋ａｌ＋・・・＋ａ
ｑ〜２゜ａ９−、は第２のディジタル補償フィルタ３に
送られる。

第３図は微小送り回路４の一構成例を示すブロック図で
ある。微小送り回路４は外部から与えられる２相リニア
ステツプモータ５の平衡点アドレス値Ｕを受けて２相リ
ニアステツプモータ５のＡ相及びＢ相それぞれに与える
べき電流値を出力するリードオンリーメモリ　（ＲＯＭ
＞　７．７　’と、ＲＯＭ７．７’の出力値ｃ、ｃ’で
あるディジタル信号をアナログ信号へ変換するＤ／Ａ変
換器８゜８′と、Ｄ／Ａ変換器８．８′の出力信号ｄ、
ｄ’のナイキスト周波数（１／２Ｔ）以上の周波数成分
を遮断するローパスフィルタ（ＬＰＦ）９．９　’と、
ローパスフィルタ９．９′の出力ｆ、　ｆ　’に応じて
２相リニアステツプモータ５のＡ相及びＢ相それぞれに
電流す、ｂ’を流す増幅器（ＡＭＰ）１０．１０’とか
らなる。

２相リニアステツプモータ５はその平衡点の位置をＡ相
の電流すとＢ相の電流ｂ′を適当に組み合わせることに
よって、その機械的構造から決まる送りピッチにかかわ
らず任意に設定できる。即ち、Ａ相及びＢ相それぞれに
ある大きさの電流を流すとその電流値の組み合わせによ
る平衡点が必ず存在し、この平衡点の位置はＡ相及びＢ
相の電流値のみに依存し、機械的構造から決まる送りピ
ッチには無関係である。従って、ある電流の組み合わせ
による平衡点位置を基準アドレス（アドレス値０）とし
たとき、その点からのずれ量を２相リニアステツプモー
タ５の平衡点アドレスとすることができ、前記したＲＯ
Ｍ７．７’には、この平衡点アドレスに対応する電流値
の組み合わせが記憶される。ただし、Ａ相及びＢ相の電
流値の組み合わせは、最大静止推力が一定となるように
とられる。第４図はこの様子を示したものであって、あ
る電流の組み合わせによって決められた基準アドレス（
アドレス値０）とその点からのずれ量である平衡点アド
レスｕ、　ｕ　’、　ｕ　’に於ける静止推力特性を示
している。また、２相リニアステツプモータ５（磁気ヘ
ッド６）の位置Ｘも同様に基準アドレスからのずれとし
て与えられる。

２相リニアステツプモータ５に微小送り回路４を接続し
た場合には第４図に示される様に、２相リニアステツプ
モータ５の平衡点アドレスＵと２相リニアステツプモー
タ５（磁気ヘッド６）の位置Ｘとの間の人出力関係は（
２）式で表わされる。

ここで、Ｍは２相リニアステツプモータ５によって駆動
される可動部の質量であり、ｋは２相リニアステツプモ
ータ５の送りピッチλと最大静止推力Ｆによって決まる
定数で、（３）式で与えられる。

ｋ＝Ｆ・π／（２・λ）　　　　　　　　　　（３）２
相リニアステツプモータ５の平衡点アドレス値Ｕを入力
し、磁気ヘッド６の位置Ｘを出力するシステムを第５図
に示す様に、サンプリングタイムＴ内の６時間のむだ時
間を付加し、ｔ＝ＮＴ（Ｎ＝０．１，２．・・・）のサ
ンプリングタイムに注目し、離散時間値での状態方程式
を導くと、次式の様になる。なお第５図に於てＶはむだ
時間１２への入力である。

Ｘ（（ｎ　＋　１）Ｔ）　　＝Ａ−Ｘ（ｎＴ）＋　ｂ−
Ｖ（ｎＴ）　（４）Ｙ（ｎ、Ｔ）＝Ｃ−Ｘ（ｎＴ）　　
　　　　　（５）ｒ＝［１０］ ここで、Ｘ　（ｎＴ）は状態ベクトノペＹ　（ｎＴ）は
観測ベクトルで、次式で与えられる。

Ｘ（ｎＴ）＝　　［ｘ（ｎＴ）、　　β（ｎＴ）、　ｕ
　（ｎＴ）　コア　　　　　（７）Ｙ　（ｎＴ）　＝　
［ｘ（ｎＴ）、　ｕ（ｎＴ）　］　Ｔ−＜　８　）また
、ｅｘｐ　（・）は行列指数関数であり、βは磁気ヘッ
ド６の速度を表わす。

（４）、（５）式で表わされるシステムは可制御。

可観測であり可観測指数は２である。

第６図はＺ変換の演算子２を用いて記述した第２のディ
ジタル補償フィルタの一構成例を示すブロック図である
。この第２のディジタル補償フィルタ３には、第１のデ
ィジタル補償フィルタ２からの出力ａ＋　ａＩ＋・・・
、　　ａ、−、と位置誤差検出手段１からの位置誤差ｅ
とが入力される。第６図に於てｍａｔ、　ｍ０２．−°
’、　ｍｏ、、　ｍｏ（ｑ＋ｌｌ　、　ｍ＋＋、　ｍＨ
ｚ。

”’＋　ｍｌｑ、　”Ｉ＋ｑ０１１１ｍｒｌ＋　ｍ１２
は実定数である。

（４）、（５）式で表わされるシステムの出力にパルス
伝達関数が（１）式で表わされるシステムを直列に結合
した合成システムはやはり可制御。

可観測であり可観測指数は２であって、従って第６図で
示した第２のディジタル補償フィルタのパラメータｍＱ
＋、　ｍｏ２．　”’＋　ｍｏｑ、　ｍｏ＋Ｑ＋ｌ］　
ｌ　”ｌＩ＋ｍ、２．　”’＋　ｍ＋ｑ＋　”＋（４＋
ｌｌ　＋　ｍｆｌ＋　ｍｒ２を適当に選ぶことにより安
定化できる。

第２のディジタル補償フィルタによって安定化された２
相リニアステツプモーク５の位置決め制御系の目標トラ
ック位置ｒから位置誤差ｅまでのパルス伝達関数Ｇｒｅ
（ｚ）は常に次式の様になる。

Ｎ、、（ｚ）＝（ｚ’−Ｌ）−Ｎ、、’（ｚ）　　　（
１０）ただし、Ｄｒｅ（ｚ）はり、、（ｚ）＝Ｏの根が
全て２平面の単位円内に存在する２の（４＋ｑ）次実係
数多項式であり、Ｎｒｅ’（ｚ）は２の４次実係数多項
式である。（９）、（１０）式は目標トラック位置ｒか
ら位置誤差ｅまでのパルス伝達関数ｃｒａ（ｚ）がその
分子に常に２９−１の項を持つことを示している。

Ｚｑ−１＝０の根はＳ（周波数）領域では、ディスク回
転数をθ（Ｈｚ）とするとｚ＝ｅＳＴＳＴ−１／（ｑ・
θ）であるから、 ｅＳＴｑ＝１ Ｓ＝±Ｊｐ・２π／（Ｔ−ｑ）　　　　　（１１）（ｐ
＝０．１．・・・、ｊ２＝−１） −±」ｐ・２π・θ　　　　　　　　（１２）となり、
θ、２θ、・・・の周波数に対応するモードの目標トラ
ック位置信号は（９）、（ｌＯ）式から位置誤差には現
われてこない。

ＦＤＤ装置では、トラック偏心は磁気ディスクの回転周
波数の約２倍の周波数のモードを持っている。上述の議
論から、磁気ヘッドは目標トラック位置に精度良く追従
する。

当然のことながら、第１のディジタル補償フィルタ、第
２のディジタル補償フィルタはマイクロプロセッサ等の
ディジタル計算機により、差分方程式を解くと云う方法
でプログラム的に実現できる。

さらに、本発明は２相リニアステツプモータを利用する
ＦＤＤ装置に限られるものではなく、他のステップモー
タを利用するＦＤＤ装置にも適用できる。

〔発明の効果〕

以上説明した様に、本発明によれば、ステップモータの
微小送り回路をステップモータに付加し、さらに、磁気
ヘッド位置決め制御系の一巡ループに第１のディジタル
補償フィルタを直列に挿入することによって、ステップ
モータの機械的構造から決まる送りピッチにかかわらず
、ステップモータを微細に送ることを可能とし、目標ト
ラックに高精度に磁気ヘッドを追従させることができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係わる２相リニアステツプ
モータを用いた磁気ヘッドの位置決め制御用サーボ装置
の構成例を示すブロック図、第２図は第１のディジタル
補償フィルタの一構成例を示すブロック図、 第３図は微小送り回路の一構成例を示すブロック図、 第４図は２相リニアステツプモータの各平衡点のアドレ
スとその点に於ける２相リニアステツプモータの静止推
力特性を示した図、 第５図はディジタルフィルタの計算時間を考慮した場合
の２相リニアステツプモータのブロック図、 第６図は第２のディジタル補償フィルタの一構成例を示
すブロック図である。 １　・・・・・・・・・・・・・・・位置誤差検出手段
２　・・・・・・・・・・・・・・・第１のディジタル
補償フィルタ３　・・・・・・・・・・・・・・・第２
のディジタル補償フィルタ４　・・・・・・・・・・・
・・・・微小送り回路５　・・・・・・・・・・・・・
・・２相リニアステツプモータ６　・・・・・・・・・
・・・・・・磁気ヘッド７．７′・・・・・・・・・Ｒ
ＯＭ ８．８′・・・・・・・・・Ｄ／Ａ変換器９．９’・・
・・・・・・・ローパスフィルタｔｏ、１０’・・・・
・・・・・増幅器１１　　・・・・・・・・・・・・・
・・シフトレジスタ１２　　・・・・・・・・・・・・
・・・むだ時間１３　　・・・・・・・・・・・・・・
・シフトレジスタａ　・・・・・・・・・・・・・・・
第１のディジタル補償フィルタの出力 ａ′・・・・・・・・・・・・・・・第１のディジタル
補償フィルタの出力値と位置誤差の加算値 ａｌ＋　　ａ２＋　　…＋　　ａｑ−１・・・・・・・
・・・・・・・・第１のディジタル補償フィルタの各シ
フトレジスタの出力 す、ｂ’・・・・・・・・・微小送り回路出力ｃ、ｃ’
・・・・・・・・・ＲＯＭの出力ｄ、ｄ’・・・・・・
・・・Ｄ／Ａ変換器出力ｅ、ｅ’・・・・・・・・・位
置誤差信号ｆ、ｆ’・・・・・・・・・ローパスフィル
タの出力ｒ　・・・・・・・・・・・・・・・目標トラ
ック位置Ｓ　・・・・・・・・・・・・・・・ラプラス
変換の演算子ｕ、ｕ、ｕ’ ・・・・・・・・・・・・・・・２相リニアステツプモ
ータの平衡点位置

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）磁気ヘッドを追従させるべき目標トラック位置と
   前記磁気ヘッドの位置との位置誤差がサンプリングタイ
   ム毎に得られるセクタサーボ方式を用いたフロッピィデ
   ィスクファイルの磁気ヘッド位置決め制御装置に於て、
   前記磁気ヘッドを駆動するステップモータと、前記位置
   誤差信号を入力とする前記サンプリングタイムに同期し
   て動作する時間遅れ素子を前記セクタサーボ方式に於け
   るセクタ数と同じ数だけ直列に結合し最終段の時間遅れ
   素子の出力を初段の時間遅れ素子にフィードバックした
   追従制御用の第１のディジタル補償フィルタと、前記位
   置誤差信号と前記第１のディジタル補償フィルタの各時
   間遅れ素子の出力とを入力とする制御系安定化用の第２
   のディジタル補償フィルタと、前記第２のディジタル補
   償フィルタの出力を受けて前記ステップモータの各相へ
   励磁電流値を出力する記憶素子及び前記記憶素子の出力
   値に従って前記ステップモータへ前記サンプリングタイ
   ムの一定時間後にローパスフィルタを介して電流を印加
   する増幅器とからなるステップモータの微小送り回路と
   を備えることを特徴とするフロッピィディスクファイル
   の磁気ヘッド位置決め制御装置。