JPS6218136A - 光受信回路 - Google Patents
光受信回路Info
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- JPS6218136A JPS6218136A JP60155966A JP15596685A JPS6218136A JP S6218136 A JPS6218136 A JP S6218136A JP 60155966 A JP60155966 A JP 60155966A JP 15596685 A JP15596685 A JP 15596685A JP S6218136 A JPS6218136 A JP S6218136A
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- Japan
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- amplifier
- resistor
- band
- load
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
- H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
- H04B10/697—Arrangements for reducing noise and distortion
- H04B10/6972—Arrangements for reducing noise and distortion using passive filtering
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は光通信システム、特に高速光通信システム等に
用いられる光受信回路に関するものである。
用いられる光受信回路に関するものである。
光通信システムにおいて、大容量の情報を長距離に渡っ
て伝送するためには、広帯域かつ高い受信感度を有する
光受信回路が必要となる。
て伝送するためには、広帯域かつ高い受信感度を有する
光受信回路が必要となる。
光受信感度の向上のためには、増幅機能を有する低雑音
な光検出器と広帯域な電気的増幅素子の利用が有効であ
り、主に、アハランンエ・フォトダイオード（ＡＰＤ＞
と電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）とを組み合わせた光
受信回路が従来用いられている（例えば、小林、鳥羽ら
による”１．５μｍ帯伝送方式用受光系の検討″昭和５
９年度電子通信学会通信部門全国大会論文集７３４）。
な光検出器と広帯域な電気的増幅素子の利用が有効であ
り、主に、アハランンエ・フォトダイオード（ＡＰＤ＞
と電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）とを組み合わせた光
受信回路が従来用いられている（例えば、小林、鳥羽ら
による”１．５μｍ帯伝送方式用受光系の検討″昭和５
９年度電子通信学会通信部門全国大会論文集７３４）。
このＡＰＤとＦＥＴを組み合わせた光受信回路のフロン
トエンドアンプでは、ＡＰＤの負荷抵抗に大きな値の抵
抗を用いて、負荷抵抗による雑音を低減し、高受信感度
化を図っている。
トエンドアンプでは、ＡＰＤの負荷抵抗に大きな値の抵
抗を用いて、負荷抵抗による雑音を低減し、高受信感度
化を図っている。
第５図にＡＰＤとＦＥＴを組み合わせた従来のフロント
エンドアンプを示す。このフロントエンドアンプは、八
ＰＤＩ及び負荷抵抗Ｒｉｎと、ＦＥＴ２を用いたハイイ
ンピーダンス形の初段の増幅回路３と、ＦＥＴ４を有し
帰還抵抗Ｒｆ２により負帰還を施したトランスインピー
ダンス形であって出力インピーダンスを整合するための
増幅回路５と、抵抗Ｒ８とキャパシタンスＣ８の並列回
路からなる等化回路６とから構成されている。
エンドアンプを示す。このフロントエンドアンプは、八
ＰＤＩ及び負荷抵抗Ｒｉｎと、ＦＥＴ２を用いたハイイ
ンピーダンス形の初段の増幅回路３と、ＦＥＴ４を有し
帰還抵抗Ｒｆ２により負帰還を施したトランスインピー
ダンス形であって出力インピーダンスを整合するための
増幅回路５と、抵抗Ｒ８とキャパシタンスＣ８の並列回
路からなる等化回路６とから構成されている。
このフロントエンドアンプでは、光検出器として用いた
ＡＰＤＩとＦＥＴ２に存在するキャパシタンスと、ＡＰ
ＤＩの負荷抵抗Ｒ１，、とで決まる０８時定数による帯
域劣化、及び八ＰＤＩで生じたキャリアの増倍時間の影
響等による帯域劣化が生じる。そのためフロントエンド
アンプの出力段に抵抗Ｒ８とキャパシタンスＣ，，の並
列回路からなる等化回路６を用いて、帯域の補償を行っ
ている。
ＡＰＤＩとＦＥＴ２に存在するキャパシタンスと、ＡＰ
ＤＩの負荷抵抗Ｒ１，、とで決まる０８時定数による帯
域劣化、及び八ＰＤＩで生じたキャリアの増倍時間の影
響等による帯域劣化が生じる。そのためフロントエンド
アンプの出力段に抵抗Ｒ８とキャパシタンスＣ，，の並
列回路からなる等化回路６を用いて、帯域の補償を行っ
ている。
しかし、この等化回路６は増幅回路５の出力信号７の低
周波数成分を減衰させて、伝送速度に見合った帯域の確
保を行うために、増幅回路３および５で増幅された出力
信号７は等化回路６において大幅に減衰される。
周波数成分を減衰させて、伝送速度に見合った帯域の確
保を行うために、増幅回路３および５で増幅された出力
信号７は等化回路６において大幅に減衰される。
このため、ＡＰＤ ｌの負荷抵抗ＲＩｒ＋に大きな抵抗
値のものを用いても、等化回路６を含んだフロントエン
ドアンプでは十分な利得が得られないためにフロントエ
ンドアンプの次段の増幅回路の雑音の影響が大きく生じ
、Ｓ／Ｎ比の劣化、さらには受信感度の劣化が生じると
いう欠点があった。
値のものを用いても、等化回路６を含んだフロントエン
ドアンプでは十分な利得が得られないためにフロントエ
ンドアンプの次段の増幅回路の雑音の影響が大きく生じ
、Ｓ／Ｎ比の劣化、さらには受信感度の劣化が生じると
いう欠点があった。
また、等化回路６を含んだフロントエンドアンプでは十
分な増幅が行われないため、フロントエンドアンプの次
段に多段の増幅回路が必要となる欠点もあった。
分な増幅が行われないため、フロントエンドアンプの次
段に多段の増幅回路が必要となる欠点もあった。
本発明の目的は、高い受信感度を有し、等化回路で出力
信号を大幅に減衰させることなく、十分な利得及び帯域
を有するとともに、高受信感度の受信回路を実現するこ
とにある。
信号を大幅に減衰させることなく、十分な利得及び帯域
を有するとともに、高受信感度の受信回路を実現するこ
とにある。
本発明は、光検出器とこの光検出器に結合される増幅素
子とを有する光受信回路に於いて、この光受信回路の帯
域特性を広帯域化するように、前記増幅素子の負荷とし
て、抵抗とインダクタンスの直列回路を備えることを特
徴としている。
子とを有する光受信回路に於いて、この光受信回路の帯
域特性を広帯域化するように、前記増幅素子の負荷とし
て、抵抗とインダクタンスの直列回路を備えることを特
徴としている。
以下、本発明の作用・原理について述べる。
前述したように、一般にＦＥＴのゲートにＡＰＤと負荷
抵抗を設けた構成のフロントエンドアンプの場合、ＦＥ
ＴとＡ Ｐ 、Ｄ等によるキャパシタンスと負荷抵抗と
により決まる０８時定数によりフロントエンドアンプの
帯域が劣化する。
抵抗を設けた構成のフロントエンドアンプの場合、ＦＥ
ＴとＡ Ｐ 、Ｄ等によるキャパシタンスと負荷抵抗と
により決まる０８時定数によりフロントエンドアンプの
帯域が劣化する。
また、ＡＰＤを増倍して用いる場合にも、ＡＰＤで発生
したキャリアの増倍時間の影響等により帯域劣化が生じ
る。
したキャリアの増倍時間の影響等により帯域劣化が生じ
る。
本発明ではこれらの帯域劣化の特性を補償するた必に、
増幅素子の負荷に抵抗とインダクタンスの直列回路から
成る共振回路を用いた増幅回路を使用する。増幅素子の
負荷インピーダンスは周波数が上昇するにつれ増加する
ため、増幅回路としての利得は周波数が上昇するにつれ
、増大する。
増幅素子の負荷に抵抗とインダクタンスの直列回路から
成る共振回路を用いた増幅回路を使用する。増幅素子の
負荷インピーダンスは周波数が上昇するにつれ増加する
ため、増幅回路としての利得は周波数が上昇するにつれ
、増大する。
また負荷には抵抗を用いているため、前記増幅回路は低
周波領域でも十分な利得を１尋ることができる。
周波領域でも十分な利得を１尋ることができる。
よって前記増幅回路をフロントエンドアンプ内に用いる
ことにより、ＡＰＤ、ＦＥＴのキャパシタ〉′スとＡＰ
Ｄの負荷抵抗で決まる帯域劣化、及びＡＰＤで発生した
キャリアの増倍時間による帯域劣化を補償するとともに
、フロントエンドアンプの利得を十分確保することがで
きる。
ことにより、ＡＰＤ、ＦＥＴのキャパシタ〉′スとＡＰ
Ｄの負荷抵抗で決まる帯域劣化、及びＡＰＤで発生した
キャリアの増倍時間による帯域劣化を補償するとともに
、フロントエンドアンプの利得を十分確保することがで
きる。
またフロントエンドアンプで十分な利得が得られるため
、フロントエンドアンプの次段の増幅回路の雑音の影響
によるＳ／Ｎ比劣化は殆ど生じない。
、フロントエンドアンプの次段の増幅回路の雑音の影響
によるＳ／Ｎ比劣化は殆ど生じない。
次に本発明の実施例について説明する。
第１図は本発明の第１の実施例を説明するためのフロン
トエンドアンプの初段の回路図であり、第２図は第１“
図の回路各部の帯域特性を示す図である。
トエンドアンプの初段の回路図であり、第２図は第１“
図の回路各部の帯域特性を示す図である。
本実施例において、フロントエンドアンプ＋ｉ 例えば
２Ｇｂ／ｓ、 ＮＲＺ （Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ
Ｚｅｒｏ）符号の光信号の検出を行うものであり、ハ
イブリッド構成にて実現されている。
２Ｇｂ／ｓ、 ＮＲＺ （Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ
Ｚｅｒｏ）符号の光信号の検出を行うものであり、ハ
イブリッド構成にて実現されている。
光検出器１としてはＩｎＧａＡｓ−ＡＰＤを用い、この
ＡＰＤに結合される増幅素子８としてはＣ，ａＡｓ−Ｆ
ＥＴを用いた。Ｃ，ａＡｓ−ＦＥＴを用いた増幅回路９
は、抵抗１０とインダクタンス１１の直列回路を負荷と
し、帰還抵抗Ｒ４により負帰還を施したトランスインピ
ーダンス形の増幅回路である。
ＡＰＤに結合される増幅素子８としてはＣ，ａＡｓ−Ｆ
ＥＴを用いた。Ｃ，ａＡｓ−ＦＥＴを用いた増幅回路９
は、抵抗１０とインダクタンス１１の直列回路を負荷と
し、帰還抵抗Ｒ４により負帰還を施したトランスインピ
ーダンス形の増幅回路である。
以上の構成に於いて、フロントエンドアンプの入力段で
は、フロントエンドアンプの人力容量の影響及びＩｎＧ
ａＡｓ−ＡＰＤＩの増倍時の帯域劣化のため帯域劣化を
生じ、ＡＰＤ １と負荷抵抗Ｒｉｎとの接続点１２での
周波数応答特性は、第２図（ａ）に示すように、カット
オフ周波数ｆ１が８００ＭＨｚ程度で、高周波になる程
出力は低下する。
は、フロントエンドアンプの人力容量の影響及びＩｎＧ
ａＡｓ−ＡＰＤＩの増倍時の帯域劣化のため帯域劣化を
生じ、ＡＰＤ １と負荷抵抗Ｒｉｎとの接続点１２での
周波数応答特性は、第２図（ａ）に示すように、カット
オフ周波数ｆ１が８００ＭＨｚ程度で、高周波になる程
出力は低下する。
一方、２ｃ＋ｂ／ｓ、ＮＲＺ符号の光信号の受信を行う
ためには、光受信回路において２ＧＨｚ程度まで平坦な
周波数特性が必要となる。
ためには、光受信回路において２ＧＨｚ程度まで平坦な
周波数特性が必要となる。
そこで、増幅回路９としては、その利得特性が、第２図
（ｂ）に示すようにカットオフ周波数ｆ１から徐々に増
加するように設定した増幅回路を用いた。そのため、増
幅回路９では帰還抵抗Ｒｒを４３０Ω、負荷インピーダ
ンスは抵抗１０を７０Ω、インダクタンス１１を１４ｎ
Ｈと設定した。その結果、増幅回路９の端子１３の周波
数特性は、第２図（Ｃ）に示すように、約２ＧＨｚまで
平坦な特性が得られる。
（ｂ）に示すようにカットオフ周波数ｆ１から徐々に増
加するように設定した増幅回路を用いた。そのため、増
幅回路９では帰還抵抗Ｒｒを４３０Ω、負荷インピーダ
ンスは抵抗１０を７０Ω、インダクタンス１１を１４ｎ
Ｈと設定した。その結果、増幅回路９の端子１３の周波
数特性は、第２図（Ｃ）に示すように、約２ＧＨｚまで
平坦な特性が得られる。
実際に、フロントエンドアンプの終段°にインピーダン
ス整合のとれたメインアンプを接続して、光受信回路を
構成し、２Ｇｂ／ｓ、ＮＲＺ符号に対する平均光受信感
度を測定したところ、符号誤り率１０−９で光受信感度
は一３４ｄＢｍという値が得られた。この値は従来のト
ランスインピーダンス形の受信感度を２ｄＢ程度上まわ
る値である。以上述べた。ごとく、このフロントエンド
アンプでは増幅回路９において帯域補償を行うため、光
検出器１で検出した信号を減衰させることなく、波形等
化でき、Ｓ／Ｎ比の劣化を避けることができる。
ス整合のとれたメインアンプを接続して、光受信回路を
構成し、２Ｇｂ／ｓ、ＮＲＺ符号に対する平均光受信感
度を測定したところ、符号誤り率１０−９で光受信感度
は一３４ｄＢｍという値が得られた。この値は従来のト
ランスインピーダンス形の受信感度を２ｄＢ程度上まわ
る値である。以上述べた。ごとく、このフロントエンド
アンプでは増幅回路９において帯域補償を行うため、光
検出器１で検出した信号を減衰させることなく、波形等
化でき、Ｓ／Ｎ比の劣化を避けることができる。
さらにフロントエンドアンプで十分な利得が得られるた
め、フロントエンドアンプの次段に用いる増幅回路の段
数も少なくすることができた。
め、フロントエンドアンプの次段に用いる増幅回路の段
数も少なくすることができた。
第３図は本発明の第２の実施例を説明するための、フロ
ントエンドアンプの回路図、第４図は第３図のフロント
エンドアンプの各部での帯域特性を示す図である。
ントエンドアンプの回路図、第４図は第３図のフロント
エンドアンプの各部での帯域特性を示す図である。
本実施例では、ハイブリッド構成にょるハイインピーダ
ンス形のフロントエンドアンプを用いて、２Ｇｂ／ｓ、
ＮＲＺ符号の検出を行う。
ンス形のフロントエンドアンプを用いて、２Ｇｂ／ｓ、
ＮＲＺ符号の検出を行う。
本実施例のフロントエンドアンプは３段の増幅回路及び
等化回路を用いた構成であり、第１の増幅回路１４はＦ
ＥＴ１５を用いたハイインピーダンス形の増幅回路、第
２の増幅回路１６はＦＥＴ１７とその負荷として抵抗１
８及びインダクタンス１９の直列回路とを有し、帯域補
償を行う増幅回路、第３の増幅回路２０はＦ Ｅ Ｔ２
１を有し帰還抵抗Ｒｆｌにより負帰還を施したトランス
インピーダンス形であって、出力インピーダンスを５０
Ωに整合するための増幅回路、等化回路２２は前段の出
力をさらに帯域補償するための等化回路である。増幅回
路１６のＦＥＴ１７は増幅回路１４を介してＡＰＤＩに
結合されている。
等化回路を用いた構成であり、第１の増幅回路１４はＦ
ＥＴ１５を用いたハイインピーダンス形の増幅回路、第
２の増幅回路１６はＦＥＴ１７とその負荷として抵抗１
８及びインダクタンス１９の直列回路とを有し、帯域補
償を行う増幅回路、第３の増幅回路２０はＦ Ｅ Ｔ２
１を有し帰還抵抗Ｒｆｌにより負帰還を施したトランス
インピーダンス形であって、出力インピーダンスを５０
Ωに整合するための増幅回路、等化回路２２は前段の出
力をさらに帯域補償するための等化回路である。増幅回
路１６のＦＥＴ１７は増幅回路１４を介してＡＰＤＩに
結合されている。
本実施例のフロントエンドアンプでは、光検出器１にＡ
ＰＤを用い、ＡＰＤの増倍率を１０倍に設定した。
ＰＤを用い、ＡＰＤの増倍率を１０倍に設定した。
又、高受信感度化のために、ＡＰＤの負荷抵抗Ｒ１，、
としては１０にΩの高抵抗を用いた。ここで、フロント
エンドアンプの人力容量は、ＡＰＤＩ。
としては１０にΩの高抵抗を用いた。ここで、フロント
エンドアンプの人力容量は、ＡＰＤＩ。
ＦＥＴ１５の人力容量及び浮遊容量を含め０．８ｐＦで
ある。よって、フロントエンドアンプの人力段での帯域
は、主にＡＰＤＩの負荷抵抗Ｒ１，、とフロントエンド
アンプの人力容量によって決定される時定数に制限され
、その帯域特性は第４図（ａ）に示すようにカットオフ
周波数ｆｃｌが２０ＭＨｚ程度となる。
ある。よって、フロントエンドアンプの人力段での帯域
は、主にＡＰＤＩの負荷抵抗Ｒ１，、とフロントエンド
アンプの人力容量によって決定される時定数に制限され
、その帯域特性は第４図（ａ）に示すようにカットオフ
周波数ｆｃｌが２０ＭＨｚ程度となる。
このように帯域制限された信号を、第１の増幅回路１４
で増幅した後、第２の増幅回路１６で増幅とともに帯域
補償を行った。この第２の増幅回路１６においては、第
４図（ｂ）に示すように、カットオフ周波数ｆｃ２が４
００ＭＨｚ程度の帯域特性となるように補償した。さら
に、この第２の増幅回路１６の出力、を第３の増幅回路
２０で増幅し、抵抗Ｒ８とキャパシタンスＣ８とからな
る等化回路２２で第４図（Ｃ）に示すように、カットオ
フ周波数ｆｃ３が１．８ＧＨｚとなるように帯域補償を
行った。
で増幅した後、第２の増幅回路１６で増幅とともに帯域
補償を行った。この第２の増幅回路１６においては、第
４図（ｂ）に示すように、カットオフ周波数ｆｃ２が４
００ＭＨｚ程度の帯域特性となるように補償した。さら
に、この第２の増幅回路１６の出力、を第３の増幅回路
２０で増幅し、抵抗Ｒ８とキャパシタンスＣ８とからな
る等化回路２２で第４図（Ｃ）に示すように、カットオ
フ周波数ｆｃ３が１．８ＧＨｚとなるように帯域補償を
行った。
第５図に示した従来のフロントエンドアンプでは、第３
図に示す等化回路２２のみを用いて、帯域が２０ＭＨｚ
程度に制限された２Ｇｂ／ｓ、ＮＲＺ符号の波形を帯域
補償するため、等化回路に於いて、約５０ｄＢの減衰が
生じるとともに、等化回路での反射及び雑音の増加が生
じるため、Ｓ／Ｎ比の劣化を招き受信感度が低下してい
た。
図に示す等化回路２２のみを用いて、帯域が２０ＭＨｚ
程度に制限された２Ｇｂ／ｓ、ＮＲＺ符号の波形を帯域
補償するため、等化回路に於いて、約５０ｄＢの減衰が
生じるとともに、等化回路での反射及び雑音の増加が生
じるため、Ｓ／Ｎ比の劣化を招き受信感度が低下してい
た。
これに対し、本実施例では、第２の増幅回路１６に於い
て、増幅と帯域補償を同時に行い、２０ＭＨ２程度の帯
域を４００ Ｍ Ｈｚ程度の帯域としているため、等化
回路２２に於ける減衰は７５ｄＢ程度と少なくできると
ともに、反射及び雑音の影響も低減でき、Ｓ／Ｎ比の劣
力を防ぐことができる。
て、増幅と帯域補償を同時に行い、２０ＭＨ２程度の帯
域を４００ Ｍ Ｈｚ程度の帯域としているため、等化
回路２２に於ける減衰は７５ｄＢ程度と少なくできると
ともに、反射及び雑音の影響も低減でき、Ｓ／Ｎ比の劣
力を防ぐことができる。
実際にこのフロントエンドアンプを用いて、光受信感度
を測定したところ、等化回路による反射及び雑音の発生
が抑えられ、２Ｇｂ／ｓ、ＮＲＺ符号に対する光受信感
度は一３６ｄＢｍという高受信感度を実現することがで
きた。
を測定したところ、等化回路による反射及び雑音の発生
が抑えられ、２Ｇｂ／ｓ、ＮＲＺ符号に対する光受信感
度は一３６ｄＢｍという高受信感度を実現することがで
きた。
また、感度測定に用いた増幅回路の段数も、等化回路の
みによる受信回路系に比べ少なくできた。
みによる受信回路系に比べ少なくできた。
本発明には、以上の実施例の他にも様々な態様が実現で
きる。例えば、光検出器としては、ＡＰＤの他にＰＩＮ
フォトダイオード、光導電検出器。
きる。例えば、光検出器としては、ＡＰＤの他にＰＩＮ
フォトダイオード、光導電検出器。
光電子増倍管等の利用が可能である。また増幅素子とし
てはＦＥＴの他にバイポーラトランジスタ等の利用が可
能である。さらに、負荷インピーダンスに抵抗とインダ
クタンスの直列回路を用いた増幅回路を多段接続するこ
とにより光受信回路の帯域補償を行うことも可能である
。
てはＦＥＴの他にバイポーラトランジスタ等の利用が可
能である。さらに、負荷インピーダンスに抵抗とインダ
クタンスの直列回路を用いた増幅回路を多段接続するこ
とにより光受信回路の帯域補償を行うことも可能である
。
以上のように本発明によれば、帯域補償を行う増幅回路
を用いることにより、等化回路で出力信号を大幅に減衰
させることなく、十分な利得及び帯域が得られると共に
、高Ｓ／Ｎ比を有する光受信回路を実現することができ
る。
を用いることにより、等化回路で出力信号を大幅に減衰
させることなく、十分な利得及び帯域が得られると共に
、高Ｓ／Ｎ比を有する光受信回路を実現することができ
る。
第１図は本発明の第１の実施例を説明するためのフロン
トエンドアンプの回路図、 第２図は第１の実施例の帯域特性を示した図、第３図は
本発明の第２の実施例を説明するためのフロントエンド
アンプの回路図、 第４図は第２の実施例の帯域特性を示した図、第５図は
従来のフロントエンドアンプの回路図である。 １・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・光検出
器８ 、１５．１７．２１・・・ＦＥＴ ９ 、１４．１６．２０・・・増幅回路１０．１８・・
・・・・・・・・・・・・・抵抗１１．１９・・・・・
・・・・・・・・・・インダクタンスＲｉｎ・・・・・
・・・・・・・・・・・・・負荷抵抗Ｒ８・・・・・・
・・・・・・・・・・・・抵抗Ｃ，，・・・・・・・・
・・・・・・・・・・コンデンサ代理人 弁理士 岩
佐 義 幸 第１図 第３図 （ａ） （ｂ） （Ｃ） 第２図 ｆ （Ｈｚ ） （ａ） （ｂ） ｆ（Ｈｚ） （Ｃ） 第４図
トエンドアンプの回路図、 第２図は第１の実施例の帯域特性を示した図、第３図は
本発明の第２の実施例を説明するためのフロントエンド
アンプの回路図、 第４図は第２の実施例の帯域特性を示した図、第５図は
従来のフロントエンドアンプの回路図である。 １・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・光検出
器８ 、１５．１７．２１・・・ＦＥＴ ９ 、１４．１６．２０・・・増幅回路１０．１８・・
・・・・・・・・・・・・・抵抗１１．１９・・・・・
・・・・・・・・・・インダクタンスＲｉｎ・・・・・
・・・・・・・・・・・・・負荷抵抗Ｒ８・・・・・・
・・・・・・・・・・・・抵抗Ｃ，，・・・・・・・・
・・・・・・・・・・コンデンサ代理人 弁理士 岩
佐 義 幸 第１図 第３図 （ａ） （ｂ） （Ｃ） 第２図 ｆ （Ｈｚ ） （ａ） （ｂ） ｆ（Ｈｚ） （Ｃ） 第４図
Claims (1)
- （１）光検出器とこの光検出器に結合される増幅素子と
を有する光受信回路に於いて、この光受信回路の帯域特
性を広帯域化するように、前記増幅素子の負荷として、
抵抗とインダクタンスの直列回路を備えることを特徴と
する光受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60155966A JPS6218136A (ja) | 1985-07-17 | 1985-07-17 | 光受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60155966A JPS6218136A (ja) | 1985-07-17 | 1985-07-17 | 光受信回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6218136A true JPS6218136A (ja) | 1987-01-27 |
Family
ID=15617430
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60155966A Pending JPS6218136A (ja) | 1985-07-17 | 1985-07-17 | 光受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6218136A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2291709A1 (en) * | 2008-06-24 | 2011-03-09 | General instrument Corporation | High sensitivity optical receiver employing a high gain amplifier and an equalizing circuit |
| JP2011124711A (ja) * | 2009-12-09 | 2011-06-23 | Yokogawa Electric Corp | 光受信器 |
-
1985
- 1985-07-17 JP JP60155966A patent/JPS6218136A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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