JPS6247230A - 光受信回路 - Google Patents
光受信回路Info
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- JPS6247230A JPS6247230A JP60186703A JP18670385A JPS6247230A JP S6247230 A JPS6247230 A JP S6247230A JP 60186703 A JP60186703 A JP 60186703A JP 18670385 A JP18670385 A JP 18670385A JP S6247230 A JPS6247230 A JP S6247230A
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- circuit
- band
- amplifier
- optical receiving
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は光通信システム、特に高速光通信システム等に
用いられる光受信回路に関するものである。
用いられる光受信回路に関するものである。
光通信システムにおいて大容量の情報を長距離に渡って
伝送するためには、広帯域かつ高い受信感度を有する光
受信回路が必要となる。
伝送するためには、広帯域かつ高い受信感度を有する光
受信回路が必要となる。
光受信感度の向上のためには、増幅機能を有する低雑音
な光検出器と広帯域な電気的増幅素子の利用が有効であ
り、主に、アバランシェ・フォトダイオード（ＡＰＤ）
と電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）とを組み合わせた光
受信回路が従来用いられてい、る（例えば、小林、鳥羽
らによる゛′１．５μｍ帯伝送方式用受光系の検討′”
昭和５９年度電子通信学会通信部門全国大会論文集７３
４）。このＡＰＤとＦＥＴを組み合わせたフロントエン
ドアンプでは、ＡＰＤの負荷抵抗に大きな値の抵抗を用
いて、負荷抵抗による雑音を低減し、高受信感度化を図
っている。
な光検出器と広帯域な電気的増幅素子の利用が有効であ
り、主に、アバランシェ・フォトダイオード（ＡＰＤ）
と電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）とを組み合わせた光
受信回路が従来用いられてい、る（例えば、小林、鳥羽
らによる゛′１．５μｍ帯伝送方式用受光系の検討′”
昭和５９年度電子通信学会通信部門全国大会論文集７３
４）。このＡＰＤとＦＥＴを組み合わせたフロントエン
ドアンプでは、ＡＰＤの負荷抵抗に大きな値の抵抗を用
いて、負荷抵抗による雑音を低減し、高受信感度化を図
っている。
第５図にＡＰＤとＦＥＴを組み合わせた従来のフロント
エンドアンプを示す。このフロントエンドアンプは、Ａ
ＰＤ２及び負荷抵抗Ｒ１１，とＦＥＴ２５を用いたハイ
インピーダンス形の初段の増幅回路と、ＦＥＴ２６を有
し帰還抵抗Ｒｆ２により負帰還を施したトランスインピ
ーダンス形であって出力インピーダンスを整合するため
の増幅回路と、抵抗ＲｅとキャパシタンスＣ８の並列回
路からなる等化回路２７とから構成されている。このフ
ロントエンドアンプでは、光検出器として用いたＡＰ’
Ｄ２とＦ Ｅ Ｔ２５に存在するキャパシタンスとＡＰ
Ｄ２の負荷抵抗ＲＡｎとで決まるＣＲ時定数による帯域
劣化及びＡＰＤ２で生じたキャリアの増倍時間の影響等
により帯域劣化が生じる。そのためフロントエンドアン
プの出力段に抵抗ＲｅとキャパシタンスＣ８の並列回路
からなる等化回路２７を用いて、帯域の補償を行ってい
る。しかし、この等化回路２７は出力信号２８の低周波
数成分を減衰させて、伝送速度に見合った帯域の確保を
行うために、フロントエンドアンプで増幅された出力信
号２８は等化回路２７において大幅に減衰される。この
ため、ＡＰＤ２の負荷抵抗ＲＩＴ１に大きな抵抗値のも
のを用いても等化回路２７を含んだフロントエンドアン
プでは十分な利得が得られないために次段の増幅回路の
雑音の影響が大きく生じ、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）の
劣化、すなわち受信感度の劣化が生じると云う欠点があ
った。
エンドアンプを示す。このフロントエンドアンプは、Ａ
ＰＤ２及び負荷抵抗Ｒ１１，とＦＥＴ２５を用いたハイ
インピーダンス形の初段の増幅回路と、ＦＥＴ２６を有
し帰還抵抗Ｒｆ２により負帰還を施したトランスインピ
ーダンス形であって出力インピーダンスを整合するため
の増幅回路と、抵抗ＲｅとキャパシタンスＣ８の並列回
路からなる等化回路２７とから構成されている。このフ
ロントエンドアンプでは、光検出器として用いたＡＰ’
Ｄ２とＦ Ｅ Ｔ２５に存在するキャパシタンスとＡＰ
Ｄ２の負荷抵抗ＲＡｎとで決まるＣＲ時定数による帯域
劣化及びＡＰＤ２で生じたキャリアの増倍時間の影響等
により帯域劣化が生じる。そのためフロントエンドアン
プの出力段に抵抗ＲｅとキャパシタンスＣ８の並列回路
からなる等化回路２７を用いて、帯域の補償を行ってい
る。しかし、この等化回路２７は出力信号２８の低周波
数成分を減衰させて、伝送速度に見合った帯域の確保を
行うために、フロントエンドアンプで増幅された出力信
号２８は等化回路２７において大幅に減衰される。この
ため、ＡＰＤ２の負荷抵抗ＲＩＴ１に大きな抵抗値のも
のを用いても等化回路２７を含んだフロントエンドアン
プでは十分な利得が得られないために次段の増幅回路の
雑音の影響が大きく生じ、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）の
劣化、すなわち受信感度の劣化が生じると云う欠点があ
った。
また等化回路１１を含んだフロントエンドアンプでは十
分な増幅が行われないため、フロントエンドアンプの次
段に多段の増幅回路が必要となる欠点もあった。
分な増幅が行われないため、フロントエンドアンプの次
段に多段の増幅回路が必要となる欠点もあった。
本発明の目的は高い受信感度を有し、十分な利得及び帯
域特性を有する光受信回路を実現することにある。
域特性を有する光受信回路を実現することにある。
本発明の光受信回路は、光検出器と、この光検出器に結
合する増幅回路とを含む光受信回路において、前記増幅
回路は、前記光検出器からの受信信号を異なる周波数帯
域ごとに複数の信号に分離する分岐回路と、この分岐回
路からの前記複数の信号を各周波数帯域ごとに増幅及び
帯域補償を行う複数の増幅回路と、これらの増幅回路の
出力を合成する合成器とを含むことを特徴としている。
合する増幅回路とを含む光受信回路において、前記増幅
回路は、前記光検出器からの受信信号を異なる周波数帯
域ごとに複数の信号に分離する分岐回路と、この分岐回
路からの前記複数の信号を各周波数帯域ごとに増幅及び
帯域補償を行う複数の増幅回路と、これらの増幅回路の
出力を合成する合成器とを含むことを特徴としている。
以下、本発明の作用、原理について述べる。
従来の光受信回路では、光検出器からの受信信号を帯域
補償するため、受信信号の低周波成分を減衰させて、波
形等化を行う等化回路が必要であるが、本発明による光
受信回路では等化回路を用いずに受信信号の波形等化を
行う。すなわぢ、光受信回路の増幅回路において、光検
出器からの受信信号を、例えば帯域劣化の生じていない
低周波成分と、帯域劣化の生じている高周波成分とに分
離し、各周波数成分ごとに、増幅及び帯域補償を行う。
補償するため、受信信号の低周波成分を減衰させて、波
形等化を行う等化回路が必要であるが、本発明による光
受信回路では等化回路を用いずに受信信号の波形等化を
行う。すなわぢ、光受信回路の増幅回路において、光検
出器からの受信信号を、例えば帯域劣化の生じていない
低周波成分と、帯域劣化の生じている高周波成分とに分
離し、各周波数成分ごとに、増幅及び帯域補償を行う。
つまり、受信信号の低周波成分は低周波成分の帯域内に
おいて、利得の周波数依存性が平坦な増幅回路で増幅す
る。一方、高周波成分は、高周波成分の下限の周波数か
ら周波数が高くなる程利得の増加する増幅回路を用いて
増幅及び帯域補償を行う。その後、各周波数成分ごとの
受信信号成分を加え合わせる事により、波形等化された
受信信号を得る。
おいて、利得の周波数依存性が平坦な増幅回路で増幅す
る。一方、高周波成分は、高周波成分の下限の周波数か
ら周波数が高くなる程利得の増加する増幅回路を用いて
増幅及び帯域補償を行う。その後、各周波数成分ごとの
受信信号成分を加え合わせる事により、波形等化された
受信信号を得る。
このように、本発明による光受信回路では、等化回路を
用いずに、光検出器からの受信信号を増幅し、帯域補償
を行うため、受信信号の低周波成分を減衰させることな
く増幅でき、光受信回路の利得を十分確保することがで
きる。よって、受信信号は十分に増幅されて、等化され
るため、光受信回路の次段に接続する増幅回路の雑音の
影響によるＳ／Ｎ比劣化は殆んどなく、高感度の光受信
回路が実現できる。
用いずに、光検出器からの受信信号を増幅し、帯域補償
を行うため、受信信号の低周波成分を減衰させることな
く増幅でき、光受信回路の利得を十分確保することがで
きる。よって、受信信号は十分に増幅されて、等化され
るため、光受信回路の次段に接続する増幅回路の雑音の
影響によるＳ／Ｎ比劣化は殆んどなく、高感度の光受信
回路が実現できる。
次に、本発明の実施例について説明する。
第１図は本発明の第１の実施例を説明するための光受信
回路のブロック図であり、第２図は各部の信号及び増幅
回路の帯域特性を示す図である。
回路のブロック図であり、第２図は各部の信号及び増幅
回路の帯域特性を示す図である。
本実施例の光受信回路は、２Ｇ）（ｚ、ＲＺ（ｒｅｔｕ
、ｒｎ ｔｏ ｚｅｒｏ）符号の光信号１の検出を
行うものである。ここで光検出器２にはＡＰＤを用い、
フロントエンドアンプ３にはＣ，ａＡｓ−ＦＥＴで構成
されその入力インピーダンスが約１１０Ωの中程度の値
である回路を用いた。
、ｒｎ ｔｏ ｚｅｒｏ）符号の光信号１の検出を
行うものである。ここで光検出器２にはＡＰＤを用い、
フロントエンドアンプ３にはＣ，ａＡｓ−ＦＥＴで構成
されその入力インピーダンスが約１１０Ωの中程度の値
である回路を用いた。
このフロントエンドアンプ３の人力段では、光検出器２
とＧａＡｓ−ＦＥＴの静電容量２ｐＦとフロントエンド
アンプ３の入力抵抗約１１０Ωとで決まるＣＲ時定数に
よる帯域劣化が生じるため、フロントエントアンプ３の
出力信号４の帯域特性は、第２図（ａ）に示すように、
カットオフ周波数が、約７００ＭＨｚで高周波になる程
、出力は低下する特性となる。このようなフロントエン
ドアンプ３の出力信号４を、方向性結合器とフィルタと
で構成した分岐回路５で周波数７（１０Ｍ Ｈｚを境界
として、低周波成分の第１の出力信号６（第２図（＋）
） ）と、高周波成分の第２の出力信号７く第２図（Ｃ
））とに分離する。ここで低周波成分の第１の出力信号
６を第２図（（」）に示すような利得特性をもった第１
の増幅回路８で増幅し、第２図（ｆ）に示すような第３
の出力信号１２を得る。一方、高周波成分の第２の出力
信号７は、第２図（ｅ）にｅ−３で示すような利得特性
をもった第２の増幅回路９で増幅及び帯域補償を行い、
第２図（ｇ）に示すように２ Ｇ Ｈｚ近くまで帯域特
性が、平坦な第４図の出力信号１３を得る。尚、第２の
増幅回路９は、７００ＭＨｚから２ＧＨｚまで利得が平
坦な増幅回路１０（その利得特性を第２図（ｅ）にｅ−
１で示す）と、共振周波数が１．．７ＧＨｚ程度、Ｑが
０．８程度の橋絡Ｔ形バンドパスフィルタ１１（その利
得特性を第２図（ｅ）にｅ−２で示す）を用いて構成し
、第２図（ｅ）にｅ−３で示すように、周波数が増加す
るに従い、利得が増加する特性をもたせたものである。
とＧａＡｓ−ＦＥＴの静電容量２ｐＦとフロントエンド
アンプ３の入力抵抗約１１０Ωとで決まるＣＲ時定数に
よる帯域劣化が生じるため、フロントエントアンプ３の
出力信号４の帯域特性は、第２図（ａ）に示すように、
カットオフ周波数が、約７００ＭＨｚで高周波になる程
、出力は低下する特性となる。このようなフロントエン
ドアンプ３の出力信号４を、方向性結合器とフィルタと
で構成した分岐回路５で周波数７（１０Ｍ Ｈｚを境界
として、低周波成分の第１の出力信号６（第２図（＋）
） ）と、高周波成分の第２の出力信号７く第２図（Ｃ
））とに分離する。ここで低周波成分の第１の出力信号
６を第２図（（」）に示すような利得特性をもった第１
の増幅回路８で増幅し、第２図（ｆ）に示すような第３
の出力信号１２を得る。一方、高周波成分の第２の出力
信号７は、第２図（ｅ）にｅ−３で示すような利得特性
をもった第２の増幅回路９で増幅及び帯域補償を行い、
第２図（ｇ）に示すように２ Ｇ Ｈｚ近くまで帯域特
性が、平坦な第４図の出力信号１３を得る。尚、第２の
増幅回路９は、７００ＭＨｚから２ＧＨｚまで利得が平
坦な増幅回路１０（その利得特性を第２図（ｅ）にｅ−
１で示す）と、共振周波数が１．．７ＧＨｚ程度、Ｑが
０．８程度の橋絡Ｔ形バンドパスフィルタ１１（その利
得特性を第２図（ｅ）にｅ−２で示す）を用いて構成し
、第２図（ｅ）にｅ−３で示すように、周波数が増加す
るに従い、利得が増加する特性をもたせたものである。
さて、第１の増幅回路８の第３の出ツノ信号１２と第２
の増幅回路９の第４の出力信号１３を合成器４で加え合
わせると、その出力信号１５は第２図（１］）に示すよ
うな、２ Ｇ Ｈｚ近くまで平坦な帯域特性をもつ信号
となり、出力信号１５は波形等化された波形となる。実
際に、この光受信回路で、２ＧＨｚ。
の増幅回路９の第４の出力信号１３を合成器４で加え合
わせると、その出力信号１５は第２図（１］）に示すよ
うな、２ Ｇ Ｈｚ近くまで平坦な帯域特性をもつ信号
となり、出力信号１５は波形等化された波形となる。実
際に、この光受信回路で、２ＧＨｚ。
ＲＺ符号に対する平均光受信感度を測定したところ、符
号誤り率１０″９で一３５ｄＢｍと云う値が得られた。
号誤り率１０″９で一３５ｄＢｍと云う値が得られた。
この値はフロントエンドアンプの入力インピーダンスが
中程度の値である従来の光受信回路の受信感度を２ｄＢ
程度上まわる値である。
中程度の値である従来の光受信回路の受信感度を２ｄＢ
程度上まわる値である。
以上述べたように、この光受信回路では、波形等化にお
いて受信信号の低周波成分を減衰させないため、Ｓ／Ｎ
比の劣化を避けることができる。
いて受信信号の低周波成分を減衰させないため、Ｓ／Ｎ
比の劣化を避けることができる。
また、光受信回路で十分な利得が得られるため、光受信
回路の次段に用いる増幅回路の段数も少なくすることか
できる。さらに、本発明による光受信回路ではハ゛ンド
パスフィルタ１１を用いているため２ Ｇ Ｈｚ以」−
の信号及び雑音成分が除去される。
回路の次段に用いる増幅回路の段数も少なくすることか
できる。さらに、本発明による光受信回路ではハ゛ンド
パスフィルタ１１を用いているため２ Ｇ Ｈｚ以」−
の信号及び雑音成分が除去される。
そのため、高周波領域の雑音を除去し、受信波形にロー
ルオフ特性をもたせるローパスフィルタが不必要となる
利点もある。
ルオフ特性をもたせるローパスフィルタが不必要となる
利点もある。
第３図は本発明の第２の実施例を説明するだめの光受信
回路のブロック図、第４図は、各部の信号の帯域特性を
示す図である。
回路のブロック図、第４図は、各部の信号の帯域特性を
示す図である。
本実施例ではＩｎＧａＡｓ−ＡＰＤの光検出器２とＧａ
Ａｓ−ＦＥＴを用いたハイブリッド構成の高入力インピ
ーダンス形のフロントエンドアンプ３を用いて２Ｇｌ−
Ｔｚ、ＲＺ符号の光信号１の検出を行う。光受信回路の
構成は第１の実施例で示した第１図のものとほぼ同様で
あるが、フロントエンドアンプ３は入力抵抗１．０にΩ
、入力容量が０．８ｐＦの高人力インピーダンス形であ
るため、その出力信号４の帯域特性は第４図（ａ）に示
すようにカットオフ周波数が２０ＭＨｚ程度となる。そ
こで、方向性結合器とフィルタとで構成した第１．第２
の分岐回路５，１６を用いて、出力信号４の帯域を６０
０ＭＨｚごとに第１〜第３の出力信号６．１７゜１８に
それぞれ分離する。第４図（ｂ） 、 （Ｃ） 、 （
ｄ）に、第１、第２の分岐回路５，１６からの第１〜第
３の出力信号６，１７．１８の帯域特性をそれぞれ示す
。
Ａｓ−ＦＥＴを用いたハイブリッド構成の高入力インピ
ーダンス形のフロントエンドアンプ３を用いて２Ｇｌ−
Ｔｚ、ＲＺ符号の光信号１の検出を行う。光受信回路の
構成は第１の実施例で示した第１図のものとほぼ同様で
あるが、フロントエンドアンプ３は入力抵抗１．０にΩ
、入力容量が０．８ｐＦの高人力インピーダンス形であ
るため、その出力信号４の帯域特性は第４図（ａ）に示
すようにカットオフ周波数が２０ＭＨｚ程度となる。そ
こで、方向性結合器とフィルタとで構成した第１．第２
の分岐回路５，１６を用いて、出力信号４の帯域を６０
０ＭＨｚごとに第１〜第３の出力信号６．１７゜１８に
それぞれ分離する。第４図（ｂ） 、 （Ｃ） 、 （
ｄ）に、第１、第２の分岐回路５，１６からの第１〜第
３の出力信号６，１７．１８の帯域特性をそれぞれ示す
。
これらの第１〜第３の出力信号６ 、１７．１．８を第
１の実施例で用いた増幅回路９と同様の構成で、その利
得特性が高周波になるにつれ利得が増加する第１〜第３
の増幅回路１９．２０．２１を用いて、増幅及び帯域補
償を行った。その結果、第１〜第３の増幅回路１９．２
０．２１の第４〜第６の出力信号２２゜２３．２４はそ
れぞれ第４図（ｅ）、 （ｆ）、 （ｇ）に示すように
分離した帯域内で出力が平坦な特性となった。そこでこ
れらの第１〜第３の増幅回路１９．２０．２１からの第
４〜第６の出力信号２２．２３．２４を合成器１４で加
え合わせ、第４図（ｈ）に示すような帯域特性で波形等
化された出力信号１５を得た。
１の実施例で用いた増幅回路９と同様の構成で、その利
得特性が高周波になるにつれ利得が増加する第１〜第３
の増幅回路１９．２０．２１を用いて、増幅及び帯域補
償を行った。その結果、第１〜第３の増幅回路１９．２
０．２１の第４〜第６の出力信号２２゜２３．２４はそ
れぞれ第４図（ｅ）、 （ｆ）、 （ｇ）に示すように
分離した帯域内で出力が平坦な特性となった。そこでこ
れらの第１〜第３の増幅回路１９．２０．２１からの第
４〜第６の出力信号２２．２３．２４を合成器１４で加
え合わせ、第４図（ｈ）に示すような帯域特性で波形等
化された出力信号１５を得た。
この光受信回路はフロントエンドアンプ３の出力信号４
を減衰させずに増幅するため、フロントエンドアンプ３
の次段の第１〜第３の増幅回路１９゜２０．２１の雑音
は殆んどＳ／Ｎ比に影響せず、高い受信感度か期待でき
る。実際にこの光受信回路を用いて、２ＧＨｚ、ＲＺ符
号の光信号１に対する光受信感度を測定したところ、−
３８ｄＢｍと言う高受信感度を実現することができた。
を減衰させずに増幅するため、フロントエンドアンプ３
の次段の第１〜第３の増幅回路１９゜２０．２１の雑音
は殆んどＳ／Ｎ比に影響せず、高い受信感度か期待でき
る。実際にこの光受信回路を用いて、２ＧＨｚ、ＲＺ符
号の光信号１に対する光受信感度を測定したところ、−
３８ｄＢｍと言う高受信感度を実現することができた。
また、この光受信回路では、３つの異なる帯域に分けて
、波形等化を行うため、第５図に示した等化回路を用い
た波形等化に比べ、帯域補償が容易にできると言う利点
も有する。
、波形等化を行うため、第５図に示した等化回路を用い
た波形等化に比べ、帯域補償が容易にできると言う利点
も有する。
本発明には、以」二の実施例の他にも様々な態様が実現
できる。例えば、光検出器２としてはＡＰＤのほかにＰ
ＩＮフォトダイオード、光導電検出器や光電子増倍管等
の利用が可能である。また、フロントエンドアンプ等に
用いる増幅素子としては、ＦＥＴの他にバイポーラトラ
ンジスタ等の利用が可能である。また、上記実施例にお
いては、フロントエンドアンプ３からの出力信号４を２
つあるいは３つの周波数帯域に分離したが、さらに多く
の周波数帯域に分離して帯域補償を行ってもよい。さら
に、上記実施例ではフロントエンドアンプ３からの出力
信号４を各周波数帯域に分離して、帯域補償を行ってい
るが、帯域補償を行う場合はフロントエンドアンプ３の
次段に限らず、光受信回路のどこに用いてもよい。例え
ば、光検出器２のすぐ後段で、例えば補償を行ってもよ
い。
できる。例えば、光検出器２としてはＡＰＤのほかにＰ
ＩＮフォトダイオード、光導電検出器や光電子増倍管等
の利用が可能である。また、フロントエンドアンプ等に
用いる増幅素子としては、ＦＥＴの他にバイポーラトラ
ンジスタ等の利用が可能である。また、上記実施例にお
いては、フロントエンドアンプ３からの出力信号４を２
つあるいは３つの周波数帯域に分離したが、さらに多く
の周波数帯域に分離して帯域補償を行ってもよい。さら
に、上記実施例ではフロントエンドアンプ３からの出力
信号４を各周波数帯域に分離して、帯域補償を行ってい
るが、帯域補償を行う場合はフロントエンドアンプ３の
次段に限らず、光受信回路のどこに用いてもよい。例え
ば、光検出器２のすぐ後段で、例えば補償を行ってもよ
い。
以上のように本発明によれば、各帯域ごとに帯域補償を
行う増幅回路を用いるようにしているので、従来回路の
ように等化回路で出力信号を大幅に減衰させることがな
いため、十分な利得及び帯域が得られると共に高Ｓ／Ｎ
比を有する高感度の光受信回路を実現することができる
。
行う増幅回路を用いるようにしているので、従来回路の
ように等化回路で出力信号を大幅に減衰させることがな
いため、十分な利得及び帯域が得られると共に高Ｓ／Ｎ
比を有する高感度の光受信回路を実現することができる
。
第１図は本発明の第１の実施例を説明するための光受信
回路のブロック図、 第２図は第１の実施例の各部の信号の帯域特性及び増幅
回路の帯域特性を示す図、 第３図は本発明の第２の実施例を説明するだめの光受信
回路のブロック図、 第４図は、第２の実施例の帯域特性を示した図、第５図
は、従来のフロントエンドアンプの回路図である。 １ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ 光
信号２ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
光検出器３ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・ フロントエンドアンプ５．１６ ・・・・・・
・・・・・・・・・ 分岐回路８、９ 、１０．１９．
２０．２１ ・・・・・・ 増幅回路１１ ・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・ バンドパスフ
ィルタ１４ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・ 合成器２５．２６ ・・・・・・・・・・・・
・・・ ＦＥＴ２７ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・ 等化回路代理人 弁理士 岩 佐
義 幸 ＋−＝−−光信号 ８−・−第１
の増幅回路？−・−光木（土器 ９−
−−−一第２の土管幅ＯＸを３−−−−−フロントエン
ドアンプンプ Ｉ＋−−−−−バ′ント°ｌ＼０ス
フィルタ５−−一・・ノツプ＝、Ｌｔｏ 路
１４−・−一一合））
〜：’！６−−−−−窮１の出カイ言号 ７・・・・・ｖ２の出力４号 第１図
回路のブロック図、 第２図は第１の実施例の各部の信号の帯域特性及び増幅
回路の帯域特性を示す図、 第３図は本発明の第２の実施例を説明するだめの光受信
回路のブロック図、 第４図は、第２の実施例の帯域特性を示した図、第５図
は、従来のフロントエンドアンプの回路図である。 １ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ 光
信号２ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
光検出器３ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・ フロントエンドアンプ５．１６ ・・・・・・
・・・・・・・・・ 分岐回路８、９ 、１０．１９．
２０．２１ ・・・・・・ 増幅回路１１ ・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・ バンドパスフ
ィルタ１４ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・ 合成器２５．２６ ・・・・・・・・・・・・
・・・ ＦＥＴ２７ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・ 等化回路代理人 弁理士 岩 佐
義 幸 ＋−＝−−光信号 ８−・−第１
の増幅回路？−・−光木（土器 ９−
−−−一第２の土管幅ＯＸを３−−−−−フロントエン
ドアンプンプ Ｉ＋−−−−−バ′ント°ｌ＼０ス
フィルタ５−−一・・ノツプ＝、Ｌｔｏ 路
１４−・−一一合））
〜：’！６−−−−−窮１の出カイ言号 ７・・・・・ｖ２の出力４号 第１図
Claims (1)
- （１）光検出器と、この光検出器に結合する増幅回路と
を含む光受信回路において、前記増幅回路は、前記光検
出器からの受信信号を異なる周波数帯域ごとに複数の信
号に分離する分岐回路と、この分岐回路からの前記複数
の信号を各周波数帯域ごとに増幅及び帯域補償を行う複
数の増幅回路と、これらの増幅回路の出力を合成する合
成器とを含むことを特徴とする光受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60186703A JPS6247230A (ja) | 1985-08-27 | 1985-08-27 | 光受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60186703A JPS6247230A (ja) | 1985-08-27 | 1985-08-27 | 光受信回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6247230A true JPS6247230A (ja) | 1987-02-28 |
Family
ID=16193154
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60186703A Pending JPS6247230A (ja) | 1985-08-27 | 1985-08-27 | 光受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6247230A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04103021U (ja) * | 1991-02-08 | 1992-09-04 | 日本電気株式会社 | 光受信回路 |
| JP2010124353A (ja) * | 2008-11-21 | 2010-06-03 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 受信モジュール |
-
1985
- 1985-08-27 JP JP60186703A patent/JPS6247230A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04103021U (ja) * | 1991-02-08 | 1992-09-04 | 日本電気株式会社 | 光受信回路 |
| JP2010124353A (ja) * | 2008-11-21 | 2010-06-03 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 受信モジュール |
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