JPS62165413A - Current mirror circuit - Google Patents
Current mirror circuitInfo
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- JPS62165413A JPS62165413A JP61006450A JP645086A JPS62165413A JP S62165413 A JPS62165413 A JP S62165413A JP 61006450 A JP61006450 A JP 61006450A JP 645086 A JP645086 A JP 645086A JP S62165413 A JPS62165413 A JP S62165413A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はカレントミラー回路に糸シ、特に高安定動作に
好適な集積化カレントミラー回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a current mirror circuit, and particularly to an integrated current mirror circuit suitable for highly stable operation.
多くの集積化されたリニヤ回路のバイアス回路として有
用なカレントミラー回路については。Current mirror circuits are useful as bias circuits in many integrated linear circuits.
１９８４年ジョンワイリアンドンン社発行のバイポーラ
アンドモスアナログインテグレーテッドサーキットデザ
イン第１６９頁から１９３頁（Ｂｉｐｏｌａｒ ａｎｄ
Ｍｏｌｌ Ａｎａｔｏｇ ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉ
ｒｃｕｉ ｔｓ １）ｅｓ ｊｇｎ （１９８４，Ｊｏ
ｈｎ Ｗｉ、ｔｅｙ＆５ＯｎＳ、＞）に詳しく、１ｉＩ
ｉＩｉＩじられている。Bipolar and Moss Analog Integrated Circuit Design, published by John Wileyand Company, 1984, pages 169 to 193.
Moll Anatog IntegratedCi
rcui ts 1) es jgn (1984, Jo
hn Wi, tey &5OnS,>) for details, 1iI
iIiI is irritated.
カレントミラー回路においてはトランジスタの直流電流
増幅率の変化やトランジスタの動作電圧の変化によるア
ーリ効果は回路の電流安定性を損なう要因である。しか
しながら従来技術においては上記の改良のためにエミッ
タホロワによるベース戒流浦償、或いはトランジスタの
カスコード接続が行なわｎているが２上記の改良が不十
分のみならず、＃Ｊ作′ｆＪｊｔ源亀圧が増大する欠点
をもたらしている。In a current mirror circuit, the Early effect due to changes in the DC current amplification factor of the transistors and changes in the operating voltage of the transistors is a factor that impairs the current stability of the circuit. However, in the prior art, base correction using an emitter follower or cascode connection of transistors has been used for the above-mentioned improvements. resulting in increasing shortcomings.
本発明の目的は、低い成源亀圧で動作でき、べ−ス竜流
の変化やアーり効果に対してよ邊効果的な高硝度のカレ
ントミラー回路を提供するにある。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a high vitreity current mirror circuit that can operate at low source pressure and is more effective against changes in base torrent flow and arc effects.
上記目的は、カレントミラーの対のトランジスタの動作
電圧を差動増幅器で検出し、その４圧が等しくなるよう
に次段のカレントミラーのベースバイアス４圧を負帰還
制御することにより達成される。The above object is achieved by detecting the operating voltages of the pair of transistors in the current mirror using a differential amplifier, and controlling the four base bias voltages of the next-stage current mirror by negative feedback so that the four voltages are equal.
すなわち、±動増幅器の人力に接続されるカレントミラ
ー対の動作電圧は１両トランジスタの動作電圧が等しく
制御さｎる。そのためカレントミラー対のトランジスタ
のアーり効果による電流変化もトランジスタ対として等
しく変化する。That is, the operating voltage of the current mirror pair connected to the input power of the ±dynamic amplifier is controlled so that the operating voltages of both transistors are equal. Therefore, current changes due to the arc effect of the transistors in the current mirror pair also change equally as a transistor pair.
また、差動増Ｉ扁器出力によってベースバイアスが与え
られるカレントミラー対のベース−流は。Also, the base flow of the current mirror pair whose base bias is given by the output of the differential amplifier is:
カレントミラー回路の入力側電流に対しても出力側′１
流に対しても分離される。それゆえ、トランジスタの電
流増幅率の変化によυベース電流が変化しても、カレン
トミラー回路の入力側、及び出力側′電流に影響と与え
ない。The output side '1 also applies to the input side current of the current mirror circuit.
It is also separated against the flow. Therefore, even if the υ base current changes due to a change in the current amplification factor of the transistor, it does not affect the input and output side currents of the current mirror circuit.
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第１
図においては、入力信号源としての定電流源４０はＰｃ
ｋ△４０８ トランジスタ２０１，２０２からなる第１
のカレントミラー２０の入力側に接続され、カレントミ
ラー２０の出力側はＮ Ｐ Ｎ ）ランジスタ１０１−
１０５からなる第２０力Ｖントミラー１０の入力側へ接
続さ牡いゎｉ少る折返しカレントミラー１回路を構成し
ている。第ｌのカレントミラー回路２０の１ｖｆＯｓト
ランジスタ２０１゜２０２■ドレイン側２１１，２１２
には差動増幅器３０５の入力端子が図示の１≦性で裏続
さ７ｔ、その出力は抵抗３０６を介して第２の７） Ｖ
ントミラー回路ｌＯの共通ベース回路、すなわちダイオ
ード接続されているトランジスタ１０１のベースコレク
タ側へ接続されている。第１図のカレントミラーの出力
端子は、端子１１３〜１１５で、負荷（図示せず）は各
端子１１３〜１１５と動作冠ぶ５０の正極側へ接続され
る。An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. 1st
In the figure, a constant current source 40 as an input signal source is Pc
k△408 First consisting of transistors 201 and 202
is connected to the input side of the current mirror 20, and the output side of the current mirror 20 is connected to the NPN) transistor 101-.
A 20th output current mirror 10 consisting of 105 is connected to the input side of the current mirror 10 to form one folding current mirror circuit. 1vfOs transistor 201° 202 of the l-th current mirror circuit 20 Drain side 211, 212
The input terminal of the differential amplifier 305 is connected to the voltage of 1≦ as shown in the figure, and its output is connected to the second 7) V via the resistor 306.
It is connected to the common base circuit of the mirror circuit IO, that is, the base collector side of the diode-connected transistor 101. The output terminals of the current mirror shown in FIG.
以上のような構成における第１図の回路動作は次のよう
になる。信号回路の定１に流源４０によってｉｔ流が流
されるとカレントミラー回路２ｏのトランジスタ２０２
はダイオード接続されたトランジスタ２０１によってケ
ートが順バイアスされ。The operation of the circuit shown in FIG. 1 in the above configuration is as follows. When the current is applied by the current source 40 to the constant 1 of the signal circuit, the transistor 202 of the current mirror circuit 2o
The gate is forward biased by the diode-connected transistor 201.
カレントミラー１０のトランジスタ１０２へ電流を供給
する。このとき走動増１扁器３０５は、入力点２１２の
電圧が２１１の４圧に等しくなるように抵抗３０６．ダ
イオード（接続されたトランジスタ）１０１を介してカ
レントミラー１０の共通ベース電圧を負帰還制御する。A current is supplied to the transistor 102 of the current mirror 10. At this time, the running amplifier 305 is connected to the resistor 306 . The common base voltage of the current mirror 10 is controlled by negative feedback through the diode (connected transistor) 101.
したがって、定常状、−では差動増幅器３０５によって
、接続点２１１と２１２の電圧は等しくされ、また、カ
レントミラー１０のペース電流は過不道なく供給される
。この回路においてカレントミラー１０の入力側トラン
ジスタ１０２０也流増幅率をβ１．出力側のトランジス
タ１０３（及び１０４．１５０）のそれをβ２とすると
、１次２次間の電流比は次のように表される。ただし、
αばβの温度係数で、ｔは温度である。Therefore, in a steady state, the voltages at the connection points 211 and 212 are equalized by the differential amplifier 305, and the pace current of the current mirror 10 is supplied without error. In this circuit, the current amplification factor of the input side transistor 1020 of the current mirror 10 is β1. If the output side transistor 103 (and 104.150) is β2, the current ratio between the primary and secondary is expressed as follows. however,
α is the temperature coefficient of β, and t is the temperature.
（１）式において、β１″：＝１００． β２ ＝ １
００士１０、α＝１％／Ｃとすると電流比の安定度は１
０ｐｐｍ／Ｃ弱でろり従来のエミツタホロク等によるベ
ース１流補償に比べすると、畦流瑠幅率の温度影響は大
１扁に改善される。In equation (1), β1″:=100. β2 = 1
If α=1%/C, the stability of the current ratio is 1
Compared to the base flow compensation using the conventional emitter hole lock, etc., the effect of temperature on the furrow width ratio is improved by one degree.
また、折返し形カレントミラー回路はＶＢＥの温に変化
によって動作電圧が変り、アーり効果の影響を受は易い
が、第１図に２いては走動増・−器で対となっているト
ランジスタの動作−圧を合せるように制御しているので
、アーリ効来が有っても双方同じように影響を受け、電
流比は実際上ｌＯｐｐｍＩＣ以下の安定度に保つことが
可能で４５る。In addition, the operating voltage of the folded current mirror circuit changes depending on the temperature of VBE, and it is easily affected by the round effect. Since the operation and pressure are controlled to match, even if there is an early effect, both are affected in the same way, and the current ratio can actually be maintained at a stability of less than lOppmIC45.
以上のように、第１図の実施例においては、動作電圧の
変動、直流電流の変動に対して優れた安定性を保つこと
が示されたが１反面、差動増幅器で１００チベースバイ
アス“電流全制御しているため、カレントミラーの応答
ば便用する差動増１１１ｇ器によって制約全党ける欠点
をＭする。そのため。As described above, it has been shown that the embodiment shown in Fig. 1 maintains excellent stability against fluctuations in operating voltage and DC current. Since the current is fully controlled, the response of the current mirror is limited by the differential amplifier 111g, which is convenient.
次にこの欠点を解消する実施例を示す。Next, an embodiment for solving this drawback will be shown.
第２図は本発明の他の一実施例を示す。第２図において
も、第１図と同様第１のカレントミラー２０と第２のカ
レントミラー１０による折返しの構成をとうでいるが第
１のカレントミラー２０の出力側をトランジスタ２０２
と２０３の二つに分けてトランジスタ２０２ｉｌ′ｌ：
カレントミラー回路ｌＯのトランジスタ１０２へ、トラ
ンジスタ２０３はダイオード接続さｎたトランジスタ１
０１へ接続されている点が異なる。このような４成によ
るので、力ンントミラー１０のベース′笥アスは。FIG. 2 shows another embodiment of the invention. Similarly to FIG. 1, FIG. 2 also has a folding configuration with a first current mirror 20 and a second current mirror 10, but the output side of the first current mirror 20 is connected to a transistor 202.
The transistor 202il'l is divided into two parts: and 203:
To the transistor 102 of the current mirror circuit lO, the transistor 203 is a diode-connected transistor 1.
The difference is that it is connected to 01. Due to these four components, the base of the mirror 10 is as follows.
トランジスタ２０３によシトランジスタ１０１を介して
ぞのほどんとを与えることができ、差動増幅器３０５の
出力から抵抗３０６を介して与えるバイアス電流は、各
カレントミラーを構成するトランジスタ対の不平衡誤差
分のみでよい。寸法を揃えたトランジスタ対の不平衡誤
差分は通常数チないしそれ以下でめる。A bias current can be applied to the transistor 203 through the transistor 101, and a bias current applied from the output of the differential amplifier 305 through the resistor 306 can be applied to the unbalance error of the transistor pair constituting each current mirror. Only minutes are enough. The unbalance error of a pair of transistors with uniform dimensions is usually reduced to several inches or less.
したがって、入力の定電流源４０の信号電流を急変され
た場合には、カレントミラーｌＯ及び２０が有する応答
速度で高速に応答し１次いで僅かの不平衡分のみが差動
増幅器の応答速度で追従し、完全な平衡に至る。前述し
たように差動増幅器が補正すべき値は僅かである。それ
ゆえ第２図の実施例においては応答速度は実際上差動増
幅器の応答速度に左右されずに直流的な安定度を向上で
きる利点がるる。Therefore, when the signal current of the input constant current source 40 is suddenly changed, it responds quickly with the response speed of the current mirrors IO and 20, and only the slight unbalanced component is followed up with the response speed of the differential amplifier. and reaches perfect equilibrium. As mentioned above, the value that the differential amplifier must correct is small. Therefore, the embodiment shown in FIG. 2 has the advantage that the response speed is not actually influenced by the response speed of the differential amplifier, and the DC stability can be improved.
第３図は本発明のよ！ｌｌ詳細な一実施例図を示す。Figure 3 shows the invention! FIG. 11 shows a detailed diagram of an embodiment.
第３図においては、カレントミラー１０の負荷１５には
定電流で駆動されるエミッタ結合マルチバイブレータが
接続されている。そして信号源の定電流源４０は差動増
幅器４０４．ｌ−ランジスタ４０３、抵抗４０１からな
る定電流回路で構成されてｂる。差動増幅ｅｒ４０４の
入力電圧は、エミッタ結合マルチバイブレータの制御電
流をダイオード４０２に流して得た電圧Ｖａｚ でお
る。したがって、定電流４００発生する電流、すなわち
エミッタ結合マルチバイブレータの発撮周波数を制御す
る定電流は、ダイオードの順電圧ＶＢｚに比例し１発振
周波数の温度特性を補償する。以上の理由と、差動増幅
器３０５なよるカレントミラーのバイアス制御によシ、
第３図の実′＃Ｊ例は、温度変動に対しても高い周波数
安定度を保つことができる。また、カレントミ２−の電
源に対する直列素子数も少なくできるので、比較的低い
電源電圧での動作、具体的にば５Ｖ単−４源で十分な動
作マージンをもった回路設計が打所になる。In FIG. 3, an emitter-coupled multivibrator driven with a constant current is connected to the load 15 of the current mirror 10. The constant current source 40 as a signal source is connected to a differential amplifier 404 . It is composed of a constant current circuit consisting of an L-transistor 403 and a resistor 401. The input voltage of the differential amplifier er404 is the voltage Vaz obtained by flowing the control current of the emitter-coupled multivibrator through the diode 402. Therefore, the current generated by the constant current 400, that is, the constant current that controls the oscillation frequency of the emitter-coupled multivibrator, is proportional to the forward voltage VBz of the diode and compensates for the temperature characteristics of one oscillation frequency. Due to the above reasons and the bias control of the current mirror using the differential amplifier 305,
The actual example shown in FIG. 3 can maintain high frequency stability even with temperature fluctuations. In addition, since the number of elements connected in series with the power source of the current mirror 2- can be reduced, it is important to design a circuit that operates at a relatively low power supply voltage, specifically, with a sufficient operating margin using a 5V single-four power supply.
第４図は本発明の他の一実施例を示す。第４図において
はカレントミラー１０，２０とも差動増幅器によυベー
スバイアス電流を制御していること、カレントミラー１
０の出力がＰＮＰトランジスタによりソース形になって
いる点が特徴である。FIG. 4 shows another embodiment of the invention. In Fig. 4, it is shown that both current mirrors 10 and 20 control the υ base bias current by differential amplifiers, and that the current mirror 1
The feature is that the output of 0 is source type due to the PNP transistor.
ＰＮＰトランジスタによるカレントミラーｌＯは。A current mirror IO using a PNP transistor.
ラテラルトランジスタを用いる場合には複合コレクタ形
で設計される。ラテラルＰＮＰトランジスタは電流増幅
率が小さい欠点を有するが、第４図においてはベース電
流は差動増幅器によって供給されるので、電流増幅率が
小さい欠点をあまり受けず、複合コレクタ構成による小
形、と対称性の良さをの利点を享受することができる。When using lateral transistors, they are designed in a composite collector type. The lateral PNP transistor has the disadvantage of a small current amplification factor, but in Fig. 4, the base current is supplied by a differential amplifier, so it does not suffer from the disadvantage of a small current amplification factor, and is symmetrical with the small size due to the composite collector configuration. You can enjoy the benefits of good sex.
本発明によれば、差動増：扁器によυカレントミラー段
の入出力トランジスタの動作電圧を等しく合せているの
で、動作電圧が変っても電流比は一定にできる効果があ
る。According to the present invention, since the operating voltages of the input and output transistors of the υ current mirror stage are made equal by the differential amplifier, the current ratio can be kept constant even if the operating voltage changes.
また、カレントミラー回路のトランジスタのペースバイ
アス′亀流を人、出力電流からとらず増幅器よυ供給す
るためトランジスタの増幅率の温度影響を受は嬢〈高い
域流比精度が維持でき、５ｖ単一ば源で動作する１１０
９ｐ／Ｃ程度の高安定度カレントミラーが実現できる。In addition, since the pace bias current of the transistor in the current mirror circuit is not taken from the output current but is supplied from the amplifier, the amplification factor of the transistor is not affected by temperature. 110 operating from one source
A current mirror with high stability of about 9p/C can be realized.
第１図は本発明の一実施例のカレントミラー回路図１第
２図〜第４図も同様に本発明のカレントミラー回路の他
の実施例を示す。
１０・・・パイボラトランジスタカレントミラー。
１０１〜１０５・・・ＮＰＮトランジスタ、２０・・・
？ｖ■ＯＳトランジスタカレントミラー、２０１゜２０
２・・・ＰＭＯＳトランジスタ、３０５，２０５・・・
差動増幅器、３０６，２０６・・・抵抗器、４０・・・
定畦流回路。FIG. 1 shows a current mirror circuit according to one embodiment of the present invention. FIGS. 2 to 4 also show other embodiments of the current mirror circuit according to the present invention. 10... Pibora transistor current mirror. 101-105...NPN transistor, 20...
? v■OS transistor current mirror, 201°20
2...PMOS transistor, 305, 205...
Differential amplifier, 306, 206...Resistor, 40...
Constant ridge current circuit.
Claims (1)
ランジスタを含むトランジスタ対よりなる第１のカレン
トミラー段、該第１のカレントミラー段より電流が供給
される第２のカレントミラー段からなる折返し形カレン
トミラー回路において、前記第２のカレントミラー段の
ベースバイアスを負帰還制御するための差動増幅器を設
け、前記第１及び第２のカレントミラー段の接続点電圧
を第１のカレントミラーのダイオード電圧に等しくした
ことを特徴とするカレントミラー回路。1. Folded type consisting of a first current mirror stage consisting of a transistor pair including a diode-connected transistor to which input signal current is supplied, and a second current mirror stage to which current is supplied from the first current mirror stage. In the current mirror circuit, a differential amplifier for negative feedback control of the base bias of the second current mirror stage is provided, and a voltage at the connection point of the first and second current mirror stages is controlled by a diode of the first current mirror. A current mirror circuit characterized by equalizing the voltage.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61006450A JP2594911B2 (en) | 1986-01-17 | 1986-01-17 | Current mirror circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61006450A JP2594911B2 (en) | 1986-01-17 | 1986-01-17 | Current mirror circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62165413A true JPS62165413A (en) | 1987-07-22 |
| JP2594911B2 JP2594911B2 (en) | 1997-03-26 |
Family
ID=11638758
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61006450A Expired - Fee Related JP2594911B2 (en) | 1986-01-17 | 1986-01-17 | Current mirror circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2594911B2 (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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- 1986-01-17 JP JP61006450A patent/JP2594911B2/en not_active Expired - Fee Related
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| JP2594911B2 (en) | 1997-03-26 |
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