JPS62163441A - 復調器 - Google Patents
復調器Info
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- JPS62163441A JPS62163441A JP61265433A JP26543386A JPS62163441A JP S62163441 A JPS62163441 A JP S62163441A JP 61265433 A JP61265433 A JP 61265433A JP 26543386 A JP26543386 A JP 26543386A JP S62163441 A JPS62163441 A JP S62163441A
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- dither
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
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- H04L1/205—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector jitter monitoring
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
- H04L7/0334—Processing of samples having at least three levels, e.g. soft decisions
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/0054—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/046—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal using a dotting sequence
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、一般にはディジタル通信受信機に関し、更に
詳細には受信機の最適動作のため、復調基準信号及びサ
ンプリング・クロックの位相を訂正する手段を有するデ
ィジタル通信受信機に関する。
詳細には受信機の最適動作のため、復調基準信号及びサ
ンプリング・クロックの位相を訂正する手段を有するデ
ィジタル通信受信機に関する。
（背景技術）
典型的衛星通信システムにおいて、衛星上の通信チャン
ネルをアクセスする１つの方法は、システムの利用者間
でのチャンネルの時間による分配で、時分割多元接続（
ＴＤＭＡ）と呼ばれる方法である。システムの利用者は
、衛星から伝送されたデータをバースト・モードで受信
する、即ち、利用者に対するデータは衛星からの可変長
の直列ビット列に含まれる。このビット列は利用者の受
信機を直列ビット列に同期させるプリアンブルヲ含む。
ネルをアクセスする１つの方法は、システムの利用者間
でのチャンネルの時間による分配で、時分割多元接続（
ＴＤＭＡ）と呼ばれる方法である。システムの利用者は
、衛星から伝送されたデータをバースト・モードで受信
する、即ち、利用者に対するデータは衛星からの可変長
の直列ビット列に含まれる。このビット列は利用者の受
信機を直列ビット列に同期させるプリアンブルヲ含む。
同期には、衛星からの位相シフト・キーイング（ＰＳＫ
）又は４相シフト・キーイング（ＱＰＳＩＣ）データの
復調（コヒーレント又は差動復調）のだめの適正位相の
復調基準信号を発生することと、その復調されたデータ
の最適サンプリングのだめの適正な位相のサンプリング
・クロックを発生することと、が含まれる。典型的バー
スト・モードの衛星通信システムにおいては、この同期
がプリアンブルの間に行なわれ、残りのバーストに対し
て、復調基準信号及び／又はサンプリング・クロックは
受信データ・ビット列と無関係となる。直列ビット列の
データ部の復調の間の復調基準信号又はサンプリング・
クロックの位相ドリフトは受信機の性能（誤シ率）を低
下させる。この位相ドリフトは、王に受信機の構成要素
の温度変化及び経時変化による。これらの影響を除去す
るだめの一般的に行なわれる方法は、復調基準信号及び
サンプリング・クロックを決定するクリティカルな構成
要素例えば、発撮器、フィルタを予めエージングし、ま
たそれらを温度が安定化した槽の中で動作させることで
ある。この方法は、ドリフトを除去することはできない
が減少させることができる。予めエージングすることは
、経時変化によるドリフトを低下させるけれども、時間
がかかりまた高価である。一方、槽を使用することは大
きな電力を必要とし、また容積も犬きくなシ、高価でも
ある。更に、槽を作動させるのに必要な電源は大きくそ
して重い。
）又は４相シフト・キーイング（ＱＰＳＩＣ）データの
復調（コヒーレント又は差動復調）のだめの適正位相の
復調基準信号を発生することと、その復調されたデータ
の最適サンプリングのだめの適正な位相のサンプリング
・クロックを発生することと、が含まれる。典型的バー
スト・モードの衛星通信システムにおいては、この同期
がプリアンブルの間に行なわれ、残りのバーストに対し
て、復調基準信号及び／又はサンプリング・クロックは
受信データ・ビット列と無関係となる。直列ビット列の
データ部の復調の間の復調基準信号又はサンプリング・
クロックの位相ドリフトは受信機の性能（誤シ率）を低
下させる。この位相ドリフトは、王に受信機の構成要素
の温度変化及び経時変化による。これらの影響を除去す
るだめの一般的に行なわれる方法は、復調基準信号及び
サンプリング・クロックを決定するクリティカルな構成
要素例えば、発撮器、フィルタを予めエージングし、ま
たそれらを温度が安定化した槽の中で動作させることで
ある。この方法は、ドリフトを除去することはできない
が減少させることができる。予めエージングすることは
、経時変化によるドリフトを低下させるけれども、時間
がかかりまた高価である。一方、槽を使用することは大
きな電力を必要とし、また容積も犬きくなシ、高価でも
ある。更に、槽を作動させるのに必要な電源は大きくそ
して重い。
（目的）
従って、本発明の目的は、クリティカルな構成要素を予
めエージングせず、またクリティカルな構成要素を槽内
で動作させることなく、復調基準信号及びサンプリング
・クロックの位相ドリフトに対して自動的に補償及び訂
正する装置を提供することである。
めエージングせず、またクリティカルな構成要素を槽内
で動作させることなく、復調基準信号及びサンプリング
・クロックの位相ドリフトに対して自動的に補償及び訂
正する装置を提供することである。
本発明の他の目的は、復調基準信号及びサンプリング・
クロックの位相を自動的に調節し、復調器の性能を最適
化する装置を提供することである。
クロックの位相を自動的に調節し、復調器の性能を最適
化する装置を提供することである。
前記目的を達成するために、復調されたデータの品質を
示す指示器が必要となる。従って、本発明の他の目的は
、復調されたＱＰＳＫデータの品質を判断するアイ品質
モニタを提供することである。
示す指示器が必要となる。従って、本発明の他の目的は
、復調されたＱＰＳＫデータの品質を判断するアイ品質
モニタを提供することである。
更に、復調基準信号を位相シフトする移相器が必要とな
る。従って、本発明の更に他の目的は復調基準信号の位
相を制御信号に応答してシフトする移相器を提供するこ
とである。
る。従って、本発明の更に他の目的は復調基準信号の位
相を制御信号に応答してシフトする移相器を提供するこ
とである。
（発明の概要）
本発明の前記及び他の目的は、直交する小さな変動（デ
ィザ−）を復調基準信号及びサンプリング・クロックの
両方に重畳し、復調基準信号及びサンプリング・クロッ
ク上のディザ−に応答して復調されたデータの振幅変動
を検出し、復調基準信号及びサンプリング・クロックの
位相を調節し復調されたデータの振幅変動を最小にする
、ことによって達成される。
ィザ−）を復調基準信号及びサンプリング・クロックの
両方に重畳し、復調基準信号及びサンプリング・クロッ
ク上のディザ−に応答して復調されたデータの振幅変動
を検出し、復調基準信号及びサンプリング・クロックの
位相を調節し復調されたデータの振幅変動を最小にする
、ことによって達成される。
更に、アイ品質モニタは、復調されたデータのすべての
状態に対して、復調されたデータの振幅と所定の振幅と
の間の相関の度合を表わす共通コ−ドに復調されたデー
タをエンコードし、ディジタル・アナログ変換器がその
共通コードを１つの電圧に変換する。所定の振幅は復調
されたデータに対する最適振幅である。
状態に対して、復調されたデータの振幅と所定の振幅と
の間の相関の度合を表わす共通コ−ドに復調されたデー
タをエンコードし、ディジタル・アナログ変換器がその
共通コードを１つの電圧に変換する。所定の振幅は復調
されたデータに対する最適振幅である。
更に、移相器が復調基準信号を直交する２つの信号に分
割する。この２つの信号は２つの対応する値で乗算され
、その積は加算され復調基準信号の位相シフトされた変
形が形成される。その２つの対応する値は相互に関連づ
けられ、それらは１つのノミナル値（ノミナル位相シフ
トに対応する）を有し、制御信号に応答して相互に反対
方向に変化させられる。
割する。この２つの信号は２つの対応する値で乗算され
、その積は加算され復調基準信号の位相シフトされた変
形が形成される。その２つの対応する値は相互に関連づ
けられ、それらは１つのノミナル値（ノミナル位相シフ
トに対応する）を有し、制御信号に応答して相互に反対
方向に変化させられる。
（実施例の説明）
第１図は、典型的なＴＤＭＡ衛星通信システムを示す。
衛星１は地球（参照番号なし）の周りを回って直列ピッ
ト列（ストリーム）３によってＱＰＳＫ方式で変調され
た無線周波（ＲＦ）信号（以後ＱＰＳＫデータ信号とい
う）を伝送する。
ト列（ストリーム）３によってＱＰＳＫ方式で変調され
た無線周波（ＲＦ）信号（以後ＱＰＳＫデータ信号とい
う）を伝送する。
直列ピット列３はデータの前にプリアンブルを有する。
プリアンブルとは、直列ビット列３のすべての受信機に
共通の同期バーストのことである。
共通の同期バーストのことである。
ＲＦ倍信号複数の遠く離れて位置する受信機２によって
受信される。その受信機の代表例である受信機２αが各
受信機２内の主要な構成要素を示している。ＲＦダウン
・コンバータ５は受信したＲＦ倍信号中間周波（ＩＦ）
信号に変換する。復調器１０はＩＰ倍信号ベースバンド
に復調してＱＰＳＫデータ信号からの同相（１）データ
・チャンネル及び直角（直又）位相（Ｑ）データ・チャ
ンネルを利用装置６に供給する。プリアンブル・フィル
タ７は、Ｉ及びＱデータ・チャンネルに応答して、直列
ビット列３のプリアンブルの受信を検出して、プリアン
ブル検出信号を発生し、プリアンブルをろ波後通過させ
る。復調器１０は、プリアンブル検出信号に応答して、
内部サンプリング・クロック（図示せず）をプリアンブ
ル・フィルタ７からのプリアンブルに同期させる。
受信される。その受信機の代表例である受信機２αが各
受信機２内の主要な構成要素を示している。ＲＦダウン
・コンバータ５は受信したＲＦ倍信号中間周波（ＩＦ）
信号に変換する。復調器１０はＩＰ倍信号ベースバンド
に復調してＱＰＳＫデータ信号からの同相（１）データ
・チャンネル及び直角（直又）位相（Ｑ）データ・チャ
ンネルを利用装置６に供給する。プリアンブル・フィル
タ７は、Ｉ及びＱデータ・チャンネルに応答して、直列
ビット列３のプリアンブルの受信を検出して、プリアン
ブル検出信号を発生し、プリアンブルをろ波後通過させ
る。復調器１０は、プリアンブル検出信号に応答して、
内部サンプリング・クロック（図示せず）をプリアンブ
ル・フィルタ７からのプリアンブルに同期させる。
第２図は、復調器１０の回路を示し、該回路はＱＦ＃に
データ信号の最適な復調、サンプリング及び量子化を維
持するよう作動する。中間周波数（典型的にはＶＨＦ又
はＵＨＦ）で変調されたＱＰＳＫデータ信号はリード線
１２によって復調器１０に結合される。復調基準信号は
、前に受信したＱＰＳＫデータ信号のデータ符号と同じ
位相及び周波数を有し、復調器１３αに送られ、それに
よってＱＰＳＫデータ信号の同相チャンネル（Ｉ）が差
動的に復調される。リード線１５上の同じ同相復調基準
信号は、移相器１６によって位相シフトされ、９０°遅
延された復調基準信号をリード線１７に発生し、復調器
１３ｂに結合してＱＰＳＫデータ信号の直角位相（Ｑ）
チャンネルを差動的に復調する。復調器１３α、１３ｂ
からの復調されたＱＰＳＫデータ信号の同相及び直角位
相成分は、量子化器２２α及び２２ｂに送られ、リード
線２４上のサンプリング・クロックによって指令された
とき、復調されたベースバンド・データの同相及び直角
位相成分がサンプリング及び量子化される。量子化器２
２ｃＬ１２２ｂは３ピツト（バス２６α、２６ｂ）と符
号（サイン）ピット（リード線２５ｃｃ、２５６）を発
生し、これらは量子化器２２ｃＬ、２２ｂに与えられる
同相及び直角位相の復調されたベースバンド・データの
夫々振幅及び極性を表わす。復調基準信号はリード線１
２上のＱＩ＃にデータ信号から遅延線２７によって引き
出される。遅延線２７は、ここでばＱＩ＃にデータ信号
の１符号（シンボル）に等しい遅延を有し、受信したＱ
ＰＳＫデータ信号の差動復調を可能にする。ここで、本
発明においては遅延線２７を搬送波再生回路、例えば二
乗搬送波再生回路に変えることによってコヒーレント復
調が可能であることが注目される。遅延線２７の経時変
化及び温度変化によって、遅延線２７の電気長が変化し
、再生された復調基準信号の位相シフトが生じる。これ
らの位相シフトは復調器１０が適切に動作するために修
正（訂正）されなければならない。遅延線２７からの再
生された復調基準信号はリード線２８によって復調基準
位相最適化装置３０に送られ、該装置３０は再生された
復調基準信号を調節し、位相修正された復調基準信号を
リード線１５に発生する。同相及び直角位相の復調され
たベースバンド・データ（リード線１９ｃＬ。
データ信号の最適な復調、サンプリング及び量子化を維
持するよう作動する。中間周波数（典型的にはＶＨＦ又
はＵＨＦ）で変調されたＱＰＳＫデータ信号はリード線
１２によって復調器１０に結合される。復調基準信号は
、前に受信したＱＰＳＫデータ信号のデータ符号と同じ
位相及び周波数を有し、復調器１３αに送られ、それに
よってＱＰＳＫデータ信号の同相チャンネル（Ｉ）が差
動的に復調される。リード線１５上の同じ同相復調基準
信号は、移相器１６によって位相シフトされ、９０°遅
延された復調基準信号をリード線１７に発生し、復調器
１３ｂに結合してＱＰＳＫデータ信号の直角位相（Ｑ）
チャンネルを差動的に復調する。復調器１３α、１３ｂ
からの復調されたＱＰＳＫデータ信号の同相及び直角位
相成分は、量子化器２２α及び２２ｂに送られ、リード
線２４上のサンプリング・クロックによって指令された
とき、復調されたベースバンド・データの同相及び直角
位相成分がサンプリング及び量子化される。量子化器２
２ｃＬ１２２ｂは３ピツト（バス２６α、２６ｂ）と符
号（サイン）ピット（リード線２５ｃｃ、２５６）を発
生し、これらは量子化器２２ｃＬ、２２ｂに与えられる
同相及び直角位相の復調されたベースバンド・データの
夫々振幅及び極性を表わす。復調基準信号はリード線１
２上のＱＩ＃にデータ信号から遅延線２７によって引き
出される。遅延線２７は、ここでばＱＩ＃にデータ信号
の１符号（シンボル）に等しい遅延を有し、受信したＱ
ＰＳＫデータ信号の差動復調を可能にする。ここで、本
発明においては遅延線２７を搬送波再生回路、例えば二
乗搬送波再生回路に変えることによってコヒーレント復
調が可能であることが注目される。遅延線２７の経時変
化及び温度変化によって、遅延線２７の電気長が変化し
、再生された復調基準信号の位相シフトが生じる。これ
らの位相シフトは復調器１０が適切に動作するために修
正（訂正）されなければならない。遅延線２７からの再
生された復調基準信号はリード線２８によって復調基準
位相最適化装置３０に送られ、該装置３０は再生された
復調基準信号を調節し、位相修正された復調基準信号を
リード線１５に発生する。同相及び直角位相の復調され
たベースバンド・データ（リード線１９ｃＬ。
１９ｂ上）をサンプリング及び量子化するためのタイミ
ングは、プリアンブル・フィルタ７（第１図）及びタイ
ミング再生回路４４によってリード線１２上のＱＰＳＫ
データ信号から引き出される。
ングは、プリアンブル・フィルタ７（第１図）及びタイ
ミング再生回路４４によってリード線１２上のＱＰＳＫ
データ信号から引き出される。
ＱＰＳＫデータ信号の符号速度と同じ周波数を有するタ
ロツク信号（再生されたクロック）は、リード線４５に
よってタイミング再生回路４４からタイミング位相最適
化装置５０に送られる。タイミング位相最適化装置５０
は、再生されたクロックの位相を調節し、復調されたベ
ースバンド・データの最適のサンプリング及び量子化の
だめのサンプリング・クロックをリード線２４上に発生
する。タイミング再生回路４４の詳細は第３図に示され
る。ここで、一時第３図を参照すると、プリアンブル・
フィルタ７（第１図）からのプリアンブルは、タイミン
グ再生回路４４に入シ、％符号遅延線４６及びマルチプ
ライヤ４７に与えられる・％符号遅延線４６の出力はマ
ルチプライヤ４７に結合される。マルチプライヤ４７の
出力はバンドパス・フィルタ４８に与えられ、ＱＰＳＫ
データ符号速度の周波数を有する信号以外のすべての信
号が除去される。バンドパス・フィルタ４８の出力はス
ライサ４９によって矩形にされる。スライサ４９からの
出力は、ピット列のプリアンブルが送られるとき、スイ
ッチ４２によって注入ロック発振器４３に選択的に結合
される。これによって、発振器４３は、プリアンブルの
周波数、従ってＱＰＳＫデータ符号速度を取り入れる。
ロツク信号（再生されたクロック）は、リード線４５に
よってタイミング再生回路４４からタイミング位相最適
化装置５０に送られる。タイミング位相最適化装置５０
は、再生されたクロックの位相を調節し、復調されたベ
ースバンド・データの最適のサンプリング及び量子化の
だめのサンプリング・クロックをリード線２４上に発生
する。タイミング再生回路４４の詳細は第３図に示され
る。ここで、一時第３図を参照すると、プリアンブル・
フィルタ７（第１図）からのプリアンブルは、タイミン
グ再生回路４４に入シ、％符号遅延線４６及びマルチプ
ライヤ４７に与えられる・％符号遅延線４６の出力はマ
ルチプライヤ４７に結合される。マルチプライヤ４７の
出力はバンドパス・フィルタ４８に与えられ、ＱＰＳＫ
データ符号速度の周波数を有する信号以外のすべての信
号が除去される。バンドパス・フィルタ４８の出力はス
ライサ４９によって矩形にされる。スライサ４９からの
出力は、ピット列のプリアンブルが送られるとき、スイ
ッチ４２によって注入ロック発振器４３に選択的に結合
される。これによって、発振器４３は、プリアンブルの
周波数、従ってＱＰＳＫデータ符号速度を取り入れる。
リード線４５上の発振器４３の出力は再生されたクロッ
クである。遅延線４６及びフィルタ４８の電気的特性に
影響を与える経時変化及び温度変化のため、最適信号の
だめの再生されたクロックは正しい位相が保証されるわ
けではない。また、スイッチ４２が開放した後、発振器
４３は、経時変化及び温度変化のため、正しい位相に対
し位相が変動し得る。サンプリング・クロックのこれら
の位相誤差は復調器１０の最適動作のため修正されなけ
ればならない。ここで、遅延線４６及びマルチプライヤ
４７への共通入力がリード線１９α又は１９ｂ（第２図
）に結合される場合、スライサ４９の出力は発振器４３
の代りにリード線４５上の再生されたクロックのソース
に使用することができることが注目される。従って、プ
リアンブル・フィルタ７（第１図）、スイッチ４２、及
び発振器４３は除去することができる。しかし、前述の
問題は依然として存在し、位相誤差は修正されなければ
ならない。
クである。遅延線４６及びフィルタ４８の電気的特性に
影響を与える経時変化及び温度変化のため、最適信号の
だめの再生されたクロックは正しい位相が保証されるわ
けではない。また、スイッチ４２が開放した後、発振器
４３は、経時変化及び温度変化のため、正しい位相に対
し位相が変動し得る。サンプリング・クロックのこれら
の位相誤差は復調器１０の最適動作のため修正されなけ
ればならない。ここで、遅延線４６及びマルチプライヤ
４７への共通入力がリード線１９α又は１９ｂ（第２図
）に結合される場合、スライサ４９の出力は発振器４３
の代りにリード線４５上の再生されたクロックのソース
に使用することができることが注目される。従って、プ
リアンブル・フィルタ７（第１図）、スイッチ４２、及
び発振器４３は除去することができる。しかし、前述の
問題は依然として存在し、位相誤差は修正されなければ
ならない。
再び第２図において、量子化装置２２α、２２ｂからの
バス２６α、２６ｂ上の３マグニチユード・ピットを使
用するアイ品質モニタ６５は、サンプリングされ量子化
された同相及び直角位相の復調ベースバンド・データが
、その最適の大きさを表わす所定の振幅又は値にどれだ
け近いかに比例する電圧をリード線６７上に発生する。
バス２６α、２６ｂ上の３マグニチユード・ピットを使
用するアイ品質モニタ６５は、サンプリングされ量子化
された同相及び直角位相の復調ベースバンド・データが
、その最適の大きさを表わす所定の振幅又は値にどれだ
け近いかに比例する電圧をリード線６７上に発生する。
アイ品質モニタ６５の動作の詳細は第４図と関連して後
述するが、リード線６７上の電圧（アイ品質）は、パス
２６α、２６６上の同相及び直角位相のマグニチュード
・ピットが所定の値（最適振幅）に等しいとき最大とな
るが、その値からずれると電圧のマグニチュード（大き
さ）が小さくなる。コンデンサ６９はリード線６７上に
現われる電圧の直流成分を阻止し、リード線６７上の電
圧の変化分（アイ品質変化）のみを負荷７０に通過させ
る。
述するが、リード線６７上の電圧（アイ品質）は、パス
２６α、２６６上の同相及び直角位相のマグニチュード
・ピットが所定の値（最適振幅）に等しいとき最大とな
るが、その値からずれると電圧のマグニチュード（大き
さ）が小さくなる。コンデンサ６９はリード線６７上に
現われる電圧の直流成分を阻止し、リード線６７上の電
圧の変化分（アイ品質変化）のみを負荷７０に通過させ
る。
ディザ−・クロック発振器７２は分局器７３で４分周さ
れる信号を発生し、同じ周波数で位相が直交する２つの
ディザ−・クロック信号を発生する。
れる信号を発生し、同じ周波数で位相が直交する２つの
ディザ−・クロック信号を発生する。
ディザ−・クロックの周波数は、ここでは５Ｈ２で、Ｑ
ＰＳＫデータ信号の符号速度よりも非常に低い。リード
線７４上のディザ−・クロック信号は任意に決められ、
ここでは位相シフトが００で復調基準位相最適化装置３
０に送られる。同様に、リード線７５上の９０°の位相
シフトを有するディザ−・クロック信号はタイミング位
相最適化装置５０に結合される。復調基準位相最適化装
置３０及びタイミング位相最適化装置５０の動作の詳細
は後述するが、これらの最適化装置３０及び５０はディ
ザ−・クロック信号に応答し、線６７上のアイ品質信号
が最適化される壕で、夫々位相修正された復調基準信号
（リード線１５及び１７上）及びサンプリング・クロッ
クを変更する。こうして２つのループが形成される。１
つは復調基準位相最適化装置３０からマルチプライヤ１
３α、１３ｂ、フィルタ２０ＬＬ、２０ｂ、量子化器２
２α、２２ｂ、アイ品質モニタ６５を介して最適化装置
３０に戻る復調基準ループで、もう１つはタイミング位
相最適化装置５０から量子化器２２α、２２ｂ、アイ品
質モニタ６５を介して最適化装置５０に戻るクロック・
ループである。これらの２つのループは独立に作動する
。
ＰＳＫデータ信号の符号速度よりも非常に低い。リード
線７４上のディザ−・クロック信号は任意に決められ、
ここでは位相シフトが００で復調基準位相最適化装置３
０に送られる。同様に、リード線７５上の９０°の位相
シフトを有するディザ−・クロック信号はタイミング位
相最適化装置５０に結合される。復調基準位相最適化装
置３０及びタイミング位相最適化装置５０の動作の詳細
は後述するが、これらの最適化装置３０及び５０はディ
ザ−・クロック信号に応答し、線６７上のアイ品質信号
が最適化される壕で、夫々位相修正された復調基準信号
（リード線１５及び１７上）及びサンプリング・クロッ
クを変更する。こうして２つのループが形成される。１
つは復調基準位相最適化装置３０からマルチプライヤ１
３α、１３ｂ、フィルタ２０ＬＬ、２０ｂ、量子化器２
２α、２２ｂ、アイ品質モニタ６５を介して最適化装置
３０に戻る復調基準ループで、もう１つはタイミング位
相最適化装置５０から量子化器２２α、２２ｂ、アイ品
質モニタ６５を介して最適化装置５０に戻るクロック・
ループである。これらの２つのループは独立に作動する
。
第４図を参照すると、アイ品質モニタ６５の回路が示さ
れる。量子化器２２α（第２図）からの３マグニチユー
ド・ビットは第にンコーディング手段８１ｃｃにバス２
６ａｆ通して結合される。
れる。量子化器２２α（第２図）からの３マグニチユー
ド・ビットは第にンコーディング手段８１ｃｃにバス２
６ａｆ通して結合される。
４ビツト量子化器２２ｂ（第２図）からの３マグニチユ
ード・ビットは第２エンコーディング手段８１ｂにバス
２６ｂを通して結合される。第１及び第２エンコーディ
ング手段８１α、８１ｂは、ここでは図示の如く、エク
スクルーセブＯＲゲートで、バス２６α又は２６ｂから
の入力を第４Ａ図に示すような一対の出力ビット（バス
８３ｃＬ、８３ｂ）にエンコードする。このエンコード
は、入力が所定の値（最適振幅）、ここでは０１１又は
１００であるとき出力が最大イ直、ここでは１１となる
ように選定される。入力がこれらの最適値からずれれば
ずれるほど出力値は小さくなる。量子化器２２α、２２
ｂからの符号（サイン）ビット（リード線２５ａ、２５
ｂ、第２図）を使用しないことによって、量子化される
信号の極性は無視される。ＱＰＳＫデータ信号の状態は
各チャンネルの極性によって決定されるので、ＱＰＳＫ
データ信号の大きさだけが使用され、アイ品質モニタ６
５をＱＰＳＫデータ信号の異なる状態に対して不感動に
する。ここで、エンコーディング手段８１α、８１６は
ＲＯＭｆ使用して実施することが可能であることが注目
される。再び第４図において、エンコーディング手段８
１α、８１ｂの出力はディジタル・アナログ変換器（Ｄ
／Ａコンバータ）８５に結合され、エンコーディング手
段８１ａ、８１ｂの出力が１つの電圧に変換される。
ード・ビットは第２エンコーディング手段８１ｂにバス
２６ｂを通して結合される。第１及び第２エンコーディ
ング手段８１α、８１ｂは、ここでは図示の如く、エク
スクルーセブＯＲゲートで、バス２６α又は２６ｂから
の入力を第４Ａ図に示すような一対の出力ビット（バス
８３ｃＬ、８３ｂ）にエンコードする。このエンコード
は、入力が所定の値（最適振幅）、ここでは０１１又は
１００であるとき出力が最大イ直、ここでは１１となる
ように選定される。入力がこれらの最適値からずれれば
ずれるほど出力値は小さくなる。量子化器２２α、２２
ｂからの符号（サイン）ビット（リード線２５ａ、２５
ｂ、第２図）を使用しないことによって、量子化される
信号の極性は無視される。ＱＰＳＫデータ信号の状態は
各チャンネルの極性によって決定されるので、ＱＰＳＫ
データ信号の大きさだけが使用され、アイ品質モニタ６
５をＱＰＳＫデータ信号の異なる状態に対して不感動に
する。ここで、エンコーディング手段８１α、８１６は
ＲＯＭｆ使用して実施することが可能であることが注目
される。再び第４図において、エンコーディング手段８
１α、８１ｂの出力はディジタル・アナログ変換器（Ｄ
／Ａコンバータ）８５に結合され、エンコーディング手
段８１ａ、８１ｂの出力が１つの電圧に変換される。
Ｄ／Ａコンバータ８５は、抵抗回路網を使用してノ；ス
８３α及び８３ｂ上のディジタル・レベルを独立にアナ
ログ電圧に変換し、それらのアナログ電圧を１つ、の出
力に結合してリード線６７上にアイ品質信号（第２図）
全供給する。第４Ｂ図は、ノ（ス８３ｃＬ、８３ｂ上の
異なる論理状態に対するＤ／Ａコンノ（−タ８５の出力
を示す。ここで、〕（ス８３ａ、８３ｂの論理状態がす
べて１のとぎ、即ちアイ品質モニタ６５へのバス２６ｃ
Ｌ、２６ｂ上の入力がＩ及びＱチャンネルにおいて最適
であることを示すとき、Ｄ／Ａコンバータ８５からの出
力電圧が最大、ここでは６ボルトの電圧となることが注
目される。
８３α及び８３ｂ上のディジタル・レベルを独立にアナ
ログ電圧に変換し、それらのアナログ電圧を１つ、の出
力に結合してリード線６７上にアイ品質信号（第２図）
全供給する。第４Ｂ図は、ノ（ス８３ｃＬ、８３ｂ上の
異なる論理状態に対するＤ／Ａコンノ（−タ８５の出力
を示す。ここで、〕（ス８３ａ、８３ｂの論理状態がす
べて１のとぎ、即ちアイ品質モニタ６５へのバス２６ｃ
Ｌ、２６ｂ上の入力がＩ及びＱチャンネルにおいて最適
であることを示すとき、Ｄ／Ａコンバータ８５からの出
力電圧が最大、ここでは６ボルトの電圧となることが注
目される。
リード線８６上のＤ／Ａコンノく一夕８５の出力は゛電
圧フォロア８７によって）（ツファされ、次にローパス
・フィルタ８８、そして出力リード線６７に送られる。
圧フォロア８７によって）（ツファされ、次にローパス
・フィルタ８８、そして出力リード線６７に送られる。
アイ品質モニタ６５の動作を理解するために、第５図は
、復調されたベース・（ンドＱＰＳＫデータ信号及び量
子化器２２α、２２ｂ（第２図）による量子化の効果を
示す。複数の量子化領域９２の各々は、対応するＩチャ
ンネル量子化値９３及びＱチャンネル量子化値９４を有
する。これらの量子化値９３．９４は、量子化器２２（
Ｚ、２２ｂの出力（バス２６α、２６ｂ及びリード線２
５α、２５ｂ、第２図）の生じ得る状態を示す。エンコ
ーディング手段８１ｃＬ、８１ｂ（第４図）によってエ
ンコードされるチャンネル品質値９６．９７は対応する
Ｉ及びＱ量子化値９３．９４に対向して示される。この
対応は第４Ａ図に示される。各量子化領域９２において
、アイ品質値１００が示され、これはアイ品質モニタ６
５のリード線６７上の出力電圧に対応し、Ｉ及びＱチャ
ンネル品質値９６．９７の和である。この対応は第４Ｂ
図に示される。ＱＰＳＫデータ信号９５の４つのとりう
る状態の代表例を使用して、信号図９０における最適位
置が示される。この位置において、信号９５を取り囲む
すべての量子化領域９２は６ボルトのアイ品質値１００
全有する。最適位置からの信号９２のずれがアイ品質値
１００全低下させる。
、復調されたベース・（ンドＱＰＳＫデータ信号及び量
子化器２２α、２２ｂ（第２図）による量子化の効果を
示す。複数の量子化領域９２の各々は、対応するＩチャ
ンネル量子化値９３及びＱチャンネル量子化値９４を有
する。これらの量子化値９３．９４は、量子化器２２（
Ｚ、２２ｂの出力（バス２６α、２６ｂ及びリード線２
５α、２５ｂ、第２図）の生じ得る状態を示す。エンコ
ーディング手段８１ｃＬ、８１ｂ（第４図）によってエ
ンコードされるチャンネル品質値９６．９７は対応する
Ｉ及びＱ量子化値９３．９４に対向して示される。この
対応は第４Ａ図に示される。各量子化領域９２において
、アイ品質値１００が示され、これはアイ品質モニタ６
５のリード線６７上の出力電圧に対応し、Ｉ及びＱチャ
ンネル品質値９６．９７の和である。この対応は第４Ｂ
図に示される。ＱＰＳＫデータ信号９５の４つのとりう
る状態の代表例を使用して、信号図９０における最適位
置が示される。この位置において、信号９５を取り囲む
すべての量子化領域９２は６ボルトのアイ品質値１００
全有する。最適位置からの信号９２のずれがアイ品質値
１００全低下させる。
リード線７０（第２図）上のアイ品質変化は、信号９５
が量子化領域９２から別の領域９２に移動するに従って
アイ品質値１００が変化する。クロック・ディザ−９８
又は復調基準ディザ−９９として示される信号９５上の
ディザ−は、信号９５′ を直交する異なる量子化領
域に引き込み、即ちクロック・ディザ−９８は復調基準
ディザ−９９と独立であり、それによってクロック・デ
ィザ−９８は復調基準ディザ−９９とは異なる象限に信
号を引き込もうとする。このディザ−の量は、２つの量
子化領域９２０間で信号９５を変えるのに必要な量に限
定される。これによって、信号９５が最適位置（ここで
は、アイ品質信号が６ボルトの値を有する）にあるとき
、リード線６７（第４図）上のアイ品質信号は゛変化し
ないが、信号９５の最適位置からの移動はディザ−によ
ってリード線６７上のアイ品質信号を変動させる。復調
基準位相最適化装置３０及びタイミング位相最適化装置
５０は、信号９５を平均して図示する位置に維持するよ
うにし、信号９５の受けるディザ−は最適位置に隣接す
る量子化領域にのみ移動させる。
が量子化領域９２から別の領域９２に移動するに従って
アイ品質値１００が変化する。クロック・ディザ−９８
又は復調基準ディザ−９９として示される信号９５上の
ディザ−は、信号９５′ を直交する異なる量子化領
域に引き込み、即ちクロック・ディザ−９８は復調基準
ディザ−９９と独立であり、それによってクロック・デ
ィザ−９８は復調基準ディザ−９９とは異なる象限に信
号を引き込もうとする。このディザ−の量は、２つの量
子化領域９２０間で信号９５を変えるのに必要な量に限
定される。これによって、信号９５が最適位置（ここで
は、アイ品質信号が６ボルトの値を有する）にあるとき
、リード線６７（第４図）上のアイ品質信号は゛変化し
ないが、信号９５の最適位置からの移動はディザ−によ
ってリード線６７上のアイ品質信号を変動させる。復調
基準位相最適化装置３０及びタイミング位相最適化装置
５０は、信号９５を平均して図示する位置に維持するよ
うにし、信号９５の受けるディザ−は最適位置に隣接す
る量子化領域にのみ移動させる。
従って、リード線６７（第４図）上のアイ品質信号は変
化しない。もし信号９５が最適位置にないとすると、ク
ロック・ティν′−９８及び／又は復調基準位相ディザ
−９９はアイ品質信号変化を生じさせ、それによって信
号９５を図示した最適位置に戻すために補正が必要であ
ることｋ、復調基準位相最適化装置３０又はタイミング
位相最適化装置５０に指示する。
化しない。もし信号９５が最適位置にないとすると、ク
ロック・ティν′−９８及び／又は復調基準位相ディザ
−９９はアイ品質信号変化を生じさせ、それによって信
号９５を図示した最適位置に戻すために補正が必要であ
ることｋ、復調基準位相最適化装置３０又はタイミング
位相最適化装置５０に指示する。
サンプリング・クロック上のディザ−に対するアイ品質
の測定動作を第６図に示す。復調基準信号上のディザ−
による動作も同様である。復調さレタベースバンドＱＰ
ＳＫデータ信号１０１（アイ・ダイヤグラム）は、量子
化器２２（Ｌ又は２２ｂ （第２図）への入力として生
じる典型的なものを示している。典型的サンプル・クロ
ック１０２α〜１０２ｃＧ！、ディザ−の影響を受け、
図示したサンプル・クロック１０２α〜１０２Ｃの旦下
りエツジに変動２有するものとして示きれ、旦下りエツ
ジは１つの位置から他の位置へと振動する。
の測定動作を第６図に示す。復調基準信号上のディザ−
による動作も同様である。復調さレタベースバンドＱＰ
ＳＫデータ信号１０１（アイ・ダイヤグラム）は、量子
化器２２（Ｌ又は２２ｂ （第２図）への入力として生
じる典型的なものを示している。典型的サンプル・クロ
ック１０２α〜１０２ｃＧ！、ディザ−の影響を受け、
図示したサンプル・クロック１０２α〜１０２Ｃの旦下
りエツジに変動２有するものとして示きれ、旦下りエツ
ジは１つの位置から他の位置へと振動する。
ここで、これらのサンプル・クロックの豆下りエツジは
量子化器２２α、２２ｂ（第２図）に指令して復調され
たベースバンドＱＰＳＫデータ信号１０１をサンプリン
グ及び量子化させる。このディザ−はサンプリングされ
たサンプルに変動を生じさせる。これらの変動は、アイ
品質変化信号１０６ＣＬ〜１０６Ｃとして示される。こ
れらのアイ品質変化信号は、リード線７０（第２図）上
に現われるものに類似している。ここで、実際のディザ
−は図示したもの（約イ符号）はど大きくなく、サンプ
ルの大きさの変動を強調するために例示したものである
ことを注目すべきである。典型的には、ディザ−はＱＰ
ＳＫデータ符号の非常に小きい部分である。更に、サン
プル・クロック１０２α上のディザ−の周波数は、サン
プル・クロック自体の周波数従ってＱＰＳＫデータ信号
の符号速度よりも非常に低いことが注目される。従って
、データ信号１０１の多くのサンプルを工、ある１つの
位置でディザ−の影響全党け、また、多くのサンプルは
他の位置でディザ−の影響金量ける。また、アイ品質変
化信号は大きさくマグニチュード）によって決定され、
サンプリング点１０４α〜１０４ｃの極性によって決定
されない。それはリード線２５α、２５ｂ（第２図）上
のサイン・ビットはアイ品質モニタ６５によって使用さ
れないからである。サンプリング・クロックのディザ−
によって生じる復調されたデータ信号１０１の振幅変動
は、タイミング位相最適化装置５０（第２図）の正しい
動作が１つの顕著な最大値を有スるベースバンド復調デ
ータ信ｇ（即ち、ベースバンド・データ信号に対して明
確な「アイ」となるはず）によってのみ可能となるよう
な穏類のものであることを注目すべきでめる。矩形波ベ
ースバンド・データは矩形波には１つの顕著な最大値が
ないので、良好には作用しない。この顕著な最大値はベ
ースバンド・データ１５号をサンプリングし量子化する
のに最適な位置である。しかし、これはり調基準（ｉｑ
号上のディザ−を検出するための必要条件ではない。復
調基準信号の位相のあらゆる変動は、データ信号１０１
の形と無関係に復調されたデータ信号１０１の振幅に変
化を生じさせる。第１のサンプリングの場合、即ち最適
サンプリング間隔より前のサンプル・クロック１０２α
によるサンプリングを表わす早いサンプリングの場合、
サンプル・クロック１０２ＣＬは復調されたＱＰＳＫデ
ータ信号１０１を点１０４αでサンプリングする。サン
プルクロック１０２ＣＬの立下りエツジ全ディザ−する
ことによって、異なる振幅の復調てれたＱＰＳＫデータ
信号１０１がサンプリングでれアイ品質変化信号１０６
ＣＬｉ生じる。
量子化器２２α、２２ｂ（第２図）に指令して復調され
たベースバンドＱＰＳＫデータ信号１０１をサンプリン
グ及び量子化させる。このディザ−はサンプリングされ
たサンプルに変動を生じさせる。これらの変動は、アイ
品質変化信号１０６ＣＬ〜１０６Ｃとして示される。こ
れらのアイ品質変化信号は、リード線７０（第２図）上
に現われるものに類似している。ここで、実際のディザ
−は図示したもの（約イ符号）はど大きくなく、サンプ
ルの大きさの変動を強調するために例示したものである
ことを注目すべきである。典型的には、ディザ−はＱＰ
ＳＫデータ符号の非常に小きい部分である。更に、サン
プル・クロック１０２α上のディザ−の周波数は、サン
プル・クロック自体の周波数従ってＱＰＳＫデータ信号
の符号速度よりも非常に低いことが注目される。従って
、データ信号１０１の多くのサンプルを工、ある１つの
位置でディザ−の影響全党け、また、多くのサンプルは
他の位置でディザ−の影響金量ける。また、アイ品質変
化信号は大きさくマグニチュード）によって決定され、
サンプリング点１０４α〜１０４ｃの極性によって決定
されない。それはリード線２５α、２５ｂ（第２図）上
のサイン・ビットはアイ品質モニタ６５によって使用さ
れないからである。サンプリング・クロックのディザ−
によって生じる復調されたデータ信号１０１の振幅変動
は、タイミング位相最適化装置５０（第２図）の正しい
動作が１つの顕著な最大値を有スるベースバンド復調デ
ータ信ｇ（即ち、ベースバンド・データ信号に対して明
確な「アイ」となるはず）によってのみ可能となるよう
な穏類のものであることを注目すべきでめる。矩形波ベ
ースバンド・データは矩形波には１つの顕著な最大値が
ないので、良好には作用しない。この顕著な最大値はベ
ースバンド・データ１５号をサンプリングし量子化する
のに最適な位置である。しかし、これはり調基準（ｉｑ
号上のディザ−を検出するための必要条件ではない。復
調基準信号の位相のあらゆる変動は、データ信号１０１
の形と無関係に復調されたデータ信号１０１の振幅に変
化を生じさせる。第１のサンプリングの場合、即ち最適
サンプリング間隔より前のサンプル・クロック１０２α
によるサンプリングを表わす早いサンプリングの場合、
サンプル・クロック１０２ＣＬは復調されたＱＰＳＫデ
ータ信号１０１を点１０４αでサンプリングする。サン
プルクロック１０２ＣＬの立下りエツジ全ディザ−する
ことによって、異なる振幅の復調てれたＱＰＳＫデータ
信号１０１がサンプリングでれアイ品質変化信号１０６
ＣＬｉ生じる。
中央サンプリングの場合、サンプリング・クロック１０
２ｂ上のディザ−は点１０４ｂにおいて復調ＱＰＳＫデ
ータ信号１０１のサンプル金主じはぜ実質上等しい振幅
を有し、アイ品質変化信号１０６６ｉ不変にする。これ
Ｇエサンプル・クロックによるサンプリングの最適位置
である。遅いサンプリングの考付、サンプル・クロック
１０２ｃ上のディザ−は復ｐＱＰｓＫデータ信号１０１
のサンプルをサンプル点１０４ｃに２いて生じてせ、ア
イ品質変化信号１０６ｃｉ供給する。ここで、遅いサン
プリングの場合のアイ品質変化信号１０６Ｃは、早いサ
ンプリングの場合のアイ品質変化信号１０６αと反対で
あることが注目テ几る。この極性の差によって、タイミ
ング位相最適化装置５０（第２図９が中央サンプリング
の場合に最も近づく方向でサンプル・クロックによるサ
ンプリングを修正することが可能となる。
２ｂ上のディザ−は点１０４ｂにおいて復調ＱＰＳＫデ
ータ信号１０１のサンプル金主じはぜ実質上等しい振幅
を有し、アイ品質変化信号１０６６ｉ不変にする。これ
Ｇエサンプル・クロックによるサンプリングの最適位置
である。遅いサンプリングの考付、サンプル・クロック
１０２ｃ上のディザ−は復ｐＱＰｓＫデータ信号１０１
のサンプルをサンプル点１０４ｃに２いて生じてせ、ア
イ品質変化信号１０６ｃｉ供給する。ここで、遅いサン
プリングの場合のアイ品質変化信号１０６Ｃは、早いサ
ンプリングの場合のアイ品質変化信号１０６αと反対で
あることが注目テ几る。この極性の差によって、タイミ
ング位相最適化装置５０（第２図９が中央サンプリング
の場合に最も近づく方向でサンプル・クロックによるサ
ンプリングを修正することが可能となる。
ここで第２図全参照すると、復調基準位相最適化装置３
０の詳細回路３０が示される。マルチプライヤ３２はリ
ード線７０上のアイ品質変化信号とリード線７４上の同
相ディザ−とを乗算して出力リード線３３全介して積分
器３４に結合し、この積分器はリード線３５を介して加
算器３７に結合される。また、ライン７４上の同相ディ
ザ−信号はアッテネータ３６によって刀口算器３７に与
えるため所定の振幅に調節される。加算器３７の出力は
位相調節器３９へのり−ドＭ、３８上に現われる。積分
器３４の出力は復調基準位相誤差電圧で、リード線１２
上のＱＰＳＫデータ信号の最適復調を得るため再生され
た復調基準信号に位相調節器３９によって与えらｎる位
相シフト童を示す。同様に、タイミング位相最適化装置
５０はマルチプライヤ５２を有し、リード線７０上のア
イ品質変数信号とリード線７５上の直角位相ディザ−を
乗算し、積分器５４に結合するための出力リード線５３
に出力する。積分器５４の出力（工その出力をディジタ
ル化する８ピツト量子化器６０に結合される。８ビツト
量子化器６０の出力は、ディジタル的にプログラム可能
な遅延線６３にバス６２の最上位８ピツ）ｋ介して結合
される。その遅延量は、バス６２上の２進値によって選
定することができる。バス６２の最下位ピッ） （ＬＳ
Ｂ）は遅延＠６３Ｖこよる位相シフＩｆ最小盆にする。
０の詳細回路３０が示される。マルチプライヤ３２はリ
ード線７０上のアイ品質変化信号とリード線７４上の同
相ディザ−とを乗算して出力リード線３３全介して積分
器３４に結合し、この積分器はリード線３５を介して加
算器３７に結合される。また、ライン７４上の同相ディ
ザ−信号はアッテネータ３６によって刀口算器３７に与
えるため所定の振幅に調節される。加算器３７の出力は
位相調節器３９へのり−ドＭ、３８上に現われる。積分
器３４の出力は復調基準位相誤差電圧で、リード線１２
上のＱＰＳＫデータ信号の最適復調を得るため再生され
た復調基準信号に位相調節器３９によって与えらｎる位
相シフト童を示す。同様に、タイミング位相最適化装置
５０はマルチプライヤ５２を有し、リード線７０上のア
イ品質変数信号とリード線７５上の直角位相ディザ−を
乗算し、積分器５４に結合するための出力リード線５３
に出力する。積分器５４の出力（工その出力をディジタ
ル化する８ピツト量子化器６０に結合される。８ビツト
量子化器６０の出力は、ディジタル的にプログラム可能
な遅延線６３にバス６２の最上位８ピツ）ｋ介して結合
される。その遅延量は、バス６２上の２進値によって選
定することができる。バス６２の最下位ピッ） （ＬＳ
Ｂ）は遅延＠６３Ｖこよる位相シフＩｆ最小盆にする。
スイッチ６１は、バス６２上に最下位ビット（ＬＳＢ
）又は次に下位のビットｃＬｓＥ＋１）を選択してリー
ド線７５からの直角位相ディザ−金送ることによって、
リード線２４上のサンプリング・クロックに与えられる
べきディザ−の量を選択する。従って、サンプリング・
クロック上に与えられるディザ−１１は、遅延線６３か
ら得られる最小位相シフト（ＬＳＢが選択っであるか、
最小位相シフトの２倍（ＬＳＢ＋１が選択）である。タ
イミング位相最適化装置５０の動作は復調基準位相最適
化装置３０の動作と同様でおるが、積分器５４からの誤
差電圧はディジタル化でれ遅延線６３は調節器３９がア
ナログで行うこと全ディジタル的に行うことが相違する
。復調基準位相最適化装置３０に必要であった加算器は
必要ない。それは、ディザ−は遅延線６３の最下位ビッ
トを使用することによって加算され、それによってディ
ザ−信号を取り入れるからである。
）又は次に下位のビットｃＬｓＥ＋１）を選択してリー
ド線７５からの直角位相ディザ−金送ることによって、
リード線２４上のサンプリング・クロックに与えられる
べきディザ−の量を選択する。従って、サンプリング・
クロック上に与えられるディザ−１１は、遅延線６３か
ら得られる最小位相シフト（ＬＳＢが選択っであるか、
最小位相シフトの２倍（ＬＳＢ＋１が選択）である。タ
イミング位相最適化装置５０の動作は復調基準位相最適
化装置３０の動作と同様でおるが、積分器５４からの誤
差電圧はディジタル化でれ遅延線６３は調節器３９がア
ナログで行うこと全ディジタル的に行うことが相違する
。復調基準位相最適化装置３０に必要であった加算器は
必要ない。それは、ディザ−は遅延線６３の最下位ビッ
トを使用することによって加算され、それによってディ
ザ−信号を取り入れるからである。
復調基準位相量適化装置３０の動作が第７図に示される
。タイミング位相最適化装置５０の動作は前述したこと
を除いて同様である。最初に、リード線７０（第２図）
上の信号に対応するアイ品質変数１１０ｂが零である同
相の場合を考えると、リード線７４上の同相ディザ−１
１１ｂによって乗算でれるとき、リード腸３３（第２図
）上のマルチプライヤ３２の出力（工信号１１２ｂとし
て示ざｎるように零である。信号ｌｌ３ｂは初期値Ｃ・
をＭする、噴分器３４の出力（リード漉３５上）？示し
、マルチプライヤ３２の出力は零であるから積分器３４
の出力は時間によって変化しない。加算器３７は積分器
３４の出力（１１３ｂ）とディザ−信号１１１ｂの減衰
したもの（リード線４０上〕と全結合し、信号１１４ｂ
として示されるディザ−信号の加わった直流値ε全盲す
る出力を発生する。この信号１１４ｂは矢に位相調節器
３９にリード線３８によって結合され、復調基準信号を
前後に動７１）シ（ディザ−）、平均して正しい復調基
準位相を維持してアイ品質変化信号を発生はぜない。進
み位相の場合、ディザ−信号は１１０αで示てれ、マル
チプライヤ３２ｖＣ８いてディザ−信号１１１αと乗算
されるとき、信号１１２αは平均して負電圧全Ｍするこ
とになる。信号１１２αが所期値ε？■する積分器３４
に送られるとき、出力は信号１１３αで示すように負方
向に傾斜する。信号１１４αは、積分器３４の出力と所
定の撮幅全有するディザ−信号との組合せ全示す。信号
１１４αは次に位相調節器３９に与えられる。
。タイミング位相最適化装置５０の動作は前述したこと
を除いて同様である。最初に、リード線７０（第２図）
上の信号に対応するアイ品質変数１１０ｂが零である同
相の場合を考えると、リード線７４上の同相ディザ−１
１１ｂによって乗算でれるとき、リード腸３３（第２図
）上のマルチプライヤ３２の出力（工信号１１２ｂとし
て示ざｎるように零である。信号ｌｌ３ｂは初期値Ｃ・
をＭする、噴分器３４の出力（リード漉３５上）？示し
、マルチプライヤ３２の出力は零であるから積分器３４
の出力は時間によって変化しない。加算器３７は積分器
３４の出力（１１３ｂ）とディザ−信号１１１ｂの減衰
したもの（リード線４０上〕と全結合し、信号１１４ｂ
として示されるディザ−信号の加わった直流値ε全盲す
る出力を発生する。この信号１１４ｂは矢に位相調節器
３９にリード線３８によって結合され、復調基準信号を
前後に動７１）シ（ディザ−）、平均して正しい復調基
準位相を維持してアイ品質変化信号を発生はぜない。進
み位相の場合、ディザ−信号は１１０αで示てれ、マル
チプライヤ３２ｖＣ８いてディザ−信号１１１αと乗算
されるとき、信号１１２αは平均して負電圧全Ｍするこ
とになる。信号１１２αが所期値ε？■する積分器３４
に送られるとき、出力は信号１１３αで示すように負方
向に傾斜する。信号１１４αは、積分器３４の出力と所
定の撮幅全有するディザ−信号との組合せ全示す。信号
１１４αは次に位相調節器３９に与えられる。
遅れ［相の場合、アイ品質変化信号１１０ｃはディザ−
宕号１１１ｃと乗Ａ、され平均して正の電圧を再する・
１ｇ号１１２ｃを発生する。ここで、信号１１２ｃの平
均電圧は信号１１２αの平均電圧と反対の極性であり、
こ′ｒＬによって復調基準信号が最適位相（同相）より
進んでいるが（進み位相）、または遅れているか（遅れ
位相）を示すことが注目でれる。初期値ε２有する積分
器３４ｖＣ送られるとき、信号１１２ｃは積分器３４の
出力の電圧（信号１１３ｃ）全上方に傾斜ざぜる。信号
１１３Ｃは所定の振幅を有するディザ−と結合でれ、位
相調節器３’ｌこ与えるための信号１１４ｃ’を発生す
る。ここで進み位相及び遅れ位相は定常状態ではないこ
とが注目される。積分器３４の出力が変化する（１ざ号
１１３α及び１１３ｃ）とき、リード線１５上の再生で
れた復調基準信号の位相は、リード線７０上のアイ品質
変化（信号１１０α、１１０ｃ）が零になる（信号１１
０３）点に達する。この点ＶＣおいて、ループには修正
が行なわれず、復調基準位相＃適化装置３０は定常状態
、即ち同相状態になる。
宕号１１１ｃと乗Ａ、され平均して正の電圧を再する・
１ｇ号１１２ｃを発生する。ここで、信号１１２ｃの平
均電圧は信号１１２αの平均電圧と反対の極性であり、
こ′ｒＬによって復調基準信号が最適位相（同相）より
進んでいるが（進み位相）、または遅れているか（遅れ
位相）を示すことが注目でれる。初期値ε２有する積分
器３４ｖＣ送られるとき、信号１１２ｃは積分器３４の
出力の電圧（信号１１３ｃ）全上方に傾斜ざぜる。信号
１１３Ｃは所定の振幅を有するディザ−と結合でれ、位
相調節器３’ｌこ与えるための信号１１４ｃ’を発生す
る。ここで進み位相及び遅れ位相は定常状態ではないこ
とが注目される。積分器３４の出力が変化する（１ざ号
１１３α及び１１３ｃ）とき、リード線１５上の再生で
れた復調基準信号の位相は、リード線７０上のアイ品質
変化（信号１１０α、１１０ｃ）が零になる（信号１１
０３）点に達する。この点ＶＣおいて、ループには修正
が行なわれず、復調基準位相＃適化装置３０は定常状態
、即ち同相状態になる。
第８図を参照すると、位相調節器３９の回路が示される
。この移相器は２つの直交ベクトルＸ＋ｊＯと０＋ｊＹ
ｋ加算することによって実施される。
。この移相器は２つの直交ベクトルＸ＋ｊＯと０＋ｊＹ
ｋ加算することによって実施される。
これらのベクトルは９０°ハイブリツド１３０に与えら
れるリード線２８上の再生てれた復調基準信号によって
発生され、該ハイブリッドはその信号ｉ １Ｊ−ド線１
３２上の同相信号（ｌ＋ｊＯ）とリード線１３３上の亘
角位相信号（０＋ｊ １ ）とに分割する。リード線１
３２上の信号（１＋ｊＯ）はマルチプライヤ１３５に送
られその出力はｘ＋ ｊ。
れるリード線２８上の再生てれた復調基準信号によって
発生され、該ハイブリッドはその信号ｉ １Ｊ−ド線１
３２上の同相信号（ｌ＋ｊＯ）とリード線１３３上の亘
角位相信号（０＋ｊ １ ）とに分割する。リード線１
３２上の信号（１＋ｊＯ）はマルチプライヤ１３５に送
られその出力はｘ＋ ｊ。
ベクトルである。９０°ハイブリツド１３０からのリー
ド線１３３上の直角但相出力（ｏ＋ｊＢはマルチプライ
ヤ１３６ＶＣ結合でれ、その出力は０十ｊＹベクトルで
ある。Ｘ＋ｊＯ及びｏ＋ｊｙベクトルは００パワ一結合
器１３７によって結合され、位相修正さｎた復調基準信
号（Ｘ＋ｊＹ）をリード線１５上に発生する。Ｘ＋ｊＯ
及びｏ＋ｊｙベクトルの太きて及び極性はリード線１４
０及び１４１上のＸ及びＹで示した信号によって決定さ
ｎる。Ｘ及びＹの１直はｘ＋ｊｏ及びｏ＋ｊｙベクトル
全変更して所望の位相シフト全達成する。これは次の様
な関係で示される。
ド線１３３上の直角但相出力（ｏ＋ｊＢはマルチプライ
ヤ１３６ＶＣ結合でれ、その出力は０十ｊＹベクトルで
ある。Ｘ＋ｊＯ及びｏ＋ｊｙベクトルは００パワ一結合
器１３７によって結合され、位相修正さｎた復調基準信
号（Ｘ＋ｊＹ）をリード線１５上に発生する。Ｘ＋ｊＯ
及びｏ＋ｊｙベクトルの太きて及び極性はリード線１４
０及び１４１上のＸ及びＹで示した信号によって決定さ
ｎる。Ｘ及びＹの１直はｘ＋ｊｏ及びｏ＋ｊｙベクトル
全変更して所望の位相シフト全達成する。これは次の様
な関係で示される。
Ｘ＝ノミナルＸＸコサインθ−ノミナルＹＸサインθＹ
＝ノミナルＹｘコサインθ＋ノミナルＸＸサインθノミ
ナルＸ及びノミナルＹの値は夫々ポテンショメータ１４
３及び１４２によって設定される。位相調節値、即ちθ
はリード線３８上の位相調節入力である。小さいθに対
して、コサインθはほぼ１に等しくサインθ【工はぼθ
に等しい。従って、前記式は次の様に簡略化される。
＝ノミナルＹｘコサインθ＋ノミナルＸＸサインθノミ
ナルＸ及びノミナルＹの値は夫々ポテンショメータ１４
３及び１４２によって設定される。位相調節値、即ちθ
はリード線３８上の位相調節入力である。小さいθに対
して、コサインθはほぼ１に等しくサインθ【工はぼθ
に等しい。従って、前記式は次の様に簡略化される。
Ｘ＝ノミナルＸ−ノミナルｙｘθ
Ｙ−ノミナルＹ＋ノミナルＺＸθ
この式を実行するため、リード線３８上の位相調節信号
はマルチプライヤ１４５及び１４６に結合きれる。マル
チプライヤ１４５【工位相調節値θとノミナルＸ値直と
の積を形成し、マルチフ“ライヤ１４６は位相調節値θ
とノミナルｚ＋ｉとの積全形成する。加算器１４８はノ
ミナルＹ値とθ及びノミナルＸの積と全加算してＹ ｌ
１ｉｉ ｆｆｉ発生し、減算器１４９はノミナルＸ値を
受はノミナルＹ及び位相調節器θの積を引いてＸ値全発
生する。
はマルチプライヤ１４５及び１４６に結合きれる。マル
チプライヤ１４５【工位相調節値θとノミナルＸ値直と
の積を形成し、マルチフ“ライヤ１４６は位相調節値θ
とノミナルｚ＋ｉとの積全形成する。加算器１４８はノ
ミナルＹ値とθ及びノミナルＸの積と全加算してＹ ｌ
１ｉｉ ｆｆｉ発生し、減算器１４９はノミナルＸ値を
受はノミナルＹ及び位相調節器θの積を引いてＸ値全発
生する。
第１図は、本発明全実施する典型的ＴＤＭＡ衛星通信シ
ステムの概略を示す。 第２図は復調器のブロック図である。 第３図は、第２図のタイミング再生回路のブロック図で
ある。 第４図は第２図に示されるアイ品質モニタの回路図であ
る。 第４Ａ図は、第４図のアイ品質モニタにおける受信デー
タ信号のディジタル化された値から共通の信号への変換
を示すエンコーダ変換表である。 第４Ｂ図は、共通信号の値の異なる組合せに対する第４
図のアイ品質モニタにおけるＤ／Ａコンバータの出力を
示す。 第５図は谷童子化領域と関連のアイ品質電圧とＱＰＳＫ
データ信号状態を示す信号図である。 第６図は、アイ・ダイヤグラムの異なる部分をサンプリ
ングするとき、サンプリング・クロック上のディザ−が
アイ品質変化？どのように発生するかを示す。 第７図は、典型的動作例に対する第２図の復調基準位相
最適化装置の動作中そこに生じる信号を示す。 第８図は第２図の復調基準位相最適化装置の位相調節器
の概略図である。 （外５名） 手 続 補 正 書 昭和６２年２月ユ日 昭和６１年特許願第２６５４３３号 ２、発明の名称 復 調 器 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 名称 （７８３）レイセオン・カンパニー４、代 理
人 ６、補正の′Ｎ家 （別紙） 明細書の［特許請求の範囲１を次の様に補正する。 「（１）信号送信ステーションからの無線周波数の時間
多重化ＰＳＫ信号が複数の空間的に離間した受信ステー
ションの各々において受信され、送信される信号はデー
タを含む部分が後続するプリアンブル部分を有し、前記
受信ステージタンの各々が受信機を有し、その受信機の
各々が受信したＰＳＫ（ｆｆ号のプリアンブル及びデー
タ部分を復調し受信したＰＳＫ信号のプリアンブル部分
に同期させ得る改良された復調器を有する、通信システ
ムにおける復調器であって、 前記受信したＰＳＫ信号と実質上それと同じ周波数を有
する位相調節可能信号とを乗算することによって受信し
たＰＳＫ信号をベースバンドにブランコ−バートする復
調手段と、 前記ベースバンドＰＳＫ信号を調節可ｆ尼な間隔でサン
プリングするサンプリング手段と、前記ベースバンドＰ
ＳＫ信号に応答し、ベースバンドＰＳＫ信号の振幅と所
定の最適な振幅との相関度に比例する相関信号を発生す
る指示手段と、直交する第１及びｉ２ディザー・クロッ
ク・パルスを発生し、ｆｊＳ１ディザー・クロック・パ
ルスは前記復調手段に加えられ前記位相調節可能信号の
位相を所定量変化させベースバンドＱＰＳＫ信号の振幅
変化を発生し、第２ディザー・クロック・パルスは前記
サンプリング手段に加えられサンプリング間隔を所定量
変化させサンプリングされたベースバンドＱＰＳＫ信号
に振幅変化を生じさせる装置と、 前記相関信号と第１ディザ−・タロツク・パルスに応答
して復調手段に加えるためのｆ５１誤差信号を発生し、
相関信号の変化が第１ディザー・クロック・パルスに応
答して最小となるまで位相調節可能信号の位相を調節す
るｆ：ｔｒ１１訂正手段と、前記相関信号と第２ディザ
ー・クロック・パルスとに応答してサンプリング手段に
加えるための第２誤差信号を発生し、相関信号の変化が
第２ディザー・クロック・パルスに応答して最小となる
までサンプリング間隔を変化させる第２訂正手段から構
成される復調器。 （２）人力信号が入力ボートから出力ポートに通過する
とき、その位相を制御信号によって決定される酸だけシ
フトする移相器であって、人力ボートの入力信号に応答
し入力信号を２つの直交する信号に変成する位相分割手
段と、第１の中間制御信号及び前記直交する２つの信号
のうちの第１信号に応答してそれらの積を形成する第１
手段と、 第２の中間制御信号及び前記直交する２つの信号のうち
のｃｐＪ２信号に応答してそれらの積を形成する第２手
段と、 前記第１手段及び第２手段からの積を加算して出力ポー
トに供給する手段と、 第１の所定値から第３の中間制御信号を減算して前記第
１中間制御信号を発生する手段と、第４の中間制御信号
を第２の所定値に加えて前記第２中間制御ｉ信号を発生
する手段と、前記制御信号及びｔ５１所定値に応答して
それらの積を形成し前記第４中間制御信号を発生する第
１末算手段と、 前記制御信号及びｆ５２所定値に応答してそれらの積を
形成し前記第３中開制御信号を発生する第２末算手段と
、 から構成され、前記第１及び第２所定値がノミナル位相
シフトを決定し、入力信号が出力ポートに通過するとき
前記移相器がそのノミナル位相シフトを入力信号に与え
る、移相器。」 以 上
ステムの概略を示す。 第２図は復調器のブロック図である。 第３図は、第２図のタイミング再生回路のブロック図で
ある。 第４図は第２図に示されるアイ品質モニタの回路図であ
る。 第４Ａ図は、第４図のアイ品質モニタにおける受信デー
タ信号のディジタル化された値から共通の信号への変換
を示すエンコーダ変換表である。 第４Ｂ図は、共通信号の値の異なる組合せに対する第４
図のアイ品質モニタにおけるＤ／Ａコンバータの出力を
示す。 第５図は谷童子化領域と関連のアイ品質電圧とＱＰＳＫ
データ信号状態を示す信号図である。 第６図は、アイ・ダイヤグラムの異なる部分をサンプリ
ングするとき、サンプリング・クロック上のディザ−が
アイ品質変化？どのように発生するかを示す。 第７図は、典型的動作例に対する第２図の復調基準位相
最適化装置の動作中そこに生じる信号を示す。 第８図は第２図の復調基準位相最適化装置の位相調節器
の概略図である。 （外５名） 手 続 補 正 書 昭和６２年２月ユ日 昭和６１年特許願第２６５４３３号 ２、発明の名称 復 調 器 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 名称 （７８３）レイセオン・カンパニー４、代 理
人 ６、補正の′Ｎ家 （別紙） 明細書の［特許請求の範囲１を次の様に補正する。 「（１）信号送信ステーションからの無線周波数の時間
多重化ＰＳＫ信号が複数の空間的に離間した受信ステー
ションの各々において受信され、送信される信号はデー
タを含む部分が後続するプリアンブル部分を有し、前記
受信ステージタンの各々が受信機を有し、その受信機の
各々が受信したＰＳＫ（ｆｆ号のプリアンブル及びデー
タ部分を復調し受信したＰＳＫ信号のプリアンブル部分
に同期させ得る改良された復調器を有する、通信システ
ムにおける復調器であって、 前記受信したＰＳＫ信号と実質上それと同じ周波数を有
する位相調節可能信号とを乗算することによって受信し
たＰＳＫ信号をベースバンドにブランコ−バートする復
調手段と、 前記ベースバンドＰＳＫ信号を調節可ｆ尼な間隔でサン
プリングするサンプリング手段と、前記ベースバンドＰ
ＳＫ信号に応答し、ベースバンドＰＳＫ信号の振幅と所
定の最適な振幅との相関度に比例する相関信号を発生す
る指示手段と、直交する第１及びｉ２ディザー・クロッ
ク・パルスを発生し、ｆｊＳ１ディザー・クロック・パ
ルスは前記復調手段に加えられ前記位相調節可能信号の
位相を所定量変化させベースバンドＱＰＳＫ信号の振幅
変化を発生し、第２ディザー・クロック・パルスは前記
サンプリング手段に加えられサンプリング間隔を所定量
変化させサンプリングされたベースバンドＱＰＳＫ信号
に振幅変化を生じさせる装置と、 前記相関信号と第１ディザ−・タロツク・パルスに応答
して復調手段に加えるためのｆ５１誤差信号を発生し、
相関信号の変化が第１ディザー・クロック・パルスに応
答して最小となるまで位相調節可能信号の位相を調節す
るｆ：ｔｒ１１訂正手段と、前記相関信号と第２ディザ
ー・クロック・パルスとに応答してサンプリング手段に
加えるための第２誤差信号を発生し、相関信号の変化が
第２ディザー・クロック・パルスに応答して最小となる
までサンプリング間隔を変化させる第２訂正手段から構
成される復調器。 （２）人力信号が入力ボートから出力ポートに通過する
とき、その位相を制御信号によって決定される酸だけシ
フトする移相器であって、人力ボートの入力信号に応答
し入力信号を２つの直交する信号に変成する位相分割手
段と、第１の中間制御信号及び前記直交する２つの信号
のうちの第１信号に応答してそれらの積を形成する第１
手段と、 第２の中間制御信号及び前記直交する２つの信号のうち
のｃｐＪ２信号に応答してそれらの積を形成する第２手
段と、 前記第１手段及び第２手段からの積を加算して出力ポー
トに供給する手段と、 第１の所定値から第３の中間制御信号を減算して前記第
１中間制御信号を発生する手段と、第４の中間制御信号
を第２の所定値に加えて前記第２中間制御ｉ信号を発生
する手段と、前記制御信号及びｔ５１所定値に応答して
それらの積を形成し前記第４中間制御信号を発生する第
１末算手段と、 前記制御信号及びｆ５２所定値に応答してそれらの積を
形成し前記第３中開制御信号を発生する第２末算手段と
、 から構成され、前記第１及び第２所定値がノミナル位相
シフトを決定し、入力信号が出力ポートに通過するとき
前記移相器がそのノミナル位相シフトを入力信号に与え
る、移相器。」 以 上
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 信号送信ステーションからの無線周波数の時間多重化Ｐ
ＳＫ信号が複数の空間的に離間した受信ステーションの
各々において受信され、送信される信号はデータを含む
部分が後続するプリアンブル部分を有し、前記受信ステ
ーションの各々が受信機を有し、その受信機の各々が受
信したＰＳＫ信号のプリアンブル及びデータ部分を復調
し受信したＰＳＫ信号のプリアンブル部分に同期させ得
る改良された復調器を有する、通信システムにおける復
調器であって、 前記受信したＰＳＫ信号と実質上それと同じ周波数を有
する位相調節可能信号とを乗算することによって受信し
たＰＳＫ信号をベースバンドにダウンコンバートする復
調手段と、 前記ベースバンドＰＳＫ信号を調節可能な間隔でサンプ
リングするサンプリング手段と、 前記ベースバンドＰＳＫ信号に応答し、ベースバンドＰ
ＳＫ信号の振幅と所定の最適な振幅との相関度に比例す
る相関信号を発生する指示手段と、直交する第１及び第
２ディザー・クロック・パルスを発生し、第１ディザー
・クロック・パルスは前記復調手段に加えられ前記位相
調節可能信号の位相を所定量変化させベースバンドＱＰ
ＳＫ信号の振幅変化を発生し、第２ディザー・クロック
・パルスは前記サンプリング手段に加えられサンプリン
グ間隔を所定量変化させサンプリングされたベースバン
ドＱＰＳＫ信号に振幅変化を生じさせる装置と、 前記相関信号と第１ディザー・クロック・パルスに応答
して復調手段に加えるための第１誤差信号を発生し、相
関信号の変化が第１ディザー・クロック・パルスに応答
して最小となるまで位相調節可能信号の位相を調節する
第１訂正手段と、前記相関信号と第２ディザー・クロッ
ク・パルスとに応答してサンプリング手段に加えるため
の第２誤差信号を発生し、相関信号の変化が第２ディザ
ー・クロック・パルスに応答して最小となるまでサンプ
リング間隔を変化させる第２訂正手段と、 から構成される復調器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/796,342 US4773083A (en) | 1985-11-08 | 1985-11-08 | QPSK demodulator |
| US796342 | 1985-11-08 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62163441A true JPS62163441A (ja) | 1987-07-20 |
| JPH0795758B2 JPH0795758B2 (ja) | 1995-10-11 |
Family
ID=25167968
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61265433A Expired - Lifetime JPH0795758B2 (ja) | 1985-11-08 | 1986-11-07 | 復調器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4773083A (ja) |
| JP (1) | JPH0795758B2 (ja) |
| GB (1) | GB2183974B (ja) |
Families Citing this family (29)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2213026A (en) * | 1987-11-30 | 1989-08-02 | Plessey Co Plc | Control arrangement for a phase shift keying system |
| US4866449A (en) * | 1988-11-03 | 1989-09-12 | General Electric Company | Multichannel alignment system |
| GB9002786D0 (en) * | 1990-02-08 | 1990-04-04 | Marconi Co Ltd | Phase shifting circuit |
| FR2662890B1 (fr) * | 1990-05-29 | 1992-09-04 | Europ Agence Spatiale | Demodulateur numerique pour signal module par deplacement de phase a plusieurs etats. |
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| US5202901A (en) * | 1991-05-21 | 1993-04-13 | General Electric Company | Digital discriminator for pulse shaped π/4 shifted differentially encoded quadrature phase shift keying |
| US5438591A (en) * | 1991-07-31 | 1995-08-01 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Quadrature amplitude modulation type digital radio communication device and method for preventing abnormal synchronization in demodulation system |
| GB9117635D0 (en) * | 1991-08-15 | 1991-10-02 | British Telecomm | Phase shifter |
| JPH05211670A (ja) * | 1992-01-14 | 1993-08-20 | Nec Corp | 搬送波電力対雑音電力比検出回路 |
| JP2959286B2 (ja) * | 1992-07-02 | 1999-10-06 | 株式会社村田製作所 | Ｄｑｐｓｋ遅延検波回路 |
| JP2762852B2 (ja) * | 1992-07-30 | 1998-06-04 | 日本電気株式会社 | 周波数安定化回路 |
| FR2713855B1 (fr) * | 1993-12-15 | 1996-01-19 | Alcatel Telspace | Procédé de détection de décrochage de récupération de porteuse et de détermination du rapport EB/NO d'une liaison de transmission numérique et dispositif mettant en Óoeuvre ce procédé. |
| US5519625A (en) * | 1994-02-16 | 1996-05-21 | Hewlett-Packard Company | System for characterizing phase-modulated signals using a time interval analyzer |
| US5579352A (en) * | 1994-04-06 | 1996-11-26 | National Semiconductor Corporation | Simplified window de-skewing in a serial data receiver |
| US5425057A (en) * | 1994-04-25 | 1995-06-13 | Paff; Thomas M. | Phase demodulation method and apparatus using asynchronous sampling pulses |
| US5696796A (en) * | 1995-06-07 | 1997-12-09 | Comsat Corporation | Continuously variable if sampling method for digital data transmission |
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| JP3649878B2 (ja) * | 1997-10-20 | 2005-05-18 | 富士通株式会社 | デジタル無線通信装置の検波方法及びその回路 |
| US6418164B1 (en) * | 1999-01-14 | 2002-07-09 | Nxtwave Communications, Inc. | Adaptive equalizer with enhanced error quantization |
| JP2002354476A (ja) * | 2001-05-24 | 2002-12-06 | Pioneer Electronic Corp | 量子化単位設定装置及び量子化単位設定方法、符号化装置及び符号化方法並びに情報記録媒体及び量子化単位設定用プログラム |
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| DE102005043478A1 (de) * | 2005-09-13 | 2007-03-15 | Abb Patent Gmbh | Automatisierungstechnische Einrichtung |
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